JP2754414B2 - ダイバーシティ受信回路 - Google Patents
ダイバーシティ受信回路Info
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- JP2754414B2 JP2754414B2 JP2008207A JP820790A JP2754414B2 JP 2754414 B2 JP2754414 B2 JP 2754414B2 JP 2008207 A JP2008207 A JP 2008207A JP 820790 A JP820790 A JP 820790A JP 2754414 B2 JP2754414 B2 JP 2754414B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は移動通信などにおいて伝送品質の改善を行う
ダイバーシティ受信回路に関する。
ダイバーシティ受信回路に関する。
（従来の技術） ディジタル移動通信では、移動体の走行に伴い、受信
信号には電波の多重伝搬に起因するフェージングが発生
し、伝送品質の著しい劣化が問題となる。このフェージ
ングを克服する方法としてダイバーシティ受信がある。
従来のダイバーシティ受信ではRF帯において受信レベル
を検出し、受信レベルの大きなブランチの復調出力を選
択する方法がとられていた。信号伝送速度が低い場合に
はこの従来の方法によって伝送品質の改善が期待でき
る。
信号には電波の多重伝搬に起因するフェージングが発生
し、伝送品質の著しい劣化が問題となる。このフェージ
ングを克服する方法としてダイバーシティ受信がある。
従来のダイバーシティ受信ではRF帯において受信レベル
を検出し、受信レベルの大きなブランチの復調出力を選
択する方法がとられていた。信号伝送速度が低い場合に
はこの従来の方法によって伝送品質の改善が期待でき
る。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、従来の方法では、信号伝送速度の高速
化に伴い、伝搬遅延時間の分散が無視できなくなり、周
波数選択性フェージングが発生し、波形歪による伝送特
性の劣化が生じる。周波数選択フェージング下では、信
号波がフェージングによってランダムなFMを受けるから
角度変調を用いる場合には受信レベルが大きくても波形
歪が大きい状態が生じることがあり、従来の受信レベル
の大小に基づくブランチ選択では、十分な品質改善が期
待できない。このため、周波数選択フェージング下でも
有効なダイバーシティ受信法が必要とされている。
化に伴い、伝搬遅延時間の分散が無視できなくなり、周
波数選択性フェージングが発生し、波形歪による伝送特
性の劣化が生じる。周波数選択フェージング下では、信
号波がフェージングによってランダムなFMを受けるから
角度変調を用いる場合には受信レベルが大きくても波形
歪が大きい状態が生じることがあり、従来の受信レベル
の大小に基づくブランチ選択では、十分な品質改善が期
待できない。このため、周波数選択フェージング下でも
有効なダイバーシティ受信法が必要とされている。
本発明はこれらの問題点を鑑みなされたもので、歪の
少ないブランチを選択するダイバーシティ回路を提供す
ることを目的とする。
少ないブランチを選択するダイバーシティ回路を提供す
ることを目的とする。
（課題を解決するための手段） 本発明は前記問題点を解決するため、ディジタル角度
変調信号に対して直交検波復調を行う複数のブランチを
有し、任意のブランチの検波出力を選択して出力する選
択手段を備えたダイバーシティ受信方式において、各ブ
ランチの検波出力信号の同相成分と直交成分の積の絶対
値を算出する手段と、算出された絶対値を識別タイミン
グ毎に比較する手段と、この比較結果に基づいて選択手
段を制御する手段とを備えたことに特長がある。
変調信号に対して直交検波復調を行う複数のブランチを
有し、任意のブランチの検波出力を選択して出力する選
択手段を備えたダイバーシティ受信方式において、各ブ
ランチの検波出力信号の同相成分と直交成分の積の絶対
値を算出する手段と、算出された絶対値を識別タイミン
グ毎に比較する手段と、この比較結果に基づいて選択手
段を制御する手段とを備えたことに特長がある。
（作用） 以上のような構成を有する本発明によれば、先ず各ブ
ランチの検波出力信号から同期検波器を介しての検波出
力の同相成分と直交成分の積をとりさらに絶対値を算出
する。該絶対値を識別タイミング毎に比較する。そして
