JP2003204293A - フェージング歪みあるいは周波数オフセットの補償伝送方法 - Google Patents

フェージング歪みあるいは周波数オフセットの補償伝送方法

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JP2003204293A JP2002001829A JP2002001829A JP2003204293A JP 2003204293 A JP2003204293 A JP 2003204293A JP 2002001829 A JP2002001829 A JP 2002001829A JP 2002001829 A JP2002001829 A JP 2002001829A JP 2003204293 A JP2003204293 A JP 2003204293A
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fading
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signal
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Eiji Okamoto
英二 岡本
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Communications Research Laboratory
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 環境が様々に変化する移動する通信局を用い
たディジタル無線通信において、送信器と受信器の基準
信号発生器の周波数差が存在する場合、これを補償する
方法として利用できるフェージング歪み及び周波数オフ
セット補償伝送方法を提供する。 【解決手段】 パイロット信号を用いたディジタル通信
において、高周波信号を受信し、前記高周波信号から搬
送されたディジタル信号を復調し、その受信した高周波
信号あるいは復調したディジタル信号からパイロット信
号を抽出し、抽出したパイロット信号のスペクトルを求
め、前記スペクトルからフェージング成分あるいは周波
数オフセット成分を求め、このいずれかの成分を用い
て、受信した高周波信号を補償し、あるいは復調したデ
ィジタル信号からもとのディジタル信号の推定を行う様
にする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において、移動する通信局などが受ける伝搬路歪み
と周波数オフセットを高い精度で同時に補償する手段
と、ディジタル無線通信において、フェージングもしく
は周波数オフセットのどちらかどちらかが発生する伝搬
環境において、これを補償する方法を提案するものであ
り、特に、移動無線通信におけるパイロットシンボルを
用いた伝搬路歪み補償技術とてして用いるフェージング
歪み及び周波数オフセット補償伝送方法に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】移動する通信局を用いたディジタル無線
通信においては、環境が様々に変化することから受ける
フェージングと、通信局が移動することから発生する周
波数オフセットが発生することが知られている。このよ
うなフェージング及び周波数オフセットを補償するため
の第１の従来の技術のフレーム構成を図１に示す。図１
におけるユニークワードは既知のシンボルシーケンス
で、パイロットシンボルは既知のシンボルである。受信
器はこのユニークワード部分周波数オフセットを推定
し、パイロットシンボルからフェージング歪みを推定
し、それぞれ補償を行う。
【０００３】しかしこの方法ではそれぞれの推定を別の
既知シンボルで行うため、送受信器の機構が複雑にな
り、さらにデータ部分の割合が減り伝送速度が低下する
という問題がある。
【０００４】また、パイロットシンボルを２つ連続して
配置し、P1かP2、もしくは両方を用いてフェージング推
定を行い、さらに隣り合うP1、P2の位相差から周波数オ
フセットを推定する第２の従来の技術の例を図２に示
す。これは、２以上の隣り合うパイロットシンボルを挿
入することにより伝搬路歪みを補償するものである。し
かし、この方法ではP1、P2が受ける位相雑音から生じ
る、隣り合うP1、P2間の位相誤差が発生し、これによ
り、周波数オフセットが推定値から大きくずれてしま
う。また位相差が180度近辺になると、周波数オフセッ
ト値の符号を反転して推定してしまう場合がある。
【０００５】さらに、この位相誤差を低減するために3
以上の隣り合うパイロットシンボルを用いた場合は、デ
ータ部分の割合が相対的に減り伝送速度が低下するとい
う問題がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記の様に、ユニーク
ワードを用いる第１の従来の技術では、送受信器の機構
が複雑になり、さらにデータ部分の割合が減り伝送速度
が低下するという問題があり、また、パイロットシンボ
ルを２つ連続して配置する第２の従来の技術では、周波
数オフセットが推定値から大きくずれてしまうという問
