KR100837702B1 - 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 이용하여 반송파 주파수를 복원함으로써, 주파수 옵셋의 허용 범위가 심볼 속도보다 크더라도 주파수 옵셋의 크기와 무관하게 성능열화 없이 복조가 가능하고, 구현의 복잡도를 최소화시킬 수 있는, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있음.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치에 있어서, 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 제 1 위상 편이 추정 수단; 상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하기 위한 보정 수단; 및 상기 보정 수단에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원 수단을 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 저속 무선 개인 통신망(LR WPAN : Low-Rate Wireless Personal Area Network) 등에 이용됨.
Figure R1020060104610
주파수 옵셋, 저속 무선 개인 통신망, 반송파 주파수 복원, 차동 복호전, 차동 복호후, 프리앰블 신호, 프리앰블 구간, 위상 편이

Description

위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법{Carrier frequency recovery apparatus and method using phase shift}
도 1은 종래의 대표적인 코스타스(Costas) 루프를 이용한 주파수 복원 장치를 설명하기 위한 도면,
도 2는 심볼 레벨에서 부호화하는 DSSS DBPSK 송신 구조를 나타내는 도면,
도 3은 심볼 레벨에서 복호화하는 DSSS DBPSK 수신 구조를 나타내는 도면,
도 4는 기존의 차동 복조 방식의 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면,
도 5는 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 방법에 대한 일실시예 흐름도,
도 6은 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치의 일실시예 구성도,
도 7은 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면,
도 8은 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 방법에 대한 일실시예 흐름도,
도 9는 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치의 일실시예 구성도,
도 10은 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면,
도 11은 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신기의 하드웨어 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
600, 900 : 위상 편이 추정부 620, 920 : 보정부
630, 930 : 복원부
본 발명은 차동 복조 방식을 사용하는 무선 패킷 통신 시스템 등에서 수신신호의 반송파 주파수를 복원하는 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 IEEE 802.15.4 규격의 저속 개인 무선 통신 네트워크의 DSSS DBPSK 방식처럼 주파수 옵셋의 허용 범위가 심볼 속도보다 크더라도 주파수 옵셋의 크기와 무관하게 성능열화 없이 복조가 가능하고, 구현의 복잡도를 최소화시킬 수 있는, 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
고정밀 수정발진기를 사용하는 것은 무선 통신 시스템의 송신기와 수신기 사이의 발진기 오차로 인한 주파수 옵셋을 줄이기 위한 가장 효과적인 방법이다. 이동전화나 텔레비전과 같은 일반적인 통신·가전제품에서 이러한 수정발진기의 가격은 일반적으로 총 자재가격에 1%이하이다. 반면에, IEEE 802.15.4 규격에서 정의한 저속 무선 개인 통신망(LR WPAN : Low-Rate Wireless Personal Area Network)과 같은 저가 및 저속의 데이터 서비스를 모토로 하는 시스템에서는 수정발진기가 단위당 총 자재가격의 10%에 이른다. 전통적으로 방송 텔레비전과 방송 FM 라디오에서는 수정발진기가 없는 RF 수신기를 적용하였다. 그러나 이러한 수정발진기가 없는 통신 시스템은 전송하는 주파수에 비하여 비교적 넓은 전송 대역폭을 가지거나, 사용자에 의한 수동적인 주파수 튜닝을 필요로 하기 때문에 현대의 통신 시스템에 적용하기에는 바람직하지 않았다.
그러나 오늘날 수정발진기 없이 수신기를 구현할 수 있는 저가의 센서노드(sensor node) 장치를 위한 저속 무선 개인 통신 시스템이 대두되고 있다. 이러한 IEEE 802.15.4의 저속 무선 개인 통신 네트워크는 ±40ppm의 큰 반송파 주파수 옵셋의 허용치를 규정하여 구현의 복잡도를 최소화하는 규격을 제시하고 있다.
일반적인 DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum) 시스템에서는 파일럿 채널이 존재하여 수신된 파일럿 신호를 이용하여 주파수 및 위상 옵셋을 추정하고 일반적인 PLL(Phase Lock Loop)을 사용하여 주파수를 복원한다. 이러한 구조는 주파수와 위상 옵셋을 매우 정확히 추정할 수 있는 장점이 있어 동기 복조에 적합하다.
그러나 저속 무선 개인 통신 네트워크와 같은 패킷 통신 시스템에는 별도로 파일럿 채널을 지원하기 어렵기 때문에 프리앰블이 존재하는 경우 이를 이용하여 주파수 오차를 추정하여 보상하는 기법을 이용해야 한다. 이때, 동기 복조 방식을 대신하여 차동 복호(Differential-decoding)를 이용하면 수신기가 간단하고 주파수 옵셋에 대한 영향을 줄일 수 있다. 차동 PSK(Phase Shift Keying : 이하 "PSK"라 함) 방식은 이전 심볼의 지연된 값과 현재 심볼의 위상정보를 이용하여 신호를 복원하는 방식이다. 일반적으로 이러한 수신기는 인접한 심볼 간에 발생하는 작은 범위의 위상 편이에 강인한 성질을 가지며, 위상 잡음에 대한 효과도 줄일 수 있다. 이러한 주파수 옵셋의 허용치는 심볼 레벨(Symbol-level)에서 신호를 검파하는 DSD(Differential Symbol Detection : 이하 "DSD"라 함)인 경우보다 칩 레벨(Chip-level)에서 신호를 검파하는 DCD(Differential Chip Detection : 이하 "DCD"라 함)인 경우에 상당히 확보할 수 있다.
