JP3091273B2 - 位相尤度ダイバーシチ受信方式 - Google Patents
位相尤度ダイバーシチ受信方式Info
- Publication number
- JP3091273B2 JP3091273B2 JP03264196A JP26419691A JP3091273B2 JP 3091273 B2 JP3091273 B2 JP 3091273B2 JP 03264196 A JP03264196 A JP 03264196A JP 26419691 A JP26419691 A JP 26419691A JP 3091273 B2 JP3091273 B2 JP 3091273B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- phase
- likelihood
- phase likelihood
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は携帯電話や自動車電話等
の移動通信のディジタル式無線通信におけるフェージン
グ時や他波干渉時に生ずる回線特性の劣化の改善方法で
ある２系統受信のダイバーシチ受信方式に係り、特に無
線信号を検波した後の２系統データの各位相の尤度の比
較により選択する位相尤度ダイバーシチ受信方式に関す
る。
の移動通信のディジタル式無線通信におけるフェージン
グ時や他波干渉時に生ずる回線特性の劣化の改善方法で
ある２系統受信のダイバーシチ受信方式に係り、特に無
線信号を検波した後の２系統データの各位相の尤度の比
較により選択する位相尤度ダイバーシチ受信方式に関す
る。
【０００２】ディジタル式無線通信におけるダイバーシ
チ受信方式には、２系統の受信信号の検波前の搬送波信
号のレベル比較をしてレベルの大きい方のブランチを選
択する方式と、検波後の２系統のデータの各位相の本来
あるべき位相からの外れを表す位相尤度を出力する適応
キャリア同期(Adaptive Carrier Tracking: ACT)型の同
期検波器の出力の比較をして位相尤度の小さい方のブラ
ンチを重畳雑音が少ないとして選択する方式とがある
が、本発明はその後者の位相尤度ダイバーシチ受信方式
の改良に関するものである。
チ受信方式には、２系統の受信信号の検波前の搬送波信
号のレベル比較をしてレベルの大きい方のブランチを選
択する方式と、検波後の２系統のデータの各位相の本来
あるべき位相からの外れを表す位相尤度を出力する適応
キャリア同期(Adaptive Carrier Tracking: ACT)型の同
期検波器の出力の比較をして位相尤度の小さい方のブラ
ンチを重畳雑音が少ないとして選択する方式とがある
が、本発明はその後者の位相尤度ダイバーシチ受信方式
の改良に関するものである。
【０００３】
【従来の技術】従来の位相尤度ダイバーシチ受信方式の
復調器の構成を図４に示す。従来の位相尤度ダイバーシ
チ受信は、ダイバーシチの２系統(1)(2)で受信した４相
位相変調QPSK波(1)と QPSK 波(2)とを、夫々リミッタア
ンプ,を介し、適応キャリア同期型検波器ACT 1 ,
ACT 2 にて各々検波し, 復号データDATA 1,DATA2 を
出力する。そして検波器の出力データDATA 1,DATA
2 の各１シンボル毎の位相尤度PD 1,PD 2 を、クロック
SCK により各 Dフリップフロップ,(10) に保持し、比
較器で比較して、その比較出力を切換信号としてスイ
ッチ, を駆動し、位相尤度の小さい方のブランチの
データDATA, BR-DATA を選択している。そして自動車電
話等のディジタル無線通信では、受信側で同期検波用の
搬送波の絶対位相を再生する事が困難なため、送信側で
送信データに現在データと１シンボル前のデータとの符
号差により送信搬送波の位相角を変える差動符号化変調
を施している。これは、送信側で送信データを搬送波の
位相遷移に対応させて伝送するためであり、これによ
り、受信側で１シンボル前の位相と現在位相とを比較す
る事でデータを再生する事ができる。つまり、伝送され
る情報のデータは連続した２シンボル間の位相差によっ
て決定される。位相尤度の変化速度がシンボルレートに
比して充分に遅い場合（フェージング時のランダムFM雑
音による尤度の変化は此れに相当する)には、現入力の
シンボルの位相尤度の小さい方のブランチを選択する事
で、ダイバーシチとして最適のブランチ選択がなされ
る。
復調器の構成を図４に示す。従来の位相尤度ダイバーシ
チ受信は、ダイバーシチの２系統(1)(2)で受信した４相
位相変調QPSK波(1)と QPSK 波(2)とを、夫々リミッタア
ンプ,を介し、適応キャリア同期型検波器ACT 1 ,
ACT 2 にて各々検波し, 復号データDATA 1,DATA2 を
出力する。そして検波器の出力データDATA 1,DATA