題があり、３以上の隣り合うパイロットシンボルを用い
るとデータ部分の割合が相対的に減り伝送速度が低下す
るという問題がある。
【０００７】この発明は上記に鑑み提案されたもので、
移動または固定通信において、送信器と受信器の基準信
号発生器（オシレータ）の周波数差が存在する場合、こ
れを補償する方法として利用できるフェージング歪み及
び周波数オフセット補償伝送方法を提供することを目的
とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明における第１の発明は、フェージング歪みあ
るいは周波数オフセットの補償伝送方法に関しており、
パイロット信号を用いたディジタル通信において、高周
波信号を受信し、前記高周波信号から搬送されたディジ
タル信号を復調し、その受信した高周波信号あるいは復
調したディジタル信号からパイロット信号を抽出し、抽
出したパイロット信号のスペクトルを求め、前記スペク
トルからフェージング成分あるいは周波数オフセット成
分を求め、このいずれかの成分を用いて、受信した高周
波信号を補償し、あるいは復調したディジタル信号から
もとのディジタル信号の推定を行うことを特徴としてい
る。
【０００９】また、本発明における第２の発明は、上記
した第１の発明に加えて、上記のディジタル通信におけ
る変調は、振幅、周波数、位相あるいは偏波方向を変調
することを特徴としている。
【００１０】また、本発明における第３の発明は、フェ
ージング成分あるいは周波数オフセット成分を過去の値
と平均化することにより精度を高めるために、上記した
第１の発明あるいは第２の発明に加えて、上記において
求めたフェージング成分あるいは周波数オフセット成分
を、予め決められた時間先行するフェージング成分ある
いは周波数オフセット成分と混合し、その混合によって
得られたフェージング成分あるいは周波数オフセット成
分を用いて、受信した高周波信号を補償し、あるいは復
調したディジタル信号からもとのディジタル信号の推定
を行うことを特徴としている。
【００１１】また、本発明における第４の発明は、上記
した第１ないし第３のいずれかの発明に加えて、受信し
た高周波信号あるいは復調したディジタル信号から予め
決められた周期で信号を採取し、この採取した信号を周
期的パイロットシンボルとして、そのスペクトルを求
め、前記スペクトルからフェージング成分あるいは周波
数オフセット成分を求め、このいずれかの成分を用い
て、受信した高周波信号を補償し、あるいは復調したデ
ィジタル信号からもとのディジタル信号の推定を行うこ
とを特徴としている。
【００１２】また、本発明における第５の発明は、周波
数オフセット推定器の推定値の誤差が大きくても、その
誤差を許容しパイロットシンボルからある程度の範囲で
周波数オフセットも推定し、精度よくフェージング、周
波数オフセットを補償するために、上記した第１ないし
第４のいずれかの発明に加えて、予め決められた方法に
よりフェージング成分あるいは周波数オフセット成分を
求める際にその誤差の評価を行い、その結果に基づいて
フェージング成分あるいは周波数オフセット成分を求め
る方法を変更することを特徴としている。
【００１３】また、本発明における第６の発明は、任意
の周波数オフセットについてこれを補償するために、上
記した第１ないし第５のいずれかの発明に加えて、ディ
ジタル信号の復調方法は基準周波数の信号を用いる方法
であって、その基準周波数に上記のフェージング成分あ
るいは周波数オフセット成分をフィードバックすること
を特徴としている。
【００１４】また、本発明における第７の発明は、上記
した第６の発明に加えて、フィードバックする周波数オ
フセット成分の値は、その真値との誤差が伝送シンボル
間隔時間の逆数の整数倍になる時は、その誤差をリセッ
トすることを特徴としている。
【００１５】また、本発明における第８の発明は、精度
よく周波数オフセットの補償が行えるようにするため
に、上記した第６の発明に加えて、フィードバックする
周波数オフセット成分の値を、自動的に伝送シンボル間
隔時間の逆数の整数倍に収束せしめることにより、その
値のその真値との誤差をゼロとみなすことを特徴として
いる。
【００１６】また、本発明における第９の発明は、上記
した第１ないし第８のいずれかの発明に加えて、周波数
オフセット成分を求め、この成分を用いて、受信した高
周波信号を補償し、あるいは復調したディジタル信号か
らもとのディジタル信号の推定を行うために開ループの
システム構成を用いることを特徴としている。
【００１７】また、本発明における第１０の発明は、上
記した第１ないし第９のいずれかの発明に加えて、抽出
したパイロット信号のスペクトルを求め、前記スペクト
ルから求める周波数オフセット成分を受信ローパスフィ
ルタの帯域幅内に限定することを特徴としている。
【００１８】また、本発明における第１１の発明は、高
い推定精度を保ちつつ、計算量を抑えるために、上記し
た第１ないし第５のいずれかの発明に加えて、上記のス
ペクトルから求めたフェージング成分の値に従って、補
償を行うフレームの比率を変化させることを特徴として
いる。
