JPH10107713A

JPH10107713A - 受信装置

Info

Publication number: JPH10107713A
Application number: JP8318224A
Authority: JP
Inventors: Kazumi Sato; 一美佐藤; Minoru Namekata; 稔行方
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-08-06
Filing date: 1996-11-28
Publication date: 1998-04-24

Abstract

(57)【要約】【課題】差動符号化変調信号へのレイリーフェージ
ングなどによる受信波形歪みの影響を緩和することがで
きる受信装置を提供する。【解決手段】各信号変換部４−１、４−２の振幅出力
は各振幅比算出部５−１、５−２に入力され、一定時間
前の振幅出力との比が算出される。各信号変換部４−
１、４−２の位相出力は位相差算出部６−１、６−２に
入力され、一定時間前の位相出力との差が算出される。
受信部３−１、３−２のそれぞれの振幅比出力は振幅比
合成部７に入力され、加重値制御部９で制御された加重
値で加重合成される。振幅比合成部７の出力はＤＡＳＫ
復調部１０によってディジタルデータ系列に変換され
る。受信部３−１、３−２のそれぞれの位相差出力は位
相差合成部８に入力され、加重値制御部９で算出された
加重値で加重合成される。位相差合成部８の出力はＤＰ
ＳＫ復調部１１によってディジタルデータ系列に変換さ
れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、差動符号化変調方
式で信号を伝送する無線通信システムにおいて、波形の
歪みの影響を緩和するダイバーシチ受信に関するもので
あり、特に極座表系の復調処理を行う受信装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】無線通信システムでは、レイリーフェー
ジングなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形の歪みが
生じる。このような伝搬環境では、等化器等による波形
整形や、伝搬歪みに強い変調方式の適用など、信号波形
の歪みを緩和する対策が必要となる。その中でも、送信
信号の位相差に情報を載せる差動符号化位相変調（以
下、ＤＰＳＫ）方式は、移動無線通信システムでよく用
いられる。

【０００３】ＤＰＳＫ方式では、２つの異なる時刻に送
信する送信信号の位相差を検出することによって元のデ
ィジタルデータ系列を復調できるため、送信信号の位相
を正確に受信する必要は無い。従ってＤＰＳＫ方式で
は、受信信号に対してキャリア再生を行う同期検波をす
る必要が無く、一定時間前の信号との位相差を検出する
遅延検波を行えば良い。遅延検波で復調すると、同期検
波した場合に比べて復調されたディジタルデータ系列の
ビット誤り率特性は落ちるが、遅延検波では、移動受信
環境で困難なキャリア再生を必要としないので、受信機
の回路構成は簡単になる。しかも信号波形の歪みの周期
よりも、位相差情報を提供する２つの信号の送信時刻差
が十分に短ければ、この２信号の相関が大きくなるた
め、位相歪みの影響が無視できる。

【０００４】近年、データや画像信号、ディジタル放送
などの大容量の情報を無線で伝送することが必要となっ
ている。ＤＰＳＫ信号で広帯域伝送を試みると、すべて
の信号点の振幅が等しいため、多値化の結果、複素数平
面上で隣接する信号点間のユークリッド距離が短くな
り、極めて受信特性が劣化してしまう。一般的には８Ｄ
ＰＳＫが限界と言われる。信号の振幅を大きくすると、
信号点間のユークリッド距離は大きくなるが、大量の電
力を必要としてしまう。

【０００５】そこで、送信電力を大幅に増加させること
なく、広帯域伝送を図るため、振幅比による差動符号化
変調方式（以下、ＤＡＳＫ方式）と、上述したＤＰＳＫ
方式とを組み合わせたＤＡＰＳＫ方式を無線通信システ
ムの変調方式として用いることが検討されている。ＤＡ
ＰＳＫ方式を採用した送信機では、振幅比と位相差に情
報を載せ、受信機では、受信信号に対してＤＡＳＫ復調
とＤＰＳＫ復調を別々に行い、データを再生する。ＤＡ
ＰＳＫ方式を用いると、伝送速度が等しいＤＰＳＫ方式
より平均送信電力を小さくすることができる。

【０００６】しかしながら、レイリーフェージングに代
表される移動受信環境などの劣悪な環境下では、上述し
た従来のＤＡＰＳＫ受信機でも符号誤り率特性は大きく
劣化してしまうという問題がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる課題
に対処するもので、レイリーフェージングなどの信号波
形の歪みによる誤り率特性の劣化を緩和することができ
る受信装置を提供することを目的とする。

【０００８】具体的には本発明は、差動符号化振幅変調
あるいは差動符号化位相変調に対するダイバーシチ受信
をより効果的に行うことができる受信装置を提供するこ
とを目的とする。

【０００９】また本発明は、差動符号化位相変調と差動
符号化振幅変調を組み合わせた変調方式においてダイバ
ーシチ受信をより効果的に行うことができる受信装置を
提供することを目的とする。

【００１０】さらに本発明は、上記の目的をより簡単な
構成で実現することができる受信装置を提供することに
ある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の本発明の受信装置は、複数のブラン
チ出力を得るダイバーシチ受信手段と、前記各ブランチ
出力の振幅と位相を得る信号変換手段と、前記得られた
振幅と位相に基づき前記各ブランチ出力の前後の振幅比
と位相差を算出する算出手段と、前記算出された各振幅
比と各位相差を、少なくとも一方については重み付けし
て、それぞれ合成する合成手段と、前記合成手段による
合成結果に基づき復調信号を得る復調手段とを具備す
る。

【００１２】複数のブランチ出力を得るためのブランチ
構成法としては、空間ダイバーシチが典型的である。し
かし、偏波、角度等を利用するダイバーシチであっても
よい。ブランチ出力の数は、２以上であればよい。例え
ば、２以上のアンテナ等を設けることで、ダイバーシチ
受信手段を構成することができる。

