JP4852723B2 - 最大ドップラー周波数及び発振器周波数オフセットを推定するための方法、プログラム、及びモジュール、そのモジュールを含む受信機 - Google Patents

Description

本発明は、最大ドップラー周波数及び／又は発振器周波数オフセットを推定するための方法、プログラム、及びモジュール、並びにそのモジュールを含む受信機に関する。

無線通信システムでは、情報ビットは、送信端で変調され、従って受信端で復調されることを必要とする。従って、無線受信機は、常にＲＦ（無線周波数）復調モジュールを有する。基本的には、ＲＦ復調モジュール機能は、ベースバンド信号を回復するために、受信無線信号から搬送波周波数を除去することからなる。この動作を実施するために、ＲＦ復調モジュールの局部発振器部は、理想的には搬送波周波数と同一であるべき周波数トーンを生成する。局部発振器は、搬送波周波数と同じ周波数で振動すべきである。残念ながら、いくつかの理由（たとえば温度変動）で、この局部発振器はドリフトする可能性がある。その結果、発振器周波数オフセットｆ_０が、搬送波周波数と局部発振器の発振周波数との間に現れる。この周波数オフセットは、受信機の性能全体の著しい劣化を引き起こす。

従って、既存の解決策は、オフセットｆ_０を推定し、次いでそれを補正することである。

たとえば、このために、ＵＭＴＳ標準（「３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，Ｒｅｌ．９９，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ／ｓｐｅｃｓ／ｓｐｅｃｓ．ｈｔｍｌ」参照）に規定されているＵＭＴＳ（ユニバーサル移動通信システム）無線通信システムは、共通のダウンリンク物理チャネルのＰ−ＣＰＩＣＨ（プライマリ共通パイロット・チャネル）及びＳ−ＣＰＩＣＨ（セカンダリ共通パイロット・チャネル）を有する。両ＣＰＩＣＨは、パイロット・シンボルとも呼ばれる事前定義のビット列を搬送する固定レート（３０キロビット／秒）のダウンリンク物理チャネルである。その結果、ＣＰＩＣＨを使用する位相弁別法を使用することができる。最初に、この既知の方法は、２つの連続するパイロット・シンボル間の位相変動を推定する。次いで、周波数オフセットが、以下の比の期待値として得られる。

上式で、
− Δψは、２つの連続するパイロット・シンボル間の位相変動を表し、
− ΔＴは、シンボル・レートの逆数であり、
− Ｅ（．．）は、平均関数の期待値を示す。

実際には、発振器周波数オフセットの正確な推定値を得るために、前述の測定を、多数のパイロット・シンボルにわたって繰り返し、平均化することを必要とする。従って、位相弁別法は、パイロット・シンボル・レートでトリガされ、そして、局部発振器を正確に調整させるのにいくらかの時間を必要とする長い工程である。

一方、無線受信機の移動により、受信無線信号の周波数がオフセットされる。これは、ドップラー効果として知られる。その結果、たとえば、電力密度スペクトルにおける高い割合のベースバンド信号電力が、周波数サブレンジ［−ｆ_ｄ；ｆ_ｄ］内にあり、ただしｆ_ｄは最大ドップラー周波数である。サブレンジ［−ｆ_ｄ；ｆ_ｄ］は、ドップラー帯域幅として知られる。

たとえば、周波数ｆ_ｄは、ワイヤレス受信機スピードを推定するのに有用である。

Ｋａｒｅｅｍ Ｅ．Ｂａｄｄｏｕｒ、Ｎｏｒｍａｎ Ｃ．Ｂｅａｕｌｉｅｕの「Ｎｏｎ ｐａｒａｍｅｔｒｉｃ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｓｐｒｅａｄ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｆｌａｔ Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」ＩＥＥＥ２００３より、ｆ_ｄは、以下の関係によって表されるように、サブレンジ［−ｆ_ｄ；ｆ_ｄ］内の信号電力が信号総電力のある割合に等しい周波数として推定することができることが知られている。すなわち、

上式で、
− Ψは、］０，１［に属する任意の定電力閾値であり、
− ｆ_ｓは、サンプリング周波数であり、
− Ｐ_ｙｙ（ｆ）は、周波数ｆでの信号電力の推定値であり、
Ｐ_ｙｙ（ｆ）は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）アルゴリズムを使用して、たとえばＣＰＩＣＨのようなパイロット・チャネル上の受信ベースバンド信号から計算される。