【００１９】また、本発明における第１２の発明は、上
記した第１１の発明に加えて、補償を行うフレームの比
率をフェージングの帯域の幅に反比例するように変化さ
せることを特徴としている。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下にこの発明の実施の形態を詳
細に説明する。先ず図３に説明のためのフレーム構成を
示す。図３において、TSはシンボル間隔であり、ｋをフ
レーム数とするとき、t=kTSである。図のようにNシンボ
ルを1フレームとして、フレームの先頭に既知パイロッ
トシンボルを挿入する。よってデータ伝送速度は(N-1)/
N倍になる。フレームおよびクロック同期が保持されて
いる場合、受信側ではこれらのパイロットシンボルにお
ける通信路変動g(l)が以下のように得られる。
【００２１】
【数１】
【００２２】ここで、r(l)はパイロットシンボルにおけ
る受信信号、zpは既知パイロットシンボルベクトルの成
分である。パイロットシンボルに割り当てる既知シンボ
ルzpは任意であるが、ディジタル変調信号点配置の最外
殻点にすることは、受信信号電力対雑音比（SNR）がよ
くなるので伝搬路歪み推定精度が上がり、望ましいこと
である。数１のg(l)を用いて、図３における2Np点の受
信パイロットシンボルから、中央のNpフレームの通信路
変動つまりフェージング及び周波数オフセットを推定、
補償する。なお図３における関数fes()と関数foff()は
後述する。
【００２３】次に、オープンループ方式で周波数オフセ
ットを補償する構成のシステムブロック図を図４に示
す。送信側では、まず送信データがマッピングされる。
そしてパイロットシンボルが挿入され、図３のようなフ
レームが構成された後フィルタリングされ、変調、送信
される。図４で、送受信側のローパスフィルタ（LPF）
はルート配分されたコサインロールオフフィルタとす
る。伝搬路では、フェージング、移動局の移動により生
じる周波数オフセットあるいはガウス雑音（Additivewh
ite Gaussian noise: AWGN）により歪みを受ける。なお
受信器の準同期検波の際に生じる周波数オフセットもこ
の伝搬路により受ける歪みと見なすものとする。
【００２４】受信側では、信号は復調後LPFを通り、ま
ず簡易周波数オフセット推定器に供給され、そこでスペ
クトル分析が行われ、受信スペクトルから大まかな周波
数オフセットが見積もられる。次に受信パイロットシン
ボル系列と推定周波数オフセット値から、伝搬路歪みが
推定され、除去される。そしてデマッピングにより判定
され、復号が行われる。このように受信パイロットシン
ボルから、フェージングと周波数オフセットを同時に推
定、補償するための評価は、比較的簡易なフレーム構成
及びシステム構成で実現され得る。
【００２５】図４に示すシステムでは、後述するフェー
ジング推定補償部が、ある程度の範囲の周波数オフセッ
トも含めて同時に推定するため、簡易周波数オフセット
推定器の精度は、あまり高くなくてよい。そこで変調方
式にほとんど依存しない、簡単な原理の方法を採用す
る。図５に、受信信号の大まかな中心周波数の位置を出
力する推定器のブロック図を示す。この推定器は、図３
に示すように、フェージング推定及び補償はNpフレーム
単位で行うので、周波数オフセット推定値もNpフレーム
毎に計算する。まず推定範囲を広げるために、受信信号
r(t)に対しCs倍のオーバーサンプリングを施し、r(k1)
を得る。ここで
【００２６】
【数２】
【００２７】である。そして得られた2×N×Np×Cs点の
r(k1) (Cs[k-NNp]≦k1≦Cs[k+NNp]-1)を用いて、fes(k)
を求める。r(k1)に対しFFT（fastFourier transform）
を用いて
【００２８】
【数３】
【００２９】のスペクトル系列を求める。このR(n)系列
の中心値を持つn、つまりR(n)を確率密度関数とみなし
た場合のnのメディアンをfes(k)とする。よってメディ
アンを
【００３０】
【数４】 としたとき、fes(k)は、
【００３１】
【数５】 となる。
【００３２】次に、横軸を周波数、縦軸をスペクトル強
度とする図６を用いて、数５のオープンループ（open-l
oop）方式の根拠を示す。図６のLPF特性は、簡単のため
矩形つまりロールオフファクターが0である場合を示し
ている。図４のようにopen-loop構成を用いた方式では
受信LPFの後段で周波数オフセット推定を行う。例えば
受信信号のスペクトル強度R(n)が図６（ａ）のようにな
った場合、それは図６（ｂ）のように送受信器のLPFに
より両端が削られた結果のスペクトルである、と推定す
る。すると実際の周波数オフセットfes(k)は、図６より
【００３３】
【数６】
【００３４】となり、これは式数５と等価である。クロ
ーズドループ（closed-loop）構成を用いた方式では後
述するように推定部の受信側LPFに広帯域フィルタを用
いるため、本補正は必要ない。fes(k)の推定可能範囲は
open-loop方式では図６より、closed-loopはサンプリン
グ定理より
【００３５】
【数７】
【００３６】となる。ただし当然ながら、r(k1)に含ま