【００１３】信号変換手段は、例えば極座標変換して各
ブランチ出力の振幅と位相を得る。算出手段は、例えば
位相差については、ブランチ出力を遅延する遅延器と、
この遅延器出力とブランチ出力とを掛け合わせる乗算器
とを有する位相差算出部を各ブランチ毎に設けて構成さ
れる。そして、この算出手段では、例えば現在のシンボ
ルの信号と１つ前のシンボルの共役信号とを掛け合わせ
る。しかし、２つ以上前のシンボルの信号と掛け合わせ
ることも可能である。

【００１４】算出手段は、例えば振幅比については、ブ
ランチ出力を遅延する遅延器と、ブランチ出力を遅延器
出力で除算する除算器とを有する振幅比算出部を各ブラ
ンチ毎に設けて構成される。例えば現在のシンボルの信
号を１つ前のシンボルの信号で除算する。しかし、２つ
以上前のシンボルの信号で除算することも可能である。
合成の際の重み付けは、例えば各ブランチ間の入力信
号の信号対雑音比または入力信号の電力比に基づき行う
ことができる。重み付けを行うための基準信号は、例え
ば各ブランチ出力を直接用いてもよい。しかし、各算出
手段の出力を用いてもよい。その場合、例えば算出手段
が上述したように遅延器を有するときには、位相差ある
いは振幅比に関する各遅延器出力を重み付けを行うため
の基準信号とすることができる。

【００１５】復調手段は、例えばＤＡＰＳＫ方式の復調
を行う。

【００１６】本発明では、各振幅比と各位相差を、少な
くとも一方については重み付けて合成し、それを復調す
ることで、差動符号化変調に対するダイバーシチ受信を
より効果的に行うことが可能となる。これにより、レイ
リーフェージングなどの信号波形の歪みによる誤り率特
性の劣化を緩和することができる。

【００１７】請求項２記載の本発明の受信装置は、振幅
比及び位相差により情報が載せられた送信信号を受信し
て復調する受信装置において、前記送信信号を受信する
複数のアンテナと、前記各アンテナで受信した受信信号
を極座標変換して各受信信号の振幅と位相を得る信号変
換手段と、前記得られた受信信号の振幅に基づき、前記
各アンテナで第１の時間に受信した信号と第２の時間に
受信した信号との振幅比をそれぞれ算出する振幅比算出
手段と、前記得られた受信信号の位相に基づき、前記各
アンテナで第１の時間に受信した信号と第２の時間に受
信した信号との位相差をそれぞれ算出する位相差算出手
段と、前記算出された各振幅比を重み付けて合成する第
１の合成手段と、前記算出された各位相差を重み付けて
合成する第２の合成手段と、前記第１及び第２の合成手
段による合成結果に基づき復調信号を得る復調手段とを
具備する。

【００１８】本発明では、位相差算出手段により算出さ
れた各位相差及び振幅比算出手段により算出された各振
幅比を重み付けして合成している。この結果、差動符号
化位相変調と差動符号化振幅変調を組み合わせた変調方
式においてダイバーシチ受信をより効果的に行うことが
できる。これにより、レイリーフェージングなどの信号
波形の歪みによる誤り率特性の劣化を緩和することがで
きる。

【００１９】請求項３記載の本発明の受信装置は、振幅
比及び位相差により情報が載せられた送信信号を受信し
て復調する受信装置において、前記送信信号を受信する
複数のアンテナと、前記各アンテナで受信した受信信号
を極座標変換して各受信信号の振幅と位相を得る信号変
換手段と、第１の時間に得られた各受信信号の振幅と第
１の時間より遅延する第２の時間に得られた各受信信号
の振幅とをそれぞれ乗算し、各乗算結果の総量を算出す
る第１の算出手段と、前記第２の時間に得られた各受信
信号の電力を算出する第２の算出手段と、前記第１の算
出手段により得られた各乗算結果の総量を前記第２の算
出手段により得られた電力の総量で除算する第３の算出
手段と、前記得られた受信信号の位相に基づき、前記各
アンテナ毎に前記第１の時間の受信信号と前記第２の時
間の受信信号との位相差を算出する第４の算出手段と、
前記算出された各位相差を重み付けて合成する第５の算
出手段と、前記第３の算出手段による除算結果及び前記
第５の算出手段により算出された合成結果に基づき復調
信号を得る復調手段とを具備する。

【００２０】例えば上述した請求項２記載に係る発明で
は、例えば各振幅比の算出にはそれぞれ除算器が必要に
なる。除算器は、一般的に回路構成を複雑にする。請求
項３記載の発明では、全体の演算処理において除算が１
回で済むように構成し、構成の簡略化を図っている。そ
して、この発明では、請求項２記載に係る発明と同様
に、位相差算出手段により算出された各位相差及び振幅
比算出手段により算出された各振幅比を重み付けして合
成しているので、差動符号化位相変調と差動符号化振幅
変調を組み合わせた変調方式においてダイバーシチ受信
をより効果的にかつ簡単な構成で行うことができる。

【００２１】請求項４記載の本発明の受信装置は、請求
項３記載の受信装置において、前記第５の算出手段が、
前記第４の算出手段により算出された各位相差と対応す
る前記第２の算出手段により得られた電力とを乗算する
第６の算出手段と、前記第６の算出手段で得られた各乗
算結果の総量を算出する第７の算出手段と、前記第７の
算出手段により算出された乗算結果の総量を前記第２の
算出手段により算出された電力の総量で除算する第８の
算出手段とを具備する。