しかし、ＦＦＴをベースとするｆ_ｄ推定は、発振器周波数オフセットに対してまったく通用しない。

通常、周波数ｆ_ｄとオフセットｆ_０は、２つの専用機能ユニットを使用して、独立に推定される。

従って、本発明の目的は、発振器周波数オフセットに対して精度が高いｆ_ｄ推定方法を提供することである。

上記並びに他の目的のために、本発明は、周波数レンジ全体にわたって受信無線信号の電力密度スペクトルを計算するステップと、周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するために、前記計算された電力密度スペクトルをスキャンするステップであって、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］にわたる信号電力が、前記周波数レンジ全体にわたる信号電力の所定の割合に等しい、ステップと、周波数ｆ_ｄを周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定するステップとを備え、前記スキャンするステップが、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合される、ｆ_ｄを推定する方法を提供する。

発振器周波数オフセットｆ_０の値がどのような値であっても、上記の方法で見いだされた［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］周波数サブレンジ幅は常に２．ｆ_ｄに等しい。従って、周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘの値からｆ_ｄを推定するのにオフセットｆ_０の値は影響しない。その結果、上記の方法は発振器オフセットｆ_０に対して精度の高いものとなる。

上記のｆ_ｄ推定方法の実施形態は以下の一つ又は幾つかの特徴を備えてもよい。

上記方法は、前記周波数ｆ_ｄを推定するために使用されるのと同じ周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから、前記ワイヤレス受信機の局部発振器の周波数オフセットｆ_０を推定するステップをさらに備え、前記受信無線信号から搬送波周波数を除去するために前記局部発振器が使用される。

上記方法は、前記ワイヤレス受信機の移動のスピード推定値を、前記推定された周波数ｆ_ｄから計算するステップを含む。

上記ｆ_ｄ推定方法の実施形態には以下の効果がある。

電力密度スペクトルを計算するステップと前記電力密度スペクトルをスキャンするステップとはｆ_ｄ及びｆ_０の推定において共通であるので、ｆ_ｄ及びｆ_０の推定のために完全に集積化された装置が設計できる。

本発明の他の目的は、より速い発振器周波数オフセット推定方法を提供することである。そこで、本発明は、周波数レンジ全体にわたって受信無線信号の電力密度スペクトルを計算するステップと、周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するために、前記計算された電力密度スペクトルをスキャンするステップであって、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］にわたる信号電力が、前記周波数レンジ全体にわたる信号電力の所定の割合に等しい、ステップと、オフセットｆ_０を周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定するステップとを備え、前記スキャンするステップが、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合される方法を提供する。

電力密度スペクトルの計算では、連続するパイロット・シンボルの間の位相変化を測定する必要がないので、オフセットｆ_０を推定するこの方法はより簡単になり且つより速くなる。

上記のｆ_ｄ又はｆ_０推定方法の実施形態は以下の一つ又は幾つかの特徴を備えてもよい。

所定の閾値より高いサブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内の最大電力ピークを探索するステップと、最大電力ピークが見出された場合、前記ワイヤレス受信機と無線信号の送信機との間の直接見通し線の存在を示すステップ。

前記受信信号を濾波、平均化、及びダウンサンプリングしてから、前記濾波、平均化、及びダウンサンプリングされた信号から前記電力密度スペクトルを計算するステップ。

複数の所定のパイロットを送信するためだけに使用されるパイロット・チャネルから前記電力密度スペクトルを構築。

上記ｆ_ｄ又はｆ_０推定方法の実施形態には以下の効果がある。

サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］における最大電力ピークの探索は、ｆ_ｄ及びｆ_０推定方法と完全に一体化できる、直接見通し線（ｄｉｒｅｃｔ Ｌｉｎｅ−ｏｆ−Ｓｉｇｈｔ）を検出するための簡単な方法である。

受信信号の濾波並びに平均化により、ノイズを大幅に削減でき、これにより、非常に精度の高いｆ_ｄ及びｆ_０推定が可能となる。

さらに、本発明は、上記方法を実行する命令を有するプログラムに関する。

さらに、本発明は、ワイヤレス受信機の移動による無線信号の最大ドップラー周波数ｆ_ｄを推定するための電子モジュールにおいて、周波数レンジ全体にわたって受信無線信号の電力密度スペクトルを構築するための計算ユニットと、周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合されたスキャナであって、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内の信号電力が、前記周波数レンジ全体にわたる信号電力の所定の割合に等しい、スキャナと、周波数ｆ_ｄを周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定するための推定器とを備え、前記スキャナが、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合される、電子モジュールに関する。