れる雑音の影響によりfes(k)には誤差が生じ、雑音電力
が大きいとR(n)の雑音レベルが上がり|fes(k)|が小さく
なるため推定精度は下がる。さらにfes(k)は雑音波形や
信号波形によっても影響され、値がふらつくため、過去
の値を用い
【００３７】
【数８】
【００３８】として平均化を行い、これを避ける。ここ
でKfは平均化個数である。このfoff(k)を推定オフセッ
ト周波数として用いる。また関数fes()と関数foff()の
計算タイミングは図3に示されている。ただしfoff (k)
の初期推定時には過去の関数fes()値が存在しないの
で、初期fes(k)を全ての過去値として用いる。結果初期
foff推定値は、
【００３９】
【数９】
【００４０】となる。この方式は単に受信系列のスペク
トルの中心を求めているだけなので、計算原理は簡単で
ある。しかし推定精度はあまり高くなく、さらに計算帯
域内に所望波以外の干渉波スペクトルが存在すると精度
はさらに落ちると予想される。そのため以降では干渉波
は帯域内に存在しないものと仮定する。しかし精度のト
レードオフとして本方式は汎用性が高いといえる。つま
り本方式は変調方式に依存せず、また追加の参照キャリ
ア信号やプリアンブルなども必要としないため、高伝送
効率を実現できる。そして後に例で示すように、本シス
テムではこの周波数オフセット推定器でも十分高い精度
での補償を行うことができる。そのため本簡易周波数オ
フセット推定器を用いる。
【００４１】また図３ではNpフレーム毎にfoff(k)を算
出しているが、実際の周波数オフセットが準同期検波の
基準周波数のずれなど固定的な場合は、初期推定1回の
みで固定してもよい。
【００４２】次に、フェージング及び周波数オフセット
推定部について説明する。図７にフェージングと周波数
オフセット推定部のブロック図を示す。本方式ではFFT
とIFFT（Inversefast Fourier transform：逆高速フー
リェ変換）を用いた推定を行う。図３において述べたよ
うに、2Np点の受信パイロットシンボルからNNp点の伝搬
路歪みを推定する。しかし数１で与えられるこの2Np点
は時間的に間隔のあいた系列のため、FFTを行った際の
周波数範囲は、
【００４３】
【数１０】
【００４４】となり、この周波数範囲内のみの歪みしか
推定できない。そこで数１０より大きい周波数オフセッ
トを補償するために、foff(k)を用い以下のように周波
数オフセット成分を打ち消し、g(l)のスペクトルを数10
内にシフトする。
【００４５】
【数１１】
【００４６】次にハニング窓関数の乗算を行う。本方式
は計算にFFT、IFFTを用いるので、計算精度向上のため
に窓関数を掛けることは有効である。これによりエリア
ス効果、つまり計算区間外へのスペクトルの漏洩が低減
され、フェージングがより高い精度で推定される。得ら
れたg0(l)に以下のようにハニング窓関数を掛ける。
【００４７】
【数１２】
【００４８】
【数１３】 そしてg1(ｌ)をFFTにより周波数領域の値に変換する。
【００４９】
【数１４】
【００５０】ここで数１４は単なる離散フーリエ変換の
式であるが、実際には計算時間縮小のためFFTを用い
る。図３のフレーム構成をもつg(l)に対しては、fDHzを
フェージングの最大ドップラ周波数とするとサンプリン
グ定理より、
【００５１】
【数１５】
【００５２】であるなら理論的には元のフェージング系
列が完全に復元できることになる。この範囲内において
は、数１４で得られたスペクトルには計算区間内におけ
るフェージング波形のすべての成分が含まれており、n=
Np付近ではG1(n)=0となる。そこで次のように0系列を挿
入し、2NNp点系列を得る。
【００５３】
【数１６】 なおG2(m)は
【００５４】
【数１７】
【００５５】のような周期性を持つ系列とする。この周
波数領域における0補間は、時間領域においてはパイロ
ットシンボル間の補間に等しい。このように本方式は周
波数領域の0挿入のみが必要であるので、時間領域にお
けるフェージング補間推定方式比べ簡単である。数１１
においてスペクトルの中心周波数をfoff(k)から0に移行
したので、G2(m)に対しこれを元に戻す必要がある。G
2(m)は周波数領域の系列であるので、操作は以下のよう
になる。
【００５６】
【数１８】
【００５７】このG3(m)は周波数オフセットを含むフェ
ージング推定系列であり、IFFTによりこの系列を変換す
ることによって時系列を得る。
【００５８】
【数１９】
【００５９】なお順変換と同様に数１９も単なる離散逆
フーリエ変換であるが、実際の計算時にはIFFTを用い
る。そしてこのg3(i)の内、中央のNNp点(NNp/2≦i≦3NN
p/2-1)のみを推定値として採用する。通常エリアス効果
による劣化は計算区間の両端に顕著に表れるので、高い
推定精度を保つために計算の冗長を伴うが両端点を切り
捨てる。また数１３において乗算した窓関数の端点は０
であるため、この切り捨ては窓関数の除算にも都合がよ
い。最後に補間前に乗算されていた窓関数の成分を取り
除く。
【００６０】
【数２０】
