JP2843033B2 - ディジタル通信方式 - Google Patents
ディジタル通信方式Info
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- JP2843033B2 JP2843033B2 JP63120937A JP12093788A JP2843033B2 JP 2843033 B2 JP2843033 B2 JP 2843033B2 JP 63120937 A JP63120937 A JP 63120937A JP 12093788 A JP12093788 A JP 12093788A JP 2843033 B2 JP2843033 B2 JP 2843033B2
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- Japan
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- antenna
- signal
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- communication system
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、遅延時間差を有する多重伝送路を経て行
れるデイジタル通信例えば移動無線デイジタル通信に於
ける誤り率の改善に関するものである。
れるデイジタル通信例えば移動無線デイジタル通信に於
ける誤り率の改善に関するものである。
第５図は移動無線通信に於ける通信系の説明図であ
る。なお、こゝでは、説明の都合上、基地局から移動局
へのルートをとりあげて説明する。図に於いて（１）は
基地局、（２）は対向する移動局、（100）は基地局
（１）から発射される電波信号、（110）は第１のルー
ト（この場合直接ルート）を経て移動局（２）に到着し
た電波信号、（120）は第２のルート（この場合、反射
体（３）を経由するルート）を経て移動局（２）に到着
した電波を示す。第６図は、各電波信号の時間的関係を
示す図である。電波信号（100）は第ｉ番目の符号ａが
“1"ならπ相、“0"なら０相に位相変調されるBPSK信号
として説明する。
る。なお、こゝでは、説明の都合上、基地局から移動局
へのルートをとりあげて説明する。図に於いて（１）は
基地局、（２）は対向する移動局、（100）は基地局
（１）から発射される電波信号、（110）は第１のルー
ト（この場合直接ルート）を経て移動局（２）に到着し
た電波信号、（120）は第２のルート（この場合、反射
体（３）を経由するルート）を経て移動局（２）に到着
した電波を示す。第６図は、各電波信号の時間的関係を
示す図である。電波信号（100）は第ｉ番目の符号ａが
“1"ならπ相、“0"なら０相に位相変調されるBPSK信号
として説明する。
基地局（１）から発射された電波信号（100）は第１
のルートを経てｔ秒後に電波信号（110）として移動局
（２）に到着し、また同じ電波信号（100）は第２のル
ートを経て（ｔ＋τ）秒後に電波信号（120）として移
動局（２）に到着する。この２つの電波信号は合成され
合成の電波信号（130）として移動局（２）の受信機へ
導びかれる。所で、移動無線通信では上記t,τが時間と
共に変化し、移動局に到着の電波信号（110）及び電波
信号（120）の振幅および位相が時々刻々と変化するの
で、その合成信号の位相及び振幅も時々刻々変化する。
特に問題が出やすい例として、電波信号（110）と電波
信号（120）の大きさが略同じでかつ位相差が略逆相、
つまり第７図に於けるφ０が180゜を中心に（＋）から
（−）へ変化する領域について見ると、第７図（イ）→
（ハ）の順に示すように合成の電波信号（130）は単に
振幅が小さくなつてゆくだけでなく合成位相（電波信号
（130）の矢印の方向）も大幅に変化しているので、い
わゆるアイパターンの開口が小さくなると共に遅延ひず
みが大きくなり開口の中心位置が大幅に移動する。この
ため、受信に於ける同期再生タイミングのずれが生じ同
期外れが起きる。その結果符号誤りが発生することにな
る。このような原因による符号誤りは、２つの電波信号
の遅延時間差τが大きいほどわるくなる傾向がある。
のルートを経てｔ秒後に電波信号（110）として移動局
（２）に到着し、また同じ電波信号（100）は第２のル
ートを経て（ｔ＋τ）秒後に電波信号（120）として移
動局（２）に到着する。この２つの電波信号は合成され
合成の電波信号（130）として移動局（２）の受信機へ
導びかれる。所で、移動無線通信では上記t,τが時間と
共に変化し、移動局に到着の電波信号（110）及び電波
信号（120）の振幅および位相が時々刻々と変化するの
で、その合成信号の位相及び振幅も時々刻々変化する。
特に問題が出やすい例として、電波信号（110）と電波
信号（120）の大きさが略同じでかつ位相差が略逆相、
つまり第７図に於けるφ０が180゜を中心に（＋）から