IEEE 802.15.4 규격의 저속 무선 개인 통신 네트워크 표준의 868MHz/915MHz 대역에서는 DSSS DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying : 이하 "DBPSK"라 함)의 심볼 레벨 변조 방식을 사용하여 20Kbps/40Kbps의 저속 데이터 서비스를 지원한다. 주파수 옵셋의 허용치는 송/수신기 각각 ±40ppm이고, 전체 시스템에서는 ±80ppm(160ppm)의 주파수 옵셋 허용치를 갖는다. 이러한 수치는 868MHz/915MHz 대역에서 69KHz/73KHz의 주파수 옵셋에 대한 에러가 허용됨을 의미한다. 이러한 수치는 심볼 속도의 약 2배 내지 3배 이상의 큰 값으로, 일반적인 주파수 복원 방식을 사용한 동기 수신은 매우 어려움을 의미한다. 또한, 종래의 차동 복조 방식을 채택하더라도 큰 성능저하를 유발하여 수신기의 구조를 복잡하게 하고, 가격 상승의 원인이 된다.
종래의 동기 방식의 주파수 옵셋 추정 장치는 현재 수신된 신호를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하고 이 정보를 발진기에 제공하고 이것을 입력신호에 곱하여 저역 통과 필터를 통해 이를 보상하였다. 이러한 일예를 도 1을 참조하여 살펴보면 다음과 같다.
도 1은 종래의 대표적인 코스타스(Costas) 루프를 이용한 주파수 복원 장치를 설명하기 위한 도면으로, 동기 방식의 통신 시스템에서 코스타스 루프(Costas Loop)를 이용하여 반송파를 복원하는 기능을 설명하는 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 수신신호는 NCO(Numeric Controlled Oscillator)(103)에서 추정된 주파수 옵셋 성분의 직각 반송파와 곱해진다(100,101,102,104). 그리고 덧셈기(105)와 뺄셈기(106)를 거치면 오차신호를 얻을 수 있고, 두 개의 저역 통과 필터(LPF)(107,108)의 출력을 곱하여(110) 루프 필터링한 후에(109) 상기 NCO(103)를 구동하는 추정된 주파수 옵셋으로 피드백(feedback)한다.
그러나 이 방식에서 추정 가능한 최대 주파수 옵셋 범위는 심볼 속도의 크기에 의해 제한된다. 만일, DCD 방식을 이용하면 이러한 범위를 칩 속도만큼 확장할 수 있지만, IEEE 802.15.4 규격의 저속 개인 무선 통신 네트워크의 DSSS DBPSK 방식은 DSD 방식을 사용하기 때문에 주파수 옵셋에 대한 성능 열화가 크게 발생한다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 주파수 옵셋의 영 향에 의한 위상 편이를 이용하여 반송파 주파수를 복원함으로써, 주파수 옵셋의 허용 범위가 심볼 속도보다 크더라도 주파수 옵셋의 크기와 무관하게 성능열화 없이 복조가 가능하고, 구현의 복잡도를 최소화시킬 수 있는, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치에 있어서, 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 제 1 위상 편이 추정 수단; 상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하기 위한 보정 수단; 및 상기 보정 수단에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원 수단을 포함한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치에 있어서, 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 제 1 위상 편이 추정 수단; 상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호후(Post-differential decoding) 복호신호를 보정하기 위한 보정 수단; 및 상기 보정 수단에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원 수단을 포함한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법에 있어서, 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하는 제 1 위상 편이 추정 단계; 상기 제 1 위상 편이 추정 단계에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하는 보정 단계; 및 상기 보정 단계에서 보정한 신호를 복원하는 복원 단계를 포함한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은, 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법에 있어서, 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하는 제 1 위상 편이 추정 단계; 상기 제 1 위상 편이 추정 단계에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호후(Post-differential decoding) 복호신호를 보정하는 보정 단계; 및 상기 보정 단계에서 보정한 신호를 복원하는 복원 단계를 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실 시예를 상세히 설명하기로 한다.
본 발명에서는 송신단에서 차동 부호화하여 신호를 전송하고 수신단에서 차동 복호화기를 사용하는 차동 검파 방식을 이용한다. 도 2와 도 3을 참조하여 이진 차동 PSK 시스템에 직접 확산 방식을 적용한 일반적인 DSSS DBPSK 시스템의 변조단과 복조단에 대하여 살펴보면 다음과 같다.