【００２２】本発明では、位相差についての合成手段を
より簡単な回路構成とすることができる。

【００２３】請求項５記載の本発明の受信装置は、振幅
比及び位相差により情報が載せられた送信信号を受信し
て復調する受信装置において、前記送信信号を受信する
複数のアンテナと、前記各アンテナで受信した受信信号
を極座標変換して各受信信号の振幅と位相を得る信号変
換手段と、第１の時間に得られた各受信信号の振幅と第
１の時間より遅延する第２の時間に得られた各受信信号
の振幅とをそれぞれ乗算し、各乗算結果の総量を算出す
る第１の算出手段と、前記第１の時間に得られた各受信
信号の電力を算出する第９の算出手段と、前記第９の算
出手段により得られた電力の総量を前記第１の算出手段
により得られた各乗算結果の総量で除算する第１０の算
出手段と、前記得られた受信信号の位相に基づき、前記
各アンテナ毎に前記第１の時間の受信信号と前記第２の
時間の受信信号との位相差を算出する第４の算出手段
と、前記算出された各位相差を重み付けて合成する第５
の算出手段と、前記第１０の算出手段による除算結果及
び前記第５の算出手段により算出された合成結果に基づ
き復調信号を得る復調手段とを具備する。

【００２４】この発明では、請求項３記載の発明と同様
に、全体の演算処理において除算が一回で済むように受
信機を構成し、構成の簡略化を図っている。そして請求
項２記載の発明と同様に、位相差算出手段により算出さ
れた各位相差及び振幅比算出手段により算出された各振
幅比を重み付けして合成しているので、差動符号化位相
変調と差動符号化振幅変調を組み合わせた変調方式にお
いてダイバーシチ受信をより効果的かつ簡単な構成で行
うことができる。

【００２５】請求項６記載の本発明の受信装置は、請求
項５記載の受信装置において、前記第５の算出手段が、
前記第４の算出手段により算出された各位相差と対応す
る前記第９の算出手段により得られた電力とを乗算する
第１１の算出手段と、前記第１１の算出手段で得られた
各乗算結果の総量を算出する第１２の算出手段と、前記
第１２の算出手段により算出された乗算結果の総量を前
記第９の算出手段により算出された電力の総量で除算す
る第１３の算出手段とを具備する。

【００２６】本発明により、位相差についてのダイバー
シチ合成をより効果的に行うことができる。

【００２７】以上請求項１〜６記載の本発明の受信機
は、例えばＤＳＰによって実現可能である。しかし、い
わゆるソフトウェア的にもハードウェア的にも実現する
ことが可能である。勿論これらを組み合わせてもよい。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施形態に係る
ＤＡＰＳＫダイバーシチ受信機の構成を示す図である。
ここでは、２本のアンテナ２−１、２−２で同時に差動
符号化変調された信号を受信する場合のダイバーシチ受
信機の構成を示している。しかし、３本以上のアンテナ
でダイバーシチ受信を行うように構成することも可能で
ある。２本のアンテナ２−１、２−２は、ディジタルデ
ータ系列により差動符号化変調された信号を同時に受信
し、ブランチ出力としての受信信号はアンテナ２−１、
２−２にそれぞれ接続する受信部３−１、３−２に入力
される。

【００２９】各受信部３−１、３−２は、入力信号を極
座標変換することによって振幅と位相を算出する信号変
換部４−１、４−２と、信号変換部４−１、４−２の振
幅出力を入力信号とする振幅比算出部５−１、５−２
と、信号変換部４−１、４−２の位相出力を入力信号と
する位相差算出部６−１、６−２とでそれぞれ構成され
る。

【００３０】受信部３−１の入力信号は信号変換部４−
１に入力され、入力信号の振幅（｜ｒ₁｜）と位相差
（θ₁）が出力される。信号変換部４−１の振幅出力は
振幅比算出部５−１に入力され、一定時間前、例えば１
シンボル前の振幅出力との比が算出される。信号変換部
４−１の位相出力は位相差算出部６−１に入力され、一
定時間前、例えば１シンボル前の位相出力との差が算出
される。同様に受信部３−２においても、受信部３−２
の入力信号は信号変換部４−２に入力され、入力信号の
振幅（｜ｒ₂｜）と位相差（θ₂）と位相差が出力され
る。信号変換部４−２の振幅出力は振幅比算出部５−２
に入力され、一定時間前、例えば１シンボル前の振幅出
力との比が算出される。信号変換部４−２の位相出力は
位相差算出部６−２に入力され、一定時間前、例えば１
シンボル前の位相出力との差が算出される。

【００３１】受信部３−１、３−２のそれぞれの振幅比
出力は振幅比合成部７に入力され、加重値制御部９で制
御された加重値で加重合成される。振幅比合成部７の出
力はＤＡＳＫ復調部１０によってディジタルデータ系列
に変換される。

【００３２】受信部３−１、３−２のそれぞれの位相差
出力は位相差合成部８に入力され、加重値制御部９で算
出された加重値で加重合成される。位相差合成部８の出
力はＤＰＳＫ復調部１１によってディジタルデータ系列
に変換される。

【００３３】図２に振幅比算出部５の構成例を示す。振
幅比算出部５の入力信号は、一定時間信号を遅延させる
遅延部１２に入力される。除算器１３は遅延部１２の入
力信号を遅延部１２の出力信号で除算し、除算結果を出
力する。

【００３４】図３に位相差算出部６の構成例を示す。位
相差算出部６の入力信号は遅延部１４で一定時間遅延
し、減算器１５は遅延部１４の入力信号と遅延部１４の
出力信号との減算を行い、減算結果を出力する。

【００３５】図４に加重値制御部９の構成例を示す。加
重値制御部９は、信号測定部１６と、加重値算出部１７
とで構成されている。信号測定部１６は、各受信部から
の入力信号の振幅もしくは電力もしくは信号対雑音比を
それぞれ測定し、加重値算出部１７は信号測定部１６の
測定結果を基準にして、各受信部から出力される振幅比
合成部７と位相差合成部８への入力信号に対する加重値
を算出し、出力する。振幅比合成部７への加重値と位相
差合成部８への加重値は等しくても異なっていてもどち
らでも構わない。加重値算出部１７が出力する加重値
は、信号測定部１６で測定した値が大きい受信部からの
出力に対して１、その他の受信部からの出力に対して０
にしても良いし、信号測定部１６の測定結果に比例した
値などにしても良い。