（−）へ変化する領域について見ると、第７図（イ）→
（ハ）の順に示すように合成の電波信号（130）は単に
振幅が小さくなつてゆくだけでなく合成位相（電波信号
（130）の矢印の方向）も大幅に変化しているので、い
わゆるアイパターンの開口が小さくなると共に遅延ひず
みが大きくなり開口の中心位置が大幅に移動する。この
ため、受信に於ける同期再生タイミングのずれが生じ同
期外れが起きる。その結果符号誤りが発生することにな
る。このような原因による符号誤りは、２つの電波信号
の遅延時間差τが大きいほどわるくなる傾向がある。
移動無線通信のデイジタル通信伝送に於いて要求され
る符号誤り率に達成するためには従来は伝送しようとす
る符号列に冗長度をもたせる処理を行う方式を採用する
か、１タイムスロツトを複数のサブタイムスロツトに分
割新、１タイムスロツト分の位相変移を複数回にわけて
シフトするDSK方式＊を利用する等の事が検討されてい
るが、前者の場合は伝送すべき符号長が長くなり伝送効
率が低下するという問題があり、また後者の場合は多重
波の遅延時間が1/2タイムスロツトを超えるとDSK方式の
効果が失われるという問題がある（＊印…Ｄouble Phas
e Ｓhift Ｋeying方式）。
る符号誤り率に達成するためには従来は伝送しようとす
る符号列に冗長度をもたせる処理を行う方式を採用する
か、１タイムスロツトを複数のサブタイムスロツトに分
割新、１タイムスロツト分の位相変移を複数回にわけて
シフトするDSK方式＊を利用する等の事が検討されてい
るが、前者の場合は伝送すべき符号長が長くなり伝送効
率が低下するという問題があり、また後者の場合は多重
波の遅延時間が1/2タイムスロツトを超えるとDSK方式の
効果が失われるという問題がある（＊印…Ｄouble Phas
e Ｓhift Ｋeying方式）。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたものであり、伝送すべき符号に冗長度をもたせるこ
となく、かつ1/2タイムスロツトを超える遅延時間をも
つ多重波が存在しないアンテナブランチあるいは受信ブ
ランチを選ぶことにより移動無線通信のような多重伝送
路に於ける符号誤り率の劣化を少なくできるデジタル通
信方式を得ることを目的としている。
れたものであり、伝送すべき符号に冗長度をもたせるこ
となく、かつ1/2タイムスロツトを超える遅延時間をも
つ多重波が存在しないアンテナブランチあるいは受信ブ
ランチを選ぶことにより移動無線通信のような多重伝送
路に於ける符号誤り率の劣化を少なくできるデジタル通
信方式を得ることを目的としている。
この発明に係るデイジタル通信方式は、多重路伝送路
を経て受信されるデイジタル信号の多重波成分を受信機
内に設けられたQCH検波器（多重波信号の直交成分を遅
延検波により取出す検波器）によつて検出し、これを制
御信号として多重波遅延時間の小さいアンテナブランチ
あるいは受信ブランチの選択制御を行うようにした。
を経て受信されるデイジタル信号の多重波成分を受信機
内に設けられたQCH検波器（多重波信号の直交成分を遅
延検波により取出す検波器）によつて検出し、これを制
御信号として多重波遅延時間の小さいアンテナブランチ
あるいは受信ブランチの選択制御を行うようにした。
直交成分は遅延時間の減少と共に小さくなり、また直
交成分が小さくなれば誤り率も小さくなるという性質が
あるので、前記のようにQCH検波器出力信号により受信
ブランチを選択制御して遅延時間の小さいブランチを利
用する通信システムを構築する。
交成分が小さくなれば誤り率も小さくなるという性質が
あるので、前記のようにQCH検波器出力信号により受信
ブランチを選択制御して遅延時間の小さいブランチを利
用する通信システムを構築する。
以下この発明の一実施例を説明する。
第１図はこの発明の一実施例に係る受信装置の構成図
である。図に於いて（10）はアンテナ装置であり、それ
ぞれ所定方向に指向性を有する第１のアンテナ（11）、
第２のアンテナ（12）、第３のアンテナ（13）、第４の
アンテナ（14）及びこれらのうちから制御信号により所
定の１つのアンテナを選択しその出力を受信機（20）に
導びくアンテナ切替器（15）よりなる。（20）は受信機
で高周波信号を処理する受信部（21）と所要のBPSK信号
を検出する第１の遅延検波器（22）（この遅延検波器
は、遅延検波器の乗算回路に於ける２つの信号の同相成
分を検出するよう設定されるので、以下、ICH検波器（2
2）、という）及びその出力端子（24）と、受信部（2
1）からの信号を別に設けられた乗算回路に導びき次に
説明するようにこの乗算回路に於ける２つの信号の直交
成分を検出するQCH検波器（23）よりなる。ICH検波器
（22）は、第２図に示すように入力端子（221）と乗算
回路（222）と１タイムスロツト分の遅延時間をもつ遅
延回路（223）と低域通過フイルタ（224）（以下、LPF
（224）という）と、出力端子（225）よりなる。こゝ
で、同相成分の検出を行うため乗算回路（222）の２入
力の位相は０゜になるよう設定される。第３図はQCH検
波器（23）の構成を示す。QCH検波器（23）は構成上は
乗算回路（232）の２入力の位相を90゜に設定する点を
除きICH検波器（22）と同様の構成になつている。（2
5）はQCH検波器（23）の出力のRMS値をとると共に、こ
のRMS検波出力が所定の閾値を超えると制御信号を発生
する制御信号発生器であり、この信号によりアンテナ切
替器（15）をあとで説明する所定のルール、例えば時計
方向に順番に切替え、RMS検波出力が所定の閾値以下の
アンテナを選んで受信機（20）へ導びくようにしてい
る。
である。図に於いて（10）はアンテナ装置であり、それ
ぞれ所定方向に指向性を有する第１のアンテナ（11）、
第２のアンテナ（12）、第３のアンテナ（13）、第４の
アンテナ（14）及びこれらのうちから制御信号により所
定の１つのアンテナを選択しその出力を受信機（20）に
導びくアンテナ切替器（15）よりなる。（20）は受信機
で高周波信号を処理する受信部（21）と所要のBPSK信号
を検出する第１の遅延検波器（22）（この遅延検波器
は、遅延検波器の乗算回路に於ける２つの信号の同相成
分を検出するよう設定されるので、以下、ICH検波器（2
2）、という）及びその出力端子（24）と、受信部（2
1）からの信号を別に設けられた乗算回路に導びき次に
説明するようにこの乗算回路に於ける２つの信号の直交
成分を検出するQCH検波器（23）よりなる。ICH検波器
（22）は、第２図に示すように入力端子（221）と乗算
回路（222）と１タイムスロツト分の遅延時間をもつ遅
延回路（223）と低域通過フイルタ（224）（以下、LPF
（224）という）と、出力端子（225）よりなる。こゝ
で、同相成分の検出を行うため乗算回路（222）の２入
力の位相は０゜になるよう設定される。第３図はQCH検
波器（23）の構成を示す。QCH検波器（23）は構成上は
乗算回路（232）の２入力の位相を90゜に設定する点を
除きICH検波器（22）と同様の構成になつている。（2
5）はQCH検波器（23）の出力のRMS値をとると共に、こ
のRMS検波出力が所定の閾値を超えると制御信号を発生
する制御信号発生器であり、この信号によりアンテナ切
替器（15）をあとで説明する所定のルール、例えば時計
方向に順番に切替え、RMS検波出力が所定の閾値以下の
アンテナを選んで受信機（20）へ導びくようにしてい
る。
次に動作を説明する。
この発明の実施例ではQCH検波器（23）の出力を制御
信号として最適のアンテナを選択することとしている
が、その動作原理は次の通りである。
信号として最適のアンテナを選択することとしている
が、その動作原理は次の通りである。
QCH検波器（23）の出力は（第６図を参照して） 区間（ａ）に於けるQCH検波器の出力 ＝Im｛exp（janπ）＋ρexp（ｊ（an-1π＋φ））〕 ×〔exp（jan-1π）＋ρexp（ｊ（an-2π＋φ））〕＊｝ ＝２ρ|an−an-2|sinφ 区間（ｂ）に於けるQCH検波器の出力 ＝Im｛exp（janπ）＋ρexp（ｊ（anπ＋φ））〕 ×〔exp（jan-1π）＋ρexp（ｊ（an-1π＋φ））〕＊｝ ＝０ ρ：振幅比，＊：共役複素数，＝ωτ Im:複素数
の虚数部分 すなわち、多重波伝搬による電波信号があると区間
（ａ）に非零出力が生じ、その時間幅はτ，振幅はρに
非零し、φとも関係がある。
の虚数部分 すなわち、多重波伝搬による電波信号があると区間
（ａ）に非零出力が生じ、その時間幅はτ，振幅はρに
非零し、φとも関係がある。
次にQCH検波器（23）の出力のRMS値をとると、その大
きさはτ/Tに比例した大きさとなる。符号誤り率は先き
に説明した通りτ/Tが大きくなるとわるくなるが、QCH
検波器（23）からの信号はその出力の時間幅τに応じて
大きくなるので、QCH検波器（23）の出力が大きいと符
号誤り率もわるいということになる。そこでQCH検波器
（23）の出力が所定の閾値より小さくなるようアンテナ
切替回路（15）を制御し符号誤り率の小さいアンテナを
選択するようにする。第４図（Ａ）はτ/TとQCH検波出
力（RMS）の関係、第４図（Ｂ）はQCH検波出力と符号誤
り率（BER）の関係をシミュレーション実験によつて確
認したデータである。
きさはτ/Tに比例した大きさとなる。符号誤り率は先き
に説明した通りτ/Tが大きくなるとわるくなるが、QCH
検波器（23）からの信号はその出力の時間幅τに応じて
大きくなるので、QCH検波器（23）の出力が大きいと符
号誤り率もわるいということになる。そこでQCH検波器
（23）の出力が所定の閾値より小さくなるようアンテナ
切替回路（15）を制御し符号誤り率の小さいアンテナを
選択するようにする。第４図（Ａ）はτ/TとQCH検波出
力（RMS）の関係、第４図（Ｂ）はQCH検波出力と符号誤
り率（BER）の関係をシミュレーション実験によつて確
認したデータである。
なお、D/Uは２つのルートの受信レベル差（dB）を示
し、fDはフエージングの周波数、Eb/Noは信号対雑音比
を示す。アンテナ（11）〜アンテナ（14）はそれぞれ別
々の方向にその指向方向が設定されているので、それぞ
れのアンテナが受信する多重波の受信状況は通常同じで
はない。そこで、各々のアンテナに対応する多重波受信
状況を上記のようにしてQCH検波器の出力により把握評
価して、多重波受信の少ないアンテナへ切替えてゆくこ
とが可能なわけである。以上は４つの指向方向をもつア
ンテナを切替えるようにしたケースについて説明した
が、これ以外にも多重波の受信状況の異なる受信系の中
から１つの受信系を選択構成する方法であればよい。
し、fDはフエージングの周波数、Eb/Noは信号対雑音比
を示す。アンテナ（11）〜アンテナ（14）はそれぞれ別
々の方向にその指向方向が設定されているので、それぞ
れのアンテナが受信する多重波の受信状況は通常同じで
はない。そこで、各々のアンテナに対応する多重波受信
状況を上記のようにしてQCH検波器の出力により把握評
価して、多重波受信の少ないアンテナへ切替えてゆくこ
とが可能なわけである。以上は４つの指向方向をもつア
ンテナを切替えるようにしたケースについて説明した
が、これ以外にも多重波の受信状況の異なる受信系の中
から１つの受信系を選択構成する方法であればよい。
上記以外の方法としては、アンテナと受信機を含む受
信系を複数組用意しそれぞれの受信系毎に設けられたQ
CH検波器の出力信号を常時比較して最も状況のよい受信
系のICH検波器出力を出力信号として利用する方法、 ２組の受信機を用い、一方の受信機はICH検波器から出
力を取出すために用い、他方の受信機はQCH信号検出専
用の受信機として用いタイムシヤリングの方法で次々と
アンテナを切替え最も状態のよいアンテナ系を選択して
ICH検出器が接続されている受信系につなぐように制御
する方法、などが考えられる。
信系を複数組用意しそれぞれの受信系毎に設けられたQ
CH検波器の出力信号を常時比較して最も状況のよい受信
系のICH検波器出力を出力信号として利用する方法、 ２組の受信機を用い、一方の受信機はICH検波器から出
力を取出すために用い、他方の受信機はQCH信号検出専
用の受信機として用いタイムシヤリングの方法で次々と
アンテナを切替え最も状態のよいアンテナ系を選択して
ICH検出器が接続されている受信系につなぐように制御
する方法、などが考えられる。
また、アンテナの選定方法についても空間のダイバシ
テイー、指向性ダイバシテイー、偏波ダイバシテイー、
並びに周波数ダイバシテイー等の考え方によるものが適
用できる。また、こゝでは変調方式としてBPSKについて
説明したが、DSK方式、QPSK方式等についても同様のこ
とができる。なおQPSK方式については元々直交成分をも
つているので２逓倍し見かけ上BPSK信号に変換する必要
がある。
テイー、指向性ダイバシテイー、偏波ダイバシテイー、
並びに周波数ダイバシテイー等の考え方によるものが適
用できる。また、こゝでは変調方式としてBPSKについて
説明したが、DSK方式、QPSK方式等についても同様のこ
とができる。なおQPSK方式については元々直交成分をも
つているので２逓倍し見かけ上BPSK信号に変換する必要
がある。
以上のようにこの発明によれば、多重波信号の存在及
びその量的情報を受信機に設けられた直交成分を検出す
る遅延検波器によつて検出し、この信号を制御信号とし
てアンテナ系又は受信系等の切替により受信ブランチを
切替制御するようにしたので、特別の信号を付加するこ
となく実際の受信信号の誤り率に対応して符号誤り率の
少ないブランチを選定することができる効果がある。
びその量的情報を受信機に設けられた直交成分を検出す
る遅延検波器によつて検出し、この信号を制御信号とし
てアンテナ系又は受信系等の切替により受信ブランチを
切替制御するようにしたので、特別の信号を付加するこ
となく実際の受信信号の誤り率に対応して符号誤り率の
少ないブランチを選定することができる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例に係る受信装置の構成図、
第２図は前記受信装置に使用されているICH検波器（2
2）の構成図、第３図は同じくQCH検波器（23）の構成
図、である。第４図は本発明に係るデイジタル通信方式
の基礎データであり、第４図（Ａ）はτ/TとQCH検波出
力（RMS）との関係、第４図（Ｂ）はQCH検波出力（RM
S）と符号誤り率（BER）の関係を示すシミュレーシヨン
データである。第５図は移動無線通信に於ける通信系を
説明する図、第６図は各電波信号の時間的関係を説明す
る図、第７図は電波信号（110）と電波信号（120）の合
成によつて作られる合成電波信号（130）の振幅、位相
の変化を説明する図、である。 （１）……基地局、（２）……移動局、（３）……反射
体、（10）……アンテナ装置、（11）……第１のアンテ
ナ、（12）……第２のアンテナ、（13）……第３のアン