2 の各１シンボル毎の位相尤度PD 1,PD 2 を、クロック
SCK により各 Dフリップフロップ,(10) に保持し、比
較器で比較して、その比較出力を切換信号としてスイ
ッチ, を駆動し、位相尤度の小さい方のブランチの
データDATA, BR-DATA を選択している。そして自動車電
話等のディジタル無線通信では、受信側で同期検波用の
搬送波の絶対位相を再生する事が困難なため、送信側で
送信データに現在データと１シンボル前のデータとの符
号差により送信搬送波の位相角を変える差動符号化変調
を施している。これは、送信側で送信データを搬送波の
位相遷移に対応させて伝送するためであり、これによ
り、受信側で１シンボル前の位相と現在位相とを比較す
る事でデータを再生する事ができる。つまり、伝送され
る情報のデータは連続した２シンボル間の位相差によっ
て決定される。位相尤度の変化速度がシンボルレートに
比して充分に遅い場合（フェージング時のランダムFM雑
音による尤度の変化は此れに相当する)には、現入力の
シンボルの位相尤度の小さい方のブランチを選択する事
で、ダイバーシチとして最適のブランチ選択がなされ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、検波後データ
の位相の尤度は回路の熱雑音等でも振られるので速い変
化を伴い、また前のシンボルとの相関も小さい。このた
め位相尤度ダイバーシチ受信では、従来方式のように現
入力の１シンボルデータのみの尤度情報の比較による場
合は、正確な比較出力が得られず、必ずしも特性の良い
方のブランチを選択できないことがあるという問題があ
った。本発明の目的は、送信データを差動符号化変調し
送信した直交変調波を受信側で２系統でダイバーシティ
受信し夫々検波したデータの位相尤度の比較を行い特性
の良い方のブランチを選択する位相尤度ダイバーシチ受
信方式において、受信レベルが変動するフェージング時
の様にランダムFM雑音による尤度の変化がシンボルレー
トに比し充分に遅い場合のみならず，受信レベルが安定
し位相尤度が回路の熱雑音等で振られて高速の変化を伴
う場合でも、常に正確な比較出力が得られて特性の良い
方のブランチを選択できて高いダイバーシチ利得が得ら
れる位相尤度ダイバーシチ受信方式を実現することにあ
る。
の位相の尤度は回路の熱雑音等でも振られるので速い変
化を伴い、また前のシンボルとの相関も小さい。このた
め位相尤度ダイバーシチ受信では、従来方式のように現
入力の１シンボルデータのみの尤度情報の比較による場
合は、正確な比較出力が得られず、必ずしも特性の良い
方のブランチを選択できないことがあるという問題があ
った。本発明の目的は、送信データを差動符号化変調し
送信した直交変調波を受信側で２系統でダイバーシティ
受信し夫々検波したデータの位相尤度の比較を行い特性
の良い方のブランチを選択する位相尤度ダイバーシチ受
信方式において、受信レベルが変動するフェージング時
の様にランダムFM雑音による尤度の変化がシンボルレー
トに比し充分に遅い場合のみならず，受信レベルが安定
し位相尤度が回路の熱雑音等で振られて高速の変化を伴
う場合でも、常に正確な比較出力が得られて特性の良い
方のブランチを選択できて高いダイバーシチ利得が得ら
れる位相尤度ダイバーシチ受信方式を実現することにあ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
の本発明の位相尤度ダイバーシチ受信方式の基本構成を
図１の原理図に示す。１は送信データを差動符号化変調
して送信された直交位相変調波をダイバーシチ受信した
２系統の変調波(1)(2)を別々に検波し，夫々が２シンボ
ルで１情報の差動変調データを復号しデータDATA 1, DA
TA 2を出力する２個の適応キャリア同期型検波器 ACT 1
, ACT 2 が,別に出力した連続２シンボルの位相尤
度PD 1-(1), PDΦ-(1);PD 1-(2),PDΦ-(2)を入力し, 受
信クロックRSCKに同期して出力させる入力部であり、系
統(1)の入力部11と系統(2) の入力部12から成る。２は
前記クロックRSCKに同期して出力された連続２シンボル
の位相尤度を入力し，１シンボル時間Tだけ遅延させて
出力する遅延素子であり、系統( 1)の遅延素子21と系統
(2) の遅延素子22から成る。３は入力部1 の出力を直接
入力した現入力の１シンボル分の位相尤度A1,AΦと,遅
延素子2 を通り１シンボル時間T だけ遅延した１シンボ
ル分の位相尤度B1,BΦとを加算し其の平均をとる平均回
路であり、系統(1)の平均回路31と系統(2) の平均回路3
2から成る。４は系統(1) の平均回路31の出力の連続２
シンボルの位相尤度の平均値A2と, 系統(2) の平均回路
32の出力の連続２シンボルの位相尤度の平均値B2とを比
