JP4358686B2 - フェージング周波数推定装置およびその推定方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムや無線伝送システムの受信局において、到来した受信波のフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置およびその推定方法に関する。

移動通信システム等の受信局では、伝送特性が個別に、かつ広範に変化するマルチパスを介して到来した複数の受信波が互いに干渉し合うことによって、これらの受信波の振幅が大幅に変化するフェージングが発生する。
したがって、このような受信局は、例えば、上述したフェージングの周波数が高いほどチャネル推定に供され、かつ積分されるパイロット信号の長さを短縮することによって、そのチャネル推定の精度の低下を軽減すると共に、そのフェージングの周波数および受信波の電力に適応した値に送信電力を維持することによって、無線周波数の有効利用に併せて、単位周波数当たりに収容可能な端末の台数の確保が図られている。

図１４は、フェージング周波数推定装置が備えられた受信局の構成例を示す図である。
図において、周波数変換部８１の入力には受信された受信波が入力され、その周波数変換部８１の局発入力には局部発振器８２の出力が接続される。この周波数変換部８１の出力はＡ／Ｄ変換器８３の入力に接続され、そのＡ／Ｄ変換器８３の出力はフェージング周波数推定装置８４の入力と、チャネル推定部８５および同期検波部８６の第一の入力とに接続される。フェージング周波数推定装置８４の出力にはフェージング周波数が得られ、得られたフェージング周波数はチャネル推定部８５の第二の入力に与えられる。このチャネル推定部８５の出力は同期検波部８６の第二の入力に接続され、その同期検波部８６の出力には検波信号が出力される。

フェージング周波数推定装置８４は、下記の要素から構成される。
・ 初段に配置されたパイロットシンボル平均化部９１
・ このパイロットシンボル平均化部９１の出力に入力が接続された遅延部９２
・ その遅延部９２の出力と上述したパイロットシンボル平均化部９１の出力とに第一および第二の入力がそれぞれ接続された内積算出部９３
・ この内積算出部９３の出力に縦続接続された平均化部９４および判定部９５
このような構成の受信局では、周波数変換部８１は、局部発振器８２によって生成された規定の周波数の局発信号に基づいて受信波を周波数変換することによって、互いに直交する２つのチャネルＩ，Ｑ（同相成分および直交成分）に個別に対応するベースバンド信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器８３は、これらのベースバンド信号をそれぞれＡ／Ｄ変換することによって、ディジタル領域におけるベースバンド信号ｉ，ｑを生成する。

フェージング周波数変換装置８４では、パイロットシンボル平均化部９１は、上述した受信波として到来した既知のパイロットシンボルに該当する２つの直交した部分ベースバンド信号を入力し、同相成分および直交成分毎に平均化して雑音を抑圧したパイロット信号ｉ′、ｑ′を生成する。
遅延部９２は、このようなベースバンド信号ｉ′、ｑ′で示されるパイロットシンボルに、例えば、そのパイロットシンボルが移動局から送信される周期τに等しい遅延を与える。内積算出部９３は、遅延部９２と連係することによって、時間上で周期τに等しい時間遅れて順次受信された２つのパイロットシンボルの内積を算出する。

なお、このような内積は、一般に、受信されたパイロットシンボルと、そのパイロットシンボルより時間軸上でτ後続して受信されたパイロットシンボルとの間における２つの振幅と位相差の余弦値との積として定義されるため、これらのパイロットシンボルの間における相関を意味する。
平均化部９４は、上述した移動局との間に形成された無線伝送路においてこれらのパイロットシンボルに重畳され、振幅の平均値が０と見なせる雑音（白色雑音）の成分を積分することによって抑圧する。

判定部９５は、例えば、下記の要件を満たす都市部における無線周波信号の伝搬において、上記の周期τと、フェージング周波数（一般に、移動局の速度ｖに比例し、受信波の波長λに反比例する。）とに対して下式(1) に示すように、第一種ベッセル関数Ｊ₀() で与えられる時間相関値ρ(τ)を離散的なフェージング周波数毎に与える時間相関テーブルを有する。

(1) 式は、移動局の受信波について、移動局の周りの散乱体に反射された基地局からの送信波が全ての方向から同じくらいの電力で移動局に入射すると統計的に見なせる場合に成り立つ。
また、全ての方向に放射された移動局からの送信波が移動局の周りの散乱体に反射されて同じくらいの電力で基地局に入射すると統計的に見なせる場合、基地局の受信波について同様に(1) 式が成り立つ。
ρ(τ)＝Ｊ₀(２πｆτ) ・・・(1)
さらに、判定部９５は、上述したように平均化部９４を介して与えられる内積値に基づいてこの時間相関テーブルを参照し、その内積値を上回り、かつ最小である（あるいは、このベースバンドに対する偏差が最小である）時間相関値ρ(τ)を特定し、特定した時間相関値ρ(τ)に対応する値として既述の受信波のフェージング周波数ｆを推定する。なお、以下では、このように時間相関テーブルを参照することによってフェージング周波数ｆを推定する処理を閾値判定という。

チャネル推定部８５は、Ａ／Ｄ変換器８３によって生成されたベースバンド信号ｉ，ｑで示されるシンボルの列の内、上述したパイロットシンボルの偏差に基づいて既述の無線伝送路の伝送特性を特定するチャネル推定を行うが、このようなチャネル推定の過程で参照するパイロットシンボルの数については、既述のフェージング周波数ｆが高いほど小さな値に設定する。

したがって、チャネル推定の精度は、フェージング周波数が高くなった場合であってもそのチャネル推定が一定の数のパイロットシンボルに基づいて行われる場合に比べて、高く維持される。
同期検波部８６は、このようにして推定されたチャネル推定の下で上述したベースバンド信号ｉ，ｑを同期検波することによって、検波信号を生成する。

したがって、フェージング周波数が広範に変化しても、そのフェージング周波数が精度よく推定されるために、伝送品質が高く維持される。
なお、本願発明に関連する先行技術としては、後述する特許文献１〜５にそれぞれ開示された下記の技術がある。
・ 共通の受信系に接続され、かつマルチパス毎に逆拡散を行う複数の逆拡散器から出力された信号を、マルチパス毎に生じた位相差を保持したまま合成して合成信号を生成し、その合成信号の自己相関値と予め定められた閾値との大小関係に基づいてフェージングピッチを検出する「フェージングピッチ検出装置およびこれを用いた携帯情報端末」
・ 受信されたベースバンド信号をディジタル化することによって得られたディジタルベースバンド信号を時間的にずらした拡散信号で逆拡散した相関信号の検波を行い、その結果を示す信号から、送信されたものと推定された信号と相関値信号との相関をとることによってフェージング信号を逐次推定する「周波数オフセット補正装置」
・ 各パイロットシンボルＰ₀〜Ｐ_S毎に、前後の隣接パイロットシンボルと同相加算器で加算することによってシンボル毎のチャネル推定値を生成し、パイロット信号が送信されない区間に対してその区間の直前および直後のシンボル単位のチャネル推定値を生成すると共に、これらのチャネル推定値の複素共役をデータシンボルに乗じることによってチャネル補償に併せて、スロット単位のチャネル推定値の算出を行い、さらに、フェージング周波数または受信品質に応じてスロット単位またはシンボル単位のチャネル推定値を選択して上記の同相加算に適用される重み係数を制御する「ＣＤＭＡ受信機」
・ 最小スロット遅延による遅延検波出力対応のスロット時間相関値を分母として、他のスロット時間相関値を分子としてフェージング周波数推定値を求める（内積値が閾値との大小関係の判別に先行して正規化される）ことによって、雑音に対する耐性を強化し、そのフェージング周波数推定値をサーチャ部、重み係数制御部、ＳＩＲ推定部に入力することによって重み付け合成等の制御を行う「フェージング周波数推定回路および該回路を備えたＣＤＭＡ受信装置」
・ パイロットシンボルの内積値に基づいて判定したフェージング周波数に応じて重み付け係数を変化させる「チャネル推定装置および方法、復調装置および方法、ならびにフェージング周波数判定装置および方法」
特開２００１−２２３６７１号公報 第２７０５６１３号特許公報 特開２００３−６９４５１号公報 特開２００１−３５８６２１号公報 ＷＯ００／６０７６１号国際公開公報