【００６１】この^g(i)がフェージングと周波数オフセ
ットの推定系列である。なおw'Xは、数１３と点数のみ
異なるハニング窓関数で、
【００６２】
【数２１】 である。なお計算にFFTとIFFTを用いるため、NとNpは2
の冪乗とする。
【００６３】得られた^g(k)成分を
【数２２】
【００６４】のように受信成分から取り除くことによ
り、フェージングと周波数オフセットは同時に補償され
る。
【００６５】図４のオープンループ方式は比較的簡易な
構成であるが、周波数オフセットの補償範囲が受信LPF
によって制限されてしまう。そこで図８のように推定さ
れたf offを遅延させた後、電圧制御発振器（VCO）によ
って復調器にフィードバックするクローズドループ方式
のシステムを構成する。ただしVCOの周波数変化は位相
連続であるものとし、受信側のクロック同期及びフレー
ム同期は保持されるものとする。このシステムでは受信
側のLPFを2つに分け、通信に用いるものはオープンルー
プ方式と同じルートナイキストフィルタとするが、推定
器の前段は、簡易周波数オフセット推定器が単にスペク
トル中心を求めるだけであるということを利用し、ガウ
スフィルタとする。これにより広範囲のfoff推定が可能
となる。
【００６６】受信側においてはまず復調を行った後、LP
F2のガウスフィルタを通し簡易周波数オフセット推定器
により foff(k)の推定を行う。ここで得られたfoff(k)
はフェージング及び周波数オフセット補償部によって補
償されると同時に、Npフレームの遅延を経た後VCOに入
力され、復調の基準周波数が変更される。これによりf
off(k)が正しければ、簡易周波数オフセット推定部にお
いて推定されるfoff(k+NNp)の値は小さくなり、受信SNR
が悪いときでもfoffの推定誤差は収束する方向に向か
う。さらに周波数オフセットの推定範囲は、瞬時の推定
範囲にはガウスフィルタによる制限が存在するものの、
システム全体ではフィードバックを掛けることによって
LPFの制限を受けないため、広範囲の追随が可能とな
る。foff(k)は推定回数が進むにつれ
【００６７】
【数２３】
【００６８】に収束して行き、m≠0の場合は真のfoffと
の誤差が生じているが、正しく周波数オフセットの補償
は行われる。この理由は受信された図３のフレームのＦ
ＦＴによる周波数領域のスペクトルが図９のようになる
ため、foff(k)は必ずしも真値でなくても数２３を満た
せばよいためである。この現象は周波数領域で考えると
理解しやすく操作も簡単に行えるため、周波数領域で周
波数オフセットの補償を行う際の利点である。
【００６９】そしてクローズドループ方式においても得
られたfoff(k)を用いフェージング及び周波数オフセッ
ト補償部において補償が行われ、復号データが得られ
る。
【００７０】図7ではエリアス効果による劣化を防ぐた
めに2NNp点の推定結果に対し、半分のNNp点のみを推定
値として採用した。しかし計算量削減のためにはエリア
ス効果による劣化を抑えつつ、より多くの点を推定値と
して用いるのが望ましい。
【００７１】フェージングの速さとエリアス効果による
劣化については文献１（E.Okamoto,et al, “Rayleigh
fading compensationfor 16QAM using FFT”, IEEE Tra
ns.Veh. Technol., vol. 48, pp. 1626-1633, Sep.199
9.）の図１１において検討されており、フェージングが
速いほど数１６のフェージングスペクトルの帯域が広が
るためエリアス効果の影響が大きくなり、図３の2Npフ
レームの両端点付近の推定劣化は大きくなる。
【００７２】しかしフェージングが遅いときはエリアス
効果の影響も小さくなるため、2NNp点の内、推定値とし
て使用できる範囲は広がる。そこで、図１０のようにパ
イロットシンボル点における2Np点のフェージング系列
の帯域幅を算出し、それにより図１１のように推定、補
償を行う系列のr(1/2≦r<1)を変えることを考える。す
なわち算出されたフェージング帯域幅が小さい時はrを
大きくし、帯域が広いときはr=1/2まで小さくする。こ
れによって高い推定精度を保ったまま、計算量の削減を
計ることができる。
【００７３】
【実施例】（第１実施例）本発明の効果を示すために、
第１実施例として、図４及び図８の伝送システムについ
て計算機シミュレーションにより特性を計る。表1にシ
ミュレーションの諸元を示す。変調方式はGray配置の無
符号化16QAMで、伝送速度（=1/TS）は1.6Mbpsとした。
なお以下の計算例では、クロック同期とシンボル同期は
完全に保持されていることを仮定した。またビット誤り
率（BER）の計算は、数9の初期foff(k)推定誤差による
劣化を取り込まないように、48フレーム目から開始し
た。
【００７４】
【表１】
【００７５】第１実施例ではまず周波数オフセットが固
定すなわちfoff (t)=const.となる環境での特性を計算
した。図１２、１３に周波数オフセットがない場合とあ
る場合の本手法のBER 特性を示す。なおパラメータ fS=
1/TSは正規化周波数である。図１２より周波数オフセッ