【００３６】図５に各受信部の入力信号を加重値制御部
の入力信号とするダイバーシチ受信機の構成例を示す。
この例では、受信部３−１、３−２の入力信号は加重値
制御部９に入力される。加重値制御部９は、入力信号の
電力もしくは信号対雑音比を測定し、測定結果を基準に
して加重値を算出する。

【００３７】図６に各受信部の振幅出力信号を加重値制
御部９の入力信号とするダイバーシチ受信機の構成例を
示す。この例では、受信部３−１、３−２の振幅出力信
号は加重値制御部９に入力される。加重値制御部９は、
入力信号もしくは入力信号の自乗を測定し、測定結果を
基準にして加重値を算出する。

【００３８】次に、本発明の他の実施形態を説明する。

【００３９】図７、図８は他の実施形態に係るダイバー
シチ受信機の構成例であり、一定時間前の信号を加重制
御信号として用いている。図５及び図６に示した受信機
では、受信部の入力信号もしくは出力信号を加重値制御
部の入力信号としていたが、一定時間前の受信部の入力
信号もしくは出力信号を加重値制御部の入力信号として
用いると、ダイバーシチ受信機の回路構成が簡単になる
場合がある。

【００４０】ここで、Ｎ個の受信部を有するダイバーシ
チ受信機において、時刻ｋ、受信部ｍの入力信号をｒ
_k,mとすると、受信部ｍにおける時刻ｋとｋ−１の信号
の振幅比は、｜ｒ_k,m｜／｜ｒ_k-1,m｜となる。分子と分母にそれぞれ｜ｒ_k-1,m｜を掛ける
と、｜ｒ_k,m｜｜ｒ_k-1,m｜／｜ｒ² _k-1,m｜となる。

【００４１】｜ｒ_k,m-1｜²は一時刻前の電力である。
すなわち、｜ｒ_k,m-1｜²は受信部ｍの入力信号の一時
刻前の振幅比出力の自乗と等価である。受信部ｍの振幅
比算出部に対する加重値をα_ｍとすると、合成部の出力
信号は、

【数１】と表される。このとき、重みα_ｍの大きさを時刻ｋ−１
の各受信部の電力比を基準に

【数２】とすると、式（１）は、次のように表される。

【００４２】

【数３】また、受信部ｍにおける時刻ｋと時刻ｋ−１の信号の振
幅比｜ｒ_k,m｜／｜ｒ_k-1,m｜の分子と分母にそれぞれ
｜ｒ_k,m｜を掛けると、｜ｒ_k,m｜²／｜ｒ_k,m｜｜ｒ_k-1,m｜となる。

【００４３】｜ｒ_k,m｜²は、受信部ｍの入力信号の振
幅比出力の自乗と等価である。

【００４４】この場合、受信部ｍの振幅比算出部に対す
る加重値をα_ｍとすると、合成部の出力信号は、

【数４】と表される。このとき、重みα_ｍの大きさを、

【数５】とすると、式（４）は、次のように表される。

【００４５】

【数６】このように式（２）または式（５）のように加重値を定
めると、ダイバーシチ受信機の回路構成が簡単になる。

【００４６】図７、図８は、振幅比算出部を用いずにＤ
ＡＳＫ復調、ＤＰＳＫ復調のどちらも行えるダイバーシ
チ受信機を示している。

【００４７】アンテナ２−１、２−２で受信した受信信
号は、受信部３−１、３−２にそれぞれ入力される。

【００４８】図７では、受信部３−１は入力信号を信号
変換部４−１で極座標変換し、振幅と位相を出力する。
信号変換部４−１の位相出力は位相差算出部６−１に入
力され、位相差算出部６−１では、信号変換部４−１の
位相出力信号と、信号変換部４−１の一定時間前の位相
出力との差を算出し、出力する。信号変換部４−１の振
幅出力は遅延部１８−１で一定時間遅延し、乗算器２０
−１で遅延部１８−１の入力信号との乗算が行われる。
遅延部１８−１の出力は自乗算出器１９−１で自乗され
る。乗算器２１−１は、自乗算出部１９−１の出力と位
相差算出器６−１との乗算を行う。

【００４９】受信部３−２でも同様に、信号変換部４−
２は入力信号を極座標変換し、入力信号の振幅と位相を
出力する。信号変換部４−２の位相出力は位相差算出部
６−２に入力され、位相差算出部６−２では、信号変換
部４−２の位相出力信号と、信号変換部４−２の一定時
間前の位相出力との差を算出し、出力する。信号変換部
４−２の振幅出力は遅延部１８−２で一定時間遅延し、
乗算器２０−２で遅延部１８−２の入力信号との乗算が
行われる。遅延部１８−２の出力は自乗算出器１９−２
で自乗される。乗算器２１−２は、自乗算出部１９−２
の出力と位相差算出器６−２との乗算を行う。

【００５０】それぞれの受信部の自乗算出器１９−１、
１９−２の出力は加算器２２−２で合成され、乗算器２
０−１、２０−２の出力は加算器２２−１で合成され、
乗算器２１−１、２１−２の出力は加算器２２−３で合
成される。除算器２３−１は、加算器２２−１の出力を
加算器２２−２の出力で除算し、結果を出力する。除算
器２３−１の出力は、一定時間前の受信信号電力比で加
重合成した振幅比と等価である。除算器２３−２は、加
算器２２−３の出力を加算器２２−２の出力で除算を行
い、結果を出力する。除算器２３−２の出力は、一定時
間前の受信信号電力比で加重合成された位相差である。