ところで、上述した従来例では、閾値判定の精度は、その閾値判定の対象となる内積値を与える２つのパイロットシンボルの時間軸上における間隔が小さいほど低い。したがって、低いフェージング周波数はこのような２つのパイロットシンボル間の間隔をより広くした状態で行われる閾値判定によって求められ、そのために、遅延時間が長い遅延回路が備えられなければならなかった。

しかし、一般に、受信局に備えられた局部発振器８２の発振周波数は送信局の局部発振器の発振周波数に対して偏差（以下、「第一の偏差」という。）を有し、かつこの受信波の周波数には、伝搬路で生じたドップラー効果に起因する偏差（以下、「第二の偏差」という。）が伴い得る。
したがって、閾値判定に供される内積値は、上述した第一および第二の偏差に起因するパイロットシンボルの位相の誤差が補正された後に求められなければならなかった。

しかし、実際には、これらの第一および第二の偏差は、到来した受信波に伴うフェージングの成分に含まれ、そのフェージングの成分から抽出することは困難であった。
また、近年、移動通信システムでは、高度に進展したディジタル信号処理等が適用されることによる性能や付加価値の向上が厳しく要求され、受信波のフェージング周波数を安価に、精度よく求めることが強く要望されつつある。

本発明は、構成が大幅に複雑化することなく、効率的に、かつ精度よくフェージング周波数を推定できるフェージング周波数推定装置およびその推定方法を提供することを目的とする。

本発明では、演算手段は、異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する。推定手段は、算出した複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する。
このようにフェージング周波数の推定に供される２つのシンボルの複素積の大きさは、これらのシンボルの間における振幅の相関性を意味し、これらのシンボルの位相の偏差に依存しない。さらに、従来例においてこの複素積の大きさに代えて求められていた内積の算出に要する処理量は、一般に、その複素数積の大きさの算出に要する処理量より少ないが、上述した２つのシンボルの位相の誤差の補正には、これらの処理量の差より大幅に多くの処理量を要する三角関数の値の算出が必要である。

したがって、フェージング周波数の推定の精度は、従来例より処理量が大幅に削減されるにもかかわらず高められる。

さらに、本発明では、第１の演算手段は、第１の遅延量を有し異なる２つのシンボルの第１の複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する。第２の演算手段は、第２の遅延量を有し異なる２つのシンボルの第２の複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する。正規化手段は、第１の複素積の大きさで第２の複素積の大きさを正規化する。推定手段は、正規化された複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する。

このような正規化の結果に伝搬路の特性の変動に応じて重畳される雑音の成分の割合は、その正規化に供される双方の複素積の大きさが求められる時間軸上の間隔が短いほど減少する。
したがって、フェージング周波数の推定の精度が高められる。
また、本発明では、複数の演算手段は、異なる遅延量を有し異なる２つのシンボルの複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する複数の演算手段であって、１つは基準とする複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出し、他方は非基準の複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する。第１の推定手段は、基準となる複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する。第２の推定手段は、第１の推定手段により推定されたフェージング周波数に基づいて非基準の複素積の大きさのうち１つを選択し、選択された非基準の複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する。

すなわち、フェージング周波数については、第１の推定手段によって先行して粗く推定されたフェージング周波数が属する帯域において、推定の精度が高く確保される程度に２つの異なるシンボルの複素積の大きさの変化率が大きな値となる時間軸上の間隔が適用されることによる推定が可能となる。
したがって、フェージング周波数の推定の精度が高められる。

さらに、本発明では、異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和が算出され、このようにして算出した複素積の大きさに基づいてフェージング周波数が推定される。
このようにフェージング周波数の推定に供される２つのシンボルの複素積の大きさは、これらのシンボルの間における振幅の相関性を意味し、これらのシンボルの位相の偏差に依存しない。さらに、従来例においてこの複素積の大きさに代えて求められていた内積の算出に要する処理量は、一般に、その複素数積の大きさの算出に要する処理量より少ないが、上述した２つのシンボルの位相の誤差の補正には、これらの処理量の差より大幅に多くの処理量を要する三角関数の値の算出が必要である。

したがって、フェージング周波数の推定の精度は、従来例より処理量が大幅に削減されるにもかかわらず高められる。
また、本発明では、算術演算手段は、共通の信号点に対応し、かつ異なる時点に受信された２つのシンボルの複素領域における積の大きさｍを求める。推定手段は、異なる時点の時間軸上の差τと、２つのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存するこれらのシンボルの間における時間相関値の絶対値に大きさｍが相当する値として、フェージング周波数を推定する。

このようにフェージング周波数の推定に供される上記の２つのシンボルの複素領域における積の大きさｍは、これらのシンボルの間における振幅の相関性を意味するが、これらのシンボルの位相の偏差に依存しない。また、この大きさｍの変化率は、フェージング周波数が低い領域では、一般に、これらの２つのシンボルの内積の変化率に比べて大きい。さらに、従来例において上述した大きさｍに代えて求められていた内積の算出に要する処理量は、一般に、その大きさｍの算出に要する処理量より少ないが、上述した２つのシンボルの位相の誤差の補正には、これらの処理量の差より大幅に多くの処理量を要する三角関数の値の算出が必要である。

したがって、フェージング周波数の推定の精度は、従来例より処理量が大幅に削減されるにもかかわらず高められる。
さらに、本発明では、算術演算手段は、共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる時点ｔ1,ｔ2,ｔ3 に個別に受信された３つのシンボルの内、第一のシンボルと第二および第三のシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ1、ｍ2の比ｒ（＝ｍ2／ｍ1）を求める。推定手段は、異なる時点ｔ1,ｔ3 の時間軸上の差τ(＝ｔ3−ｔ1)と、３つのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する第一および第三のシンボルの間における時間相関値の絶対値に比ｒが相当する値として、フェージング周波数を推定する。

このような正規化を行うことによって、受信電力や雑音電力が時間的に変化してもフェージング周波数の大きさのみに依存した相関値の絶対値の比を得ることができる。
したがって、フェージング周波数の推定の精度が高められる。
また、本発明では、位相偏差算出手段は、複素領域における個別の積の位相角の平均値、またはこれらの位相角の変化率の平均値を求める。

すなわち、フェージング周波数の推定の過程で求められた複素領域における積が有効に活用されることによって、受信された各シンボルの位相偏差または周波数偏差が求められる。
したがって、上述した第二の発明が適用された場合であっても、これらの位相偏差や周波数偏差に適応した所望の処理が可能となる。