トがない場合、オープン、クローズドループ方式どちら
もエラーフロアを生じることなく、高い特性で補償が行
えていることが分かる。BERの理論値からの劣化は、文
献１によるとN=16のとき約2.2dBとなるが、計算結果で
はBER=105において約2.2〜2.4dBとなり、ほぼ理論通り
の補償精度を示している。図１３より正規化周波数オフ
セットがfoff/fS=0.12の場合、オープンループ方式では
受信LPFの減衰による影響でBERが劣化しているが、クロ
ーズド方式では周波数オフセットがない場合とほぼ等し
く、高い補償性能を示している。
【００７６】次に、Ebが情報１ビット（符号化前）当た
りの送信電力を表わし、また、N0が雑音電力スペクトル
密度を表わすとき、Eb/N0=40dBの条件での正規化フェー
ジングピッチ（fDTS）に対するBERを計算した。結果が
図１４である。理論的範囲は数１５より得られる。オー
プンループ方式では周波数オフセットがある場合徐々に
特性が劣化しているが、周波数オフセットがない場合は
fDTs=1/32に近付くまで高い補償精度を維持している。
クローズドループ方式では周波数オフセットに依存せ
ず、よい精度で補償が行えていることが分かる。
【００７７】図１５にはEb/N0=40dBのときの正規化周波
数オフセットfoff /fSに対するBERを示す。オープンル
ープ方式では周波数オフセットが大きくなるに従いLPF
による信号の歪みを受けるため、特性が徐々に劣化して
いる。またフェージングの速さが大きい場合伝搬路歪み
系列g(l)の帯域が広がるため、LPFによる歪みを受けや
すくなり周波数オフセットに対する特性の劣化が早ま
る。しかしフェージングが遅い場合、正規化周波数オフ
セット0.07以下程度の領域まではよい特性を示してい
る。そしてクローズドループ方式では復調器の基準周波
数にフィードバックをかけることから、周波数オフセッ
トの大きさに関わらずよい精度で補償が行えている。例
えば表１の1.6Mbpsのパラメータにおいて高周波数帯（R
F）が１０ＧＨｚのシステムを考えた場合、foff/fS=0.1
となる移動局の移動速度は1.7x104km/h となり、現在の
移動通信システムに対して十分な補償範囲であることが
分かる。
【００７８】（第２実施例）次に次式のようにfoffが変
化する環境に対する本方式の特性を計算した。
【００７９】
【数２４】
【００８０】
【数２５】
【００８１】移動局が方向や速度、加速度を変化させた
場合、周波数オフセットは変化する。上式はその最も簡
単な例を模したものであり、数２４は周波数オフセット
が線形に変化する例で、数２５は三角関数的に変化する
例である。foffの加速度（f''o ff）について、前者は0
であるが、後者は0でない。なお以下では数２４のa=2.
0、数２５のa=0.2、w=10とし、周波数オフセットの変化
に対する純粋な追随性能を評価することを目的としLPF
による劣化を除外するため|foff(k)/fS|≦0.05の部分の
みのBERを計算した。
【００８２】図１６、１７にEb/N0に対するBER特性を示
す。図から分かるように図１２、１３と同じく、オープ
ンループ方式ではフェージングが速いときにエラーフロ
アを生じているが、それ以外では高い補償性能を示して
いる。よって本手法は変化する周波数オフセットに対し
ても追随できるということが示された。
【００８３】図１８にEb/N0=40dBのときの正規化フェー
ジングピッチfDTSに対するBERを示す。図１４と同じく
理論的限界近くまで高い精度で補償が行えていることが
分かる。
【００８４】次に周波数オフセットの瞬時変化の大きさ
|foff(t)|に対する特性を検討する。数２４、数２５に
対する正規化された周波数オフセットの変化率は
【００８５】
【数２６】
【００８６】となる。LPFの劣化を受けない範囲内での
これらの変化率に対する追随特性を、BERを計ることに
より評価する。図１９、図２０にそれぞれEb/N0=40dBの
ときのオープンループ、クローズドループ方式の正規化
周波数オフセット変化率foff(t)/fSに対するBERを示
す。いずれもフェージングが遅いときはfoff(t)(t)/fS=
10まで良好な特性を示している。またフェージングが速
いとき、オープンループ方式では徐々に特性が劣化して
いるが、クローズドループ方式ではfoff(t)(t)/fS=4程
度まではほぼ完全に追随している。しかしどちらの方式
もfoff(t)(t)/fS=1程度までは補償は良好といえると思
われる。このfoff(t)(t)/fS=1のとき、1.6Mbpsの伝送速
度、RF周波数１０ＧＨｚのシステムでは速度変化が最大
476.8km/s2という状態に等しい。これは実際の移動局シ
ステムを十分許容する範囲である。
【００８７】これらの結果から、本方式はパイロットシ
ンボルから速いフェージングと大きい周波数オフセッ
ト、さらにオフセットが変化する場合もよい特性で補償
を行うことができるということが示された。
【００８８】
【発明の効果】この発明は上記した構成からなるので、
以下に説明するような効果を奏することができる。
【００８９】本発明は、パイロット信号を用いたディジ
タル通信において、高周波信号を受信し、前記高周波信
号から搬送されたディジタル信号を復調し、その受信し
た高周波信号あるいは復調したディジタル信号からパイ
ロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号のスペク
トルを求め、前記スペクトルからフェージング成分ある
いは周波数オフセット成分を求め、このいずれかの成分
を用いて、受信した高周波信号を補償し、あるいは復調
したディジタル信号からもとのディジタル信号の推定を
行うので、速いフェージングと大きな周波数オフセット
も高い精度で同時に推定、補償することを実現すること
ができる。
【００９０】また、本発明では、周波数オフセットの推
定を、たとえば、受信信号スペクトルの中心から行うと
いう簡易な構成であるため、従来の技術１のようなユニ
ークワードは必要とせず、高伝送効率を維持できる。
【００９１】また、本発明では、２つ以上の連続するパ
イロットは必要としないため、従来の技術２に比べ高伝
送効率を実現できる。
【００９２】さらに、従来の技術２のようにある特定の
２シンボルの位相差から周波数オフセットを算出する方
法ではないため、位相雑音の影響を抑えることができ、
また簡易周波数オフセット推定器に加えパイロットシン
ボルによるフェージング推定部がある程度の周波数オフ
セット推定も同時に行うため、より精度のよい推定を実
現できる。パイロットシンボルと簡易周波数オフセット
推定器の組合せで、フェージングと周波数オフセットの
同時推定、補償が行える。
【００９３】また、特に第５の発明では、フェージング
成分あるいは周波数オフセット成分を求める際にその誤
差の評価を行い、その結果に基づいてフェージング成分
あるいは周波数オフセット成分を求める方法を変更する
ようにしたので、精度のよい補償が行える。
【００９４】また、特に第７の発明では、フィードバッ
クする周波数オフセット成分の値は、その真値との誤差
が伝送シンボル間隔時間の逆数の整数倍になる時は、そ
の誤差をリセットするようにしたので、少ないパイロッ
トシンボルで広い周波数オフセットの補償範囲を持つこ
とができる。
【００９５】また、特に第１１あるいは第１２発明で
は、フェージング成分の値に従って、補償を行うフレー
ムの比率を変化させるようにしたので、少ないパイロッ
トシンボルで広いフェージングの補償範囲を持つことが
できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の従来の技術を示す図。
【図２】第２の従来の技術の例を示す図。
【図３】フレーム構成を示す図。
【図４】オープンループ方式で周波数オフセットを補償
する構成のシステムブロック図。
【図５】簡易周波数オフセット推定器を示す図。
【図６】open-loop システムにおける E{n} と fes(k)
の関係を示す図。
【図７】フェージング及び周波数オフセット推定部を示
す図。
【図８】クローズドループ構成を用いたシステムブロッ
ク図。
【図９】伝送フレームの周波数領域のスペクトルを示す
図。
【図１０】計算量削減のための推定区間比可変方式を示
す図。
【図１１】推定補償部の比率が r のフレーム構成を示
す図。
【図１２】周波数オフセットなし（foff /fS=0）の場合
のEb/N0対BER特性を示す図。
【図１３】周波数オフセットあり（foff /fS=0.12）の
場合のEb/N0対BER特性を示す図。
【図１４】Eb/N0=40dBにおける正規化フェージングピッ
チfDTS対BER特性を示す図。
【図１５】Eb/N0=40dBにおける正規化周波数オフセット
foff /fS対BER特性を示す図。
【図１６】周波数オフセットが線形変化の場合のEb/N0
対BER特性を示す図。
【図１７】周波数オフセットが三角関数変化の場合のEb
/N0対BER特性を示す図。
【図１８】変化する周波数オフセット環境における正規
化フェージングピッチfDTS対BER特性を示す図。
【図１９】正規化周波数オフセット変化率foff/fSに対
するオープンループ方式のBER特性を示す図。
【図２０】正規化周波数オフセット変化率foff/fSに対
するクローズドループ方式BER特性を示す図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K046 AA05 BA06 EE06 EF02 EF54 5K067 AA02 AA13 HH21 HH22

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 パイロット信号を用いたディジタル通信
    において、高周波信号を受信し、前記高周波信号から搬
    送されたディジタル信号を復調し、その受信した高周波
    信号あるいは復調したディジタル信号からパイロット信
    号を抽出し、抽出したパイロット信号のスペクトルを求
    め、前記スペクトルからフェージング成分あるいは周波
    数オフセット成分を求め、このいずれかの成分を用い
    て、受信した高周波信号を補償し、あるいは復調したデ
    ィジタル信号からもとのディジタル信号の推定を行うこ