【００５１】除算器２３−１、２３−２の出力はそれぞ
れＤＡＳＫ復調部１０、ＤＰＳＫ復調部１１でディジタ
ルデータ系列に変換される。

【００５２】なお、図７のダイバーシチ受信機の構成例
では、信号変換部４−１、４−２の一定時間前の振幅出
力の自乗値を加算器２２−２の入力信号としているが、
一定時間遅延させる前の信号、すなわち遅延部１８−
１、１８−２の入力信号の自乗値を加算器２２−２の入
力信号としても構わない。

【００５３】図８では、受信部３−１は入力信号を信号
変換部４−１で極座標変換し、振幅と位相を出力する。
信号変換部４−１の位相出力は位相差算出部６−１に入
力され、位相差算出部６−１では、信号変換部４−１の
位相出力信号と、信号変換部４−１の一定時間前の位相
出力との差を算出し、出力する。信号変換部４−１の振
幅出力は遅延部１８−１で一定時間遅延し、乗算器２０
−１で遅延部１８−１の入力信号との乗算が行われる。
信号変換部４−１の振幅出力は自乗算出器１９−１で自
乗される。乗算器２１−１は、自乗算出部１９−１の出
力と位相差算出器６−１との乗算を行う。

【００５４】受信部３−２でも同様に、信号変換部４−
２は入力信号を極座標変換し、入力信号の振幅と位相を
出力する。信号変換部４−２の位相出力は位相差算出部
６−２に入力され、位相差算出部６−２では、信号変換
部４−２の位相出力信号と、信号変換部４−２の一定時
間前の位相出力との差を算出し、出力する。信号変換部
４−２の振幅出力は遅延部１８−２で一定時間遅延し、
乗算器２０−２で遅延部１８−２の入力信号との乗算が
行われる。信号変換部４−１の振幅出力は自乗算出器１
９−２で自乗される。乗算器２１−２は、自乗算出部１
９−２の出力と位相差算出器６−２との乗算を行う。

【００５５】それぞれの受信部の自乗算出器１９−１、
１９−２の出力は加算器２２−２で合成され、乗算器２
０−１、２０−２の出力は加算器２２−１で合成され、
乗算器２１−１、２１−２の出力は加算器２２−３で合
成される。除算器２３−１は、加算器２２−２の出力を
加算器２２−１の出力で除算し、結果を出力する。除算
器２３−１の出力は、受信信号電力比で加重合成した振
幅比と等価である。除算器２３−２は、加算器２２−３
の出力を加算器２２−２の出力で除算を行い、結果を出
力する。除算器２３−２の出力は、受信信号電力比で加
重合成された位相差である。

【００５６】除算器２３−１、２３−２の出力はそれぞ
れＤＡＳＫ復調部１０、ＤＰＳＫ復調部１１でディジタ
ルデータ系列に変換される。

【００５７】なお、図８のダイバーシチ受信機の構成例
では、信号変換部４−１、４−２の振幅出力の自乗値を
加算器２２−２の入力信号としているが、一定時間前の
振幅出力の自乗値、すなわち遅延部１８−１、１８−２
の出力信号の自乗値を加算器２２−２の入力信号として
も構わない。

【００５８】従って、これらの受信機では、振幅につい
て１つの除算器を用いればよく、回路構成が簡略化され
る。何故ならば、除算器は他の演算器に比べ回路構成を
複雑にするものだからである。

【００５９】また、位相差を合成する場合は、各受信部
３−１、３−２の信号変換部４−１、４−２の位相信号
の差がπ［ｒａｄ］以上となるときに特別な処理を必要
とする。何故なら、位相差は［−π，π）に縮退してお
り、不連続点が存在するためである。ダイバーシチ受信
機の受信部３−１、３−２の信号変換部４−１、４−２
の位相差出力をΔθ₁［ｒａｄ］、Δθ₂［ｒａｄ］と
する。位相差出力が［−π，π）にある場合、−πとπ
で位相が不連続となる。図９（ａ）のように位相差出力
の合成値Δθは、位相差出力Δθ₁［ｒａｄ］とΔθ₂
［ｒａｄ］のベクトルで形成される鋭角の間に存在しな
ければならないが、図９（ａ）のように｜Δθ₁−Δθ
₂｜≧πとなるとき、合成した位相差信号α₁Δθ₁＋
α₂Δθ₂は、Δθ₁とΔθ₂のベクトルで形成される
鈍角の間に存在してしまう。そこで、まず図９（ｂ）の
ようにΔθ₁、Δθ₂をπ回転させ、Δθ´₁、Δθ´
₂とした上でα₁Δθ´₁＋α₂Δθ´₂を得る。そし
て図９（ｃ）のようにα₁Δθ´₁＋α₂Δθ´₂をπ
回転させると、実際の位相差信号Δθが得られる。この
ように、各受信部３−１、３−２の信号変換部４−１、
４−２の位相差出力の合成処理は、複素乗算出力を合成
する場合に比べて煩雑となる。

【００６０】次に、本発明の受信装置の応用例を説明す
る。

【００６１】地上ディジタル放送の伝送方式として、直
交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ）を用いること
が検討されている。ＯＦＤΜ信号によって限られた帯域
で高精細な動画像信号を伝送するためには、ＯＦＤΜ信
号の各サブキャリアの伝送速度を上げる必要があり、１
６種類の伝送シンボルを有する１６ＤＡＰＳＫを変調方
式として用いることが検討されている。