該絶対値のうち大きいブランチを選択するように選択手
段を制御する。
ランチの検波出力信号から同期検波器を介しての検波出
力の同相成分と直交成分の積をとりさらに絶対値を算出
する。該絶対値を識別タイミング毎に比較する。そして
該絶対値のうち大きいブランチを選択するように選択手
段を制御する。
従って、本発明は前記問題点を解決でき、歪の少ない
ブランチを選択するダイバーシティ受信回路を提供でき
る。
ブランチを選択するダイバーシティ受信回路を提供でき
る。
（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。な
お、簡単のため２ブランチ構成の場合について述べる。
お、簡単のため２ブランチ構成の場合について述べる。
第１図は本発明の第１の実施例の回路構成を示すブロ
ック図である。同図に示す構成自体は従来より公知のも
のである。受信アンテナ1,2で受信された信号はそれぞ
れ、受信部３及び４を経由し、直交検波方式で動作する
同期検波部５及び６にそれぞれ入力され、再生搬送波の
位相を基準位相として検波される。同期検波部５及び６
の検波信号の同相成分I1,I2及び直交成分Q1,Q2は複合部
７及び８にそれぞれ入力されるとともに、検出・比較部
９にも入力される。復合部７及び８は該検波信号に基づ
いてクロック再生とデータの識別・再生・および差動論
理変換による送信データの復合を行い、その出力は切替
器10に入力される。なお、差動論理変換はPSK通信など
で、再生した搬送波の位相不確実性の影響を除くために
用いられる周知の技術である。また、検出・比較部９で
は後述する動作に従い切り替え信号を発生し、その出力
を切替部10に入力する。切替部10では該切り替え信号に
従って、復号部７あるいは８からの復号出力を選択し、
復号出力端子11に復号データを出力する。
ック図である。同図に示す構成自体は従来より公知のも
のである。受信アンテナ1,2で受信された信号はそれぞ
れ、受信部３及び４を経由し、直交検波方式で動作する
同期検波部５及び６にそれぞれ入力され、再生搬送波の
位相を基準位相として検波される。同期検波部５及び６
の検波信号の同相成分I1,I2及び直交成分Q1,Q2は複合部
７及び８にそれぞれ入力されるとともに、検出・比較部
９にも入力される。復合部７及び８は該検波信号に基づ
いてクロック再生とデータの識別・再生・および差動論
理変換による送信データの復合を行い、その出力は切替
器10に入力される。なお、差動論理変換はPSK通信など
で、再生した搬送波の位相不確実性の影響を除くために
用いられる周知の技術である。また、検出・比較部９で
は後述する動作に従い切り替え信号を発生し、その出力
を切替部10に入力する。切替部10では該切り替え信号に
従って、復号部７あるいは８からの復号出力を選択し、
復号出力端子11に復号データを出力する。
本発明の特徴である第１図の検出・比較部９では次の
動作を行う。ここでは、QPSK変調波を同期検波する場合
を例にとって述べる。ここで第２図は本実施例の検出・
比較部の構成を示すブロック図である。なお、再生クロ
ックはどちらかの復号部で再生したクロックを用いれば
よい。ここでは第１図に示すように復号部７からの再生
クロックを用いる。検波信号入力端子12〜15に加えられ
た検波信号の同相成分及び直交成分をIi及びQi（ｉ＝1,
2）とし、同期検波器入力信号の順次位相をθｉ（ｔ）
とするとIiおよびQiは次のように表される。
動作を行う。ここでは、QPSK変調波を同期検波する場合
を例にとって述べる。ここで第２図は本実施例の検出・
比較部の構成を示すブロック図である。なお、再生クロ
ックはどちらかの復号部で再生したクロックを用いれば
よい。ここでは第１図に示すように復号部７からの再生
クロックを用いる。検波信号入力端子12〜15に加えられ
た検波信号の同相成分及び直交成分をIi及びQi（ｉ＝1,
2）とし、同期検波器入力信号の順次位相をθｉ（ｔ）
とするとIiおよびQiは次のように表される。
I1＝ri・cos（θｉ（ｔ）） Qi＝ri・sin（θｉ（ｔ）） …（１） ただし、ri＝（Ii 2＋Qi 2）1/2 乗算器17および18によって算出されたIiとQiの積は次
式で表される。
式で表される。
Ii・Qi＝ri 2/2sin（２θｉ（ｔ）） …（２） 第３図は識別タイミング毎の検波位相を示す図であ
る。同図（ａ）は波形歪ない状態、同図（ｂ）は周波数