さらに、本発明では、算術演算手段は、共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる複数ｐ(≧３)の時点ｔ1 〜ｔp に個別に受信された複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第二ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ1〜ｍp-1を求める。概算推定手段は、異なる時点ｔ1,ｔ2 の時間軸上の差τ(＝ｔ2−ｔ1)と、複数ｐのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する第一および第二のシンボルの間における第一の時間相関値の絶対値に大きさｍ1 が相当する値として、フェージング周波数の概算値を求める。記憶手段には、異なる時点ｔ3〜ｔpと時点ｔ1との時間軸上の差τ1(＝ｔ3−ｔ1),…,τp-2(＝ｔp−ｔ1) のそれぞれと、波長λとに依存する第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルのそれぞれの間における第二ないし第ｐ-1の時間相関値に対応する値として、フェージング周波数が所望の精度で得られる帯域が予め登録される。推定手段は、第二ないし第ｐ-1の時間相関値の内、記憶手段に登録され、かつ概算値が属する特定の帯域に対応した第ｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)の時間相関値の絶対値に大きさｍｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)が相当する値として、フェージング周波数を推定する。

すなわち、フェージング周波数は、上述した時間軸上の差τ1,…,τp-2の内、概算推定手段によって先行して粗く推定されたフェージング周波数が属する帯域において、推定の精度が高く確保される程度に時間相関値の絶対値の変化率が大きな値となる何れかの時間軸上の差が適用されることによって推定される。
したがって、上述した帯域に個別に適応した時間軸上の差および時間相関値が予め求められる場合には、これらの帯域の数が多いほど精度よくフェージング周波数の推定の精度が高められる。

また、本発明では、算術演算手段は、特定の帯域が特定された後に、複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ２〜ｍｐ-1を求める。
すなわち、算術演算手段の処理量は、「第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ２〜ｍｐ-1の何れかを求める処理」が上述した特定の帯域が特定される前に開始される場合より、減少する。

したがって、このような特定の帯域が特定される時点から上記の処理が開始される時点において、伝搬路の統計的な性質が不変と見なせる（統計的に定常とするとフェージング周波数が変化しないということになるが、ここでは、フェージング周波数が変化しても実際に発生し得るフェージング周波数の変動幅の最大値に合わせた特定の帯域の幅（オーバラップも含めて）を設定することにより、追従することができる）場合には、上述した大きさｍ２〜ｍｐ-1が無用に算出されるために要する電力その他の資源の削減が図られる。

さらに、本発明では、特定算術演算手段は、共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる複数ｐ(≧３)の時点ｔ1 〜ｔp に個別に受信された複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第二のシンボルとについて、受信に供された局発信号の周波数の偏差に起因する位相の偏差を補正した後に、内積を求める。算術演算手段は、複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ2〜ｍp-1を求める。概算推定手段は、異なる時点ｔ1,ｔ2 の時間軸上の差τ(＝ｔ2−ｔ1)と、複数ｐのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する第一および第二のシンボルの間における第一の時間相関値に内積が相当する値として、フェージング周波数の概算値を求める。記憶手段には、異なる時点ｔ3〜ｔpと時点ｔ1との時間軸上の差τ1(＝ｔ3−ｔ1),…,τp-2(＝ｔp−ｔ1) のそれぞれと、波長λとに依存する第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルのそれぞれの間における第二ないし第ｐ-1の時間相関値に対応する値として、フェージング周波数が所望の精度で得られる帯域が予め登録される。推定手段は、第二ないし第ｐ-1の時間相関値の内、記憶手段に登録され、かつ概算値が属する特定の帯域に対応した第ｉ（２≦ｉ≦ｐ-1）の時間相関値の絶対値に大きさｍｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)が相当する値として、フェージング周波数を推定する。

上述した内積は、既述の周波数偏差が補償された後に算出されるので、既述の複素領域における積と同様に、異なる時点に受信されたシンボルの間における振幅の相関性を意味し、これらのシンボルの位相の偏差に依存しない。
したがって、内積と周波数偏差との双方もしくは何れか一方が既存のハードウエアやソフトウエアによって求められる受信局であっても、これらのハードウエアやソフトウエアの有効活用の下で本発明の適用が可能となる。

また、本発明では、特定算術演算手段は、共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる複数ｐ(≧３)の時点ｔ1 〜ｔp に個別に受信された複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第二のシンボルとの内積に、これらの第一および第二のシンボルの受信に供される局発信号の周波数の偏差に起因した位相の偏差の補正を施す。算術演算手段は、複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ2〜ｍp-1を求める。概算推定手段は、異なる時点ｔ1,ｔ2 の時間軸上の差τ(＝ｔ2−ｔ1)と、複数ｐのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する第一および第二のシンボルの間における第一の時間相関値に、位相の偏差の補正が施された内積が相当する値として、フェージング周波数の概算値を求める。記憶手段には、異なる時点ｔ3〜ｔp と時点ｔ1との時間軸上の差τ1(＝ｔ3−ｔ1),…,τp-2(＝ｔp−ｔ1) のそれぞれと、波長λとに依存する第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルのそれぞれの間における第二ないし第ｐ-1の時間相関値に対応する値として、フェージング周波数が所望の精度で得られる帯域が予め登録される。推定手段は、第二ないし第ｐ-1の時間相関値の内、記憶手段に登録され、かつ概算値が属する特定の帯域に対応した第ｉ（２≦ｉ≦ｐ-1）の時間相関値の絶対値に大きさｍｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)が相当する値として、フェージング周波数を推定する。

すなわち、上述した位相の偏差の補正が既述の内積が求められた後に行われるので、このような補正が施された内積は、既述の複素領域における積と同様に、異なる時点に受信されたシンボルの間における振幅の相関性を意味し、これらのシンボルの位相の偏差に依存しない。
したがって、内積と周波数偏差との双方もしくは何れか一方が既存のハードウエアやソフトウエアによって求められる受信局であっても、これらのハードウエアやソフトウエアの有効活用の下で本発明の適用が可能となる。

さらに、本発明では、算術演算手段は、マルチパスを介して到来した複数の受信波の合成波から個々のシンボルの複素領域における積の大きさを求める。
すなわち、フェージング周波数の推定に供される上記の複素領域における積の大きさは、伝搬路がマルチパスとして構成される場合であっても、これらのマルチパスを介して到来した受信波の電力が有効に活用されることによって求められる。

したがって、伝搬路の特性の多様な変動に対する柔軟な適応が図られ、かつフェージング周波数の推定の精度が高められる。

本発明では、従来例より処理量が大幅に削減されるにもかかわらず、フェージング周波数の推定の精度が高められる。
また、本発明では、フェージング周波数の推定の精度が高められる。
さらに、本発明では、上述した第二の発明が適用された場合であっても、受信波の位相偏差や周波数偏差が求められ、これらの位相偏差や周波数偏差に適応した所望の処理が可能となる。

また、本発明では、電力その他の資源の削減が図られる。
さらに、本発明では、内積と周波数偏差との双方もしくは何れか一方が既存のハードウエアやソフトウエアによって求められる受信局であっても、これらのハードウエアやソフトウエアの有効活用の下で本発明の適用が可能となる。
また、本発明では、伝搬路の特性の多様な変動に対する柔軟な適応が図られ、かつフェージング周波数の推定の精度が高められる。

したがって、これらの発明が適用された無線通信システムや無線伝送システムでは、精度よく、かつ効率的に推定されたフェージング周波数に適応した多様な処理が行われ、このような処理の下で伝送品質およびサービス品質が高められ、かつ付加価値の向上が可能となる。

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
［第一の実施形態］
図１は、本発明の第一の実施形態を示す図である。
図において、周波数変換部８１の入力には受信された受信波が入力され、その周波数変換部８１の局発入力には局部発振器８２の出力が接続される。この周波数変換部８１の出力はＡ／Ｄ変換器８３の入力に接続され、そのＡ／Ｄ変換器８３の出力はフェージング周波数推定装置１０の入力と、チャネル推定部８５および同期検波部８６の第一の入力とに接続される。フェージング周波数推定装置１０の出力にはフェージング周波数が得られ、得られたフェージング周波数はチャネル推定部８５の第二の入力に与えられる。このチャネル推定部８５の出力は同期検波部８６の第二の入力に接続され、その同期検波部８６の出力には検波信号が出力される。