【００６２】図１０はＯＦＤＭのサブキャリア信号毎
に、時間軸方向の差動符号化変調ＯＦＤΜ信号を復調す
るダイバーシチ受信機に本発明の受信装置を適用した例
である。アンテナ２−１、２−２で受信した信号は、
それぞれガードタイム除去部２４−１、２４−２でガー
ドタイムを除去され、高速フーリエ変換（以下、ＦＦ
Ｔ）部２５−１、２５−２で周波数スペクトル信号に変
換される。ＯＦＤΜ信号において、隣合うサブキャリア
間でＤＡＰＳΚ変調が行われると、ＦＦＴ部２５−１、
２５−２からそれぞれ出力される並列の周波数スペクト
ル信号は、並列／直列変換器２６−１、２６−２によっ
て直列信号に変換される。それぞれの並列／直列変換器
２６−１、２６−２の出力は、本発明に係るダイバーシ
チ受信機２７の入力信号となり、元のディジタルデータ
系列が復調される。本発明に係るダイバーシチ受信機２
７としては、例えば図１、図５〜図８に示した受信機が
ある。

【００６３】図１１はＯＦＤΜのサブキャリア信号毎
に、時間軸方向の差動符号化変調ＯＦＤΜ信号を復調す
るダイバーシチ受信機に本発明を適用した例である。

【００６４】アンテナ２−１、２−２の出力は、ガード
タイム除去部２４−１、２４−２でガードタイムを除去
された後、ＦＦＴ部２５−１、２５−２で周波数スペク
トル信号に変換される。そしてそれぞれのＦＦＴ部２５
−１、２５−２から出力する同じ周波数スペクトル信号
が同一のダイバーシチ受信機に入力される。図１１のΟ
ＦＤＭ信号用ダイバーシチ受信機では、それぞれの周波
数の信号に対してダイバーシチ受信機２７−１〜２７−
Μが割り当てられると、ＯＦＤＭ信号のダイバーシチ受
信が可能となる。ただし、各ダイバーシチ受信機に含ま
れる遅延部の遅延量は、ＯＦＤＭシンボル長に等しくな
る。

【００６５】図１１に示したＯＦＤＭダイバーシチ受信
機は、複数のダイバーシチ受信機を必要とするため、Ｆ
ＦＴ部の出力数が増加すると、この回路構成は現実的で
はない。図１２に１つのダイバーシチ受信機で差動符号
化変調ＯＦＤΜ信号を復調できるＯＦＤΜダイバーシチ
受信機の構成例を示す。

【００６６】各アンテナ２−１、２−２の出力は、ガー
ドタイム除去部２４−１、２４−２でガードタイムを除
去された後、ＦＦＴ部２５−１、２５−２で周波数スペ
クトル信号に変換される。ＦＦＴ部２５−１、２５−２
の出力は、並列／直列変換器２６−１、２６−２でそれ
ぞれ直列信号に変換され、各並列／直列変換器２６−
１、２６−２の出力はダイバーシチ受信機２７の入力信
号となり、ディジタルデータ系列に復調される。ただ
し、直列変換した信号の前後の信号間には相関は無く、
ＯＦＤΜ信号長だけ離れた信号どうしが差動符号化変調
されているため、ダイバーシチ受信機２７内の遅延部の
遅延量は、ＯＦＤＭ信号長に等しくなる。

【００６７】図１３は、縦軸をビット誤り率、横軸をビ
ットあたりの信号エネルギー対雑音エネルギー比とし
て、各サブキャリアを時間軸方向に１６ＤＡＰＳＫ変調
したＯＦＤΜ信号の移動受信特性のシミュレーション結
果である。

【００６８】１６ＤＡＰＳＫ変調は、２値の振幅レベル
を有するＤＡＳＫ変調と 8値の位相レベルを有するＤＰ
ＳＫ変調を組み合わせた変調方式である。シミュレーシ
ョンで用いたパラメータ値は、アンテナ数２、ＦＦＴポ
イント数8192、ＯＦＤＭの有効シンボル長 1ｍｓ、ガー
ドタイム0.25ｍｓ、キャリア周波数 300ΜＨｚ、レイリ
ーフェジングのドップラー周波数ｆｄは30Ｈｚ、遅延波
は１波で遅延時間τは100μｓ、所望波電力対干渉波電
力Ｄ／Ｕは 0ｄＢとした。

【００６９】ダイバーシチ無しの場合と、各受信部の振
幅比出力及び位相差出力を選択または合成するダイバー
シチ受信を行う場合についてシミュレーションを行い、
振幅比出力と位相差出力のそれぞれについて、受信信号
電力の電力が大きい方の受信部の出力のみを用いて復調
を行う選択ダイバーシチ受信と、図７に示すような受信
信号電力の電力に比例する加重値を各受信部の出力に乗
じて合成する合成ダイバーシチ受信と、各受信部の出力
を単純合成する等利得合成ダイバーシチ受信を行った場
合のビット誤り率を求めた。

【００７０】図１３において、はダイバーシチ無しの
場合、は位相差等利得ダイバーシチ・振幅比選択ダイ
バーシチの場合、は位相差等利得ダイバーシチ・振幅
比等利得合成ダイバーシチの場合、は位相差等利得ダ
イバーシチ・振幅比比例合成ダイバーシチの場合、は
位相差選択ダイバーシチ・振幅比選択ダイバーシチの場
合、は位相差選択ダイバーシチ・振幅比等利得合成ダ
イバーシチの場合、は位相差選択ダイバーシチ・振幅
比比例合成ダイバーシチの場合、は位相差比例合成ダ
イバーシチ・振幅比選択ダイバーシチの場合、は位相
差比例合成ダイバーシチ・振幅比等利得合成ダイバーシ
チの場合、（丸10）は位相差比例合成ダイバーシチ・振
幅比比例合成ダイバーシチの場合を示している。

【００７１】その結果図１３に示すように、各受信部の
振幅比出力もしくは位相差出力に対し、選択、等利得、
合成のどのダイバーシチ方式も移動受信環境で特性改善
が期待できるが、特に受信電力比を基準にして振幅比出
力及び位相差出力の加重合成を行う合成ダイバーシチ方
式は、 1％程度の誤り率が得られ、非常に有効であるこ
とが分かる。