上記の電子モジュールの実施形態は、以下の一つ又は幾つかの特徴を備えてもよい。

前記スキャナによって決定される周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから前記ワイヤレス受信機の局部発振器の周波数オフセットｆ_０を推定するための推定器をさらに備え、前記受信無線信号から搬送波周波数を除去するために前記局部発振器が使用される。

さらに、本発明は、ワイヤレス無線信号受信機の局部発振器の周波数オフセットｆ_０を推定するための電子モジュールにおいて、前記局部発振器が受信無線信号から搬送波周波数を除去するために使用され、周波数レンジ全体にわたって受信信号の電力密度スペクトルを構築するための計算ユニットと、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合されたスキャナであって、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］にわたる信号電力が、前記周波数レンジ全体にわたる信号電力の所定の割合に等しい、スキャナと、オフセットｆ_０を周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定する推定器とを備える電子モジュールに関する。

上記のｆ_ｄ又はｆ_０を推定する電子モジュールの実施形態は、以下の一つ又は幾つかの特徴を備えてもよい。

前記モジュールが、最大電力ピークが見出された場合、前記ワイヤレス受信機と前記無線信号の信号送信機との間の直接見通し線の存在を示すように適合された、所定の閾値を超える前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内の最大電力ピークの検出器を備える。

さらに、本発明は、ｆ_ｄ又はｆ_０を推定する前記電子モジュールを少なくとも一つ備える無線受信機に関する。

本発明のこれらの、及び他の態様は、以下の説明、図面、及び特許請求の範囲から明らかになるであろう。

図１は、ＵＭＴＳ無線通信システムの諸部を示す。システム２は、基地局４のような少なくとも１つのノードＢと、移動電話のような１つのワイヤレス電気通信ユーザ機器６とを備える。以下の説明では、当業者に周知の機能又は構成は、詳細に述べられていない。

ノードＢ及びユーザ機器６は共に、ワイヤレス送信機と、ワイヤレス受信機とを含む。簡略化のために、ユーザ機器６のワイヤレス受信機８だけが図１に示されている。

受信機８は、無線周波数復調モジュール１０と、ベースバンド・プロセッサ１１とを有する。

モジュール１０は、アンテナ１２を介して、基地局４によって送信された無線信号を受信する。また、モジュール１０は、その受信無線信号を復調し、異なる多重化チャネルを分離する。複数のチャネル信号が得られる。各チャネル信号は、ベースバンド信号としてモジュール１０からプロセッサ１１に送られる。ＵＭＴＳ無線通信システムでは、物理チャネルの１つが、たとえば物理リンク１３を介してプロセッサ１１に送られるＣＰＩＣＨ（共通パイロット・チャネル）である。

モジュール１０は、理想的には無線信号を変調するために使用された搬送波周波数と正確に合致すべき周波数トーンを生成する局部発振器１４を有する。発振器１４は同調可能である。

プロセッサ１１は、内部受信機１６と、内部受信機１６の出力に接続された外部受信機１８とを有する。

内部受信機１６は、周波数オフセットｆ_０を粗く推定するための粗い周波数オフセット推定器２０を含む。この粗い周波数オフセット推定は、ＣＰＩＣＨを介して受信されたパイロット・シンボルから、又は他のダウンリンク物理チャネルを介して受信されたデータから行われる。推定器２０は従来のものであり、ここでは詳細に述べない。

内部受信機１６はまた、リンク１３に接続された入力と平均化及びダウンサンプリング・モジュール２４に接続された出力とを有するチャネル推定フィルタ２２を備える。

フィルタ２２は、トランスポート・チャネルによって導入された受信信号変形の推定を使用する。たとえば、フィルタ２２は、基地局４とユーザ機器６の間にマルチパスが存在することによる、受信信号に対する結果の推定を使用し、ノイズを除去する。

モジュール２４は、フィルタ２２によって濾波されたシンボルを、たとえば１０分の１に平均化及びダウンサンプリングする。

モジュール２４の出力は、周波数オフセット及び最大ドップラー周波数統合推定モジュール２６の入力に接続される。モジュール２６は、ｆ_ｄの推定値及びｆ_０の細かい推定値をそれぞれ出力するための出力２８及び３０を有する。