フェージング周波数推定装置１０は、下記の要素から構成される。
・ 初段に配置されたパイロットシンボル平均化部９１
・ このパイロットシンボル平均化部９１の出力に入力が接続された遅延部９２
・ その遅延部９２の出力と上述したパイロットシンボル平均化部９１の出力とに第一および第二の入力がそれぞれ接続された複素積算出部１１
・ この複素積算出部１１の出力に縦続接続された平均化部９４、大きさ算出部１２および判定部１３
図２は、本発明の第一および第三の実施形態の動作を説明する図である。

以下、図１および図２を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。
Ａ／Ｄ変換器８３は、従来例と同様に周波数変換された受信波をＡ／Ｄ変換することによって、ディジタル領域で互いに直交する２つのチャネルＩ，Ｑに個別に対応するベースバンド信号ｉ，ｑを生成する。
フェージング周波数推定部１０では、パイロットシンボル平均化部９１は、上述した受信波として到来した既知のパイロットシンボルに該当する２つの直交した部分ベースバンド信号ｉ′、ｑ′を入力し、同相成分、直交成分毎に平均化して雑音を抑圧したパイロット信号を生成する。

遅延部９２は、このようなベースバンド信号ｉ′、ｑ′で示されるパイロットシンボルに、例えば、そのパイロットシンボルが移動局からスロットの単位に送信される周期τに等しい遅延を与える。複素積算出部１１は、遅延部９２と連係することによって、時間上で周期τに等しい時間隔たった期間Ｋ、ｎに順次受信された２つのパイロットシンボル（図２(1)、(2))（Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q）、（Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q）に対して下式(2) で示される複素積Ｃを算出する（図２(3))。
Ｃ＝(Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q)(Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q)^* ・・・(2)
平均化部９４は、上述した移動局との間に形成された無線伝送路の特性の変動に応じてこの複素積Ｃに重畳され、平均値が「０」と見なせる雑音（白色雑音）を積分することによって抑圧する。

大きさ算出部１２は、下式(3) で示すように、このような平均化部９４を介して与えられる複素積の絶対値の二乗値Ｓを算出する。
Ｓ＝｜(Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q)(Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q)^*｜²
＝[(Ｐ_K,iＰ_n,i＋Ｐ_K,qＰ_n,q)²＋(Ｐ_K,qＰ_n,i−Ｐ_K,iＰ_n,q)²]・・・(3)
判定部１３は、図３(a) に示すように、受信波のフェージング周波数ｆの推定値と、『「その推定値と上記のインターバルτと定係数２πとの積」に対して定まる既述の時間相関値ρ(τ)』の二乗値との対の列が離散的に予め登録された二乗値テーブル１３Ｔを有する。

さらに、判定部１３は、上述したように大きさ算出部１２によって与えられる二乗値Ｓに応じて二乗値テーブル１３Ｔを参照することによって、その二乗値Ｓを上回り、かつ最小である（あるいは、この二乗値に対する偏差が最小である）二乗値（以下、「特定の二乗値」という。）を特定し、その特定の二乗値に対応する値として既述の受信波のフェージング周波数ｆを推定する。なお、以下では、このような特定の二乗値を特定する処理についても、閾値判定という。

チャネル推定部８５は、従来例と同様にＡ／Ｄ変換器８３によって生成されたベースバンド信号ｉ，ｑで示されるシンボルの列の内、上述したパイロットシンボルの偏差に基づいて既述の無線伝送路の伝送特性を特定するチャネル推定を行い、このチャネル推定の過程で参照するパイロットシンボルの数については、既述のフェージング周波数ｆが高いほど小さな値に設定する。

また、このようなフェージング周波数の推定に供される既述の二乗値Ｓは、受信されたパイロットシンボル（Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q）と、そのパイロットシンボルより時間軸上でτ後続して受信されたパイロットシンボル（Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q）との間における振幅の相関性を意味するが、これらのパイロットシンボルの位相の偏差に依存しない。
さらに、上述した二乗値Ｓの変化率は、一般に、フェージング周波数が低い領域であっても、既述の内積の変化率に比べて大きい。

なお、従来例において上述した二乗値に代えて求められていた内積Ｐ_I の算出は、上記の２つのパイロットシンボル（Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q）、（Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q）に対して下式(4) で示され、既述の式(3) より単純な算術演算で実現される。
Ｐ_I ＝Ｐ_K,iＰ_n,i＋Ｐ_K,qＰ_n,q ・・・(4)
しかし、本実施形態では、上式(3)、(4) で示される算術演算の処理量の差に比べて、大幅に大きな処理量を要する三角関数の値の算出を伴うパイロットシンボルの位相誤差の補正が不要となる。

したがって、受信波のフェージング周波数ｆの推定の精度は、従来例より処理量が大幅に削減されるにもかかわらず高められ、このように精度よく効率的に推定されたフェージング周波数に応じてチャネル推定に供されるパイロットシンボルの数が増減されるために、チャネル推定の精度が高められる。
なお、本実施形態では、パイロットシンボルの送信側との間に形成される無線伝送路が単一のパスとして形成されることを前提として求められた単一の複素積の絶対値に基づいて二乗値テーブル１３Ｔが参照されている。

しかし、例えば、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 方式が適用された無線通信システムに本発明が適用された場合には、例えば、図４に示すように、マルチパスとして構成された複数のパスを介して個別に到来した素波について個別に複素積が求められ（図４(1))、これらの複素積の和（ベクトル和）（図４(2))に基づいて二乗値テーブル１３Ｔが参照される（図４(3))ことによって、フェージング周波数の精度が高められてもよい。なお、このような和は、個々のマルチパスの状態（対応する素波のレベル等）に適応した重みとの積和として求められてもよい。

また、本実施形態では、既述の二乗値（２つのパイロットシンボルの間における時間相関値の二乗値）Ｓに対応して二乗値テーブルに予め登録された値として、フェージング周波数ｆが推定されている。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、既述の時間相関値ρ(τ)の絶対値のように、上記の二乗値と同様にパイロットシンボルの位相偏差に依存しない値がこれらの二乗値に代えて適用されてもよい。
［第二の実施形態］
図５は、本発明の第二の実施形態を示す図である。

本実施形態には、図１に示すフェージング周波数推定装置１０に代えて、フェージング周波数推定装置２０が備えられ、そのフェージング周波数推定装置２０は、下記の要素から構成される。
・ 初段に配置されたパイロットシンボル平均化部９１
・ このパイロットシンボル平均化部９１の出力に入力が接続された遅延部９２-1、９２-2
・ 遅延部９２-1の出力と上述したパイロットシンボル平均化部９１の出力とに第一および第二の入力が接続された複素積算出部１１-1
・ 遅延部９２-2の出力と上述したパイロットシンボル平均化部９１の出力とに第一および第二の入力が接続された複素積算出部１１-2
・ 複素積算出部１１-1の出力に縦続接続された平均化部９４-1および大きさ算出部１２-1
・ 複素積算出部１１-2の出力に縦続接続された平均化部９４-2および大きさ算出部１２-2
・ 大きさ算出部１２-1、１２-2の出力に第一および第二の入力が接続された正規化部２１
・ この正規化部２１の出力に縦属接続され、かつ最終段に配置された判定部１３
なお、以下では、遅延部９２-1、複素積算出部１１-1、平均化部９４-1および大きさ算出部１２-1から構成される系を「第一の系」と称し、かつ遅延部９２-2、複素積算出部１１-2、平均化部９４-2および大きさ算出部１２-2から構成される系を「第二の系」と称する。