【００７２】

【発明の効果】以上詳細に説明した通り、複数のブラン
チ出力を得るダイバーシチ受信手段と、前記各ブランチ
出力の振幅と位相を得る信号変換手段と、前記得られた
振幅と位相に基づき前記各ブランチ出力の前後の振幅比
と位相差を算出する算出手段と、前記算出された各振幅
比と各位相差を、少なくとも一方については重み付けし
て、それぞれ合成する合成手段と、前記合成手段による
合成結果に基づき復調信号を得る復調手段とを具備する
ことにより、差動符号化変調に対するダイバーシチ受信
をより効果的に行うことが可能となり、レイリーフェー
ジングなどの信号波形の歪みによる誤り率特性の劣化を
緩和することができる。

【００７３】また、振幅比及び位相差により情報が載せ
られた送信信号を受信して復調する受信装置において、
前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各アン
テナで受信した受信信号を極座標変換して各受信信号の
振幅と位相を得る信号変換手段と、前記得られた受信信
号の振幅に基づき、前記各アンテナで第１の時間に受信
した信号と第２の時間に受信した信号との振幅比をそれ
ぞれ算出する振幅比算出手段と、前記得られた受信信号
の位相に基づき、前記各アンテナで第１の時間に受信し
た信号と第２の時間に受信した信号との位相差をそれぞ
れ算出する位相差算出手段と、前記算出された各振幅比
を重み付けて合成する第１の合成手段と、前記算出され
た各位相差を重み付けて合成する第２の合成手段と、前
記第１及び第２の合成手段による合成結果に基づき復調
信号を得る復調手段とを具備することにより、差動符号
化位相変調と差動符号化振幅変調を組み合わせた変調方
式においてダイバーシチ受信をより効果的に行うことが
でき、レイリーフェージングなどの信号波形の歪みによ
る誤り率特性の劣化を緩和することができる。

【００７４】さらに、振幅比及び位相差により情報が載
せられた送信信号を受信して復調する受信装置におい
て、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各
アンテナで受信した受信信号を極座標変換して各受信信
号の振幅と位相を得る信号変換手段と、第１の時間に得
られた各受信信号の振幅と第１の時間より遅延する第２
の時間に得られた各受信信号の振幅とをそれぞれ乗算
し、各乗算結果の総量を算出する第１の算出手段と、前
記第２の時間に得られた各受信信号の電力を算出する第
２の算出手段と、前記第１の算出手段により得られた各
乗算結果の総量を前記第２の算出手段により得られた電
力の総量で除算する第３の算出手段と、前記得られた受
信信号の位相に基づき、前記各アンテナ毎に前記第１の
時間の受信信号と前記第２の時間の受信信号との位相差
を算出する第４の算出手段と、前記算出された各位相差
を重み付けて合成する第５の算出手段と、前記第３の算
出手段による除算結果及び前記第５の算出手段により算
出された合成結果に基づき復調信号を得る復調手段とを
具備することにより、差動符号化位相変調と差動符号化
振幅変調を組み合わせた変調方式においてダイバーシチ
受信をより効果的にかつ簡単な構成で行うことができ
る。

【００７５】さらに、上記の第５の算出手段が、前記第
４の算出手段により算出された各位相差と対応する前記
第２の算出手段により得られた電力とを乗算する第６の
算出手段と、前記第６の算出手段で得られた各乗算結果
の総量を算出する第７の算出手段と、前記第７の算出手
段により算出された乗算結果の総量を前記第２の算出手
段により算出された電力の総量で除算する第８の算出手
段とを具備することにより、位相差についての合成手段
をより簡単な回路構成とすることができる。

【００７６】また、振幅比及び位相差により情報が載せ
られた送信信号を受信して復調する受信装置において、
前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各アン
テナで受信した受信信号を極座標変換して各受信信号の
振幅と位相を得る信号変換手段と、第１の時間に得られ
た各受信信号の振幅と第１の時間より遅延する第２の時
間に得られた各受信信号の振幅とをそれぞれ乗算し、各
乗算結果の総量を算出する第１の算出手段と、前記第１
の時間に得られた各受信信号の電力を算出する第９の算
出手段と、前記第９の算出手段により得られた電力の総
量を前記第１の算出手段により得られた各乗算結果の総
量で除算する第１０の算出手段と、前記得られた受信信
号の位相に基づき、前記各アンテナ毎に前記第１の時間
の受信信号と前記第２の時間の受信信号との位相差を算
出する第４の算出手段と、前記算出された各位相差を重
み付けて合成する第５の算出手段と、前記第１０の算出
手段による除算結果及び前記第５の算出手段により算出
された合成結果に基づき復調信号を得る復調手段とを具
備することにより、差動符号化位相変調と差動符号化振
幅変調を組み合わせた変調方式においてダイバーシチ受
信をより効果的かつ簡単な構成で行うことができる。

【００７７】また上記の第５の算出手段が、前記第４の
算出手段により算出された各位相差と対応する前記第９
の算出手段により得られた電力とを乗算する第１１の算
出手段と、前記第１１の算出手段で得られた各乗算結果
の総量を算出する第１２の算出手段と、前記第１２の算
出手段により算出された乗算結果の総量を前記第９の算
出手段により算出された電力の総量で除算する第１３の
算出手段とを具備することにより、位相差についてのダ
イバーシチ合成をより効果的に行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係るダイバーシチ受信機
の構成を示すブロック図。

【図２】同実施形態における振幅比算出部の構成を示す
ブロック図。

【図３】同実施形態における位相差算出部の構成を示す
ブロック図。

【図４】同実施形態における加重値制御部の構成を示す
ブロック図。

【図５】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図６】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図７】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図８】本発明の他の実施形態に係るダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図９】同実施形態におけるダイバーシチ受信機の位相
差合成アルゴリズムを説明するための図。