도 2는 심볼 레벨에서 부호화하는 DSSS DBPSK 송신 구조를 나타내는 도면이고, 도 3은 심볼 레벨에서 복호화하는 DSSS DBPSK 수신 구조를 나타내는 도면이다.
예를 들어, 차동 부호화된 열을 {dn}이라고 하고 전송하고자 하는 메시지 열을 {an}이라고 할 때, 현재의 차동 부호화 비트 dn은 현재의 메시지 an과 심볼 지연기(202)를 거친 차동 부호화 비트 dn -1을 곱하여(201) 다음의 [수학식1]과 같이 구하게 된다.
Figure 112006077858768-pat00001
이후, dn은 M배 업-샘플링(up-sampling)(203)되어 M개의 칩(chip)을 갖는 확산코드(204)에 의해 DSSS 변조(205)된 후, 송신 펄스 성형 필터(206)를 통과하고, 아날로그 신호로 변환되어 전송된다. 이때, 송신신호는 아래의 [수학식 2]와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112006077858768-pat00002
여기에서, Ec는 칩(chip)의 에너지이고, Eb = MEc이며 Tc는 칩 간격이다.
수신된 신호는 다음의 [수학식 3]과 같이 복소수 형태로 표현된다.
Figure 112006077858768-pat00003
여기에서,
Figure 112007092699983-pat00004
는 국부 발진기의 오차에 의한 불일치의 영향에 의해 합성된 위상 신호이고, n(t)는 N0/2 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 복소 가우시안 백색잡음이다. 수신단에서 수신된 신호는 수신 필터(300)를 거친 후, 동기화된 칩 간격으로 샘플링된다(301). 이때, 평균화된 수신신호의 복소수 표현식은 다음의 [수학식4] 와 같다.
Figure 112006077858768-pat00005
여기에서,
Figure 112006077858768-pat00006
는 반송파 주파수 옵셋에 의한 영향이며, θ는 0에서 2π의 균일하게 분포된 초기 위상값이다. 수신신호는 심볼 지연기(302)를 통해 심볼 길이만큼 지연되어 출력된다. 그리고 지연된 심볼은 공액기(303)를 통해 공액 복소수로 변환된 후 현재 수신되는 신호와 곱해진다(304). 이처럼, 지연된 심볼의 공액 복소수(303)의 값과 현재 심볼에 대한 복조를 수행하고(304) 실수부(305)만을 걸러내면 다음의 [수학식 5]와 같다.
Figure 112006077858768-pat00007
이후, 확산코드의 길이만큼 합산(306)하여 M배로 다운-샘플링(down-sampling)(307)한 후 출력신호를 검출한다(308). 만일, {nk}의 잡음에 대한 영향을 배제한다면 다음의 [수학식 6]과 같이 주파수 옵셋의 영향을 받는 신호로 나타낼 수 있다.
Figure 112006077858768-pat00008
여기에서, Ts는 심볼 간격이다.
한편, 잡음이 있는 경우에도 이와 유사한 방법으로 전개할 수 있다.
도 4는 기존의 차동 복조 방식의 성능 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면으로, 반송파 주파수 옵셋에 대한 IEEE 802.15.4 표준의 DSSS DBPSK 수신 구조의 성능을 나타내는 도면이다.
도 4에 도시된 시뮬레이션 결과는 확산코드 M이 15이고, 반송파 주파수가 915MHz이며, 평균화된 주파수 옵셋을 0ppm에서부터 8.7ppm까지 변화를 주어 시험한 결과로서, 주파수 옵셋의 크기가 한 심볼의 간격 0.2π안에 제한될 때 1dB보다 작은 성능의 열화를 겪음을 알 수 있다. 이것은 심볼 속도의 10%에 해당되는 수치이다. 만약, 심볼 속도의 20%이상 주파수 옵셋이 발생하였을 경우에는 심각한 오류가 발생한다. 기존 동기 복조 방식의 주파수 옵셋 추정 방식 및 장치에서는 주파수 옵셋의 크기를 추정하여 NCO를 통해 발생한 주파수 옵셋만큼 입력신호와 곱하여 이를 보정하였다. 그러나 이러한 종래 방식은 주파수 옵셋의 추정 범위가 모듈러(modulo) 2π의 위상 모호성으로 인해 다음의 [수학식 7]과 같이 심볼 속도 이내로 제한된다.
Figure 112006077858768-pat00009
반면에, 본 발명은 수신된 신호에 인가된 주파수 옵셋의 크기를 추정하는 종래 방식과 달리, 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이만을 사용하여 반송파 주파수를 복원하는 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
도 5는 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 방법의 요지를 살펴보면, 다중경로로 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하는 위상 편이 추정 과정, 상기 위상 편이 추정 과정에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하는 보정 과정, 및 상기 보정 과정에서 보정한 신호를 복원하는 복원 과정을 포함하여 이루어진다.
이를 도 5를 참조하여 구체적으로 살펴보면, 먼저 수신신호의 프리앰블 구간을 수신하여(501) 수신신호의 프리앰블 신호를 심볼 길이만큼 지연시키고 공액 복소수로 변환한다(502).