以下、本実施形態の動作を説明する。
第一の系は、図１に示す遅延部９２、複素積算出部１１、平均化部９４および大きさ算出部１２と同様に連係することによって、二乗値を算出する。なお、このような二乗値については、以下では、遅延部９２-1に遅延時間として設定されたインターバルτに対応するので、「Ｓτ」と表記する。

一方、第二の系に備えられた遅延部９２-2には、上記のインターバルτと異なる値ｔ（＞τ）が遅延時間として設定される。
このような第二の系は、上記の遅延時間ｔに基づいて、図１に示す遅延部９２、複素積算出部１１、平均化部９４および大きさ算出部１２と同様に連係することによって、二乗値Ｓｔを算出する。

正規化部２１は、これらの二乗値Ｓｔ、Ｓτに基づいて、正規化二乗値Ｓｎ（＝Ｓｔ／Ｓτ）を求める。
判定部１３は、その正規化二乗値Ｓｎに応じて既述の二乗値テーブル１３Ｔと同様の構成をもつ、正規化二乗値に対応したフェージング周波数を登録した正規化二乗値テーブル３２Ｔを参照することによって、その二乗値を上回り、かつ最小である（あるいは、この二乗値Ｓｎに対する偏差が最小である）「特定の二乗値」を特定すると共に、その「特定の二乗値」に対応する値として既述の受信波のフェージング周波数ｆを推定する。なお、以下では、この特定の二乗値を特定するために行われる処理については、「閾値判定」という。

このような閾値判定に適用される正規化二乗値Ｓｎは、「遅延時間τが第二の系の遅延時間ｔより短い値に設定された第一の系によって算出され、かつ一般に、その遅延時間τが短いほど変化率が少ない二乗値Ｓτ」で、この第二の系によって算出された二乗値Ｓｔが正規化されることによって求められる。
すなわち、受信波の信号電力や雑音電力が変動する場合、正規化二乗値Ｓｎは、第一の実施形態において閾値判定に供される二乗値Ｓτに比べて、フェージングの相関をより精確に表す値である。

したがって、本実施形態によれば、既述の第一の実施形態に比べて、フェージング周波数の推定の精度が高められ、かつ上述した伝搬路の特性の広範な変化に対する柔軟な適応が図られる。
［第三の実施形態］
図６は、本発明の第三の実施形態を示す図である。

本実施形態は、図６に示すように、既述の第二の実施形態に下記の要素が付加されることによって構成される。
・ 平均化部９４-1の出力に縦続接続された周波数偏差算出部２２-1
・ 平均化部９４-2の出力に縦続接続された周波数偏差算出部２２-2
・ これらの周波数偏差算出部２２-1、２２-2の出力に第一および第二の入力がそれぞれ接続され、かつ出力に周波数偏差を出力する周波数偏差平均化部２３
なお、以下では、上述した周波数偏差算出部２２-1、２２-2がそれぞれ既述の「第一の系」と「第二の系」とに含まれると仮定する。

以下、図６および図２を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
周波数偏差算出２２-1は、複素積算出部１１-1によって算出され、かつ平均化部９４-1を介して与えられる複素積Ｃ１（＝Ｓτ^1/2)の実部ｕ（＝Ｐ_K,iＰ_n,i＋Ｐ_K,qＰ_n,q）と虚部ｖ（＝Ｐ_K,qＰ_n,i−Ｐ_K,iＰ_n,q）とを求める。
ところで、第一の系列に入力された２つのパイロットシンボルを示す受信波に、その受信波に適応した標準的な局発信号の周波数に対する局部発振器８２の発振周波数の偏差と、無線伝送路において発生したドップラシフトとに起因して生じる位相の偏差Δφと、これらの２つのパイロットシンボルのインターバルがそのパイロットシンボルの周期で正規化された値ｋと、時系列を示す整数ｎと、上述した実部ｕと虚部ｖとの間には、図２の下部に示すように、一般に、下式(5) が成立する。
△φ・ｋ＝tan^-1(ｖ／ｕ)＋２π・ｎ ・・・(5)
また、本実施形態が適用される無線通信システムにおいて発生し得る上記の周波数偏差の最大値の逆数に比べて十分に小さい値に、上記の複素積Ｃ１の算出に適用される２つのパイロットシンボルの時間軸上におけるインターバルτが設定された場合には、一般に、上記の整数ｎは「０」であると見なされるので、上式(5) は下式(6) に変形される。
△φ＝tan^-1(ｖ／ｕ)／ｋ ・・・(6)
周波数偏差算出部２２-1は、上式(6) で示される算術演算を行うことによって「第一の位相偏差」を求め、かつ時系列の順におけるその「第一の位相偏差」の変化率として「第一の周波数偏差」を求める。

また、周波数偏差算出部２２-2は、適用されるパイロットシンボルのインターバルがｔである点を除いて同様の算術演算を行うことによって「第二の位相偏差」を求め、かつ時系列の順におけるその「第二の位相偏差」の変化率として「第二の周波数偏差」を求める。
周波数偏差平均化部２３は、これらの「第一の周波数偏差」および「第二の周波数偏差」の平均値として上述した受信波の「周波数偏差」を求めることによって、受信波に重畳された雑音に起因してその「周波数偏差」に伴う精度の低下を軽減する。

したがって、本実施形態によれば、「第一の系」および「第二の系」で行われた演算の結果が有効に活用されることによって、上記の周波数偏差が精度よく求められる。
なお、本実施形態では、周波数偏差算出部２２-1、２２-2は、上式(6) で示される算術演算を行うことによって、それぞれ周波数偏差を求めている。
しかし、これのような算術演算については、例えば、引数である実部ｕと虚部ｖとの対と、上述した値ｋとの双方または一部がとり得る値の組み合わせに対して予め算出された偏差Δφが登録されたテーブルがルックアップされることによって、処理量の削減が図られてもよい。

また、上述した第二および第三の実施形態では、遅延部９２-1の遅延時間がパイロットシンボルがスロットの単位に受信されるインターバルτに等しく設定されている。
しかし、このような遅延時間は、短いほど第一の系によって求められる複素積Ｃ１の変化率が少ない点で望ましいが、必ずしも、このようなスロットの周期に設定されなくてもよい。
［第四の実施形態］
図７は、本発明の第四の実施形態を示す図である。

本実施形態には、図１に示すフェージング周波数推定装置１０に代わるフェージング周波数推定装置３０が備えられ、そのフェージング周波数推定装置３０は、下記の要素から構成される。
・ 初段に配置されたパイロットシンボル平均化部９１
・ このパイロットシンボル平均化部９１の後段に接続された「基準の系」（既述の第一の実施形態に備えられた遅延部９２、複素積算出部１１、平均化部９４および大きさ算出部１２から構成される。）
・ パイロットシンボル平均化部９１の後段にその「基準の系」と共に並列に接続され、かつこの「基準の系」と基本的な構成が同じである「第一の系」ないし「第ｐ(≧２)の系」
・ 「基準の系」の出力に縦続接続された一次判定部３１
・ その「基準の系」の出力に一方の入力が上記の一次判定部３１の入力と共に並列に接続された正規化部３２-1〜３２-p
・ これらの一次判定部３１および正規化部３２-2〜３２-pの出力に接続された複数ｐの入力を有し、かつ出力にフェージング周波数を出力する二次判定部３３
なお、以下では、上述した「第一の系」ないし「第ｐ(≧２)の系」の要素については、符号に添え番号「１」〜「ｐ」をそれぞれ付加して表記する。