【図１０】本発明を適用したＯＦＤΜダイバーシチ受信
機の構成を示すブロック図。

【図１１】本発明を適用したＯＦＤΜダイバーシチ受信
機の他の構成を示すブロック図。

【図１２】本発明を適用したＯＦＤΜダイバーシチ受信
機の他の構成を示すブロック図。

【図１３】本発明に係るＯＦＤＭダイバーシチ受信のビ
ット誤り率特性。

【符号の説明】

２−１，２−２………アンテナ３−１，３−２………受信部４−１，４−２………信号変換部５−１，５−２………振幅比算出部６−１，６−２………位相差算出部７………振幅比合成部８………位相差合成部９………加重値制御部１０………ＤＡＳＫ復調部１１………ＤＰＳΚ復調部１２………遅延部１３………除算器１４………遅延部１５………加算器１６………信号測定部１７………加重値算出器１８−１，１８−２………遅延部１９−１，１９−２………自乗算出器２０−１，２０−２………乗算器２１−１，２１−２………乗算器２２−１〜３………加算器２３−１，２３−２………除算器２４−１，２４−２ガードタイム除去部２５−１，２５−２………高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
部２６−１，２６−２………並列／直列変換器２７………ダイバーシチ受信機

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のブランチ出力を得るダイバーシチ
受信手段と、前記各ブランチ出力の振幅と位相を得る信号変換手段
と、前記得られた振幅と位相に基づき前記各ブランチ出力の
前後の振幅比と位相差を算出する算出手段と、前記算出された各振幅比と各位相差を、少なくとも一方
については重み付けして、それぞれ合成する合成手段
と、前記合成手段による合成結果に基づき復調信号を得る復
調手段とを具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】振幅比及び位相差により情報が載せられ
た送信信号を受信して復調する受信装置において、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各アンテナで受信した受信信号を極座標変換して各
受信信号の振幅と位相を得る信号変換手段と、前記得られた受信信号の振幅に基づき、前記各アンテナ
で第１の時間に受信した信号と第２の時間に受信した信
号との振幅比をそれぞれ算出する振幅比算出手段と、前記得られた受信信号の位相に基づき、前記各アンテナ
で第１の時間に受信した信号と第２の時間に受信した信
号との位相差をそれぞれ算出する位相差算出手段と、前記算出された各振幅比を重み付けて合成する第１の合
成手段と、前記算出された各位相差を重み付けて合成する第２の合
成手段と、前記第１及び第２の合成手段による合成結果に基づき復
調信号を得る復調手段とを具備することを特徴とする受
信装置。
【請求項３】振幅比及び位相差により情報が載せられ
た送信信号を受信して復調する受信装置において、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各アンテナで受信した受信信号を極座標変換して各
受信信号の振幅と位相を得る信号変換手段と、第１の時間に得られた各受信信号の振幅と第１の時間よ
り遅延する第２の時間に得られた各受信信号の振幅とを
それぞれ乗算し、各乗算結果の総量を算出する第１の算
出手段と、前記第２の時間に得られた各受信信号の電力を算出する
第２の算出手段と、前記第１の算出手段により得られた各乗算結果の総量を
前記第２の算出手段により得られた電力の総量で除算す
る第３の算出手段と、前記得られた受信信号の位相に基づき、前記各アンテナ
毎に前記第１の時間の受信信号と前記第２の時間の受信
信号との位相差を算出する第４の算出手段と、前記算出された各位相差を重み付けて合成する第５の算
出手段と、前記第３の算出手段による除算結果及び前記第５の算出
手段により算出された合成結果に基づき復調信号を得る
復調手段とを具備することを特徴とする受信装置。
【請求項４】請求項３記載の受信装置において、前記第５の算出手段が、前記第４の算出手段により算出された各位相差と対応す
る前記第２の算出手段により得られた電力とを乗算する
第６の算出手段と、前記第６の算出手段で得られた各乗算結果の総量を算出
する第７の算出手段と、前記第７の算出手段により算
出された乗算結果の総量を前記第２の算出手段により算
出された電力の総量で除算する第８の算出手段とを具備
することを特徴とする受信装置。
【請求項５】振幅比及び位相差により情報が載せられ
た送信信号を受信して復調する受信装置において、前記送信信号を受信する複数のアンテナと、前記各アンテナで受信した受信信号を極座標変換して各
受信信号の振幅と位相を得る信号変換手段と、第１の時間に得られた各受信信号の振幅と第１の時間よ
り遅延する第２の時間に得られた各受信信号の振幅とを
それぞれ乗算し、各乗算結果の総量を算出する第１の算
出手段と、前記第１の時間に得られた各受信信号の電力を算出する
第９の算出手段と、前記第９の算出手段により得られた電力の総量を前記第
１の算出手段により得られた各乗算結果の総量で除算す
る第１０の算出手段と、前記得られた受信信号の位相に基づき、前記各アンテナ
毎に前記第１の時間の受信信号と前記第２の時間の受信
信号との位相差を算出する第４の算出手段と、前記算出された各位相差を重み付けて合成する第５の算
出手段と、前記第１０の算出手段による除算結果及び前記第５の算
出手段により算出された合成結果に基づき復調信号を得
る復調手段とを具備することを特徴とする受信装置。
【請求項６】請求項５記載の受信装置において、前記第５の算出手段が、前記第４の算出手段により算出された各位相差と対応す
る前記第９の算出手段により得られた電力とを乗算する
第１１の算出手段と、前記第１１の算出手段で得られた各乗算結果の総量を算
出する第１２の算出手段と、前記第１２の算出手段により算出された乗算結果の総量
を前記第９の算出手段により算出された電力の総量で除
算する第１３の算出手段とを具備することを特徴とする
受信装置。