出力２８は、スピード計算器３２の入力に接続される。スピード計算器３２は、ｆ_ｄ推定値からワイヤレス無線受信機のスピード又は速度の推定値を計算する。内部受信機１６は、推定されたスピードｖを出力する。

出力３０は、発振器同調器３４の入力に接続される。同調器３４は、ｆ_０の粗い推定値を受け取るために粗い推定器２０に接続された別の入力を有する。同調器３４は、ｆ_０の粗い推定値及び／又は細かい推定値に従って発振器１４を制御するように設計される。

モジュール２６は、電力密度スペクトル計算ユニット４０と、スキャナ４２とを有する。ユニット４０の入力は、平均化及びダウンサンプリングされたシンボルを受け取るために、モジュール２４の出力に接続される。ユニット４０は、パイロット・チャネルを介して受け取られたパイロット信号の電力密度スペクトルを構築することが可能である。

スキャナ４２は、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を、そのサブレンジにわたるパイロット信号電力がパイロット信号総電力の所定の割合に等しくなるように決定するように適合される。

スキャナ４２の出力４４は、最大ドップラー周波数推定器４６に、また細かい周波数オフセット推定器４８に接続される。推定器４６は、ｆ_ｄを周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定し、推定された値を出力２８に送達する。

推定器４８は、ｆ_０を周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定し、推定された値を出力３０に出力する。

モジュール２６はまた、入力が出力４４に接続された見通し線（Ｌｉｎｅ−ｏｆ−Ｓｉｇｈｔ）検出器５０を有する。検出器５０は、サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］間の電力密度スペクトルの解析から、基地局４と機器６の間の直接見通し線の存在を検出する。

たとえば、モジュール２６は、メモリ内に記録されている命令を実行するように適合された電子プログラマブル計算器に実装される。たとえば、ベースバンド・プロセッサ１１はプログラマブル計算器であり、プロセッサ１１によって実行されたとき、図２の方法を実行するための命令を含むメモリ５２に接続される。

次に、受信機８の動作について、図２から図６を参照して述べる。

無線周波数モジュール１０は、受信無線信号を復調及び逆多重化し、ベースバンド信号をプロセッサ１１に出力する。プロセッサ１１は、そのベースバンド信号を処理する。

最初に、粗い発振器周波数同調段階６０が実行される。

段階６０の間に、ステップ６２では、粗い推定器２０が、従来の方法を使用してｆ_０を粗く推定し、ｆ_０の粗い推定値を出力する。

次いでステップ６４では、同調器３４が、ｆ_０の粗い推定値に従って発振器１４の発振器周波数を同調する。

段階６０の終了時には、発振器１４の発振器周波数は、依然として復調しようとする無線信号の搬送波周波数に正確に等しくない可能性がある。というのは、段階６０の間には、ｆ_０の粗い推定値だけが使用されるからである。段階６０の終了時に存在する、搬送波周波数と発振器１４の発振器周波数との差は、以下、残留周波数オフセットと呼ばれる。

しかし、たとえば、ＵＭＴＳ電気通信システムの場合には、ｆ_０の粗い推定値は、残留周波数オフセットが２００Ｈｚより小さくなるように十分に良好なものである。

粗い発振器周波数同調段階６０が終了した後で、ｆ_ｄ及びｆ_０統合推定段階６８が実行される。

ステップ７０では、フィルタ２２が、ＣＰＩＣＨを介して受信されたパイロット・シンボルに対してチャネル推定フィルタリングを実施する。ステップ７０は、サンプリング周波数ｆ_ｓに対して影響を及ぼさない。