選択性フェージングによって波形歪が生じている状態の
図である。同図（ａ）のように波形歪がない場合のθｉ
（ｔ）は、送信データをＤ（ｔ）〔Ｄ（ｔ）＝0,1,2,
3〕として θ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）・π/2＋π/4 …（３） で表される。式（３）を式（２）に代入することによ
り、識別タイミング毎のIiとQiの積は±ri 2/2となる。
つまりＩとＱの積を取ることによって受信した角度変調
波の包絡線のレベルを検出することができる。本発明に
このレベル大小を用いてダイバーシティ選択をすること
が特徴である。一般に角度変調波を復調する受信系で
は、riの値は受信レベル一定以上あれば受信機のリミタ
アンプやAGCアンプによって一定に保たれるため、第２
図の絶対値回路19及び20の出力は一定となる。
る。同図（ａ）は波形歪ない状態、同図（ｂ）は周波数
選択性フェージングによって波形歪が生じている状態の
図である。同図（ａ）のように波形歪がない場合のθｉ
（ｔ）は、送信データをＤ（ｔ）〔Ｄ（ｔ）＝0,1,2,
3〕として θ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）・π/2＋π/4 …（３） で表される。式（３）を式（２）に代入することによ
り、識別タイミング毎のIiとQiの積は±ri 2/2となる。
つまりＩとＱの積を取ることによって受信した角度変調
波の包絡線のレベルを検出することができる。本発明に
このレベル大小を用いてダイバーシティ選択をすること
が特徴である。一般に角度変調波を復調する受信系で
は、riの値は受信レベル一定以上あれば受信機のリミタ
アンプやAGCアンプによって一定に保たれるため、第２
図の絶対値回路19及び20の出力は一定となる。
これに対し、第３図（ｂ）のように周波数選択フェー
ジングによって波形歪が発生し、検波位相が△θ（ｔ）
だけずれた場合には、式（２）は次式となる。
ジングによって波形歪が発生し、検波位相が△θ（ｔ）
だけずれた場合には、式（２）は次式となる。
Ii・Qi＝ri 2/2sin（２θｉ（ｔ）＋２△θ（ｔ）） ＝±ri 2/2cos（２△θｉ（ｔ）） …（４） 第４図は絶対値回路の識別タイミング毎の出力△θと
の関係を示す図である。絶対値回路の出力は△θに依存
し、△θ＝０の場合が最も大きい。つまりＩとＱの積を
とれば位相誤差△θｉを検出できることになる。この値
を識別タイミング毎に第２図の比較器21によって比較
し、絶対値回路の出力が最も大きいブランチを選択する
ように切替信号として切替信号出力端子23に出力する。
このようにすれば受信レベルが一定値以上あるときはＩ
・Ｑは位相誤差△θの大きさを表し、一定値以下のとき
は包絡線レベルr2と位相誤差△θ双方の大きさを表すこ
とになる。いずれの場合でもＩ・Ｑの大きい方を選んで
おけば良好な特性が実現できる。
の関係を示す図である。絶対値回路の出力は△θに依存
し、△θ＝０の場合が最も大きい。つまりＩとＱの積を
とれば位相誤差△θｉを検出できることになる。この値
を識別タイミング毎に第２図の比較器21によって比較
し、絶対値回路の出力が最も大きいブランチを選択する
ように切替信号として切替信号出力端子23に出力する。
このようにすれば受信レベルが一定値以上あるときはＩ
・Ｑは位相誤差△θの大きさを表し、一定値以下のとき
は包絡線レベルr2と位相誤差△θ双方の大きさを表すこ
とになる。いずれの場合でもＩ・Ｑの大きい方を選んで
おけば良好な特性が実現できる。
第５図は本発明の第２の実施例の回路構成を示すブロ
ック図である。同図に示す第２の実施例では第１図の第
１の実施例の受信機の構成に受信レベル比較回路38が追
加されている。これを動作するには、第１の実施例と同
様に同相成分と直交成分の積の絶対値すなわち式（４）
の値を比較すると同時に、受信レベル比較回路38によっ
て各ブランチの受信レベルを比較し、検出された式
（４）の値がほぼ等しい場合には受信レベルが高い方の
ブランチを選択する。
ック図である。同図に示す第２の実施例では第１図の第
１の実施例の受信機の構成に受信レベル比較回路38が追
加されている。これを動作するには、第１の実施例と同
様に同相成分と直交成分の積の絶対値すなわち式（４）
の値を比較すると同時に、受信レベル比較回路38によっ
て各ブランチの受信レベルを比較し、検出された式
（４）の値がほぼ等しい場合には受信レベルが高い方の