그리고 현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼 의 공액 복소수를 곱하여 복소수 위상 편이를 구한다(503). 즉, 현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하면 그 결과로 위상 편이에 대한 영향만이 복소수 값의 형태로 남게 된다.
그리고 상기 구한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 평균화하여 위상 편이를 추정한다(504 내지 507). 즉, 상기 구한 복소수 위상 편이(곱한 값)를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에(504), 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행한다(505). 이후, 상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안, 즉 프리앰블의 심볼 길이만큼 합산하고 평균화하여 그 결과로서 위상 편이를 추정한다(506). 이후, 상기 추정한 위상 편이를 공액 복소수로 변환한 후에 정규화를 수행한다(507).
이후, 현재 입력되는 수신신호를 상기 정규화한 위상 편이의 공액 복소수와 곱하여 보정한다(508).
이후, 상기 보정한 현재 입력수신신호와 지연수신신호의 공액 복소수를 곱하여 복호한 후에(509) 상기 "504" 과정(평균화 과정) 및 "505" 과정(다운 샘플링 과정)을 다시 수행한 보정신호의 실수값을 취하여 검파한다(510).
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 반송파 주파수 복원 장치는 주파수 옵셋이 아닌 추정된 위상 편이로부터 데이터(수신신호)를 복원하기 때문에 주파수 옵셋의 크기를 추정하기 위한 arctan(x)와 같은 높은 하드웨어 복잡도를 요구하는 블록을 필요로 하지 않는다.
또한, 본 발명은, 주파수 옵셋의 크기가 심볼 속도보다 클 경우 수신신호의 위상 편이가 2π를 넘게 되어 더 이상 추정이 불가능한 종래 기술과 달리, 모듈러(modulo) 2π만을 가지고 추정하기 때문에 주파수 옵셋의 크기에 무관하게 동작할 수 있다.
추정된 위상 편이는 다음의 [수학식 8]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112006077858768-pat00010
여기에서, L은 프리앰블의 심볼 개수이고, M은 확산코드 개수이다.
도 6은 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치의 일실시예 구성도로서, 차동 복호전(Pre-differential decoding) 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신 구조를 나타내고 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치는, 다중경로로 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 위상 편이 추정부(600), 상기 위상 편이 추정부(600)에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하기 위한 보정부(620), 및 상기 보정부(620)에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원부(630)를 포함한다.
이를 도 6을 참조하여 구체적으로 살펴보면, 먼저 수신단에서 수신된 신호는 수신 필터(601)를 거친 후, 샘플러(602)에서 샘플링된다. 이때, 상기 수신 필터(601)로는 차동 정합필터(Matched filter)를 이용하여 구현할 수 있다. 여기서, 차동 정합필터(Matched filter)는 아래의 [수학식 9]와 같이 수신신호에 대해 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행한다.
Figure 112006077858768-pat00011
상기 [수학식 9]에서 r(t)는 수신신호이며, s(t)는 기준(reference)신호이다. 그리고 D는 한 칩(chip)에 대한 지연을 의미한다. 상기 [수학식 9]를 참조하여 차동 정합필터(Matched filter)의 동작을 좀더 구체적으로 살펴보면, 기준신호와 한 칩 지연된 기준신호와의 상관값을 구하고 수신신호와 한 칩 지연된 수신신호와의 상관값을 구하여 필터링한 후 심볼 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 값들 중 심볼 SNR이 가장 높은 값을 기준으로 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행한다.
그리고 수신 필터(601)와 샘플러(602)를 거친 수신신호의 프리앰블 신호는 심볼 지연기(603)를 통해 심볼 길이만큼 지연된다. 지연된 심볼(프리앰블 신호)은 공액기(604)를 통해 공액 복소수로 변환된 후 곱셈기(605)에서 현재 수신되는 프리앰블 신호와 곱해진다. 그 곱셈 결과로 곱셈기(605)는 복소수 위상 편이를 출력한 다. 왜냐하면, 프리앰블 신호는 각 심볼마다 동일한 값으로 정해져 있으므로, 곱셈기(605)의 출력 값은 위상 편이에 대한 영향만 남게 되는 것이다. 상기 곱셈기(605)의 출력 값(복소수 위상 편이)을 평균화기(606)에서 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에, 다운 샘플러(607)에서 M배로 다운 샘플링(down-sampling)을 수행하여 확산코드의 길이만큼 속도를 낮춘다.
이후, 상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 평균화기(609)에서 프리앰블 구간동안, 즉 프리앰블의 심볼 길이만큼 합산하고 평균화하여 그 결과로서 위상 편이를 추정한다. 이렇게 추정된 위상 편이의 평균값은 입력 수신신호에 곱해지기 전에 정규화기(610)에서 공액 복소수로 변환된 후에 신호 크기가 1로 균일화(정규화)되어야 한다. 따라서 공액 복소수로 변환된 위상 편이를 출력신호의 절대값으로 나누어 정규화한다.
상기와 같은 위상 편이 추정 및 정규화를 위하여, 제 1 추정스위치(switch1)(608)와 제 2 추정스위치(switch2)(611)는 다음의 [수학식 10]과 같이 동작한다.
Figure 112006077858768-pat00012
프리앰블 신호가 수신되는 동안 제 1 추정스위치(608)는 온(on) 상태로 주파수 옵셋 추정 블록(평균화기, 609)으로 프리앰블 데이터를 전달하고 제 2 추정스위치(611)는 오프(off)되어 곱셈기(621)에는 "1"값이 인가되어 수신신호에 아무런 영향을 주지 않게 된다. 한편, 프리앰블 신호가 모두 수신되면 제 1 추정스위치(608)는 오프(off) 상태가 되고 제 2 추정스위치(611)는 온(on) 상태가 되어, 상기 추정된 위상 편이를 현재 입력되는 수신신호에 보정할 수 있는 상태가 된다.
전술한 바와 같이, 현재 입력되는 수신신호는 심볼 지연기(603)를 통해 심볼 길이만큼 지연되고 공액기(604)를 통해 공액 복소수로 변환된다. 또한, 현재 수신되는 수신신호는 상기 추정된 위상 편이의 공액 복소수와 곱셈기(621)에서 곱하여져 위상 편이만큼 보정이 이루어진다. 그리고 상기 곱셈기(621)에서 보정된 현재 입력수신신호는 상기 심볼 지연기(603)와 공액기(604)를 통과한 지연신호의 공액 복소수와 곱셈기(605)에서 다시 곱해진다. 상기 곱셈기(605)의 출력 값(보정된 신호)은 평균화기(606)와 다운 샘플러(607)를 통과하게 되고, 그 통과된 보정신호의 실수값을 취하여(631) 검파기(632)에서 검파한다.
잡음에 대한 영향을 배제하고, 지연된 심볼의 공액 복소수와 위상 편이가 보정된 현재 심볼에 대한 복조를 수행하면 다음의 [수학식 11]과 같다.
Figure 112006077858768-pat00013
도 7은 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면으로, 반송파 주파수 옵셋에 대한 본 발명에 따른 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 DSSS DBPSK 수신 방식의 성능을 나타내는 도면이다.
여기서, 실험 환경은 전술한 도 4와 같은 실험 환경이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 평균화된 주파수 옵셋을 9ppm에서부터 87ppm까지 변화를 주어 시험한 결과, 주파수 옵셋의 크기에 관계없이 일정한 성능을 얻을 수 있었다.
다음으로, 본 발명의 다른 실시예로서, 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 방식에 대하여 도 8 내지 도 10을 참조하여 살펴보면 다음과 같다.
여기서, 차동 복호후 반송파 주파수 복원 방식에 있어서도, 수신신호의 프리앰블 신호를 이용한 평균화된 위상 편이 추정 방식은 전술한 차동 복호전 반송파 주파수 복원 방식과 거의 같다. 다만, 다른 점은 추정된 위상 편이 값은 현재 입력되는 수신신호에 곱해지지 않고 차동 복호가 끝난 시점에서 위상 편이의 보정이 수행되고, 그러한 이유(차동 복호후 보정) 때문에 평균화된 위상 편이의 값을 "1"의 크기로 균일화(정규화)하는 블록이 없이도 구현할 수 있다는 점이다.
도 8은 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 방법의 요지를 살펴보면, 다중경로로 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하는 위상 편이 추정 과정, 상기 위상 편이 추정 과정에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호후(Post-differential decoding) 복호신호를 보정하는 보정 과정, 및 상기 보정 과정에서 보정한 신호를 복원하는 복원 과정을 포함하여 이루어진다.
이를 도 8을 참조하여 구체적으로 살펴보면, 먼저 수신신호의 프리앰블 구간을 수신하여(801) 수신신호의 프리앰블 신호를 심볼 길이만큼 지연시키고 공액 복소수로 변환한다(802).
그리고 현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 복소수 위상 편이를 구한다(803). 즉, 현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하면 그 결과로 위상 편이에 대한 영향만이 복소수 값의 형태로 남게 된다.
그리고 상기 구한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 평균화하여 위상 편이를 추정한다(804 내지 807). 즉, 상기 구한 복소수 위상 편이(곱한 값)를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에(804), 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행한다(805). 이후, 상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안, 즉 프리앰블의 심볼 길이만큼 합산하고 평균화하여 그 결과로서 위상 편이를 추정한다(806). 이후, 상기 추정한 위상 편이를 공액 복소수로 변환한다(807).
이후, 현재 수신되어 복호된 신호를 상기 변환한 위상 편이의 공액 복소수와 곱하여 보정한다(808).
이후, 상기 보정한 신호의 실수값을 취하여 검파한다(809).
도 9는 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치의 일실시예 구성도로서, 차동 복호후(Post-detection) 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신 구조를 나타내고 있다.
도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 위상 편이를 이용한 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치는, 다중경로로 수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 위상 편이 추정부(900), 상기 위상 편이 추정부(900)에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호후(Post-differential decoding) 복호신호를 보정하기 위한 보정부(920), 및 상기 보정부(920)에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원부(930)를 포함한다.
이를 도 9를 참조하여 구체적으로 살펴보면, 다음과 같다.
먼저, 수신단에서 수신된 신호는 수신 필터(901)를 거친 후, 샘플러(902)에서 샘플링된다. 이때, 상기 수신 필터(901)로는 차동 정합필터(Matched filter)를 이용하여 구현할 수 있다. 여기서, 차동 정합필터(Matched filter)는 전술한 [수학식 9]와 같이 수신신호에 대해 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행한다.
전술한 [수학식 9]를 참조하여 차동 정합필터(Matched filter)의 동작을 좀더 구체적으로 살펴보면, 기준신호와 한 칩 지연된 기준신호와의 상관값을 구하고 수신신호와 한 칩 지연된 수신신호와의 상관값을 구하여 필터링한 후 심볼 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 값들 중 심볼 SNR이 가장 높은 값을 기준으로 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행한다.
그리고 수신 필터(901)와 샘플러(902)를 거친 수신신호의 프리앰블 신호는 심볼 지연기(903)를 통해 심볼 길이만큼 지연된다. 지연된 심볼(프리앰블 신호)은 공액기(904)를 통해 공액 복소수로 변환된 후 곱셈기(905)에서 현재 수신되는 프리앰블 신호와 곱해진다. 이처럼 현재 수신되는 신호는 지연신호의 공액 복소수와 곱해져서 차동 복조된다. 그 곱셈 결과로 곱셈기(905)는 복소수 위상 편이를 출력한다. 왜냐하면, 프리앰블 신호는 각 심볼마다 동일한 값으로 정해져 있으므로, 곱셈기(905)의 출력 값은 위상 편이에 대한 영향만 남게 되는 것이다. 상기 곱셈기(905)의 출력 값(복소수 위상 편이)을 평균화기(906)에서 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에, 다운 샘플러(907)에서 M배로 다운 샘플링(down-sampling)을 수행하여 확산코드의 길이만큼 속도를 낮춘다.
이후, 상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 평균화기(909)에서 프리앰블 구간동안, 즉 프리앰블의 심볼 길이만큼 합산하고 평균화하여 그 결과로서 위상 편이를 추정한다. 이렇게 추정된 위상 편이의 평균값은 복호화된 신호에 곱해지기 전에 공액기(910)에서 공액 복소수로 변환된다.
상기와 같은 위상 편이 추정을 위하여, 제 1 추정스위치(switch1)(908)와 제 2 추정스위치(switch2)(911)는 전술한 [수학식 10]과 같이 동작한다.
프리앰블 신호가 수신되는 동안 제 1 추정스위치(908)는 온(on) 상태로 주파수 옵셋 추정 블록(평균화기, 909)으로 프리앰블 데이터를 전달하고 제 2 추정스위치(911)는 오프(off)되어 곱셈기(921)에는 "1"값이 인가되어 수신신호에 아무런 영 향을 주지 않게 된다. 한편, 프리앰블 신호가 모두 수신되면 제 1 추정스위치(908)는 오프(off) 상태가 되고 제 2 추정스위치(911)는 온(on) 상태가 되어, 상기 추정된 위상 편이를 복호화된 신호에 보정할 수 있는 상태가 된다.
상기와 같이 보정된 보정신호의 실수값을 취하여(631) 검파기(632)에서 검파한다.
상기와 같은 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신 구조는 전술한 바와 같이 칩 단위가 아닌 심볼 단위에서 신호를 보정하기 때문에 보다 저속 구현이 가능하고, 추정값을 균일화하는 정규화 블록이 없어 하드웨어 관점에서 차동 복호전 반송파 주파수 복원 장치보다 효율적이다.
도 10은 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신기의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면으로, 반송파 주파수 옵셋에 대한 본 발명에 따른 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 DSSS DBPSK 수신 방식의 성능을 나타내는 도면이다.
여기서, 실험 환경은 전술한 도 7과 같은 실험 환경이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 평균화된 주파수 옵셋을 9ppm에서부터 87ppm까지 변화를 주어 시험한 결과, 주파수 옵셋의 크기에 관계없이 거의 일정한 성능을 얻을 수 있었다. 그러나 높은 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 영역에서 주파수 옵셋의 크기에 비례하여 0.5dB 정도의 성능열화를 겪는 것을 알 수 있다.
도 11은 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 채용한 수신기의 하드웨어 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면으로서, 차동 복호후 반송파 주파수 복원 장치를 IEEE 802.15.4 규격에서 정의한 저속 무선 개인 통신망(LR WPAN : Low-Rate Wireless Personal Area Network) 시스템에 적용하여 구현한 하드웨어 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다.