図８は、本発明の第四の実施形態における二次判定部の動作フローチャートである。
以下、図７および図８を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
「第一の系」ないし「第ｐの系」にそれぞれ備えられた遅延部９２-1〜９２-pには、推定されるフェージング周波数の値域が区分されてなる複数の部分帯域にそれぞれ対応し、該当する部分帯域において、フェージング周波数の推定値の精度が十分に高く確保される程度に、既述の時間相関値ρ(τ)の二乗値の変化率が大きな値となる、異なる遅延時間τ１〜τｐが予め設定される。なお、以下では、これらの遅延時間τ１〜τｐは、それぞれ最小であるτ１から昇順に設定され、かつ何れも「基準の系」（遅延部９２）に設定された遅延時間τより大きいと仮定する。

第三の実施形態の動作の１つは、以下である。
一次判定部３１は、正規化二乗値Ｓτを求め、その正規化二乗値Ｓτに基づいて図１０に示す系番号テーブルを参照することによって、「Ｓτに対応した二次判定部３３で使用する系」の番号を決定する。
二次判定部３３は、このような番号で示される系のみの正規化二乗値Ｓτを算出し、その正規化二乗値Ｓτに基づいて図３(b) に示すテーブルを参照することによって、フェージング周波数を特定（推定）する。

したがって、該当する二次判定部３３のみの処理を行うこととなり、演算量の削減が図られる。
第三の実施形態の別の動作を以下に述べる。
また、一次判定部３１は、図３(a) に示すように、受信波のフェージング周波数ｆの推定値と、『「その推定値と既述のインターバルτと定係数２πとの積」に対して定まる既述の時間相関値ρ(τ)の二乗値Ｓ』との対の列が離散的に予め登録された二乗値テーブル３１Ｔを有する。

一方、二次判定部３３は、図３(b) に示すように、「上記のインターバルτに代えてτ１〜τｐが個別に適用されることによって、上述した正規化二乗値テーブル３２Ｔと同様に定まる対」の列がそれぞれ予め登録された正規化二乗値テーブル３３Ｔ-1〜３３Ｔ-pを有する。
さらに、二次判定部３３は、図９に示すように、上記の「第一の系」ないし「第ｐの系」に対応し、かつこれらの系を個別に示す番号（「１」〜「ｐ」の何れか）が格納された「番号」フィールドと、その「番号」フィールドの値で示される系に対応したフェージング周波数の部分帯域の範囲を示す「帯域」フィールドとから構成されたレコードの列である部分帯域テーブル３３ＰＢＴを有する。

「基準の系」は既述の第一の実施形態における「第一の系」と同様に二乗値Ｓτを求め、かつ一次判定部３１は、既述の第一の実施形態に備えられた判定部１３と同様に、この二乗値Ｓτに基づいてフェージング周波数ｆを推定する。
一方、「第一の系」ないし「第ｐの系」は、それぞれ遅延時間として上記のτ１〜τｐが適用された点を除いて既述の第二の実施形態における「第二の系」と同様に、二乗値（以下、それぞれ「Ｓｔ-1」〜「Ｓｔ-p」と表記する。）を求める。

正規化部３２-1〜３２-pは、これらの二乗値Ｓｔ-1〜Ｓｔ-p、Ｓτに基づいて、正規化二乗値Ｓｎ-1（＝Ｓｔ-1／Ｓτ）、…、Ｓｎ-p（＝Ｓｔ-p／Ｓτ）を求める。
二次判定部３３は、下記の処理を行う。
・ 上述した部分帯域テーブル３３ＰＢＴのレコードの内、「帯域」フィールドの値で示される部分帯域（以下、「特定部分帯域」という。）に、このようにして推定されたフェージング周波数ｆが属するレコード（以下、「特定のレコード」という。）を特定する（図８(1))。
・ 上述した正規化二乗値Ｓｎ-1、…、Ｓｎ-pの内、この特定のレコードの「番号」フィールドの値に対応する正規化二乗値Ｓｎ_obj （以下、「特定正規化二乗値」という。）を特定する（図８(2))。
・ 二乗値テーブル３３-1〜３３-pの内、上述した特定のレコードの「番号」フィールドの値に対応する二乗値テーブル３３_obj （以下、「特定二乗値テーブル」という。）を特定する（図８(3))。
・ 上記の特定正規化二乗値Ｓｎ_obj に応じて特定二乗値テーブル３３_obj を参照し、その二乗値を上回り、かつ最小である（あるいは、この二乗値に対する偏差が最小である）「特定の二乗値」を特定する（図８(4))。
・ その「特定の二乗値」に対応する値として既述の受信波のフェージング周波数ｆをさらに高い精度で推定する（図８(5))。

すなわち、フェージング周波数ｆは、上述した複数の部分帯域の内、一次判定部３１によって先行して粗く推定されたフェージング周波数が属する部分帯域において、推定の精度が十分に高く確保される程度に、既述の時間相関値ρ(τ)の二乗値の変化率が大きな値となる「異なる遅延時間（τ１〜τｐの何れか）」が適用されることによって、推定される。

したがって、本実施形態によれば、個々の部分帯域に適応した遅延時間および二乗値テーブルが予め求められる場合には、これらの部分帯域の数が多いほど精度よくフェージング周波数が推定される。
なお、本実施形態では、フェージング周波数ｆの推定に適用される特定の二乗値テーブルの数が単一となっている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、上述した特定部分帯域に併せて、周波数軸上でその特定部分帯域に隣接する単一または複数の部分帯域に個別に対応した二乗値テーブルに基づいてそれぞれ推定されたフェージング周波数の平均値として、フェージング周波数ｆが推定されてもよい。
また、本実施形態では、一次判定部３１が設けられ、その一次判定部３１によって粗く推測されたフェージング周波数を基準として既述の処理が二次判定部３３によって行われることによって、フェージング周波数ｆが精度よく推定されている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、遅延部９２、９２-1〜９２-pに対して二次判定部３３が遅延時間を個別に設定し、かつ一次判定部３１と正規化部３２-1〜３２-pとによって行われる処理がその二次判定部３３によって行われることによって、「基準の系」が「第一の系」ないし「第ｐの系」の何れかで代替されてもよい。
さらに、二次判定部３３がこのような処理を行う場合には、「遅延部９２、９２-1〜９２-pの遅延時間をフェージング周波数の推定値の精度を維持する自動制御や適応制御の下で設定し、かつ更新する処理」が二次判定部３３によって併せて行われてもよい。

また、このような自動制御や適応制御に基づく閾値判定の下では、部分帯域の帯域幅が順次狭められることによってフェージング周波数の推定の精度が高められ、さらに、フェージング周波数の推定値が得られず、あるいはその推定値が所望の精度で安定しない期間に該当する部分帯域の帯域幅が広められることによって、精度の向上や無線伝送路の特性の広範な変動に対する柔軟な適応が図られてもよい。

さらに、本実施形態では、「基準の系」に並行して「第一の系」ないし「第ｐの系」が稼働している。
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、応答性の低下が許容され、かつ受信波の伝搬路においてフェージング周波数を左右する要因が統計的に定常である場合には、例えば、既述の「特定部分帯域」が特定された後に、「第一の系」ないし「第ｐの系」の内、その「特定部分帯域」に対応する単一の系の稼働が開始されてもよい。