その後で、ステップ７２では、モジュール２４が、濾波されたパイロット・シンボルを１０分の１だけ平均化及びダウンサンプリングする。ダウンサンプリングの後で、平均化された値がスロット当たり１つだけ発行され、従って、このレベルでは、サンプリング周波数ｆ_ｓは１．５ｋＨｚに等しい。実際、ダウンリンク・パイロット・チャネルＣＰＩＣＨのシンボル・レートは、ＵＭＴＳ標準に従って固定されており、内部受信機入力部で１５ｋｂｓ（キロボー／秒）に等しい。また、ＱＰＳＫ（４位相偏移変調）が適用されて、スロット当たり１０ＣＰＩＣＨ複素（ｃｏｍｐｌｅｘ）シンボルに対応する。ＵＭＴＳ標準では、信号が複数のフレームに分割され、各フレームは１５個のスロットを有し、各スロットは２５６０個のチップを含む。さらに、ＵＭＴＳ標準は、ユーザ機器が２５０Ｋｍ／時と同程度のスピードをサポートすることを要求し、これは、約５００Ｈｚの最大ドップラー周波数ｆ_ｄとなる。ナイキスト基準を念頭に置けば、ｆ_ｓ＝１．５ｋＨｚで観察可能な最大受信パイロット周波数は、７５０Ｈｚである。その結果、この例において、（５０Ｈｚのマージンをとって）残留周波数オフセットがすでに２００Ｈｚより低いとき、なぜモジュール２６を適用すべきか理解される。

ステップ７４では、ユニット４０が、モジュール２４によって出力された、平均化及びダウンサンプリングされたパイロット・シンボルの電力密度スペクトルを計算する。たとえば、ユニット４０は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用し、電力密度スペクトルを構築する。

図３は、Ｊａｋｅｓモデルに従って予想され得る電力密度スペクトルの第１の例を示し、このとき残留周波数オフセットｆ_０はない。横軸は周波数を表し、縦軸は電力を表す。

このモデルによれば、信号電力の最も有意な部分は、サブレンジ［−ｆ_ｄ；ｆ_ｄ］内にあり、ただしｆ_ｄは最大ドップラー周波数である。

より正確には、Ｊａｋｅｓモデルによれば、散乱された無線信号が等しい確率であらゆる方向から入来する場合、電力密度スペクトルは、以下の関係によって近似される。すなわち、

上式で、
− σ_ｓ ^２は、変動がないと考えることができる間隔における信号の電力を表し、
− ｆ_ｄは、最大ドップラー周波数である。

ここでは、Ｊａｋｅｓモデルを使用し、受信パイロット・シンボルの電力スペクトル密度を特徴付けている。

Ｊａｋｅｓモデルのさらなる考察は、Ｐ．Ｄｅｎｔ、Ｇ．Ｅ．Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ、Ｔ．Ｃｒｏｆｔの「Ｊａｋｅｓ’ Ｆａｄｉｎｇ Ｍｏｄｅｌ Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、ｖｏｌ．２９、ｎｏ．１３、１１６２〜１１６３頁（１９９３年６月２４日）に見出すことができる。

図４は、電力密度スペクトルの第２の例を示し、このとき残留周波数オフセットｆ_０がある。図からわかるように、信号電力の最も有意な部分は、サブレンジ［−ｆ_ｄ；ｆ_０＋ｆ_ｄ］内にある。

図５は、予想される電力密度スペクトルの第３の例を示し、この場合ユーザ機器６と基地局４の間に直接見通し線（ｄｉｒｅｃｔ Ｌｉｎｅ−ｏｆ−Ｓｉｇｈｔ）がある。図５に示されているように、直接見通し線があることにより、周波数レンジ［ｆ_０−ｆ_ｄ；ｆ_０＋ｆ_ｄ］内に電力ピーク７６が存在することになり、この電力ピークは、周波数ｆ_０−ｆ_ｄ及びｆ_０＋ｆ_ｄにおける電力ピークより高い。

実際、直接見通し線が存在する場合、これは基地局４とユーザ機器６の間に直接経路があることを意味する。この経路は直接的なものであるため、受信信号があまり減衰されず、その結果、ピーク７６が電力密度スペクトル内に現れる。

最後に、図６は、電力密度スペクトルの第４の例を示し、これはステップ７４で計算することができる。図６の電力密度スペクトルは、信号電力のほぼすべてを凝縮する狭い最大電力ピーク７８を１つだけ有する。これは、ユーザ機器のスピードが非常に低く（ｆ_ｄが小さい）、ｆ_０が高い場合に発生する可能性がある。またこれは、スピードが必ずしも低くなく、基地局４とユーザ機器６の間に直接見通し線がある場合に発生する可能性がある。図６の特定の場合には、低いｆ_ｄを伴う高いｆ_０と、直接見通し線の存在とを弁別するために、推定器２０によって提供される粗い周波数オフセット推定値ｆ_０が使用される。