ブランチを選択する。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、波形歪の少な
いブランチを選択することができるため、周波数選択性
フェージング下でも良好な伝送品質を確保することが可
能となる。
いブランチを選択することができるため、周波数選択性
フェージング下でも良好な伝送品質を確保することが可
能となる。
第１図は本発明の第１の実施例の回路構成を示すブロッ
ク図、 第２図は本実施例の検出・比較部の構成を示すブロック
図、 第３図は識別タイミング毎の検波位相を示す図、 第４図は絶対値回路の識別タイミング毎の出力と▽θと
の関係を示す図、 第５図は本発明の第２の実施例の回路構成を示すブロッ
ク図である。 1,2;受信アンテナ、 3,4;受信部、 5,6;同期検波部、 7,8;復号部、 9;検出・比較部、 10;切替部、 11;復号出力端子、 12,14,13,15;検波信号入力端子、 16;再生クロック入力端子、 17,18;乗算器、 19,20;絶対値回路、 21;比較器、 22;フリップフロップ、 23;切替信号出力端子、 38;受信レベル比較器。
ク図、 第２図は本実施例の検出・比較部の構成を示すブロック
図、 第３図は識別タイミング毎の検波位相を示す図、 第４図は絶対値回路の識別タイミング毎の出力と▽θと
の関係を示す図、 第５図は本発明の第２の実施例の回路構成を示すブロッ
ク図である。 1,2;受信アンテナ、 3,4;受信部、 5,6;同期検波部、 7,8;復号部、 9;検出・比較部、 10;切替部、 11;復号出力端子、 12,14,13,15;検波信号入力端子、 16;再生クロック入力端子、 17,18;乗算器、 19,20;絶対値回路、 21;比較器、 22;フリップフロップ、 23;切替信号出力端子、 38;受信レベル比較器。
Claims (1)
- 【請求項１】ディジタル角度変調信号に対して直交検波
復調を行う複数のブランチを有し、任意の該ブランチの
検波出力を選択して出力する選択手段を備えたダイバー
シティ受信方式において、 各前記ブランチの検波出力信号の同相成分と直交成分の
積の絶対値を算出する手段と、 算出された絶対値を識別タイミング毎に比較する手段
と、 当該比較結果に基づいて前記選択手段を制御する手段と
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008207A JP2754414B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | ダイバーシティ受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008207A JP2754414B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | ダイバーシティ受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03214820A JPH03214820A (ja) | 1991-09-20 |
| JP2754414B2 true JP2754414B2 (ja) | 1998-05-20 |
Family
ID=11686801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008207A Expired - Fee Related JP2754414B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | ダイバーシティ受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2754414B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2962383B2 (ja) * | 1992-08-27 | 1999-10-12 | 三菱電機株式会社 | ダイバーシチ受信装置 |
-
1990
- 1990-01-19 JP JP2008207A patent/JP2754414B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03214820A (ja) | 1991-09-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |