JPH09507351A - 無線デジタル同期ダイバーシティ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ＲＦ信号を受信するデジタル受信機（１０）は、従来のＲＦ／中間周波数（ＩＦ）コンバータ（１４）を備える。しかし、ＩＦ信号は、その振幅（２０）に対する制限のもと増幅される。さらに、受信信号強度（ＲＳＳＩ）信号が生成される（２８）。ＲＳＳＩ信号は、変調ＩＦ信号のエンベロープ情報を含む。位相情報を含むＩＦ振幅制限信号は、それから、デジタル化され、複素ベースバンド信号が生成される（６８）。複素ベースバンド信号は、それから、ＲＳＳＩ信号と組み合わされ、複素ベースバンド信号中の変調ＩＦ信号の振幅情報を復元する。復元された複素ベースバンド信号は、符号間干渉を取り除くため、従来の等化器（７０）で等化される。従来の符号検出器（８０）はこの信号ストリーム内の符号を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】 無線デジタル同期ダイバーシティ受信機 技術分野 本発明は、複数のＲＦ符号化（encoded）デジタル信号を受信する受信機によ り生成される複数の複素ベースバンド信号（complex baseband signal）を組み 合わせる方法および装置に関し、より詳細には、セルラー電話システムで、この ような無線伝送電磁信号（wireless transmitted electromagnetic signal）を 受信する受信機に関する。 発明の背景 無線通信は当該技術においてよく知られている。これまで、各静止装置（stat ionary unit）が、セルと呼ばれるその割り当てられた地理上の領域内にある移 動装置（mobile unit）に信号を送受信するタイプの無線通信が、「セルラー」 通信として知られている。移動装置があるセルから別のセルに移動すると、通信 は、あるセルにある静止装置から別のセルにある別の静止装置に転送される。 これまで、セルラー通信はアナログ・ベースであり、人気を博して伸びてきた 。しかし、その結果、通信路（airways）はだんだん混雑してきて、新規加入者 を受け 入れるための通信システムの容量が、だんだん問題となってきている。デジタル ・セルラー通信は、セルラー・システム内で動作する加入者の数を増加させる機 会を与えるものである。 デジタル無線通信システムの問題点の１つは、チャネルの非線形性である。別 の問題点は、デジタル的に符号化された信号の等化（equalizing）である。デジ タル的に符号化された信号が、さまざまなデータ経路を介して、ある装置から別 の装置に伝送されると、他の装置に到達する種々の信号によりデジタル符号化さ れた信号の間に遅延の広がりが生じる。これにより、符号間干渉（inter-symbol interference）が発生する。等化器（equalizer）は、複数の信号経路から到着 するデジタル符号化された信号間での符号間干渉を訂正するデジタル・ハードウ ェア／ソフトウェア装置である。 先行技術においては、多くの等化方法が開示されている。例えば、ヒガシ・ア キヒコ、スズキ・ヒロシによる「選択式フェーディング環境におけるＲＬＳアル ゴリズムを使用する移動無線等化器のＢＥＲ性能（"BER Performances of Mobil e Radio Equalizer Using RLS Algorithm In Selective Fading Environment"） 」、ヨー・ジョン・リウ（Yow-Jong，Liu）による「陸上移動体無線チャネル上 でのＴＤＭＡ通信システム用二方向等化技法（"Bi-Directional Equalization T echnique For TDMA Communication Systems Over Land Mobile Radio Chann els"）」グローブコム（Globecom）'91,1458〜1462ページ、およびサンペイ・セ イイチによる「陸上移動体通信における高ビット・レート・データ転送に向けた 日本の適応型等化技術の開発（"Development Of Japanese Adaptive Equalizati on Technology Toward High Bit Rate Data Transmission In Land Mobile Comm unications"）」IEICE Transactions,Volume E,74,No.6,June,1991,1512〜1521 ページを参照されたい。 複数経路フェーディング環境（multi-path fading environment）においては 、受信機に到達する信号は、複数の信号から構成され、そのそれぞれは、送信機 から受信機へ異なる経路を経て伝送された信号に対応する。時変チャネル（time varying channel）では、受信機での伝送信号の複数経路組み合わせ（multi-pa th combinations）により、振幅が時間変化し、受信信号の破壊的な組み合わせ によるフェーディングを経験する信号が生成される。デジタル伝送の場合、チャ ネルの複数経路フェーディングの結果、同じ平均信号対雑音比（ＳＮＲ）で動作 する非フェーディング・チャネル（non-faded channel）と比較して、ビット誤 り率（ＢＥＲ）の平均値がかなり高くなる。したがって、フェーディング・チャ ネルで所定の平均ＢＥＲ値を達成するには、必要とされるＳＮＲ値は、非フェー ディング・チャネルで必要とされるＳＮＲ値よりかなり高くなる。 変調されたキャリアが高速複数経路フェーディングを 受けやすい環境では、従来の連続時間同期法は満足行くようには実行できない。 各ユーザに１つのタイム・スロットが割り当てられる時間領域複数アクセス・シ ステム（time domain multiple access system）では、受信機はそのタイミング と周波数の同期をスロットごとに実行しなければならない。周波数同期は通常、 ある程度の固有周波数エラーを持つ自動周波数制御回路により達成される。した がって、タイミング復旧（recovery）回路またはアルゴリズムは、性能を著しく 劣化させることなく、ある限られた量の周波数エラーを調整しなければならない 。 これまで、フェーディングの影響を削減するため、つまり、与えられたＢＥＲ 目標のために必要とされるＳＮＲ値を減らすため、受信機での信号ダイバーシテ ィ（signal diversity）が考慮されてきた。受信機には、２つ以上の、同じ伝送 信号の個々にフェーディングされたもの（independently faded versions of th e same transmitted signal）が提供される。そうすることによって、すべての フェーディングされた信号が同時に大量の減衰を被る確率が減り、検出エラー確 率が低くなる。 先行技術において、複数のタイミング復旧技法が開示されている。これらの技 法は、以下に示す４つのカテゴリに分類できる。第１カテゴリでは、受信された ベースバンド・データ信号のしきい値交差（threshold crossings）が、サンプ リング位相と比較される。サンプリング 位相の訂正は、この比較の結果として開始される。交差の主要位置が見積もられ 、最適サンプリング瞬間がこれらの交差間の中間点にあると仮定される。第２の 技法は、クロック周波数またはこの周波数の倍数のスペタトル線を利用する。こ の周波数は、狭周波数帯フィルタ（narrow band filter）で遮られる。第３の技 法は、サンプル微分システム（sample-derivative system）である。この技法で は、その時点で信号極性により乗算されるサンプリング時間での信号の時間微分 に比例する各符号間隔の間に、エラー信号を生成するサンプリング微分位相検出 器（sampled-derivation phase detector）が利用される。サンプリング微分タ イミング復旧システム（sampling derivative timing recovery system）は、サ ンプリング時間を信号のピークと一致するように設定しようとする。最後に、第 ４の技法では、全通過フィルタのバンク（a bank of all pass filters）がタイ ミング位相検出器として使用される。この技法は、フレーム構造に同期フィール ドが含まれる信号に適している。 高速複数経路フェーディングは、デジタル陸上移動体無線伝送システムの平均 ＢＥＲ性能を激しく劣化させる。送信器電力及び共通チャネル再利用距離（co-c hannel reuse distance）を共にあまり増加させずに、高信頼性デジタル伝送を 達成するためには、ダイバーシティ受信を利用することがよく知られている。 ダイバーシティ技法には、そのすべてが同じ情報を伝 搬するが、相関関係のない複数経路フェーディングを持つダイバーシティ・ブラ ンチ（diversity branch）と名付けられた多くの信号伝送経路、および受信信号 を結合して、信頼性高く復号化できる信号にする回路が必要である。陸上移動体 無線伝搬特性に応じて、ダイバーシティ・ブランチを構築する多くの方法がある 。一般的には、これらの方法は、以下の５つのカテゴリに分類される。すなわち 、（１）空間、（２）角度、（３）偏波、（４）周波数、および（５）時間ダイ バーシティである。 単純かつ経済的に実現可能であるため最も幅広く利用されてきた空間ダイバー シティは、１つの送信アンテナおよび多くの受信アンテナから構成される。隣接 する受信アンテナ間の空間は、各ダイバーシティ・ブランチに出現する複数経路 フェーディングが他のブランチの複数経路フェーディングと相関関係を持たなく なるように選択される。 発明の要約 本発明は、信号のそれぞれが受信機により生成される付随（associated）ＲＳ ＳＩ信号（ＲＳＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）を有する複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁( ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）を処理する方法に関する。受信機は、複数の無線伝送電磁信号を 受信し、複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）と付随ＲＳＳＩ信号（ＲＳ ＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）を生成する付随信号処理手段を具備する。方法は、 ＲＸ₁(ｔ)＝Ｓ₁(ｔ)・Ｓ₁ ^*(ｔ−Ｔ) ＲＸ₂(ｔ)＝Ｓ₂(ｔ)・Ｓ₂ ^*(ｔ−Ｔ) （ここで、Ｓ_x ^*は、Ｓ_xの複素共役、Ｔは符号期間遅延）のとおり複数の差動信 号ＲＸ₁、ＲＸ₂を生成するため、複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）の それぞれを差動的に検出することから構成される。 差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）は、複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂( ｔ)）が、復元された付随ＲＳＳＩ信号（ＲＳＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）の振幅成分を 持つかどうかに応じて、選択された差動復号信号Ｒ(ｔ)を形成するために結合さ れる。 選択された差動復号信号Ｒ(ｔ)は変換されて、次のような複数の変換信号Ｄ₁( ｔ)およびＤ₂(ｔ)を生成する。 Ｄ₁(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^-j2πfst Ｄ₂(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^+j2πfst 変換信号Ｄ₁(ｔ)およびＤ₂(ｔ)のそれぞれは、以下によって、タイミング（τ ）および周波数（ｆ_e）エラー概算信号を生成するために処理される。 τ＝（Ｔ／４π）・arc tan（Ｃ₁ ^*(ｔ)・Ｃ_-1(ｔ)） ｆ_c＝（１／４πＴ）・arc tan（Ｃ_-1(ｔ)・Ｃ₁(ｔ)） （ここで、Ｃ₁(ｔ)およびＣ_-1(ｔ)は、それぞれＤ₁(ｔ)およびＤ₂(ｔ)の平均） 前記方法を達成するための遠距離通信受信機も開示される。 受信機は、無線伝送電磁信号を受信し、同信号を無線 周波数（ＲＦ）信号に変換するアンテナを具備する。ＲＦ信号は、振幅を制限し 、受信信号強度（ＲＳＳＩ）信号（receive signal strength intensity signal ）を生成するため、振幅を有する中間周波数（ＩＦ）信号に変換される。帯域変 換手段（bandpass converting means）は、振幅が制限されたＩＦ信号およびＲ ＳＳＩ信号を受信する。帯域変換手段は、振幅が制限されたＩＦ信号を複数のベ ースバンド信号に変換する手段を具備する。複数のベースバンド信号のそれぞれ は、あるサンプリング・レートでデジタル化され、複数のデジタル化されたベー スバンド信号を生成する。複数のデジタル化されたベースバンド信号は、Ｓ(ｔ) ＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数であり、Ｉ、Ｑは複数の デジタル化されたベースバンド信号）により１つの複素信号Ｓ(ｔ)を生成するた め結合される。ＲＳＳＩ信号は、デジタルＲＳＳＩ信号を生成するためにデジタ ル化される。デジタル化されたＲＳＳＩ信号は、複素ベースバンド信号を生成す るため、複素信号と掛け合わされる。複素ベースバンド信号は、符号間干渉を除 去することにより等化される。最後に、信号が複素ベースバンド信号で検出され る。 他の実施例では、帯域変換手段が、振幅制限ＩＦ信号を第１サンプリング・レ ートでデジタル化する。デジタル化されたＩＦ信号は、複数のデジタル化された ベースバンド信号に変換され、これまで説明したように１つの 複素信号を生成するため結合される。しかし、ＲＳＳＩ信号は、第１サンプリン グ・レートより低速である第２サンプリング・レートでデジタル化され、デジタ ル化されたＲＳＳＩ信号を生成する。デジタル化されたＲＳＳＩ信号は、複素信 号と掛け合わされ、１つの複素ベースバンド信号を生成する。複素ベースバンド 信号は、符号間干渉を取り除くことによって等化される。それから、符号（symb ol）は複素ベースバンド信号で検出される。 最後に、無線伝送電磁信号の符号信号（symbol signal）を検出する方法も開 示される。 図面の簡単な説明 図１は、伝送された電磁信号を受信するため、１本のアンテナを備え、符号間 干渉を排除するため、等化器を使用する無線デジタル受信機の一実施例のブロッ ク図である。 図２は、伝送された電磁信号を受信するため、複数の空間的に離されたアンテ ナを備え、フラット・フェーディングを排除するため、処理された信号を結合す る無線デジタル受信機の他の実施例のブロック図である。 図３は、振幅制限ＩＦ信号およびＲＳＳＩ信号を生成するために、図１および 図２に示される受信機で使用できる中間周波数（ＩＦ）振幅制限増幅器のブロッ ク図である。 図４は、図１および図２に示される受信機で使用でき る帯域／複素低域通過コンバータの一実施例である。 図５は、図１および図２に示される受信機で使用できる帯域／複素低域通過コ ンバータの他の実施例の詳細なブロック図である。 図６は、図５に示される帯域／複素低域通過コンバータの実施例用の回路のサ ブ・ハーモニック・ダウン変換部の詳細なブロック図である。 図７は、図１および図２に示される受信機で利用できる符号検出器の詳細なブ ロック図である。 図８は、図２に示される受信機で使用されるダイバーシティ結合器の詳細なブ ロック図である。 図９Ａは、図８に示される結合器のダイバーシティ・非線形機能回路部の一実 施例の詳細なブロック図である。 図９Ｂは、図８に示される結合器のダイバーシティ・非線形機能回路部の他の 実施例の詳細なブロック図である。 図１０は、図８に示されるダウン・コンバータの詳細なブロック図である。 図１１は、図８に示される概算器（estimator）の詳細なブロック図である。 図１２は、図９Ａまたは図９Ｂに示される差動検出器の詳細なブロック図であ る。 発明の詳細な説明 図１を参照すると、デジタル受信機１０の一実施例の 概要ブロック図が示されている。移動体装置（mobile unit）および静止装置間 の無線通信システムにおいては、デジタル受信機１０は、移動体装置の一部にも 、静止装置の一部にもなり得る。より詳細には、当業者にはわかるように、静止 装置は、ハンド・オフのような機能や多くのリモート装置を同時に処理する能力 を達成するために、追加的な装置を具備するであろう。実施例では、デジタル受 信機１０は、デジタル・セルラー通信を実現するために、無線周波数バンドで無 線電磁放射信号を受信する。 図１に示される実施例のデジタル受信機１０は、ＲＦ（無線周波数）無線信号 １３を受信する１本のアンテナ１２を具備する。ＲＦ信号１３は、ＲＦ処理装置 １４により処理され、ＲＦ処理装置１４は、ＲＦ信号１３を中間周波数（ＩＦ） 信号１６に変換する。ＲＦ信号をＩＦ信号１６に変換するＲＦ処理装置１４は、 当該技術分野でよく知られている。 ＩＦ信号１６は、振幅制限・増幅ＩＦ信号ＲＸ(ｔ)３６を生成する増幅器２０ に供給される。さらに、増幅器２０は、受信信号強度（ＲＳＳＩ(ｔ)）信号２８ を生成し、この信号は、受信信号のエンベロープ（envelope）に従うので、やは り経時的に変化する。 振幅制限ＲＸ(ｔ)信号３６およびＲＳＳＩ信号２８は、帯域／複素低域通過コ ンバータ（a bandpass to complex low pass converter）４０に渡される。コン バータ４ ０は、振幅制限信号ＲＸ(ｔ)３６およびＲＳＳＩ信号２８を受信し、それらを１ つの複素ベースバンド信号６８に変換するために働く。 複素ベースバンド信号６８は、等化器７０に供給される。等化器７０は、チャ ネルが遅延分散（delay dispersion）を経験している場合、複素ベースバンド信 号６８の符号間干渉を除去する。符号間干渉が除去された後、等化器７０の出力 信号は、デジタル・ストリームにおいて受信符号を検出する符号検出器８０に供 給される。 図２を参照すると、受信機の他の実施例１１０が示されている。図２に示され る受信機１１０は、空間ダイバーシティ受信機であり、図１に示された受信機と ほぼ同一である。受信機１１０は、空間ダイバーシティを達成するため、複数の アンテナを具備する（ここでは２本、使用されている）。複数の空間的に離され たアンテナ１２ａおよび１２ｂは、ＲＦ送信信号を同時に検出するために働く。 従って、２つの受信されたＲＦ信号１２ａおよび１２ｂを処理するため、２つの 信号チャネルがある。第１チャネルでは、第１アンテナ１２ａが無線送信信号を 受信し、それを第ＩＲＦ信号１３ａに変換する。ＲＦ処理装置１４ａは、第ＩＲ Ｆ信号１３ａを受信し、それに応答して、第１ＩＦ₁(ｔ)信号１６ａを生成する 。第１ＲＦ処理装置１４ａは、図１に示されるＲＦ処理装置１４と実質的に同一 であり、当該技術分野において周知である。 第１チャネルの第１ＩＦ₁(ｔ)信号１６ａは、振幅制限・増幅ＩＦ信号ＲＸ₁( ｔ)３６ａおよび第１ＲＳＳＩ₁信号２８ａを生成する第１ＩＦ増幅器２０ａに供 給される。第１増幅器２０ａは、図１に示される増幅器２０と実質的に類似して いる。第１振幅制限ＩＦ信号ＲＸ₁(ｔ)３６ａおよび第１ＲＳＳＩ₁信号２８ａは 、帯域／複素低域通過コンバータ４０ａに供給される。帯域／複素低域通過コン バータ４０ａは、第１複素ベースバンド信号６８ａを生成する。帯域／複素低域 通過コンバータ４０ａは、図１に示される帯域／複素低域通過コンバータ４０と 実質的に同一である。 第２チャネルでは、第２アンテナ１２ｂが無線周波数スペクトル内の同じ電磁 信号を受信し、それを第２ＲＦ信号１３ｂに変換する。第２ＲＦ信号１３ｂは、 第２１Ｆ₂(ｔ)信号１６ｂを生成するため、第２ＲＦ処理装置１４ｂに供給され る。 第２チャネルの第２ＩＦ信号ＩＦ₂(ｔ)１６ｂは、第２の振幅制限・増幅ＩＦ 信号ＲＸ₂(ｔ)３６ｂおよび第２ＲＳＳＩ信号ＲＳＳＩ₂２８ｂを生成する第２Ｉ Ｆ増幅器２０ｂに供給される。第２増幅器２０ｂは、図１に示された増幅器２０ と実質的に類似している。第２振幅制限ＩＦ信号ＲＸ₂(ｔ)３６ｂおよび第２Ｒ ＳＳＩ₂信号２８ｂは、帯域／複素低域通過コンバータ４０ｂの第２チャネルに 供給される。帯域／複素通過コンバータ４０ｂは、第２複素ベースバンド信号６ ８ｂを生成する。帯域／複 素通過コンバータ４０ｂは、図１に示された帯域／複素通過コンバータ４０と実 質的に同一である。 第１の複素ベースバンド信号６８ａおよび第２の複素ベースバンド信号６８ｂ は、ダイバーシティ結合器（diversity Combiner）９０に供給される。複数の空 間的に離されたアンテナが、複数のＲＦ信号１２ａおよび１２ｂを受信し、空間 ダイバーシティを達成するために使用されているので、２つのチャネルの複素ベ ースバンド信号６８ａおよび６８ｂは、ダイバーシティ結合器９０により結合さ れ、フラット・フェーディングを除去する１つの出力信号を生成する。この信号 は、それから、符号検出器８０に供給される。符号検出器８０は、図１に示され る符号検出器８０と実質的に同一である。符号検出器８０は、入力として供給さ れるデジタル信号から符号を検出する。 図３を参照すると、受信機１０または１１０で使用されるＩＦ増幅器２０のブ ロック図が示されている。ＩＦ制限増幅器２０は、ＩＦ信号１６を受信し、それ を第１帯域フィルタ１８を通して供給する。第１帯域フィルタ１８は、符号間干 渉を最小限に抑えるために、ＩＦ信号１６のマッチ・フィルタリングを行う。第 １帯域フィルタ１８は、不必要な信号を拒絶する選択性も提供する。第１帯域フ ィルタ１８は、第１ＩＦ濾過信号（a first IF filtered signal）１９を生成す る。 第１ＩＦ濾過信号１９は、瞬間自動利得制御増幅器 （an instant automatic gain control amplifier）のようにほぼ動作する制限 増幅器２２に供給される。増幅器２２は、第１ＩＦ濾過信号１９中の振幅の変動 （amplitude fluctuation）を除去し、その出力として増幅ＩＦ信号を生成する 。数学的には、増幅ＩＦ信号Ｓ₂(ｔ)２４は、第１濾過ＩＦ信号Ｓ₁(ｔ)と、以下 に示すように関係する。 Ｓ₂(ｔ)＝Ｓ₁(ｔ)／｜Ｓ₁(ｔ)｜ したがって、増幅ＩＦ信号Ｓ₂(ｔ)２４は、大きさが一定で、位相が入力変調 ＩＦ濾過信号Ｓ₁(ｔ)１９に従って変化するベクトル信号である。増幅ＩＦ信号 ２４は、結果として、スペクトルが再成長し広がる。 最後に、増幅ＩＦ信号２４は、帯域フィルタ２６に供給される。帯域フィルタ ２６は、以下に説明するように、図４のアナログ／デジタル・コンバータ４８ａ 、４８ｂまたは図５のＡ／Ｄコンバータ１４８、４８で使用されるサンプル数に 応じて、ＩＦ信号２４を管理可能な帯域幅に制限する。 増幅器２２は、また、ＲＳＳＩ測定回路（RSSI measurement Circuit）３０に 供給されるＲＳＳＩ信号２３も供給する。ＲＳＳＩ測定回路３０は、増幅器２２ に供給されるＩＦ信号１９のエンベロープに比例するＲＳＳＩ信号３２を生成す る。ＲＳＳＩ信号３２は、それから、線形／ログ変換回路（linear to log conv ersion circuit）３４によりログＲＳＳＩ信号２８に変換され、（以下に説明す るように）ＲＳＳＩ信号のデジタル化に使用 されるアナログ／デジタル・コンバータ５８のダイナミック・レンジに対する要 件を減らす。ログＲＳＳＩ信号２８は、ＩＦ信号１９のエンベロープ情報を、対 数形式ではあるが、維持し続ける。対照的に、振幅制限ＩＦ増幅信号３６は、も はやエンベロープ情報を含まなくなる。 図４を参照すると、帯域／複素低域通過コンバータ４０の一実施例が示されて いる。図４に示されるコンバータ４０は、ＩＦ信号３６を複素ベースバンド信号 ６８に変換するために使用される直角復調器（quadrature demodulator）である 。これは、以下のようにして達成される。ＩＦ信号３６は、まず復調される。参 照ＩＦ周波数でのキャリア信号が、生成器４２により生成される。キャリア信号 は、第１乗算器４４ａに供給され、それには、復調するためＩＦ信号３６も供給 され、第１復調ＩＦ信号４１ａを生成する。第１ＩＦ復調信号４１ａは、第１低 域通過フィルタ４６ａによりフィルタされ、第１リアル・ベースバンド信号Ｉ( ｔ)４５ａを生成する。そして、ベースバンド信号Ｉ(ｔ)４５ａは、第１アナロ グ／デジタル・デジタイザ４８ａによりデジタル化され、デジタル化されたＩ( ｔ)信号４７ａを生成する。 ＩＦ信号３６は、第２乗算器４４ｂにも供給される。参照ＩＦ周波数を生成器 ４２から生成しているキャリア信号は、移相器（phase shifter）４３により、 その位相が９０°シフトされる。移相キャリア信号（phase shifted carrier si gnal）は、それから、第２ＩＦ復調信号 ４１ｂを生成する第２乗算器４４ｂに供給され、第２ＩＦ復調信号４１ｂは、低 域通過フィルタ４６ｂによりフィルタされ、濾過リアル・ベースバンド信号Ｑ( ｔ)４５ｂを生成する。そして、リアル・ベースバンドＱ(ｔ)信号４５ｂは、第 ２Ａ／Ｄコンバータ４８ｂにより、第１Ａ／Ｄコンバータ４８ａに対するものと 同じサンプリング・レートでサンプリングしつつ、クロック６０からのクロック 信号に基づいて、デジタル化され、デジタル化されたリアルＱ信号４７ｂを生成 する。リアルＩおよびＱデジタル信号４７ａ、４７ｂは、ｎビットを有するデジ タル・サンプル信号から構成される。リアルＱデジタル信号４７ｂには、それか ら、乗算器５０により虚数ベクトルｊが掛けられる。次に、信号は、以下に示す 複素ベースバンド信号Ｓ₄(ｔ)４９を生成する加算器５２に供給される。 Ｓ₄(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ) Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数 複素信号４９は、ＩＦ信号２８の位相を含むが、振幅情報は伝搬しない。次に 、複素信号４９は、周波数差異概算検出器（frequency difference estimate de tector）５４に供給される。周波数差異概算検出器５４は、後にＤ／Ａコンバー タ５６によりアナログ信号に変換される周波数差異信号（frequency difference signal）５１を生成する。それから、差異周波数信号５３は、自動周波数制御 に使用される。 ＲＳＳＩ信号２８は、クロック６０から第１Ａ／Ｄコンバータ４８ａおよび第 ２Ａ／Ｄコンバータ４８ｂにそれぞれ供給されるレートと同じサンプリング・レ ートで動作する第３Ａ／Ｄコンバータ５８に供給される。第１、第２、および第 ３Ａ／Ｄコンバータ４７ａ、４７ｂ、５８は、それぞれ、予測される符号レート の２倍以上のレートで、クロック６０からのクロック信号によりサンプリングさ れる。第３Ａ／Ｄコンバータ５８の出力であるｍビットからなるデジタル化され たＲＳＳＩ信号５７は、クロック６０の調整に使用できる。さらに、デジタル化 されたログＲＳＳＩ信号５７は、デジタル化されたＲＳＳＩ信号５７を線形デジ タルＲＳＳＩ信号５９に変換し戻すログ／線形コンバータ（a log to linear co nverter）６２に供給される。その次に、線形デジタルＲＳＳＩ信号５９は、必 要であれば、スケーリング回路５４によりスケーリングされ、スケール化された デジタルＲＳＳＩ信号６１を生成する。スケーリングされたデジタルＲＳＳＩ信 号６１は、複素ベースバンド信号Ｓ₄(ｔ)４９も供給される乗算器６６に供給さ れ、線形複素ベースバンド信号６８を形成するため、次のように結合される。 Ｓ₅(ｔ)＝Ｓ₄(ｔ)×ＲＳＳＩ 前記し、図４に示したコンバータ４０は、図１に示される受信機１０において 、あるいは図２に示される受信機１１０のチャネルのそれぞれにおいて使用でき る。 図５を参照すると、図１に示される受信機１０におい て、または図２に示される受信機１１０の２つのチャネルのそれぞれにおいて使 用できるコンバータの他の実施例１４０が示されている。図５に示されるコンバ ータ１４０は、図４に示されるコンバータ４０に類似しており、多くの同じ構成 要素を有している。コンバータ１４０により受信されるＩＦ信号３６は、第１Ａ ／Ｄコンバータ１４８によりデジタル信号に変換される。しかし、第１Ａ／Ｄコ ンバータ１４８は、クロック６０からクロック信号を、乗算器１４４により増加 されて受信する。その結果、Ａ／Ｄコンバータ１４８に供給されるクロック信号 は、符号レートの少なくとも４倍のレートでＩＦ信号３６をサンプリングする。 符号レートの少なくとも４倍のレートは、ＩＦ信号３６の帯域幅および周波数に 応じて選択される。その結果が、デジタル化されたＩＦ信号１４１であり、図６ に示され、以下に詳細に説明されるサブ・ハーモニック・ダウン・コンバータ（ a sub-harmonic down converter）１６２に供給される。デジタル形式のデジタ ルＩＦ信号１４１は（図４のアナログＩＦ信号のように、復調されるのではなく ）ダウン変換され（down converted）、ベースバンドＩおよびＱ信号１４７ａ、 １４７ｂをそれぞれ生成する。ベースバンド信号ＩおよびＱ、１４７ａ、１４７ ｂのそれぞれは、それぞれ、符号あたりのサンプル数を減らすデシメーション（ decimation）機能を実行するデシメータ（decimator）１６４ａ、１６４ｂに与 えられる。符号あたりのサンプ ル数を引き下げることにより、必要とされる処理パワーを減らす。符号あたりの サンプル数が、信号の正しい処理に必要とされる最小値である場合には、デシメ ーションは必要とされない。第２デシメータ１６４ｂの出力であるリアルＱベー スバンド信号は、虚数ベクトル５０により虚数ベクトル信号に変換される。ベク トル５０から結果として生じる信号ｊＱ(ｔ)は、Ｉリアル・ベースバンド信号も 供給される加算器５２に供給される。加算器５２の出力は、以下のような複素ベ ースバンド信号Ｓ₄(ｔ)１４９である。 Ｓ₄(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ) Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数 複素ベースバンド信号１４９は、それから、乗算器１６６に供給される。 複素ベースバンド信号１４９は、差異周波数概算検出器５４にも供給され、検 出器５４は、自動周波数制御に使用される差異周波数５３を生成するＤ／Ａコン バータ５６に供給される出力信号５１を生成するが、すべて図４に記載されたも のと類似している。 ＲＳＳＩ信号２８は、クロック６０により設定されるサンプリング・レートで サンプリングされる第２Ａ／Ｄコンバータ５８に供給される。サンプリング・レ ートは、符号レートの２倍を上回り、したがって、Ａ／Ｄコンバータ１４８のサ ンプリングのレートより低速となる。第２Ａ／Ｄコンバータの出力は、デジタル 化されたＲＳＳ Ｉ信号５７である。デジタルＲＳＳＩ信号５７は、図４に示されるデジタルＲＳ ＳＩ信号５７と同様に、クロック６０を制御するのに使用できる。さらに、デジ タル・ログＲＳＳＩ信号５７は、ログ／線形コンバータ６２により線形フォーマ ットに変換し戻される。そして、結果として生じる線形デジタルＲＳＳＩ信号５ ９は、必要ならば、再びスケーラ６４に供給される。最後に、スケーリングされ た線形デジタルＲＳＳＩ信号６１は、出力複素ベースバンド信号６８を生成する 乗算器１６６に供給される。 図４に対する説明と同様に、振幅制限ＩＦ信号３６は、変調信号の位相しか含 まず、振幅情報はまったく伝搬しないので、複素ベースバンド信号６８を再構築 するため、ＲＳＳＩ信号２８に含まれる変調信号のエンベロープ情報は、複素ベ ースバンド信号６８のエンベロープ情報の復元に使用される。さらに、図５に示 されるコンバータ１４０の実施例では、コンバータ１４０は、図４に示されるコ ンバータ４０ほど複雑ではない。したがって、コンバータ１４０は集積化により 適している。加えて、コンバータ１４０は、図４に示されるコンバータ４０の実 施例で使用される直角復調器に固有な問題点のいくつかを排除する。最後に、利 得・位相インバランス、ＤＣオフセット、およびキャリア・フィード・スルーは 、復調されたベースバンド信号ではなく、変調されたＩＦ信号をサンプリングし 、デジタル化することにより回避でき る他のいくつかの問題点である。 図６を参照すると、コンバータ１４０で使用されるダウン・コンバータ１６２ の一実施例が示されている。サンプリングされたデジタルＩＦ信号１４１は、第 １乗算器１４４ａおよび第２乗算器１４４ｂに同時に供給される。第１および第 ２乗算器乗算器１４４ａ、１４４ｂは、以下のように提供される信号において動 作する。 信号１４５ａ＝信号１４１＊cos(２πｆ_sub*ｔ) 信号１４５ｂ＝信号１４１＊sin(２πｆ_sub*ｔ) ここで、ｆ_subは、サブ・ハーモニック周波数であり、ｔ＝ｎＴｓであり、Ｔｓ はサンプリング期間で、ｎは次の周期数により決定される。 ｆ_sub*ｎＴｓ＝１またはｎ＝１／（ｆ_sub*Ｔｓ） それから、乗算器１４４ａおよび１４４ｂの出力のそれぞれが、それぞれ低域通 過フィルタ１４３ａおよび１４３ｂを通過させられ、ベースバンド信号Ｉおよび Ｑ、１４７ａ、１４７ｂをそれぞれ形成する。 受信機１０に関しては、図１に示されるように、複素ベースバンド信号６８が 等化器７０により受信される。等化器７０は従来設計のもので、当該技術分野に おいて周知であり、チャネルが遅延分散を経験している場合に、符号間干渉を除 去するために役立つ。等化器７０は、チャネルを概算し、分散に対する補償をす るために、複素ベースバンド信号６８の振幅情報と位相情報の両方を必要とする 。したがって、複素ベースバンド信号６８は、 図４および図５に示されるコンバータ４０および１４０の両方の実施例において 、加算器５２の出力（Ｓ₄(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)）およびＲＳＳＩ信号３６か らの振幅により、位相情報が提供される。受信機１０および１１０の両方の実施 例において、ＩＦ制限増幅器２０の出力は、その振幅にリミットがあり、それに よりエンベロープ情報が取除かれたＩＦ信号である。しかし、エンベロープ情報 はＲＳＳＩ信号に含まれ、デジタル複素ベースバンド信号Ｓ₄(ｔ)（４９または １４９）がＲＳＳＩ信号によって乗算されると復元される。いったん、等化器７ ０が複素ベースバンド信号６８に対して動作すると、等化ベースバンド信号７２ が符号検出器８０に供給される。 図７を参照すると、符号検出器８０の一実施例が示されている。等化器７０ま たはダイバーシティ結合器９０からの等化複素ベースバンド信号７２は、信号ｅ^-j2π△f が回路８８から供給される乗算器８２に供給される。この乗算により、 複素ベースバンド信号７２から周波数オフセットが除去される。その結果は、周 波数オフセットが除去された複素ベースバンド信号８１である。この信号８１は 、それから、周波数差動信号８３つまり△ｆを生成する周波数オフセット概算回 路８６に供給される。周波数差動信号８３△ｆは、信号ｅ^-j2π△fを生成する回 路８８に供給される。さらに、信号８１は、コヒーレント検出器８４に供給され る。コヒーレント検出器８４は、信号８１内の符号をコヒーレントに検出する。 符号検出 器８０の出力の結果は、データ符号又はビットである。 空間ダイバーシティを持つ受信機１１０の場合は、帯域コンバータ４０ａ、４ ０ｂの出力である２つの複素ベースバンド信号６８ａ、６８ｂは、ダイバーシテ ィ結合器９０に供給される。ダイバーシティ結合器９０は、通常の設計によるも のであり、フラット・フェーディングを克服するのに役立つ。これは、等利得（ equal gain）、検出後選択（post-detection selection）、信号対雑音比重み付 けあり／なしのコ・フェージング（co-phasing with and without signal-to-no ise ratio weighting）、およびスイッチ・ダイバーシティのダイバーシティ結 合（diversity combining）となり得る。 図８を参照すると、受信機１１０と共に使用できるダイバーシティ結合器９０ の実施例が示されている。ダイバーシティ結合器９０は、図９Ａおよび図９Ｂに 詳細に示され、後述される２つの実施例の内の１つであるダイバーシティ非線形 機能回路（diversity and non-linear function circuit）９２を具備する。 図９Ａに示される実施例では、ダイバーシティ非線形機能回路９２は、すでに 振幅エンベロープをＲＳＳＩ信号によって復元してある複素ベースバンド信号６ ８ａ、６８ｂを受信する。複素ベースバンド信号６８ａ、６８ｂのそれぞれは、 差動検出器１００ａ、１００ｂにそれぞれ供給され、差動信号１０１ａ、１０１ ｂをそれぞれ生成する。差動検出器１００ａ、１００ｂは従来の設計 によるものであり、このような実施例の１つが図１１に示されている。各差動検 出器１００は、複素ベースバンド信号６８（Ｓ(ｔ)）を受信し、差動信号１０１ を、以下のように生成する。 信号１０１＝Ｓ(ｔ)＊Ｓ^*(ｔ−Ｔ) （ここで、Ｔは符号遅延）差動信号１０１ａ、１０１ｂは、単に２つの信号１０ １ａ、１０１ｂを加算する線形結合器１０４に供給される。結合器１０４の出力 は、結合複素ベースバンド信号１０５である。 図９Ｂを参照すると、ダイバーシティ非線形機能回路１９２の他の実施例が示 されている。回路１９２は、その振幅エンベロープがＲＳＳＩ信号により復元さ れていない信号である複素ベースバンド信号４９ａ、４９ｂ、または１４９ａ、 １４９ｂを受信する。複素ベースバンド信号４９ａ、４９ｂ、または１４９ａ、 １４９ｂのそれぞれは、差動検出器１００ａ、１００ｂにそれぞれ供給され、差 動信号１０１ａ、１０１ｂをそれぞれ生成する。差動検出器１００ａ、１００ｂ は従来の設計によるものであり、このような実施例のひとつが図１２に示されて いる。各差動検出器１００は、複素ベースバンド信号を受信し、信号１０１＝Ｓ (ｔ)＊Ｓ^*(ｔ−Ｔ)に従って、差動信号１０１を生成する。ここで、Ｔは符号遅 延である。差動信号１０１ａ、１０１ｂは、結合器１０４に供給される。結合器 １０４の出力は、結合複素ベースバンド信号１０５である。 複素ベースバンド信号４９ａ、４９ｂ又は１４９ａ、１４９ｂは、その振幅エ ンベロープをＲＳＳＩ信号によって復元していないため、ＲＳＳＩ信号も回路１ ９２に供給される。各複素ベースバンド信号４９ａ、４９ｂまたは１４９ａ、１ ４９ｂに付随するＲＳＳＩ信号３６ａ、３６ｂは、それぞれ比較器１０２に供給 される。比較器１０２は、以下の内の１つとして、結合複素信号１０５を選択す るため、結合器１０４に供給される比較信号１０３を生成する。 可能性Ａ：チャネルの１つからの複素ベースバンド信号１０１ａ 可能性Ｂ：他のチャネルからの複素ベースバンド信号１０１ｂ 可能性Ｃ：複素ベースバンド信号１０１ａと１０１ｂの和 比較器１０２は、以下のようにして、結合器１０４から特定の信号を選択する 比較信号１０３を生成する。 ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂＞５ｄＢの場合、信号１１０ａを選択 ＲＳＳＩ₂−ＲＳＳＩ₁＞５ｄＢの場合、信号１１０ｂを選択 ｜ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂｜＜５ｄＢの場合には、信号１０１ａプラス１０１ｂ を選択 結合複素ベースバンド信号１０５は、回路９２または回路１９２のいずれかか ら、データ信号１０７を生成す るために、その入力信号の位相を見て、どの象限にあるかを確立するスライサ９ ４に供給される。スライサ９４は、当該技術分野において周知である。 結合複素ベースバンド信号１０５は、図１０に示されるダウン・コンバータ９ ６にも供給される。コンバータ９６は、結合複素ベースバンド信号１０５を受信 し、それを２つの乗算器１０６ａ、１０６ｂに同時に供給する。乗算器１０６ａ 、１０６ｂのそれぞれに、すべて前述したように、パラメータをｆsおよびｔと して、信号ｅ^-j2πfstおよびｅ^+2πfstのそれぞれが供給される。乗算器１０６ ａおよび１０６ｂの出力は、それぞれ信号１０８ａおよび１０８ｂである。ダウ ン・コンバータの機能は、重要な成分をＤＣレベルへ複素復調することである。 ２つの成分信号１０８ａ、１０８ｂは、それぞれ信号平均器（signal average rs）１１０ａ、１１０ｂに供給され、第１平均信号１１１ａ及び第２平均信号１ １１ｂを生成する。第１平均信号１１１ａは、第１複素信号１１３を生成するた め、複素演算子１１２により複素共役信号に変換される。第１複素信号１１３お よび第２平均信号１１１ｂは、第１乗算信号１１５ａを生成する乗算器１１４に 供給される。第１乗算信号１１５は、アークタンジェント演算子１１６ａにより 演算され、第１アークタンジェント信号１１７ａを生成する。第１アークタンジ ェント信号１１７ａは、タイミング・エラー信号τ １１９ａを生成するため、 ファクタ（Ｔ／４π）により 第１アークタンジェント信号１１７ａを乗算する第２乗算器１１８ａに供給され る。タイミング・エラー信号τ １１９ａは、クロック生成器６０に供給され、 クロック生成器６０により生成されるクロック信号ＣＬＫのサンプリング位相を 調整する。 第１平均信号１１１ａ及び第２平均信号１１１ｂは、第２乗算信号１１５ｂを 生成する第２乗算器１２０に供給される。第２乗算信号１１５ｂは、第２アーク タンジェント演算子１１６ｂによって演算され、第２アークタンジェント信号１ １７ｂを生成する。第２アークタンジェント信号１１７ｂは、項（１／４πＴ） も提供される第４乗算器１１８ｂに供給される。第４乗算器１１８ｂによる演算 の結果は、周波数エラー信号ｆ_c１１９ｂである。周波数エラー信号ｆ_e１１９ｂ は、デジタル／アナログ・コンバータ（不図示）によって変換され、ＡＦＣ（自 動周波数制御）信号を生成し、受信機１０の周波数を調整する。 実施例においては、前記記載内容は、適切なソフトウェアを実行するデジタル ・シグナル・プロセッサにより実現される。さらに、受信機１０は、ＦＳＫ、Ｃ ＰＦＳＫ、ＤＰＳＫのようなアナログＦＭおよびデジタル復調フォーマットの両 方を検出するのに使用され得る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 25/03 7605−5Ｊ Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｄ 27/22 9297−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｚ (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＵ，ＣＡ，ＪＰ，ＫＲ (72)発明者 ベータッシュ、サマン アメリカ合衆国 94708 カリフォルニア 州 バークリー スィーニック アヴェニ ュー 1537 (72)発明者 ウィンシップ、ピーター アメリカ合衆国 94706 カリフォルニア 州 アルバニー ペラルタ アヴェニュー 912

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．複数の無線伝送電磁信号を受信する受信機、及び、複数の複素ベースバンド 信号（Ｓ₁(ｔ)，（Ｓ₂(ｔ)）を生成する付随信号処理手段により生成される複数 の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）を処理する方法であって、 前記複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれを差動検出して、 ＲＸ₁(ｔ)＝Ｓ₁(ｔ)＝Ｓ₁ ^*(ｔ−Ｔ)及び ＲＸ₂(ｔ)＝Ｓ₂(ｔ)・Ｓ₂ ^*(ｔ−Ｔ) （ここで、Ｓ_x ^*はＳ_xの複素共役、Ｔは期間遅延） に従って複数の差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）を生成することと、 前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）から、選択された差動信号Ｒ(ｔ)を生 成することと、 前記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を変換して、複数の変換信号Ｄ₁(ｔ)とＤ₂(ｔ) ： Ｄ₁(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^-j2πfst Ｄ₂(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^+j2πfst （ここで、ｆはサブハーモニック周波数、ｔ＝ｎＴｓ、Ｔはサンプリング期間、 ｎはｆｓ＊ｎＴｓ＝１、またはｎ＝１／（ｆｓ＊Ｔｓ）の周期数により決定され る） を生成することと、 前記変換信号Ｄ₁(ｔ)およびＤ₂(ｔ)を処理して、 τ＝（Ｔ／４ π）arc tan（Ｃ₁ ^*(ｔ)・Ｃ−₁(ｔ)） ｆ_e＝（１／４ πＴ）arc tan（Ｃ−₁(ｔ)・Ｃ₁(ｔ)） （ここで、Ｃ₁(ｔ)およびＣ−₁(ｔ)は、それぞれ、Ｄ₁(ｔ)およびＤ₂(ｔ)の平均 値） により、タイミング（τ）および周波数（ｆ_e）エラー概算を生成することと から構成される方法。 ２．前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれは、 前記受信機の前記付随信号処理手段により生成される付随受信信号強度信号（ ＲＳＳＩ₁、ＲＳＳＩ₂）を有する請求項１に記載の方法。 ３．前記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を生成するステップは、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれが振幅制限 信号である場合に、前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）からの前記差動信号 Ｒ(ｔ)の選択を比較ステップ： ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂＞第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ) ＲＳＳＩ₂−ＲＳＳＩ₁＞第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₂(ｔ) ｜ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂｜＜第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ)＋ＲＸ₂(ｔ) に基づいて行うこと を更に具備する請求項２に記載の方法。 ４．前記第１ｄＢが５である請求項３に記載の方法。 ５．前記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を生成するステップは、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれが、その振 幅を付随受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）により復元される場合に、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ)＋ＲＸ₂(ｔ)に従って、前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂( ｔ)）から、前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）を線形的に結合することに よって、前記差動信号Ｒ(ｔ)を選択すること を更に具備する請求項１に記載の方法。 ６．前記受信機は、複数の空間的に離されたアンテナ手段および前記複数の複素 ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(t)）を同時に生成する付随信号処理手段を備 える請求項１に記載の方法。 ７．複数の無線伝送電磁信号を受信する受信機とともに使用するダイバーシティ 結合器であって、 前記受信機が、複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(t)）を前記複数 の無線伝送電磁信号から生成する付随信号処理手段を具備し、 前記複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれを差動検出して、 ＲＸ₁(ｔ)＝Ｓ₁(t)Ｓ₁ ^*(ｔ−Ｔ)および ＲＸ₂(ｔ)＝Ｓ₂(ｔ)Ｓ₂ ^*(ｔ−Ｔ) （ここで、Ｓ_x ^*は、Ｓ_xの複素共役、Ｔは符号遅延） に従って複数の差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）を生成する手段と、 前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）から選択された差動信号Ｒ(ｔ)を生成 する手段と、 前記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を変換して、複数の変換信号Ｄ1(ｔ)、Ｄ2(ｔ) ： Ｄ₁(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^-j2πfst Ｄ2(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^+j2πfst （ｆｓはサブ・ハーモニック周波数、ｔ＝ｎＴs、Ｔsはサンプリング期間、ｎは ｆｓ*ｎＴｓ＝１またはｎ＝１／（ｆｓ*Ｔｓ）の周期により決定される） を生成する手段と、 前記変換信号Ｄ1(ｔ)およびＤ2(ｔ)を処理し、 τ＝（Ｔ／４π）・arc tan（Ｃ₁ ^*(ｔ)・Ｃ_-1(ｔ)） ｆ_e＝（１／４πＴ）・arc tan（Ｃ_-1(ｔ)・Ｃ₁(ｔ)） （ここで、Ｃ₁(ｔ)、Ｃ−₁(ｔ)は、それぞれＤ₁(ｔ)、Ｄ₂(ｔ)の平均値） によりタイミング(τ)および周波数（ｆ_e）エラー概算信号を生成する手段と を具備するダイバーシティ結合器。 ８．前記受信機の前記付随信号処理手段は、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれに対して、 付随受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）を生成する手段を更に具備する 請求項７ に記載の結合器。 ９．選択された差動信号Ｒ(ｔ)を前記差動信号ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)から生成す る前記手段は、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれが振幅制限 信号である場合に、 ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂＞第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ) ＲＳＳＩ₂−ＲＳＳＩ₁＞第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₂(ｔ) ｜ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ²｜＜第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ)＋ＲＸ₂(ｔ) に従って、前記複数の受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁、ＲＳＳＩ₂）を比較し、 前記選択差動信号Ｒ(ｔ)を選択する手段と を更に具備する請求項８に記載の結合器。 １０．前記第１ｄｂが５である請求項９に記載の結合器。 １１．選択された差動信号Ｒ(ｔ)を前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）から 生成する前記手段は、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれが、その振 幅をその付随受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁、ＲＳＳＩ₂）により復元させる場合 に、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ)＋ＲＸ₂(ｔ)に従って、前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂( ｔ)）を線形的に結合する手段を更に具備する請求項７に記載の結合器。 １２．前記受信機は、 複数の空間的に離されたアンテナ手段と 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，（Ｓ₂(ｔ)）を同時に生成する付 随信号処理手段と を具備する請求項７に記載の結合器。 １３．無線伝送電磁信号を受信する遠距離通信受信機であって、 前記無線伝送電磁信号を受信し、同信号を複数の無線周波数（ＲＦ）信号に変 換するアンテナ手段と、 前記複数のＲＦ信号を、それぞれ振幅を持つ複数の中間周波数（ＩＦ）信号に 変換し、各ＩＦ信号の振幅を制限し、各ＩＦ信号に付随する受信信号強度（ＲＳ ＳＩ）信号を生成する手段と、 前記複数のＩＦ信号を受信し、それぞれ各ＩＦ信号に付随する複数の複素ベー スバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）を生成する帯域変換手段と、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)を受信するためのダイバ ーシティ結合器手段と から構成され、 前記ダイバーシティ結合器手段は、 前記複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれを差動検出し、 ＲＸ₁(ｔ)＝Ｓ₁(ｔ)Ｓ₁ ^*(ｔ−Ｔ)および ＲＸ₂(ｔ)＝Ｓ₂(ｔ)Ｓ₂ ^*(ｔ−Ｔ) （ここで、Ｓ_x ^*はＳ_xの複素共役、Ｔは記号遅延） に従って複数の差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）を作 成する手段と、 前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）から選択した差動信号Ｒ(ｔ)を生成 する手段と、 前記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を変換し、複数の変換信号Ｄ₁(ｔ)およびＤ₂ (ｔ)： Ｄ₁(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^-j2πfst Ｄ₂(ｔ)＝Ｒ(ｔ)・ｅ^+j2πfst （ここで、ｆはサブハーモニック周波数、ｔ＝ｎＴｓ、Ｔはサンプリング期間、 ｎは、ｆｓ*ｎＴｓ＝１またはｎ＝１／（ｆｓ＊Ｔｓ）の周期数により決定され る） を生成する手段と、 前記変換信号Ｄ₁(ｔ)およびＤ₂(ｔ)を処理し、タイミング（τ）および周波 数（ｆｅ）エラー概算を、 τ＝（Ｔ／４π）arc tan（Ｃ₁ ^*(ｔ)・Ｃ_-1(ｔ)） ｆ_e＝（１／４πＴ）arc tan（Ｃ_-1(ｔ)・Ｃ₁(ｔ)） （ここで、Ｃ₁(ｔ)およびＣ_-1(ｔ)は、それぞれＤ₁(ｔ)およびＤ₂(ｔ)の平均値 ） により生成する手段と、 前記タイミング（τ）および周波数（ｆ_e）エラー概算信号を受信し、前記 選択した差動信号Ｒ(ｔ)の中で記号を検出する手段と を具備する遠距離通信受信機。 １４．前記受信機の前記帯域変換手段は、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれに付随する 受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁、Ｒ ＳＳＩ₂）を生成する手段を更に具備する請求項１３に記載の受信機。 １５．前記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)） から生成する手段は、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれが振幅制限 信号である場合に、 ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂＞第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ) ＲＳＳＩ₂−ＲＳＳＩ₁＞第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₂(ｔ) ｜ＲＳＳＩ₁−ＲＳＳＩ₂｜＜第１ｄＢの場合、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ)＋ＲＸ₂(ｔ) に従って、前記複数の受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）を比較し、前 記選択された差動信号Ｒ(ｔ)を選択する手段と を更に具備する請求項１４に記載の受信機。 １６．前記第１ｄｂが５である請求項１５に記載の結合器。 １７．前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂(ｔ)）から選択された差動信号Ｒ(ｔ)を 生成する前記手段は、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，Ｓ₂(ｔ)）のそれぞれが、その振 幅をその付随受信信号強度信号（ＲＳＳＩ₁，ＲＳＳＩ₂）によって復元される場 合に、 Ｒ(ｔ)＝ＲＸ₁(ｔ)＋ＲＸ₂(ｔ)に従って、前記差動信号（ＲＸ₁(ｔ)，ＲＸ₂( ｔ)）を線形的に結合する手段を 更に具備する請求項１３に記載の結合器。 １８．前記受信機は、 複数の空間的に離されたアンテナと、 前記複数の複素ベースバンド信号（Ｓ₁(ｔ)，（Ｓ₂(ｔ)）を同時に生成する前 記帯域変換手段と を具備する請求項１３に記載の結合器。 １９．無線伝送電磁信号を受信するための遠距離通信受信機であって、 前記無線伝送電磁信号を受信し、同信号を無線周波数（ＲＦ）信号に変換する アンテナ手段と、 前記ＲＦ信号を振幅を持つ中間周波数（ＩＦ）信号に変換し、前記振幅を制限 し、受信信号強度（ＲＳＳＩ）信号を生成する手段と、 前記振幅が制限されたＩＦ信号および前記ＲＳＳＩ信号を受信する帯域変換手 段と から構成され、 前記変換手段が、 前記振幅が制限されたＩＦ信号を複数のベースバンド信号に変換する手段と 、 前記複数のベースバンド信号のそれぞれを、あるサンプリング・レートでデ ジタル化し、複数のデジタル・ベースバンド信号を生成する手段と、 前記複数のデジタル・ベースバンド信号を結合し、 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数、Ｉ，Ｑは 、前記複数のデジタル・ベースバ ンド信号） に従って複素信号Ｓ(ｔ)を生成する手段と、 前記同サンプリング・レートで前記ＲＳＳＩ信号をデジタル化し、デジタル ＲＳＳＩ信号を生成する手段と、 前記デジタルＲＳＳＩ信号を前記複素信号と乗算して、複素ベースバンド信 号を生成する手段と、 前記複素ベースバンド信号を、符号間干渉を除去することにより等化する手 段と、 前記複素ベースバンド信号内の符号を検出する手段と から構成される 遠距離通信受信機。 ２０．無線伝送電磁信号を受信する遠距離通信受信機であって、 前記無線伝送電磁信号を受信し、同信号を無線周波数（ＲＦ）信号に変換する アンテナ手段と、 前記ＲＦ信号を、振幅を持つ中間周波数（ＩＦ）信号に変換し、前記振幅を制 限し、受信信号強度（ＲＳＳＩ）信号を生成する手段と、 前記振幅が制限されたＩＦ信号および前記ＲＳＳＩ信号を受信する帯域変換手 段と から構成され、 前記変換手段が、 第１サンプリング速度で前記振幅が制限されたＩＦ信号をデジタル化し、デ ジタルＩＦ信号を生成する手段 と、 前記デジタルＩＦ信号を複数のデジタル・ベースバンド信号に変換する手段 と、 前記複数のデジタル・ベースバンド信号を結合し、 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数、Ｉ，Ｑは 、前記複数のデジタル・ベースバンド信号） に従って、複素信号Ｓ(ｔ)を生成する手段と、 前記ＲＳＳＩ信号を、前記第１サンプリング速度より低速の第２サンプリン グ速度でデジタル化し、デジタルＲＳＳＩ信号を生成する手段と、 前記デジタルＲＳＳＩ信号を前記複素信号で乗算し、複素ベースバンド信号 を生成する手段と、 前記複素ベースバンド信号を、符号間干渉を除去することにより等化する手 段と、 前記複素ベースバンド信号で符号を検出する手段と から構成される 遠距離通信受信機。 ２１．前記第１サンプリング・レートが第２サンプリング・レートの４倍である 請求項２０に記載の受信機。 ２２．無線伝送電磁信号を受信する遠距離通信受信機であって、 前記無線伝送電磁信号を受信し、同信号を複数の無線周波数（ＲＦ）信号に変 換する複数の空間的に離されたアンテナ手段と、 前記複数のＲＦ信号を、それぞれが振幅を持つ複数の中間周波数（ＩＦ）信号 に変換し、各ＩＦ信号の振幅を制限し、各ＩＦ信号に付随する受信信号強度（Ｒ ＳＳＩ）信号を生成する手段と、 前記複数のＩＦ信号および各ＩＦ信号に付随するＲＳＳＩ信号を受信する帯域 変換手段と から構成され、 前記変換手段が、 各ＩＦ信号を複数のベースバンド信号に変換する手段と、 各ＩＦ信号の前記複数のベースバンド信号のそれぞれを、あるサンプリング ・レートでデジタル化し、複数のデジタル・ベースバンド信号を生成する手段と 、 各ＩＦ信号に対して、前記複数のデジタル・ベースバンド信号を結合し、 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数、Ｉ，Ｑは 、各ＩＦ信号に対する前記複数のデジタル・ベースバンド信号） に従って、複素信号Ｓ(ｔ)を生成する手段と、 各ＩＦ信号に付随する前記ＲＳＳＩ信号のそれぞれを、前記と同じサンプリ ング・レートでデジタル化し、デジタルＲＳＳＩ信号を生成する手段と、 前記デジタルＲＳＳＩ信号のそれぞれをその付随複素信号で乗算し、複素ベ ースバンド信号を生成する手段と、 前記複素ベースバンド信号を結合し、符号信号にする手段と、 前記符号信号で符号を検出する手段と から構成される 遠距離通信受信機。 ２３．無線伝送電磁信号を受信する遠距離通信受信機であって、 前記無線伝送電磁信号を受信し、同信号を複数の無線周波数（ＲＦ）信号に変 換する空間的に離された複数のアンテナ手段と、 前記複数のＲＦ信号を、それぞれが振幅を持つ複数の中間周波数（ＩＦ）信号 に変換し、各ＩＦ信号の振幅を制限し、各ＩＦ信号に付随する受信信号強度（Ｒ ＳＳＩ）信号を生成する複数の手段と、 前記複数のＩＦ信号、および各ＩＦ信号に付随するＲＳＳＩ信号を受信する帯 域変換手段と から構成され、 前記変換手段は、 各ＩＦ信号を第１サンプリング・レートでデジタル化し、デジタルＩＦ信号 を生成する手段と、 各デジタルＩＦ信号を複数のデジタル・ベースバンド信号に変換する手段と 、 各ＩＦ信号に付随する前記複数のデジタル・ベースバンド信号のそれぞれを 結合し、 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ² (ｔ)＝定数、Ｉ，Ｑは、各ＩＦ信号の前記複数のデジタル化されたベースバン ド信号） に従って、複素信号Ｓ(ｔ)を生成する手段と、 各ＲＳＳＩ信号を、前記第１サンプリング・レートより低い第２サンプリン グ・レートでデジタル化し、デジタルＲＳＳＩ信号を生成する手段と、 前記デジタルＲＳＳＩ信号をその付随複素信号で乗算し、複素ベースバンド 信号を生成する手段と、 前記複素ベースバンド信号を結合し、符号信号にする手段と、 前記符号信号の符号を検出する手段と から構成される 遠距離通信受信機。 ２４．前記第１サンプリング・レートが第２サンプリング・レートの４倍である 請求項２３に記載の受信機。 ２５．無線伝送電磁信号内で符号信号を検出する方法であって、 前記無線伝送電磁信号を受信し、同信号を無線周波数（ＲＦ）信号に変換する ことと、 前記ＲＦ信号をエンベロープと振幅を持つ中間周波数（ＩＦ）信号に変換する ことと、 前記ＩＦ信号の振幅を制限し、振幅制限ＩＦ信号を生成することと、 ＩＦ信号の振幅およびエンベロープを検出し、受信信号強度（ＲＳＳＩ）信号 を生成することと、 前記ＩＦ信号から、前記ＩＦ信号の位相のみを含むデジタル・ベースバンド信 号を生成することと、 前記デジタル・ベースバンド信号を前記ＲＳＳＩ信号により処理し、前記ＩＦ 信号のエンベロープを持つ複素ベースバンド信号を生成することと、 前記複素ベースバンド信号を、符号間干渉を除去することにより等化すること と、 前記複素ベースバンド信号において符号を検出することと から構成される方法。 ２６．前記デジタル・ベースバンド信号を生成するステップは、 前記制限ＩＦ信号を複数のベースバンド信号に変換することと、 前記複数のベースバンド信号を、あるサンプリング・レートでデジタル化し、 複数のデジタル・ベースバンド信号を生成することと、 前記複数のデジタル・ベースバンド信号を結合し、 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数、Ｉ，Ｑは、 前記複数のベースバンド信号） に従って、複素信号Ｓ(ｔ)を生成することと、 前記ＲＳＳＩ信号を同じサンプリング・レートでデジタル化し、デジタルＲＳ ＳＩ信号を生成することと を更に含む請求項２５に記載の方法。 ２７．前記デジタル・ベースバンド信号を生成するステ ップは、 前記振幅制限ＩＦ信号を第１サンプリング・レートでデジタル化し、デジタル ＩＦ信号を生成することと、 前記デジタルＩＦ信号を複数のデジタル・ベースバンド信号に変換することと 、 前記複数のデジタル・ベースバンド信号を結合し、 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ)（ここで、Ｉ²(ｔ)＋Ｑ²(ｔ)＝定数、Ｉ，Ｑは、 複数のデジタル化されたベースバンド信号） に従って、複素信号Ｓ(ｔ)を生成することと、 前記ＲＳＳＩ信号を第２サンプリング・レートでデジタル化し、デジタルＲＳ ＳＩ信号を生成することと を更に含む請求項２５に記載の方法。 ２８．前記第１サンプリング・レートが前記第２サンプリング・レートの４倍で ある請求項２７に記載の方法。