テナ、（14）……第４のアンテナ、（15）……アンテナ
切替器、（20）……受信機、（21）……受信部、（22）
……ICH検波器、（23）……QCH検波器、（24）……出力
端子、（25）……制御信号発生器 なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
第２図は前記受信装置に使用されているICH検波器（2
2）の構成図、第３図は同じくQCH検波器（23）の構成
図、である。第４図は本発明に係るデイジタル通信方式
の基礎データであり、第４図（Ａ）はτ/TとQCH検波出
力（RMS）との関係、第４図（Ｂ）はQCH検波出力（RM
S）と符号誤り率（BER）の関係を示すシミュレーシヨン
データである。第５図は移動無線通信に於ける通信系を
説明する図、第６図は各電波信号の時間的関係を説明す
る図、第７図は電波信号（110）と電波信号（120）の合
成によつて作られる合成電波信号（130）の振幅、位相
の変化を説明する図、である。 （１）……基地局、（２）……移動局、（３）……反射
体、（10）……アンテナ装置、（11）……第１のアンテ
ナ、（12）……第２のアンテナ、（13）……第３のアン
テナ、（14）……第４のアンテナ、（15）……アンテナ
切替器、（20）……受信機、（21）……受信部、（22）
……ICH検波器、（23）……QCH検波器、（24）……出力
端子、（25）……制御信号発生器 なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−10836（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−30430（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−261944（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−85523（ＪＰ，Ａ) 特表 昭62−501669（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/22 H04B 7/08
Claims (1)
- 【請求項１】複数のアンテナ系あるいは受信系を切替え
多重波信号を受信するディジタル通信方式において、受
信機内に設けられた多重波信号の直交成分を遅延検波す
るQCH検波器の出力のRMS値と閾値とを比較し、RMS値が
閾値より大きいとき、前記複数のアンテナ系あるいは受
信系を切替えて受信するようにしたことを特徴とするデ
ィジタル通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63120937A JP2843033B2 (ja) | 1988-05-17 | 1988-05-17 | ディジタル通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63120937A JP2843033B2 (ja) | 1988-05-17 | 1988-05-17 | ディジタル通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01290348A JPH01290348A (ja) | 1989-11-22 |
| JP2843033B2 true JP2843033B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=14798658
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63120937A Expired - Fee Related JP2843033B2 (ja) | 1988-05-17 | 1988-05-17 | ディジタル通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2843033B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2826435A1 (de) * | 1978-06-14 | 1979-12-20 | Johann Steiner | Schleifbandhalter |
| JPS61270936A (ja) * | 1985-05-27 | 1986-12-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 角度変調信号受信装置 |
-
1988
- 1988-05-17 JP JP63120937A patent/JP2843033B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01290348A (ja) | 1989-11-22 |
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