較し,平均値の小さい方のデータDATAを外部出力させる
切換信号を出力する比較部である。そして比較部4 の出
力の切換信号により, 連続した２シンボルの位相尤度の
平均値が小さい方のデータを選択して其の復号データDA
TAとして外部へ出力するように構成する。
の本発明の位相尤度ダイバーシチ受信方式の基本構成を
図１の原理図に示す。１は送信データを差動符号化変調
して送信された直交位相変調波をダイバーシチ受信した
２系統の変調波(1)(2)を別々に検波し，夫々が２シンボ
ルで１情報の差動変調データを復号しデータDATA 1, DA
TA 2を出力する２個の適応キャリア同期型検波器 ACT 1
, ACT 2 が,別に出力した連続２シンボルの位相尤
度PD 1-(1), PDΦ-(1);PD 1-(2),PDΦ-(2)を入力し, 受
信クロックRSCKに同期して出力させる入力部であり、系
統(1)の入力部11と系統(2) の入力部12から成る。２は
前記クロックRSCKに同期して出力された連続２シンボル
の位相尤度を入力し，１シンボル時間Tだけ遅延させて
出力する遅延素子であり、系統( 1)の遅延素子21と系統
(2) の遅延素子22から成る。３は入力部1 の出力を直接
入力した現入力の１シンボル分の位相尤度A1,AΦと,遅
延素子2 を通り１シンボル時間T だけ遅延した１シンボ
ル分の位相尤度B1,BΦとを加算し其の平均をとる平均回
路であり、系統(1)の平均回路31と系統(2) の平均回路3
2から成る。４は系統(1) の平均回路31の出力の連続２
シンボルの位相尤度の平均値A2と, 系統(2) の平均回路
32の出力の連続２シンボルの位相尤度の平均値B2とを比
較し,平均値の小さい方のデータDATAを外部出力させる
切換信号を出力する比較部である。そして比較部4 の出
力の切換信号により, 連続した２シンボルの位相尤度の
平均値が小さい方のデータを選択して其の復号データDA
TAとして外部へ出力するように構成する。
【０００６】
【作用】本発明では、ダイバーシティ受信の２系統の適
応キャリア同期型検波器ACT 1, ACT 2 にて各々検波し
た後の連続２シンボルのデータの位相尤度の平均値が小
さい方のブランチを選択し其のブランチのデータを復号
データDATAとして外部へ出力するので、隣り合う２シン
ボル間の相関が小さくて高い周波数の成分をもつ雑音，
即ち受信レベルが安定し位相尤度が回路の熱雑音等で振
られている場合の雑音が検波後のデータに重畳している
場合でも、ダイバーシチ受信に最適なブランチを選択す
ることが可能となる。これにより、位相尤度比較のダイ
バーシチ受信において、ダイバーシチ利得が増大する。
応キャリア同期型検波器ACT 1, ACT 2 にて各々検波し
た後の連続２シンボルのデータの位相尤度の平均値が小
さい方のブランチを選択し其のブランチのデータを復号
データDATAとして外部へ出力するので、隣り合う２シン
ボル間の相関が小さくて高い周波数の成分をもつ雑音，
即ち受信レベルが安定し位相尤度が回路の熱雑音等で振
られている場合の雑音が検波後のデータに重畳している
場合でも、ダイバーシチ受信に最適なブランチを選択す
ることが可能となる。これにより、位相尤度比較のダイ
バーシチ受信において、ダイバーシチ利得が増大する。
【０００７】
【実施例】図２は本発明の実施例の位相尤度ダイバーシ
チ受信方式の中の位相尤度の比較部のブロック図であ
り、ダイバーシティ受信の２系統の各QPSK変調波(1)(2)
の適応キャリア同期型検波器ACT 1 , ACT2 からの各位
相尤度情報が, ２ビットデータである場合の回路例であ
る。本実施例の２系統の入力部1 の系統(1)の入力部1 1
と系統(2) の入力部12は、夫々２個の D-FFで構成さ
れ、系統(1)の入力部11の２個の D-FF は、系統(1) の
位相尤度 PD１-(1),PD Φ-(1)を入力し, 受信クロックR
SCKに同期して出力する。系統(2) の入力部12の２個の
D-FF は、系統( 2)の分 PD１-(2),PD Φ-(2)を入力し,
同じ受信クロックRSCKに同期して出力する。本発明の遅
延素子2 の系統(1)の遅延素子21と系統(2) の遅延素子2
2の実施例も、夫々２個の D-FF で構成され、前記クロ
ックRSCKに同期して出力された連続２シンボルのデータ
の位相尤度を入力し，１シンボル時間T だけ遅延させて
出力する。本発明の平均回路3 の系統(1)の平均回路31
と系統(2) の平均回路32の実施例は、夫々１個の全加算
器で構成される。そして入力部11,12の D-FF の Q出力
を直接入力した現入力の１シンボル分の位相尤度A1,AΦ
と, 遅延素子21,22のD-FFを通り１シンボル時間T だけ
遅延した前の１シンボル分のデータの位相尤度B1,BΦと