電力密度スペクトルが計算された後で、ステップ８０では、スキャナ４２が、サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］にわたる信号電力がチャネル信号総電力の所定の割合に等しくなる周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘを見出すために、計算された電力密度スペクトルをスキャンする。たとえば、所定の割合は、０．８より高い、また好ましくは０．９より高い定数である。

たとえば、サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］は、以下の関係を使用して見出される。
すなわち、

上式で、
− Ｐ_ｙｙ（ｆ）は、周波数ｆに関する離散的な高速フーリエ変換であり、周波数ｆはレンジ［−ｆ_ｓ／２；ｆ_ｓ／２］内にあり、
− ｆ_ｓは、サンプリング周波数である。」

たとえば、Ｐ_ｙｙ（ｆ）は、以下の関係を使用して計算することができる。すなわち、

上式で、
− Ｔは、サンプリング期間であり、
− ｙ（ｎ）は、時間領域内の離散信号であり、
− ｎは、０からＮ−１に変わる整数である。

その後で、ステップ８２では、ｆ_ｄ及びｆ_０が、それぞれ推定器４６及び４８によって周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘの値から推定される。

たとえば、推定器４６は、以下の関係に従ってオフセットｆ_０を推定する。すなわち、

たとえば、推定器４８は、以下の関係のうちの１つに従って周波数ｆ_ｄを推定する。すなわち、

ステップ８２と平行して、ステップ８８では、検出器５０が、ステップ７４で計算された電力密度スペクトルを使用して、可能な直接見通し線を検出する。

たとえば、検出器５０は、周波数レンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内で、任意の閾値Ｓ_１より大きい電力ピークを探索する。そのような最大電力ピークが見出された場合、検出器５０は、直接見通し線の存在を示し、周波数位置、及び検出されたピークの電力を出力する。

ステップ９０では、直接見通し線が検出されている場合、この情報を使用し、ユーザ機器の位置を決定することができる。たとえば、最大電力ピークの周波数位置を使用し、ユーザ機器の移動方向と受信信号の入射方向との間の角度を決定することができる。ピークの電力を使用し、たとえば基地局４とユーザ機器６の間の信号の伝播時間を決定することができる。

ステップ９２では、計算器３２は、ユーザ機器のスピードｖの推定値を、周波数ｆ_ｄの推定値から計算する。たとえば、ステップ９２では、計算器３２は、以下の関係を使用する。すなわち、

上式で、
− ｖは、ワイヤレス受信機のスピードであり、
− ｃは、光速であり、
− ｆ_ｃは、チャネル搬送波周波数である。

スペクトルの帯域幅は、ｆ_ｄを与えるドップラー・シフト式（９）を介して、ユーザ機器のスピードにリンクされる。

その後で、ステップ９４では、スピードの推定値を使用し、Ｓｕｂｒａｈｍａｎｙａの米国特許出願第２００４／０１２５７７１号に開示されているように、受信機８の要素を同調することができる。

最後に、ステップ９６では、同調器３４が、ステップ８２で確立されたｆ_０の推定値を使用し、発振器１４の周波数を微調整する。

多数の追加の実施形態が可能である。たとえば、スピード計算器３２は、省略することも、内部受信機１６の外側に実装することもできる。フィルタ２２もまた、簡素化された実装において検出器５０を省略することができるように省略することができる。

また、モジュール２６は、基地局４の受信機内で、またより一般的には無線信号の任意の受信機内で使用することができる。

モジュール２６は、パイロット・シンボルを輸送するための専用のパイロット・チャネルを使用する任意のワイヤレス電気通信システムに、またチャネル推定のために所定のパイロット・シンボルを有する信号を送信する任意のワイヤレス通信システムに適用することができる。

ｆ_ｄ又はｆ_０を推定すること、或いは直接見通し線に関する情報だけに関心がある場合、モジュール２６の不要な要素を省略することができる。たとえば、一実施形態では、価値ある情報がｆ_ｄ推定だけである場合、推定器４８及び検出器５０を省略することができる。他の実施形態では、直接見通し線に関する情報だけを得ようとする場合、推定器４６及び４８が省略される。

ワイヤレス電気通信システムの構造の概略図である。 ｆ_ｄ及びｆ_０を推定する方法の流れ図である。 図２の方法において得られた電力密度スペクトルの例のグラフである。 図２の方法において得られた電力密度スペクトルの例のグラフである。 図２の方法において得られた電力密度スペクトルの例のグラフである。 図２の方法において得られた電力密度スペクトルの例のグラフである。