도 11은 송신단의 발진기를 915.989.339Hz로 고정시킨 채 수신단의 발진기를 변화시켜 해당하는 주파수 옵셋의 크기에 대해 1000 패킷을 전송하였을 때 한 비트라도 오류가 발생한 패킷의 개수를 측정한 그래프이다. 도 11의 그래프에서는 표준에서 요구하는 기준 이상 주파수 옵셋인 -200ppm에서 200ppm까지 PER(Packet Error Ratio)가 1%를 만족하고 있으며, 실제적으로 ±250ppm 이상의 실험에서 성공적인 결과를 얻을 수 있었다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같은 본 발명은, 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 이용하여 반송파 주파수를 복원함으로써, 주파수 옵셋의 허용 범위가 심볼 속도보다 크더라도 주파수 옵셋의 크기와 무관하게 성능열화 없이 복조가 가능하고, 구현의 복잡도를 최소화시킬 수 있는 효과가 있다.
즉, 본 발명에 따른 차동 복호전 주파수 복원 방식과 차동 복호후 주파수 복 원 방식은 평균화된 위상 편이를 이용하여 반송파 주파수를 복원할 수 있어서, 심복 속도를 초과하는 큰 주파수 옵셋에서도 성능열화 없이 동작할 수 있고, 그 장치의 회로 구성이 간단하여 저면적 및 저전력 구현이 용이한 장점이 있다.
즉, 본 발명은 200ppm 이상의 큰 반송파 주파수 옵셋을 성능열화 없이 추정 및 보정할 수 있고, 장치 구현이 간단하여 전력 소모가 줄어 장치의 배터리 사이클을 증가시키며, 정확한 성능을 유지할 수 있어서 주파수 옵셋에 대한 허용치가 크고 저가격 및 낮은 복잡도를 요구하는 저속 무선 개인 통신 시스템에 적용하기에 적합하다.

Claims (23)

  1. 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치에 있어서,
    수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 제 1 위상 편이 추정 수단;
    상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하기 위한 보정 수단; 및
    상기 보정 수단에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 위상 편이 추정 수단은,
    수신신호의 프리앰블 구간을 수신하기 위한 수신 수단;
    상기 수신 수단에서 수신한 수신신호의 프리앰블 신호를 심볼 길이만큼 지연시키고 공액 복소수로 변환하기 위한 지연/변환 수단;
    현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연/변환 수단에서 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 복소수 위상 편이를 구하고, 상기 보정 수단에서 보정한 현재 수신되는 수신신호와 상기 지연/변환 수단에서 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 현재 수신신호를 복호하기 위한 제 1 곱셈 수단; 및
    상기 제 1 곱셈 수단에서 구한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 평균화하여 위상 편이를 추정하기 위한 제 2 위상 편이 추정 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 편이 추정 수단은,
    상기 제 1 곱셈 수단에서 구한 복소수 위상 편이를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화하고 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행하기 위한 수단;
    상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 온/오프(ON/OFF) 스위칭하기 위한 스위칭 수단;
    상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 상기 스위칭 수단을 이용하여 프리앰블 구간동안 합산하고 평균화하여 위상 편이를 추정하기 위한 수단; 및
    상기 추정한 위상 편이를 공액 복소수로 변환하고 정규화를 수행하기 위한 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 스위칭 수단은,
    상기 제 2 위상 편이 추정 수단의 입력 부분에 위치하는 스위치1과 상기 제 2 위상 편이 추정 수단의 출력 부분에 위치하는 스위치2를 포함하여 이루어지되,
    프리앰블 구간동안만 위상 편이를 추정할 수 있도록 아래의 [수학식]과 같이 동작하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
    [수학식]
    Figure 112007092699983-pat00014
    (여기서, L은 프리앰블의 심볼 개수임)
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 수신 수단은,
    수신신호에 대해 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행하기 위한 차동 정합필터(Matched filter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 차동 정합필터는,
    기준신호와 한 칩 지연된 기준신호와의 상관값을 구하고 수신신호와 한 칩 지연된 수신신호와의 상관값을 구하여 필터링한 후 심볼 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 값들 중 심볼 SNR이 가장 높은 값을 기준으로 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 보정 수단은,
    현재 입력되는 수신신호를 상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이의 공액 복소수와 곱하여 보정하기 위한 제 2 곱셈 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  8. 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법에 있어서,
    수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하는 제 1 위상 편이 추정 단계;
    상기 제 1 위상 편이 추정 단계에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호전(Pre-differential decoding) 수신신호를 보정하는 보정 단계; 및
    상기 보정 단계에서 보정한 신호를 복원하는 복원 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 위상 편이 추정 단계는,
    수신신호의 프리앰블 구간을 수신하는 단계;
    상기 수신한 수신신호의 프리앰블 신호를 심볼 길이만큼 지연시키고 공액 복소수로 변환하는 단계;
    현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 복소수 위상 편이를 구하는 단계; 및
    상기 구한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 평균화하여 위상 편이를 추정하는 제 2 위상 편이 추정 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 편이 추정 단계는,
    상기 구한 복소수 위상 편이를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행하는 단계;
    상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 합산하고 평균화하여 위상 편이를 추정하는 단계; 및