を加算し其の平均をとり出力する。本発明の比較器4 の
実施例はコンパレータで構成され、系統(1)の平均回路3
1の全加算器の出力の連続２シンボルの位相尤度の平均
値A2と系統(2) の平均回路32の全加算器の出力の連続２
シンボルの位相尤度の平均値B2とを比較し, 平均値の小
さい方を出力する。即ち、隣り合う２シンボルの前シン
ボルと現シンボルにおける位相尤度の平均値を求める演
算は、２つのシンボルの尤度の和を全加算器で求めるこ
とで実現できる。即ち、全加算器の出力のΣ2,Σ1,Σ0
に出力される。よって、２系統(1),(2) の各ブランチに
対して，１シンボル時間T の遅延素子21, 22と全加算器
の平均回路31, 32により和を求め、この加算結果の出力
A2とB2とをコンパレータ4 により比較して、平均値の小
さい方のブランチを選択する。そしてコンパレータ4の
出力OUT のレベル L/Hにより, 連続２シンボルの位相尤
度の平均値が小さい方のブランチの系統(1)/(2)を選択
して其の復号データDATAとして外部へ出力する。
チ受信方式の中の位相尤度の比較部のブロック図であ
り、ダイバーシティ受信の２系統の各QPSK変調波(1)(2)
の適応キャリア同期型検波器ACT 1 , ACT2 からの各位
相尤度情報が, ２ビットデータである場合の回路例であ
る。本実施例の２系統の入力部1 の系統(1)の入力部1 1
と系統(2) の入力部12は、夫々２個の D-FFで構成さ
れ、系統(1)の入力部11の２個の D-FF は、系統(1) の
位相尤度 PD１-(1),PD Φ-(1)を入力し, 受信クロックR
SCKに同期して出力する。系統(2) の入力部12の２個の
D-FF は、系統( 2)の分 PD１-(2),PD Φ-(2)を入力し,
同じ受信クロックRSCKに同期して出力する。本発明の遅
延素子2 の系統(1)の遅延素子21と系統(2) の遅延素子2
2の実施例も、夫々２個の D-FF で構成され、前記クロ
ックRSCKに同期して出力された連続２シンボルのデータ
の位相尤度を入力し，１シンボル時間T だけ遅延させて
出力する。本発明の平均回路3 の系統(1)の平均回路31
と系統(2) の平均回路32の実施例は、夫々１個の全加算
器で構成される。そして入力部11,12の D-FF の Q出力
を直接入力した現入力の１シンボル分の位相尤度A1,AΦ
と, 遅延素子21,22のD-FFを通り１シンボル時間T だけ
遅延した前の１シンボル分のデータの位相尤度B1,BΦと
を加算し其の平均をとり出力する。本発明の比較器4 の
実施例はコンパレータで構成され、系統(1)の平均回路3
1の全加算器の出力の連続２シンボルの位相尤度の平均
値A2と系統(2) の平均回路32の全加算器の出力の連続２
シンボルの位相尤度の平均値B2とを比較し, 平均値の小
さい方を出力する。即ち、隣り合う２シンボルの前シン
ボルと現シンボルにおける位相尤度の平均値を求める演
算は、２つのシンボルの尤度の和を全加算器で求めるこ
とで実現できる。即ち、全加算器の出力のΣ2,Σ1,Σ0
に出力される。よって、２系統(1),(2) の各ブランチに
対して，１シンボル時間T の遅延素子21, 22と全加算器
の平均回路31, 32により和を求め、この加算結果の出力
A2とB2とをコンパレータ4 により比較して、平均値の小
さい方のブランチを選択する。そしてコンパレータ4の
出力OUT のレベル L/Hにより, 連続２シンボルの位相尤
度の平均値が小さい方のブランチの系統(1)/(2)を選択
して其の復号データDATAとして外部へ出力する。
【０００８】図３に、本発明の位相尤度ダイバーシティ
による回線特性と従来の尤度ダイバーシティの回線特性
とを併せ示す。縦軸は回線誤り率であり，横軸が復調器
入力での Eb / N0である。本発明の位相尤度ダイバーシ
ティによる回線特性は、従来の尤度ダイバーシティの回
線特性に比し、回線誤り率 = 10 -2の点で Eb / N0が0.
6 dB だけ改善されることを示している。
による回線特性と従来の尤度ダイバーシティの回線特性
とを併せ示す。縦軸は回線誤り率であり，横軸が復調器
入力での Eb / N0である。本発明の位相尤度ダイバーシ
ティによる回線特性は、従来の尤度ダイバーシティの回
線特性に比し、回線誤り率 = 10 -2の点で Eb / N0が0.
6 dB だけ改善されることを示している。
【０００９】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、受
信側の検波後でデータの再生に用いる連続２シンボルの
２系統のデータのうち，データの位相尤度の平均値が小
さい方の系統のデータを常に選択するので、位相尤度ダ
イバーシティのダイバーシティ利得を従来より増大する
効果が得られる。
信側の検波後でデータの再生に用いる連続２シンボルの