    とを特徴とするフェージング歪みあるいは周波数オフセ
    ットの補償伝送方法。
  2. 【請求項２】 上記のディジタル通信における変調は、
    振幅、周波数、位相あるいは偏波方向を変調することを
    特徴とする請求項１に記載のフェージング歪みあるいは
    周波数オフセットの補償伝送方法。
  3. 【請求項３】 上記において求めたフェージング成分あ
    るいは周波数オフセット成分を、予め決められた時間先
    行するフェージング成分あるいは周波数オフセット成分
    と混合し、その混合によって得られたフェージング成分
    あるいは周波数オフセット成分を用いて、受信した高周
    波信号を補償し、あるいは復調したディジタル信号から
    もとのディジタル信号の推定を行うことを特徴とする請
    求項１あるいは２に記載のフェージング歪みあるいは周
    波数オフセットの補償伝送方法。
  4. 【請求項４】 受信した高周波信号あるいは復調したデ
    ィジタル信号から予め決められた周期で信号を採取し、
    この採取した信号を周期的パイロットシンボルとして、
    そのスペクトルを求め、前記スペクトルからフェージン
    グ成分あるいは周波数オフセット成分を求め、このいず
    れかの成分を用いて、受信した高周波信号を補償し、あ
    るいは復調したディジタル信号からもとのディジタル信
    号の推定を行うことを特徴とする請求項１ないし３のい
    ずれかに記載のフェージング歪みあるいは周波数オフセ
    ットの補償伝送方法。
  5. 【請求項５】 予め決められた方法によりフェージング
    成分あるいは周波数オフセット成分を求める際にその誤
    差の評価を行い、その結果に基づいてフェージング成分
    あるいは周波数オフセット成分を求める方法を変更する
    ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の
    フェージング歪みあるいは周波数オフセットの補償伝送
    方法。
  6. 【請求項６】 ディジタル信号の復調方法は基準周波数
    の信号を用いる方法であって、その基準周波数に上記の
    フェージング成分あるいは周波数オフセット成分をフィ
    ードバックすることを特徴とする請求項１ないし５のい
    ずれかに記載のフェージング歪みあるいは周波数オフセ
    ットの補償伝送方法。
  7. 【請求項７】 フィードバックする周波数オフセット成
    分の値は、その真値との誤差が伝送シンボル間隔時間の
    逆数の整数倍になる時は、その誤差をリセットすること
    を特徴とする請求項６に記載のフェージング歪みあるい
    は周波数オフセットの補償伝送方法。
  8. 【請求項８】 フィードバックする周波数オフセット成
    分の値を、自動的に伝送シンボル間隔時間の逆数の整数
    倍に収束せしめることにより、その値のその真値との誤
    差をゼロとみなすことを特徴とする請求項６に記載のフ
    ェージング歪みあるいは周波数オフセットの補償伝送方
    法。
  9. 【請求項９】 周波数オフセット成分を求め、この成分
    を用いて、受信した高周波信号を補償し、あるいは復調
    したディジタル信号からもとのディジタル信号の推定を
    行うために開ループのシステム構成を用いることを特徴
    とする請求項１ないし８のいずれかに記載のフェージン
    グ歪みあるいは周波数オフセットの補償伝送方法。
  10. 【請求項１０】 抽出したパイロット信号のスペクトル
    を求め、前記スペクトルから求める周波数オフセット成
    分を受信ローパスフィルタの帯域幅内に限定することを
    特徴とする請求項９に記載のフェージング歪みあるいは
    周波数オフセットの補償伝送方法。
  11. 【請求項１１】 上記のスペクトルから求めたフェージ
    ング成分の値に従って、補償を行うフレームの比率を変
    化させることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか
    に記載のフェージング歪みあるいは周波数オフセットの
    補償伝送方法。
  12. 【請求項１２】 補償を行うフレームの比率をフェージ
    ングの帯域の幅に反比例するように変化させることを特
    徴とする請求項１１に記載のフェージング歪みあるいは
    周波数オフセットの補償伝送方法。
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A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

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A912 Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board

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