また、このような場合には、遅延時間が二次判定部３３によって設定される単一の系が上述した「第一の系」ないし「第ｐの系」に代えて備えられることによってハードウエアの規模および消費電力の削減が図られてもよい。
さらに、本実施形態では、何れの部分帯域も重なることなく周波数軸上に配置されている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、「求められた二乗値に応じて二乗値テーブル３３-1〜３３-pの何れかのレコードを検索することによって、その二乗値を上回り、かつ最小である特定の二乗値の特定が行われ、その特定の二乗値に対応する推定値としてフェージング周波数ｆが推定される処理」として「閾値判定」が行われる場合には、例えば、図１１に点線で示すように、個々の部分帯域の下端と上端との双方もしくは一方が隣接する部分帯域に共通に含まれることによって、個々の部分帯域における閾値判定が確度高く達成されてもよい。
［第五の実施形態］
図１２は、本発明の第五の実施形態を示す図である。

本実施形態は、既述の第四の実施形態における「基準の系」が下記の通りに構成される。
・ 複素積算出部１１に代えて内積算出部４１が備えられる。
・ 遅延部９２とこの内積算出部４１との段間に周波数偏差補正部４２が備えられる。
・ 大きさ算出部１２が備えられず、内積算出部４１の出力が平均化部９４の入力に接続される。

以下、本実施形態の動作を説明する。
遅延部９２は、パイロットシンボル平均化部９１によって生成された２つの直交した部分ベースバンド信号ｉ′、ｑ′で示されるパイロットシンボルに、例えば、そのパイロットシンボルが移動局からスロットの単位に送信される周期τに等しい遅延を与える。
周波数偏差補正部４２は、受信されたパイロットシンボル（Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q）と、そのパイロットシンボルに先行して受信され、かつ補正の対象となるパイロットシンボルを含むスロットの数ｎと、既述の位相の偏差Δφとに対して、下式(7)、(8) で実部Ｐ_K,j′および虚部Ｐ_K,q′がそれぞれ示される複素信号（Ｐ_K,i′＋ｊＰ_K,q′)を生成することによって、下記の「第一の偏差」および「第二の偏差」の双方に起因する周波数偏差を補正する。
Ｐ_K,i′＝Ｐ_K,icos(ｎΔφ)＋ｊＰ_K,qsin(ｎΔφ) ・・・(7)
Ｐ_K,q′＝−Ｐ_K,isin(ｎΔφ)＋ｊＰ_K,qcos(ｎΔφ) ・・・(8)
・ 受信局に備えられた局部発振器８２の発振周波数に伴う「第一の偏差」（受信局の局部発信器と送信局の局部発信器との間の周波数偏差）
・ この受信波の周波数に伝搬路で生じるドップラー効果に起因した「第二の偏差」
内積算出部４１は、上記のベクトル信号（Ｐ_K,i′＋ｊＰ_K,q′）と、後続して受信されたパイロットシンボル（Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q）とに対して下式(9) で示される内積Ｐ_I ′を求める。
Ｐ_I ′＝Ｐ_K,i′Ｐ_n,i＋Ｐ_K,q′Ｐ_n,q ・・・(9)
このような内積Ｐ_I ′は、上述した周波数偏差が補償された後に算出されるので、既述の複素積Ｃと同様に、受信されたパイロットシンボル（Ｐ_K,i＋ｊＰ_K,q）と、そのパイロットシンボルより時間軸上でτ後続して受信されたパイロットシンボル（Ｐ_n,i＋ｊＰ_n,q）との間における振幅の相関性を意味するが、これらのパイロットシンボルの位相の偏差に依存しない。

したがって、本実施形態によれば、内積算出部４１と周波数偏差補正部４２との双方もしくは何れか一方が既存のハードウエアやソフトウエアとして備えられた受信局であっても、これらのハードウエアやソフトウエアが有効活用の下で本発明が適用される。
なお、本実施形態では、複素積算出部１１に代えて内積算出部４１が備えられ、その内積算出部４１の前段に周波数偏差補正部４２が備えられている。

しかし、本発明はこのような構成に限定されず、「基準の系」は、例えば、図１３に示すように、下記の通りに構成されてもよい。
・ 周波数補正部４２が備えられ、かつ遅延部９２の出力が内積算出部４１の対応する入力に接続される。
・ 求められた内積の平均値ｕ_n を余弦値（＝cos(ｎΔφ))で除することによって位相偏差を抑圧する位相偏差除去部５１が平均化部９４の後段に備えられる。

また、上述した各実施形態では、パイロットシンボルは、互いに直交する２つのチャネルＩ、Ｑの双方を介して受信されている。
しかし、このようなパイロットシンボルは、既述の複素積や内積を算出する複素演算が可能であるならば、これらのチャネルＩ、Ｑの何れか一方のみを介して受信されてもよい。