２系統のデータのうち，データの位相尤度の平均値が小
さい方の系統のデータを常に選択するので、位相尤度ダ
イバーシティのダイバーシティ利得を従来より増大する
効果が得られる。
【図１】 本発明の位相尤度ダイバーシティ受信方式の
基本構成を示す原理図、
基本構成を示す原理図、
【図２】 本発明の実施例の位相尤度ダイバーシティ受
信方式における位相尤度の比較部のブロック図
信方式における位相尤度の比較部のブロック図
【図３】 本発明の位相尤度ダイバーシティ方式による
回線特性と従来の尤度ダイバーシティ方式の回線特性の
図
回線特性と従来の尤度ダイバーシティ方式の回線特性の
図
【図４】 従来の位相尤度ダイバーシティ受信方式のブ
ロック図である。
ロック図である。
1,11,12は入力部、2,21,22は遅延回路、3,31,32は平均
回路で全加算器、4は比較器でコンパレータである。
回路で全加算器、4は比較器でコンパレータである。
フロントページの続き (72)発明者 福田 英輔 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 中村 道春 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 斉藤 茂樹 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (72)発明者 鷹見 忠雄 東京都千代田区内幸町一丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−73622（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−253727（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04B 7/24 - 7/26 113 H04L 1/02 - 1/06 H04L 27/00 - 27/30 H04Q 7/00 - 7/04
Claims (1)
- 【請求項１】 送信データを差動符号化変調し送信した
直交位相変調波を受信側で２系統で受信し夫々検波した
データの位相尤度の比較を行い特性の良い方のブランチ
を選択する位相尤度ダイバーシチ受信方式において、該
２系統[(1)(2)]の受信信号を夫々検波し，夫々が２シン
ボルで１情報の差動変調データの復号データ[DATA 1, D
ATA 2]を出力する２個の適応キャリア同期型検波器[ACT
1, ACT 2 ]が別に出力した連続２シンボルのデータの
位相尤度[PD 1-(1), PDΦ-(1);PD 1-(2),PDΦ-(2)]を入
力し, 受信側クロック[RSCK]に同期させ出力する入力部
[11,12] と、該クロック[RSCK]に同期して出力された連
続２シンボルの位相尤度を入力し１シンボル時間(T) だ
け遅延させて出力する遅延素子[21,22] と、前記入力部
[11,12]の出力を直接入力した現在の１シンボルデータ
の位相尤度(A1,AΦ) と該遅延素子[21,22]を通り１シン
ボル時間(T) だけ遅延した１シンボルデータの位相尤度
(B1,BΦ)とを加算し其の平均をとる平均回路[31,32]
と、該平均回路の一方[31]の系統(1)の出力である連続
２シンボルの位相尤度の平均値(A2)と他方[32]の系統
(2) の出力である連続２シンボルの位相尤度の平均値(B
2)とを比較し, 小さい値の方のブランチを出力する比較
器[4] を具え、該比較器の出力により, 連続２シンボル
の位相尤度の平均値が小さい方のブランチを選択して其
の復号データ[DATA]として出力することを特徴としたダ
イバーシチ受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03264196A JP3091273B2 (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 位相尤度ダイバーシチ受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03264196A JP3091273B2 (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 位相尤度ダイバーシチ受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05110540A JPH05110540A (ja) | 1993-04-30 |