    상기 추정한 위상 편이를 공액 복소수로 변환하고 정규화를 수행하는 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  11. 제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 보정 단계는,
    현재 수신되는 수신신호를 상기 제 1 위상 편이 추정 단계에서 추정한 위상 편이의 공액 복소수와 곱하여 보정하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 복원 단계는,
    상기 보정 단계에서 보정한 현재 수신되는 수신신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 현재 수신신호를 복호화하는 단계;
    상기 복호화한 수신신호를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행하는 단계; 및
    수신신호의 실수값을 취하여 검파하는 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  13. 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치에 있어서,
    수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하기 위한 제 1 위상 편이 추정 수단;
    상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호후(Post-differential decoding) 복호신호를 보정하기 위한 보정 수단; 및
    상기 보정 수단에서 보정한 신호를 복원하기 위한 복원 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 위상 편이 추정 수단은,
    수신신호의 프리앰블 구간을 수신하기 위한 수신 수단;
    상기 수신 수단에서 수신한 수신신호의 프리앰블 신호를 심볼 길이만큼 지연시키고 공액 복소수로 변환하기 위한 지연/변환 수단;
    현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연/변환 수단에서 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 복소수 위상 편이를 구하기 위한 제 1 곱셈 수단; 및
    상기 제 1 곱셈 수단에서 구한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 평균화하여 위상 편이를 추정하기 위한 제 2 위상 편이 추정 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 편이 추정 수단은,
    상기 제 1 곱셈 수단에서 구한 복소수 위상 편이를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화하고 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행하기 위한 수단;
    상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 온/오프(ON/OFF) 스위칭하기 위한 스위칭 수단;
    상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 상기 스위칭 수단을 이용하여 프리앰블 구간동안 합산하고 평균화하여 위상 편이를 추정하기 위한 수단; 및
    상기 추정한 위상 편이를 공액 복소수로 변환하기 위한 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 스위칭 수단은,
    상기 제 2 위상 편이 추정 수단의 입력 부분에 위치하는 스위치1과 상기 제 2 위상 편이 추정 수단의 출력 부분에 위치하는 스위치2를 포함하여 이루어지되,
    프리앰블 구간동안만 위상 편이를 추정할 수 있도록 아래의 [수학식]과 같이 동작하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
    [수학식]
    Figure 112007092699983-pat00015
    (여기서, L은 프리앰블의 심볼 개수임)
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 수신 수단은,
    수신신호에 대해 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행하기 위한 차동 정합필터(Matched filter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 차동 정합필터는,
    기준신호와 한 칩 지연된 기준신호와의 상관값을 구하고 수신신호와 한 칩 지연된 수신신호와의 상관값을 구하여 필터링한 후 심볼 SNR(Signal-to-Noise Ratio) 값들 중 심볼 SNR이 가장 높은 값을 기준으로 심볼 타이밍 트래킹(tracking)을 수행하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  19. 제 13 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 보정 수단은,
    현재 수신되어 복호된 수신신호를 상기 제 1 위상 편이 추정 수단에서 추정한 위상 편이의 공액 복소수와 곱하여 보정하기 위한 제 2 곱셈 수단
    을 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 장치.
  20. 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법에 있어서,
    수신한 프리앰블(Preamble) 신호를 이용하여 주파수 옵셋의 영향에 의한 위상 편이를 추정하는 제 1 위상 편이 추정 단계;
    상기 제 1 위상 편이 추정 단계에서 추정한 위상 편이를 이용하여 차동 복호후(Post-differential decoding) 복호신호를 보정하는 보정 단계; 및
    상기 보정 단계에서 보정한 신호를 복원하는 복원 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 위상 편이 추정 단계는,
    수신신호의 프리앰블 구간을 수신하는 단계;
    상기 수신한 수신신호의 프리앰블 신호를 심볼 길이만큼 지연시키고 공액 복소수로 변환하는 단계;
    현재 수신되는 프리앰블 신호와 상기 지연시켜 변환한 프리앰블 심볼의 공액 복소수를 곱하여 복소수 위상 편이를 구하는 단계; 및
    상기 구한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 평균화하여 위상 편이를 추정하는 제 2 위상 편이 추정 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 2 위상 편이 추정 단계는,
    상기 구한 복소수 위상 편이를 확산코드의 길이만큼 합산하여 평균화한 후에 확산코드 길이만큼 속도를 낮추는 다운 샘플링(down sampling)을 수행하는 단계;
    상기 다운 샘플링한 복소수 위상 편이를 프리앰블 구간동안 합산하고 평균화하여 위상 편이를 추정하는 단계; 및
    상기 추정한 위상 편이를 공액 복소수로 변환하는 단계
    를 포함하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
  23. 제 20 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 보정 단계는,
    현재 수신되어 복호된 수신신호를 상기 제 1 위상 편이 추정 단계에서 추정한 위상 편이의 공액 복소수와 곱하여 보정하는 것을 특징으로 하는 위상 편이를 이용한 반송파 주파수 복원 방법.
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