さらに、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成装置の一部もしくは全てに改良が施されてもよい。
以下、上述した各実施形態に開示された発明を階層的・多面的に整理し、付記項として列記する。
（付記１） 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置において、
異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさを算出する演算手段と、
前記算出した複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたフェージング周波数推定装置。
（付記２） 付記１に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記演算手段は、
異なる２つの期間毎に個別に受信された複数のシンボルの実部および虚部を平均することによって２つの複素数を求め、これらの２つの複素数を前記２つのシンボルとして前記複素積の大きさを求める
ことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記３） 付記１に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記演算手段は
異なる２つの期間毎に個別に受信された異なるシンボルの複素積の大きさの一方で他方を正規化し、その正規化の結果として前記２つのシンボルの複素積の大きさを求める
ことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記４） 付記１に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記推定手段によって推定されたフェージング周波数が高いほど、時間軸上で短い間隔隔たった異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさを算出する再演算手段と、
前記再演算手段によって算出された複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する再推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記５） 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定方法において、
異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさを算出し、前記算出した複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する
ことを特徴とするフェージング周波数推定方法。
（付記６） 共通の信号点に対応し、かつ異なる時点に受信された２つのシンボルの複素領域における積の大きさｍを求める算術演算手段と、
前記異なる時点の時間軸上の差τと、前記２つのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存するこれらのシンボルの間における時間相関値の絶対値に前記大きさｍが相当する値として、フェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記７） 共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる時点ｔ1,ｔ2,ｔ3 に個別に受信された３つのシンボルの内、第一のシンボルと第二および第三のシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ1、ｍ2の比ｒ（＝ｍ2／ｍ1）を求める算術演算手段と、
前記異なる時点ｔ1,ｔ3 の時間軸上の差τ(＝ｔ3−ｔ1)と、前記３つのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する前記第一および第三のシンボルの間における時間相関値の絶対値に前記比ｒが相当する値として、フェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記８） 付記７に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記複素領域における個別の積の位相角の平均値、またはこれらの位相角の変化率の平均値を求める位相偏差算出手段を備えた
ことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記９） 共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる複数ｐ(≧３)の時点ｔ1 〜ｔp に個別に受信された複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第二ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ1〜ｍp-1を求める算術演算手段と、
前記異なる時点ｔ1,ｔ2 の時間軸上の差τ(＝ｔ2−ｔ1)と、前記複数ｐのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する前記第一および第二のシンボルの間における第一の時間相関値の絶対値に前記大きさｍ1 が相当する値として、フェージング周波数の概算値を求める概算推定手段と、
前記異なる時点ｔ3〜ｔpと前記時点ｔ1との時間軸上の差τ1(＝ｔ3−ｔ1),…,τp-2(＝ｔp−ｔ1) のそれぞれと、前記波長λとに依存する前記第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルのそれぞれの間における第二ないし第ｐ-1の時間相関値に対応する値として、前記フェージング周波数が所望の精度で得られる帯域が予め登録された記憶手段と、
前記第二ないし第ｐ-1の時間相関値の内、前記記憶手段に登録され、かつ前記概算値が属する特定の帯域に対応した第ｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)の時間相関値の絶対値に大きさｍｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)が相当する値として、前記フェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１０） 付記９に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記算術演算手段は、
前記特定の帯域が特定された後に、前記複数ｐのシンボルの内、前記第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ２〜ｍｐ-1を求める
ことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１１） 共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる複数ｐ(≧３)の時点ｔ1 〜ｔp に個別に受信された複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第二のシンボルとについて、受信に供された局発信号の周波数の偏差に起因する位相の偏差を補正した後に、内積を求める特定算術演算手段と、
前記複数ｐのシンボルの内、前記第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ2〜ｍp-1を求める算術演算手段と、
前記異なる時点ｔ1,ｔ2 の時間軸上の差τ(＝ｔ2−ｔ1)と、前記複数ｐのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する前記第一および第二のシンボルの間における第一の時間相関値に前記内積が相当する値として、フェージング周波数の概算値を求める概算推定手段と、
前記異なる時点ｔ3〜ｔpと前記時点ｔ1との時間軸上の差τ1(＝ｔ3−ｔ1),…,τp-2(＝ｔp−ｔ1) のそれぞれと、前記波長λとに依存する前記第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルのそれぞれの間における第二ないし第ｐ-1の時間相関値に対応する値として、前記フェージング周波数が所望の精度で得られる帯域が予め登録された記憶手段と、
前記第二ないし第ｐ-1の時間相関値の内、前記記憶手段に登録され、かつ前記概算値が属する特定の帯域に対応した第ｉ（２≦ｉ≦ｐ-1）の時間相関値の絶対値に大きさｍｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)が相当する値として、前記フェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１２） 共通の信号点に対応し、かつ時系列の順に異なる複数ｐ(≧３)の時点ｔ1 〜ｔp に個別に受信された複数ｐのシンボルの内、第一のシンボルと第二のシンボルとの内積に、これらの第一および第二のシンボルの受信に供される局発信号の周波数の偏差に起因した位相の偏差の補正を施す特定算術演算手段と、
前記複数ｐのシンボルの内、前記第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルとの複素領域における個別の積の大きさｍ2〜ｍp-1を求める算術演算手段と、
前記異なる時点ｔ1,ｔ2 の時間軸上の差τ(＝ｔ2−ｔ1)と、前記複数ｐのシンボルの伝送に供された搬送波の波長λとに依存する前記第一および第二のシンボルの間における第一の時間相関値に、前記位相の偏差の補正が施された内積が相当する値として、フェージング周波数の概算値を求める概算推定手段と、
前記異なる時点ｔ3〜ｔp と前記時点ｔ1との時間軸上の差τ1(＝ｔ3−ｔ1),…,τp-2(＝ｔp−ｔ1) のそれぞれと、前記波長λとに依存する前記第一のシンボルと第三ないし第ｐのシンボルのそれぞれの間における第二ないし第ｐ-1の時間相関値に対応する値として、前記フェージング周波数が所望の精度で得られる帯域が予め登録された記憶手段と、
前記第二ないし第ｐ-1の時間相関値の内、前記記憶手段に登録され、かつ前記概算値が属する特定の帯域に対応した第ｉ（２≦ｉ≦ｐ-1）の時間相関値の絶対値に大きさｍｉ(２≦ｉ≦ｐ−１)が相当する値として、前記フェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１３） 付記６ないし付記１２の何れか１項に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記算術演算手段は、
マルチパスを介して到来した複数の受信波の合成波から個々のシンボルの複素領域における積の大きさを求める
ことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１４） 付記１に記載のフェージング周波数推定装置において、
前記異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の実数部の平均化および虚数部の平均化を行う平均化手段を備え、
前記演算手段は、
前記平均化された複素積の大きさを算出する
ことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１５） 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置において、
第１の遅延量を有し異なる２つのシンボルの第１の複素積の大きさを算出する第１の演算手段と、
第２の遅延量を有し異なる２つのシンボルの第２の複素積の大きさを算出する第２の演算手段と、
前記第１の複素積の大きさで前記第２の複素積の大きさを正規化する正規化手段と、
前記正規化された複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
（付記１６） 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置において、
異なる遅延量を有し異なる２つのシンボルの複素積の大きさを算出する複数の演算手段であって、１つは基準とする複素積の大きさを算出し、他方は非基準の複素積の大きさを算出する複数の演算手段と、
前記基準となる複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する第１の推定手段と、
前記第１の推定手段により推定されたフェージング周波数に基づいて前記非基準の複素積の大きさのうち１つを選択し、前記選択された非基準の複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する第２の推定手段と
を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。

本発明の第一の実施形態を示す図である。 本発明の第一および第三の実施形態の動作を説明する図である。 二乗値テーブルの構成を示す図である。 本発明の第一の実施形態の他の構成を示す図である。 本発明の第二の実施形態を示す図である。 本発明の第三の実施形態を示す図である。 本発明の第四の実施形態を示す図である。 本発明の第四の実施形態における二次判定部の動作フローチャートである。 部分帯域テーブルの構成を示す図である。 系番号テーブルの構成を示す図である。 部分帯域の周波数軸上における特異な配置を示す図である。 本発明の第五の実施形態を示す図である。 本発明の第五の実施形態の他の構成を示す図である。 フェージング周波数推定装置が備えられた受信局の構成例を示す図である。

符号の説明

１０，２０，３０，８４ フェージング周波数推定装置
１１ 複素積算出部
１２ 大きさ算出部
１３，９５ 判定部
１３Ｔ，３１Ｔ，３２Ｔ，３３Ｔ 二乗値テーブル
２１，３２ 正規化部
２２ 周波数偏差算出部
２３ 周波数偏差平均化部
３１ 一次判定部
３３ 二次判定部
３３ＰＢＴ 部分帯域テーブル
４１，９３ 内積算出部
４２ 周波数偏差補正部
５１ 位相偏差除去部
８１ 周波数変換部
８２ 局部発振部
８３ Ａ／Ｄ変換器
８５ チャネル推定部
８６ 同期検波部
９１ パイロットシンボル平均化部
９２ 遅延部
９４ 平均化部

Claims (4)

1. 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置において、
   異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する演算手段と、
   前記算出した複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する推定手段と
   を備えたフェージング周波数推定装置。
2. 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置において、
   第１の遅延量を有し異なる２つのシンボルの第１の複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する第１の演算手段と、
   第２の遅延量を有し異なる２つのシンボルの第２の複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する第２の演算手段と、
   前記第１の複素積の大きさで前記第２の複素積の大きさを正規化する正規化手段と、
   前記正規化された複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する推定手段と
   を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
3. 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定装置において、
   異なる遅延量を有し異なる２つのシンボルの複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する複数の演算手段であって、１つは基準とする複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出し、他方は非基準の複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出する複数の演算手段と、
   前記基準となる複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する第１の推定手段と、
   前記第１の推定手段により推定されたフェージング周波数に基づいて前記非基準の複素積の大きさのうち１つを選択し、前記選択された非基準の複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する第２の推定手段と
   を備えたことを特徴とするフェージング周波数推定装置。
4. 受信信号内のパイロット信号からフェージング周波数を推定するフェージング周波数推定方法において、
   異なる時点に受信された２つのシンボルの複素積の大きさとして実数部と虚数部の二乗和を算出し、前記算出した複素積の大きさに基づいてフェージング周波数を推定する
   ことを特徴とするフェージング周波数推定方法。

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