Claims (9)

1. ワイヤレス受信機の移動による受信無線信号の最大ドップラー周波数ｆ_ｄを推定する方法において、
   周波数レンジ全体にわたって前記受信無線信号の電力密度スペクトルを計算するステップと、
   周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するために、前記計算された電力密度スペクトルをスキャンするステップであって、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］にわたる信号電力が、前記周波数レンジ全体にわたる信号電力の所定の割合に等しく、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］は、式
   

   

   によって決められ、
   ここで、
   − Ｐ_ｙｙ（ｆ）は、周波数ｆに関する離散的な高速フーリエ変換であり、周波数ｆはレンジ［−ｆ_ｓ／２；ｆ_ｓ／２］内にあり、
   − ｆ_ｓは、サンプリング周波数である、ステップと、周波数ｆ_ｄを周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定するステップと、
   を備え、
   前記スキャンするステップが、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合され、
   前記周波数ｆ_ｄを推定するために使用されるのと同じ周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから、前記ワイヤレス受信機の局部発振器の周波数オフセットｆ_０を推定するステップをさらに備え、前記受信無線信号から搬送波周波数を除去するために前記局部発振器が使用される、方法。
2. 前記ワイヤレス受信機の移動のスピード推定値を、前記推定された周波数ｆ_ｄから計算するステップを含む、請求項１に記載の方法。
3. 所定の閾値より高い前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内の最大電力ピークを探索するステップと、最大電力ピークが見出された場合、前記ワイヤレス受信機と無線信号の送信機との間の直接見通し線の存在を示すステップとを備える、請求項１または２に記載の方法。
4. 前記受信信号を濾波、平均化、及びダウンサンプリングしてから、前記濾波、平均化、及びダウンサンプリングされた信号から前記電力密度スペクトルを計算するステップを備える、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 複数の所定のパイロットを送信するためだけに使用されるパイロット・チャネルから前記電力密度スペクトルが構築される、請求項１から４のいずれか一項に記載の方法。
6. 電子計算器によって実行されたとき請求項１から４のいずれか一項に記載の方法を実行するための複数の命令を有するプログラム。
7. ワイヤレス受信機の移動による無線信号の最大ドップラー周波数ｆ_ｄを推定するための電子モジュールにおいて、
   周波数レンジ全体にわたって受信無線信号の電力密度スペクトルを構築するための計算ユニットと、
   周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合されたスキャナであって、前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内の信号電力が、前記周波数レンジ全体にわたる信号電力の所定の割合に等しい、スキャナと、
   周波数ｆ_ｄを周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから推定するための推定器とを備え、前記スキャナが、必ずしも０Ｈｚを中心としない周波数サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］を決定するように適合され、
   前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］は、式
   

   

   によって決められ、
   ここで、
   − Ｐ_ｙｙ（ｆ）は、周波数ｆに関する離散的な高速フーリエ変換であり、周波数ｆはレンジ［−ｆ_ｓ／２；ｆ_ｓ／２］内にあり、
   − ｆ_ｓは、サンプリング周波数であり、
   前記スキャナによって決定される周波数ｆ_ｍｉｎ及びｆ_ｍａｘから前記ワイヤレス受信機の局部発振器の周波数オフセットｆ_０を推定するための推定器をさらに備え、前記受信無線信号から搬送波周波数を除去するために前記局部発振器が使用される、電子モジュール。
8. 最大電力ピークが見出された場合、前記ワイヤレス受信機と前記無線信号の信号送信機との間の直接見通し線の存在を示すように適合された、所定の閾値を超える前記サブレンジ［ｆ_ｍｉｎ；ｆ_ｍａｘ］内の最大電力ピークの検出器を備える、請求項７に記載の電子モジュール。
9. 複数の所定のパイロットを有する受信無線信号を濾波するためのチャネル推定フィルタと、
   前記濾波された信号を平均化及びダウンサンプリングするための平均化及びダウンサンプリング・モジュールと、
   前記平均化及びダウンサンプリング・モジュールによって出力された前記平均化及びダウンサンプリングされた信号から、前記計算ユニットが前記電力密度スペクトルを構築する、請求項７または８に記載の電子モジュールと
   を備える電子受信機。

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