| JP3091273B2 true JP3091273B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=17399819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03264196A Expired - Fee Related JP3091273B2 (ja) | 1991-10-14 | 1991-10-14 | 位相尤度ダイバーシチ受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3091273B2 (ja) |
-
1991
- 1991-10-14 JP JP03264196A patent/JP3091273B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05110540A (ja) | 1993-04-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5787122A (en) | Method and apparatus for transmitting/receiving, encoded data as burst signals using a number of antennas | |
| US5280637A (en) | Phase combining method and apparatus for use in a diversity receiver | |
| US5235621A (en) | Receiver systems | |
| KR0172967B1 (ko) | 직렬 데이타 시스템에서 신호 패킷을 회복하는 장치 및 방법 | |
| CA1277714C (en) | Digital communication device with bit error reduced by using two signal transmission paths | |
| US7697638B2 (en) | Modulation detection in a SAIC operational environment | |
| US6625231B1 (en) | Adaptive phase demodulation | |
| EP0989688B1 (en) | Spread spectrum diversity transmitter/receiver | |
| WO2007026682A1 (ja) | 無線通信システム、無線通信端末、基地局、無線通信方法及びプログラム | |
| CA2182835C (en) | Digital radiocommunication receiver | |
| US7180962B2 (en) | Apparatus and method for demodulation using detection of channel adaptive modulation scheme | |
| JP3091273B2 (ja) | 位相尤度ダイバーシチ受信方式 | |
| JPH09214369A (ja) | 無線受信機 | |
| EP0942565A2 (en) | Phase estimation for fading channels | |
| JPH06232939A (ja) | フレーム同期回路 | |
| JP3052025B2 (ja) | ダイバーシチ無線送受信方式 | |
| JPH0750627A (ja) | 検波後合成型ダイバーシチ受信方式 | |
| JP2754414B2 (ja) | ダイバーシティ受信回路 | |
| JP3052023B2 (ja) | ダイバーシチ無線送受信方式 | |
| US6246730B1 (en) | Method and arrangement for differentially detecting an MPSK signal using a plurality of past symbol data | |
| JPH05335893A (ja) | 等化方法及び装置 | |
| JP2003110499A5 (ja) | ||
| JP3361930B2 (ja) | 遅延検波回路 | |
| JP2669332B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP3317720B2 (ja) | 高速引き込み適応制御形復調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20000627 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080721 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090721 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |