JPH10224281A - ダイバーシチ合成回路 - Google Patents
ダイバーシチ合成回路Info
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- JPH10224281A JPH10224281A JP9027454A JP2745497A JPH10224281A JP H10224281 A JPH10224281 A JP H10224281A JP 9027454 A JP9027454 A JP 9027454A JP 2745497 A JP2745497 A JP 2745497A JP H10224281 A JPH10224281 A JP H10224281A
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、
合成受信波のＳＮＲを最大にする。 【解決手段】 本発明のダイバーシチ合成回路は、入力
受信波に対して、その入力受信波の振幅とノイズパワー
の逆数とで重み付けを行なう、各アンテナに対応した複
数の受信波重付け手段と、各受信波重付け手段の出力を
合成する合成手段とを備える。
合成受信波のＳＮＲを最大にする。 【解決手段】 本発明のダイバーシチ合成回路は、入力
受信波に対して、その入力受信波の振幅とノイズパワー
の逆数とで重み付けを行なう、各アンテナに対応した複
数の受信波重付け手段と、各受信波重付け手段の出力を
合成する合成手段とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はダイバーシチ合成回
路に関し、特に、移動体通信システムの受信機（基地局
又は移動局の受信機）に適用して好適なものである。
路に関し、特に、移動体通信システムの受信機（基地局
又は移動局の受信機）に適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、移動体通信においては、フェー
ジング変動によって包絡線レベルが受信機の熱雑音レベ
ル近くまで落ち込むため、高品質伝送の障害となってい
る。フェージングの影響を低減する技術として、２つ以
上の受信波を利用するダイバーシチ受信がある。例え
ば、下記文献などに、ダイバーシチ受信の合成方法が多
数紹介されている。
ジング変動によって包絡線レベルが受信機の熱雑音レベ
ル近くまで落ち込むため、高品質伝送の障害となってい
る。フェージングの影響を低減する技術として、２つ以
上の受信波を利用するダイバーシチ受信がある。例え
ば、下記文献などに、ダイバーシチ受信の合成方法が多
数紹介されている。
【０００３】文献：『「移動通信の基礎」第７章、奥村
善久、進士昌明監修、社団法人電子通信学会発行』 この文献では、選択合成、等利得合成、最大比合成と言
う合成方法について説明されている。ここでは、合成後
のＳＮＲ（信号対雑音電力比）が最大になる最大比合成
法について説明する。
善久、進士昌明監修、社団法人電子通信学会発行』 この文献では、選択合成、等利得合成、最大比合成と言
う合成方法について説明されている。ここでは、合成後
のＳＮＲ（信号対雑音電力比）が最大になる最大比合成
法について説明する。
【０００４】最大比合成法は、ＳＮＲが低い受信波でも
ＳＮＲが高い受信波と同じ重みで合成されてしまうとい
う等利得合成法の問題点を解決し、受信波の包絡線レベ
ルが小さなものは合成波への寄与を小さくし、包絡線レ
ベルの大きなものほど合成波への寄与を大きくするとい
うものであり、等利得合成法より合成受信効果が期待で
き、合成受信波のＳＮＲを最大にできるものである。
ＳＮＲが高い受信波と同じ重みで合成されてしまうとい
う等利得合成法の問題点を解決し、受信波の包絡線レベ
ルが小さなものは合成波への寄与を小さくし、包絡線レ
ベルの大きなものほど合成波への寄与を大きくするとい
うものであり、等利得合成法より合成受信効果が期待で
き、合成受信波のＳＮＲを最大にできるものである。
【０００５】以下では、(1) 式及び(2) 式で表される２
つの受信波ｒ１及びｒ２を最大比合成すると言う簡単な
例で説明する。
つの受信波ｒ１及びｒ２を最大比合成すると言う簡単な
例で説明する。
【０００６】 ｒ１＝Ａ１ｓ＋ｎ１ …(1) ｒ２＝Ａ２ｓ＋ｎ２ …(2) ここで、ｓはデータ成分でありｓ2 ＝１である。Ａ１、
Ａ２はそれぞれ、受信波ｒ１、ｒ２におけるデータ成分
の振幅を表している。ｎ１、ｎ２はそれぞれ、受信波ｒ
１、ｒ２におけるノイズ成分を表しており、その平均パ
ワーＥ［ｎ１2］、Ｅ［ｎ２2 ］をＮ０とする。なお、
受信波ｒ１とｒ２のＳＮＲｒ１、ＳＮＲｒ２はそれぞ
れ、Ａ１2 ／Ｎ０、Ａ２2 ／Ｎ０である。
Ａ２はそれぞれ、受信波ｒ１、ｒ２におけるデータ成分
の振幅を表している。ｎ１、ｎ２はそれぞれ、受信波ｒ
１、ｒ２におけるノイズ成分を表しており、その平均パ
ワーＥ［ｎ１2］、Ｅ［ｎ２2 ］をＮ０とする。なお、
受信波ｒ１とｒ２のＳＮＲｒ１、ＳＮＲｒ２はそれぞ
れ、Ａ１2 ／Ｎ０、Ａ２2 ／Ｎ０である。
【０００７】上述した通り、最大比合成法は、２個の受
信波ｒ１及びｒ２を、その受信波の振幅Ａ１、Ａ２で重
み付けて合成するため、合成受信波をｃとすると、合成
受信波ｃは、(3) 式で表される。従って、合成受信波ｃ
のＳＮＲｃは、(4) 式で表され、受信波ｒ１及びｒ２の
ＳＮＲｒ１及びＳＮＲｒ２の和となり、合成後のＳＮＲ
ｃが最大となる。
信波ｒ１及びｒ２を、その受信波の振幅Ａ１、Ａ２で重
み付けて合成するため、合成受信波をｃとすると、合成
受信波ｃは、(3) 式で表される。従って、合成受信波ｃ
のＳＮＲｃは、(4) 式で表され、受信波ｒ１及びｒ２の
ＳＮＲｒ１及びＳＮＲｒ２の和となり、合成後のＳＮＲ
ｃが最大となる。
【０００８】 ｃ＝Ａ１ｒ１＋Ａ２ｒ２ ＝（Ａ１2 ＋Ａ２2 ）ｓ＋Ａ１ｎ１＋Ａ２ｎ２ …(3) ＳＮＲｃ＝（Ａ１2 ＋Ａ２2 ）2 ／Ｅ［（Ａ１ｎ１＋Ａ２ｎ２）2 ］ ＝Ａ１2 ／Ｎ０＋Ａ２2 ／Ｎ０ ＝ＳＮＲｒ１＋ＳＮＲｒ２ …(4)
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、無指向
性アンテナを用いた受信機において、最大比合成法でダ
イバーシチ合成を行なう場合には、合成する各受信波に
含まれるノイズパワーは全て等しいと仮定しても良かっ
たが、例えば、指向性アンテナを用いた場合には、各受
信波のノイズパワーは等しいとは限らない。これは、ノ
イズの到来方向が必ずしも一様でないためである。
性アンテナを用いた受信機において、最大比合成法でダ
イバーシチ合成を行なう場合には、合成する各受信波に
含まれるノイズパワーは全て等しいと仮定しても良かっ
たが、例えば、指向性アンテナを用いた場合には、各受
信波のノイズパワーは等しいとは限らない。これは、ノ
イズの到来方向が必ずしも一様でないためである。
【００１０】このように各受信波のノイズパワーが異な
る場合には、最大比合成法を用いたとしても、合成受信
波のＳＮＲｃは最大にはならない。
る場合には、最大比合成法を用いたとしても、合成受信
波のＳＮＲｃは最大にはならない。
【００１１】具体的には、上述したＥ［ｎ１2 ］＝Ｅ
［ｎ２2 ］＝Ｎ０が保たれなくなり、Ｅ［ｎ１2 ］＝Ｎ
１、Ｅ［ｎ２2 ］＝Ｎ２となるから、合成波のＳＮＲｃ
は、(5) 式のように、受信波ｒ１及びｒ２のＳＮＲｒ１
及びＳＮＲｒ２の和にはならず、必ずしも合成受信波の
ＳＮＲｃは最大とならない。
［ｎ２2 ］＝Ｎ０が保たれなくなり、Ｅ［ｎ１2 ］＝Ｎ
１、Ｅ［ｎ２2 ］＝Ｎ２となるから、合成波のＳＮＲｃ
は、(5) 式のように、受信波ｒ１及びｒ２のＳＮＲｒ１
及びＳＮＲｒ２の和にはならず、必ずしも合成受信波の
ＳＮＲｃは最大とならない。
【００１２】 ＳＮＲｃ＝（Ａ１2 ＋Ａ２2 ）2 ／Ｅ［（Ａ１ｎ１＋Ａ２ｎ２）2 ］ ＝（Ａ１2 ＋Ａ２2 ）2 ／（Ａ１2 Ｎ１＋Ａ２2 Ｎ２） …(5) そのため、各受信波のノイズパワーが異なる場合であっ
ても、合成受信波のＳＮＲを最大にできるダイバーシチ
合成回路が求められている。
ても、合成受信波のＳＮＲを最大にできるダイバーシチ
合成回路が求められている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明は、複数のアンテナで捕捉され、当該回路に
入力された受信波を合成するダイバーシチ合成回路にお
いて、入力受信波に対して、その入力受信波の振幅とノ
イズパワーの逆数とで重み付けを行なう、各アンテナに
対応した複数の受信波重付け手段と、各受信波重付け手
段の出力を合成する合成手段とを備えることを特徴とす
る。
め、本発明は、複数のアンテナで捕捉され、当該回路に
入力された受信波を合成するダイバーシチ合成回路にお
いて、入力受信波に対して、その入力受信波の振幅とノ
イズパワーの逆数とで重み付けを行なう、各アンテナに
対応した複数の受信波重付け手段と、各受信波重付け手
段の出力を合成する合成手段とを備えることを特徴とす
る。
【００１４】本件発明者は、各受信波の振幅をノイズパ
ワーで割った値を重付け値として各受信波を合成する
と、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合成受
信波のＳＮＲを常に最大にできることを見出した。かか
る合成を実現できるように、本発明のダイバーシチ合成
回路は、上記構成を有する。
ワーで割った値を重付け値として各受信波を合成する
と、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合成受
信波のＳＮＲを常に最大にできることを見出した。かか
る合成を実現できるように、本発明のダイバーシチ合成
回路は、上記構成を有する。
【００１５】
（Ａ）第１の実施形態 以下、本発明によるダイバーシチ合成回路の第１の実施
形態を図面を用いて説明する。
形態を図面を用いて説明する。
【００１６】（Ａ−１）第１の実施形態のダイバーシチ
合成の原理 第１の実施形態のダイバーシチ合成回路は、各受信波の
振幅をノイズパワーで割った値を重み付け値として各受
信波を合成するものであり、この合成方法をとることに
より、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合成
受信波のＳＮＲを常に最大にすることが可能となる。
合成の原理 第１の実施形態のダイバーシチ合成回路は、各受信波の
振幅をノイズパワーで割った値を重み付け値として各受
信波を合成するものであり、この合成方法をとることに
より、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合成
受信波のＳＮＲを常に最大にすることが可能となる。
【００１７】具体的には、上述した(1) 式及び(2) 式で
表される各受信波ｒ１、ｒ２に対する重みをそれぞれ、
Ａ１／Ｎ１、Ａ２／Ｎ２とすると、合成受信波ｃ’は、
(6)式で表され、その合成受信波ｃ’のＳＮＲｃ’は、
(7) 式で表されるように受信波ｒ１及びｒ２のＳＮＲｒ
１及びＳＮＲｒ２の和となり、各受信波ｒ１、ｒ２のノ
イズパワーが異なる場合でも合成受信波ｃ’のＳＮＲ
ｃ’を最大にできる。なお、(7) 式は、Ｅ［ｎ１ｎ２］
＝０であることを利用し、ＳＮＲｃ’の分母（ノイズの
項）が(8) 式で表されることに基づいて導出されてい
る。
表される各受信波ｒ１、ｒ２に対する重みをそれぞれ、
Ａ１／Ｎ１、Ａ２／Ｎ２とすると、合成受信波ｃ’は、
(6)式で表され、その合成受信波ｃ’のＳＮＲｃ’は、
(7) 式で表されるように受信波ｒ１及びｒ２のＳＮＲｒ
１及びＳＮＲｒ２の和となり、各受信波ｒ１、ｒ２のノ
イズパワーが異なる場合でも合成受信波ｃ’のＳＮＲ
ｃ’を最大にできる。なお、(7) 式は、Ｅ［ｎ１ｎ２］
＝０であることを利用し、ＳＮＲｃ’の分母（ノイズの
項）が(8) 式で表されることに基づいて導出されてい
る。
【００１８】 ｃ’＝（Ａ１／Ｎ１）ｒ１＋（Ａ２／Ｎ２）ｒ２ ＝（Ａ１2 ／Ｎ１＋Ａ２2 ／Ｎ２）ｓ＋（Ａ１／Ｎ１）ｎ１ ＋（Ａ２／Ｎ２）ｎ２ …(6) ＳＮＲｃ’＝（Ａ１2 ／Ｎ１＋Ａ２2 ／Ｎ２）2 ／Ｅ［｛（Ａ１／Ｎ１）ｎ １＋（Ａ２／Ｎ２）ｎ２｝2 ］ ＝Ａ１2 ／Ｎ１＋Ａ２2 ／Ｎ２ ＝ＳＮＲｒ１＋ＳＮＲｒ２ …(7) Ｅ［｛（Ａ１／Ｎ１）ｎ１＋（Ａ２／Ｎ２）ｎ２｝2 ］ ＝Ｅ［（Ａ１／Ｎ１）2 ｎ１2 ＋２（Ａ１／Ｎ１）（Ａ２／Ｎ２）ｎ１ｎ ２＋（Ａ２／Ｎ２）2 ｎ２2 ］ ＝（Ａ１／Ｎ１）2 Ｅ［ｎ１2 ］＋２（Ａ１／Ｎ１）（Ａ２／Ｎ２）Ｅ［ ｎ１ｎ２］＋（Ａ２／Ｎ２）2 Ｅ［ｎ２2 ］ ＝（Ａ１／Ｎ１）2 ／Ｎ１＋（Ａ２／Ｎ２）2 ／Ｎ２ ＝Ａ１2 ／Ｎ１＋Ａ２2 ／Ｎ２ …(8) （Ａ−２）第１の実施形態の構成 第１の実施形態のダイバーシチ合成回路は、パイロット
シンボルをデータシンボルと同時に送信するスペクトル
拡散通信システムの受信機に適用されているものであ
り、２個の受信波を合成するものである。
シンボルをデータシンボルと同時に送信するスペクトル
拡散通信システムの受信機に適用されているものであ
り、２個の受信波を合成するものである。
【００１９】図１は、この第１の実施形態のダイバーシ
チ合成回路の構成を示すブロック図である。
チ合成回路の構成を示すブロック図である。
【００２０】図１において、第１の実施形態のダイバー
シチ合成回路は、２個の包絡線推定部１−３（１）、
（２）と、２個の残差パワー演算部１−４（１）、
（２）と、２個の複素乗算部１−５（１）、（２）と、
２個の乗算部１−６（１）、（２）と、合成部１−７と
を有している。
シチ合成回路は、２個の包絡線推定部１−３（１）、
（２）と、２個の残差パワー演算部１−４（１）、
（２）と、２個の複素乗算部１−５（１）、（２）と、
２個の乗算部１−６（１）、（２）と、合成部１−７と
を有している。
【００２１】各パイロットシンボル入力端子１−１
（１）、（２）には、それぞれ図示していない２個のア
ンテナの対応するものより入力された受信波を逆拡散し
て得られたパイロットシンボルの相関値（複素数表記の
デジタル信号）が入力される。入力された２種類のパイ
ロットシンボルの相関値は、対応する包絡線推定部１−
３（１）、（２）及び残差パワー演算部１−４（１）、
（２）にそれぞれ与えられる。
（１）、（２）には、それぞれ図示していない２個のア
ンテナの対応するものより入力された受信波を逆拡散し
て得られたパイロットシンボルの相関値（複素数表記の
デジタル信号）が入力される。入力された２種類のパイ
ロットシンボルの相関値は、対応する包絡線推定部１−
３（１）、（２）及び残差パワー演算部１−４（１）、
（２）にそれぞれ与えられる。
【００２２】各データシンボル入力端子１−２（１）、
（２）には、それぞれ図示していない２個のアンテナの
対応するものより入力された受信波を逆拡散して得られ
たデータシンボルの相関値（複素数表記のデジタル信
号）が入力される。データシンボルは、対応する複素乗
算部１５（１）、（２）にそれぞれ与えられる。
（２）には、それぞれ図示していない２個のアンテナの
対応するものより入力された受信波を逆拡散して得られ
たデータシンボルの相関値（複素数表記のデジタル信
号）が入力される。データシンボルは、対応する複素乗
算部１５（１）、（２）にそれぞれ与えられる。
【００２３】各包絡線推定部１−３（１）、（２）は、
対応するパイロットシンボル入力端子１−１（１）、
（２）より入力されたパイロットシンボルの相関値を、
予め定めた区間についてＮ次の曲線に最小２乗近似する
ことにより、ノイズ成分を除去し、包絡線を推定して出
力するものである。各包絡線推定部１−３（１）、
（２）からの出力は、受信波の振幅に該当する。
対応するパイロットシンボル入力端子１−１（１）、
（２）より入力されたパイロットシンボルの相関値を、
予め定めた区間についてＮ次の曲線に最小２乗近似する
ことにより、ノイズ成分を除去し、包絡線を推定して出
力するものである。各包絡線推定部１−３（１）、
（２）からの出力は、受信波の振幅に該当する。
【００２４】各残差パワー演算部１−４（１）、（２）
は、パイロットシンボル入力端子１−１（１）、（２）
より入力されたパイロットシンボルの相関値から、対応
する包絡線推定部１−３（１）、（２）の出力を減算
し、予め定めた区間の平均パワーを演算し、演算された
平均パワーの逆数を出力する。各残差パワー演算部１−
４（１）、（２）の出力は、ノイズパワーの逆数に該当
する。
は、パイロットシンボル入力端子１−１（１）、（２）
より入力されたパイロットシンボルの相関値から、対応
する包絡線推定部１−３（１）、（２）の出力を減算
し、予め定めた区間の平均パワーを演算し、演算された
平均パワーの逆数を出力する。各残差パワー演算部１−
４（１）、（２）の出力は、ノイズパワーの逆数に該当
する。
【００２５】各複素乗算部１−５（１）、（２）は、デ
ータシンボル入力部１−２（１）、（２）より入力され
たデータシンボルの相関値と、対応する包絡線推定部１
−３（１）、（２）の出力の複素共役値とを演算して出
力する。この処理によって、受信波に振幅の重み付けが
できると共に、フェージングによる位相変動を除去でき
る。
ータシンボル入力部１−２（１）、（２）より入力され
たデータシンボルの相関値と、対応する包絡線推定部１
−３（１）、（２）の出力の複素共役値とを演算して出
力する。この処理によって、受信波に振幅の重み付けが
できると共に、フェージングによる位相変動を除去でき
る。
【００２６】各乗算部１−６（１）、（２）は、対応す
る残差パワー演算部１−４（１）、（２）の出力（ノイ
ズパワーの逆数：スカラー量）と、対応する複素乗算部
１−５（１）、（２）の出力（振幅が重み付けされた受
信波（データシンボル））とを乗算して出力するもので
ある。この乗算器１−６（１）、（２）の処理によっ
て、振幅が重み付けされた受信波にノイズパワーの逆数
の重み付けができ、結局、入力された受信波に、振幅を
ノイズパワーで割った値を重み付けした信号が得られた
ことになる。
る残差パワー演算部１−４（１）、（２）の出力（ノイ
ズパワーの逆数：スカラー量）と、対応する複素乗算部
１−５（１）、（２）の出力（振幅が重み付けされた受
信波（データシンボル））とを乗算して出力するもので
ある。この乗算器１−６（１）、（２）の処理によっ
て、振幅が重み付けされた受信波にノイズパワーの逆数
の重み付けができ、結局、入力された受信波に、振幅を
ノイズパワーで割った値を重み付けした信号が得られた
ことになる。
【００２７】合成部１−７は、２個の乗算部１−６
（１）、（２）の出力を位相を合わせて合成し、合成シ
ンボル出力端子１−８より出力する。この合成により、
上述した(6) 式に従う合成受信波ｃ’が形成され、上述
したように、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも
合成受信波ｃ’のＳＮＲｃ’を最大にできている。
（１）、（２）の出力を位相を合わせて合成し、合成シ
ンボル出力端子１−８より出力する。この合成により、
上述した(6) 式に従う合成受信波ｃ’が形成され、上述
したように、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも
合成受信波ｃ’のＳＮＲｃ’を最大にできている。
【００２８】（Ａ−３）第１の実施形態の動作 次に、第１の実施形態のダイバーシチ合成回路の動作
を、第１のブランチ（図１で（１）を符号に付した構成
要素でなるブランチ）に対応する信号の流れに注目して
説明する。
を、第１のブランチ（図１で（１）を符号に付した構成
要素でなるブランチ）に対応する信号の流れに注目して
説明する。
【００２９】先ず、パイロットシンボル入力端子１−１
（１）から包絡線推定部１−３（１）にパイロットシン
ボルの相関値が入力されると、予め定めた数のデータを
用いてＮ次の曲線に最小２乗近似操作を行ない、包絡線
を推定する。具体例としては、過去の１６シンボル区間
のデータの移動平均を取ることにより、０次の曲線に最
小２乗近似したことになり、ノイズ成分が除去された包
絡線を推定することができる。
（１）から包絡線推定部１−３（１）にパイロットシン
ボルの相関値が入力されると、予め定めた数のデータを
用いてＮ次の曲線に最小２乗近似操作を行ない、包絡線
を推定する。具体例としては、過去の１６シンボル区間
のデータの移動平均を取ることにより、０次の曲線に最
小２乗近似したことになり、ノイズ成分が除去された包
絡線を推定することができる。
【００３０】また、パイロットシンボル人力端子１−１
（１）より入力されたパイロットシンボルの相関値は、
残差パワー演算部１−４（１）にも入力され、入力され
たパイロットシンボルの相関値から、包絡線推定部１−
３（１）で推定された包絡線成分を取り除くことによ
り、信号に乗ったノイズ成分だけ取り出し、取り出され
たノイズ成分を予め定めた区間の平均パワーを取ること
によりノイズの平均パワーを得る。残差パワー演算部１
−４（１）においては、さらにその逆数を取った後出力
する。
（１）より入力されたパイロットシンボルの相関値は、
残差パワー演算部１−４（１）にも入力され、入力され
たパイロットシンボルの相関値から、包絡線推定部１−
３（１）で推定された包絡線成分を取り除くことによ
り、信号に乗ったノイズ成分だけ取り出し、取り出され
たノイズ成分を予め定めた区間の平均パワーを取ること
によりノイズの平均パワーを得る。残差パワー演算部１
−４（１）においては、さらにその逆数を取った後出力
する。
【００３１】一方、データシンボル入力端子１−２
（１）より入力されたデータシンボルの相関値は、複素
乗算部１−５（１）に入力され、包絡線推定部１−３
（１）で推定された包絡線の複素共役値と乗算すること
により、振幅で重み付けされたデータシンボルの相関値
を得ることができる。
（１）より入力されたデータシンボルの相関値は、複素
乗算部１−５（１）に入力され、包絡線推定部１−３
（１）で推定された包絡線の複素共役値と乗算すること
により、振幅で重み付けされたデータシンボルの相関値
を得ることができる。
【００３２】そして、乗算部１−６（１）において、残
差パワー演算部１−４（１）で演算されたノイズの平均
パワーの逆数と、複素乗算部１−５（１）の出力する振
幅で重み付けされたデータシンボルの相関値とを乗算す
ることにより、振幅をノイズパワーで割った値によって
重み付けされたデータシンボルの相関値を得る。
差パワー演算部１−４（１）で演算されたノイズの平均
パワーの逆数と、複素乗算部１−５（１）の出力する振
幅で重み付けされたデータシンボルの相関値とを乗算す
ることにより、振幅をノイズパワーで割った値によって
重み付けされたデータシンボルの相関値を得る。
【００３３】第２のブランチ（図１で（２）を符号に付
した構成要素でなるブランチ）においても同様な処理が
施され、データシンボル入力端子１−２（２）より入力
されたデータシンボルの相関値に対し、振幅をノイズパ
ワーで割った値によって重み付けたデータシンボルの相
関値が乗算部１−６（２）から出力される。
した構成要素でなるブランチ）においても同様な処理が
施され、データシンボル入力端子１−２（２）より入力
されたデータシンボルの相関値に対し、振幅をノイズパ
ワーで割った値によって重み付けたデータシンボルの相
関値が乗算部１−６（２）から出力される。
【００３４】そして、合成部１−７において、各ブラン
チの乗算部１−６（１）及び１−６（２）から出力され
た値を合成することにより、振幅をノイズパワーで割っ
た値によって重み付けされた複数のデータシンボルの相
関値を合成して出力する。
チの乗算部１−６（１）及び１−６（２）から出力され
た値を合成することにより、振幅をノイズパワーで割っ
た値によって重み付けされた複数のデータシンボルの相
関値を合成して出力する。
【００３５】（Ａ−４）第１の実施形態の効果 第１の実施形態によれば、包絡線推定部１−３（１）、
（２）によって振幅を得、残差パワー演算部１−４
（１）、（２）によってノイズパワーを得、複素乗算部
１−５（１）、（２）で振幅の重み付けを、乗算部１−
６（１）、（２）でノイズパワーの逆数の重み付けを行
ない、このようにした重み付けされたデータシンボルの
相関値を、合成部１−７で合成するようにしたので、逆
拡散されたデータシンボルの相関値に含まれているノイ
ズパワーが等しくない場合でも、合成後の相関値のＳＮ
Ｒを最大にすることが可能となる。
（２）によって振幅を得、残差パワー演算部１−４
（１）、（２）によってノイズパワーを得、複素乗算部
１−５（１）、（２）で振幅の重み付けを、乗算部１−
６（１）、（２）でノイズパワーの逆数の重み付けを行
ない、このようにした重み付けされたデータシンボルの
相関値を、合成部１−７で合成するようにしたので、逆
拡散されたデータシンボルの相関値に含まれているノイ
ズパワーが等しくない場合でも、合成後の相関値のＳＮ
Ｒを最大にすることが可能となる。
【００３６】（Ｂ）第２の実施形態 次に、本発明によるダイバーシチ合成回路の第２の実施
形態を図面を用いて説明する。なお、この第２の実施形
態においても、パイロットシンボルをデータシンボルと
同時に送信するスペクトル拡散通信システムの受信機に
適用することを前提としている。
形態を図面を用いて説明する。なお、この第２の実施形
態においても、パイロットシンボルをデータシンボルと
同時に送信するスペクトル拡散通信システムの受信機に
適用することを前提としている。
【００３７】第２の実施形態のダイバーシチ合成回路
も、各受信波の振幅をノイズパワーで割った値を重み付
け値として各受信波を合成し、この合成方法をとること
により、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合
成受信波のＳＮＲを常に最大にするという、第１の実施
形態について説明したダイバーシチ合成の原理に従うも
のである。
も、各受信波の振幅をノイズパワーで割った値を重み付
け値として各受信波を合成し、この合成方法をとること
により、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合
成受信波のＳＮＲを常に最大にするという、第１の実施
形態について説明したダイバーシチ合成の原理に従うも
のである。
【００３８】図２は、この第２の実施形態のダイバーシ
チ合成回路の構成を示すブロック図であり、上述した第
１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には、同一
符号を付して示している。
チ合成回路の構成を示すブロック図であり、上述した第
１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には、同一
符号を付して示している。
【００３９】図２及び図１の比較から明らかなように、
第２の実施形態は、第１の実施形態における残差パワー
演算部１−４（１）、（２）に代えて、分散演算部２−
４（１）、（２）を設けたものである。
第２の実施形態は、第１の実施形態における残差パワー
演算部１−４（１）、（２）に代えて、分散演算部２−
４（１）、（２）を設けたものである。
【００４０】各分散演算部２−４（１）、（２）は、対
応するパイロットシンボル入力端子１−１（１）、
（２）より入力されたパイロットシンボルの相関値を用
いて、予め定めた区間に対し平均値を演算した後、その
平均値からの分散を演算し、その逆数を出力するもので
ある。受信波（データシンボルの相関値）の平均値から
の分散とは、受信波の平均ノイズパワーのことであるか
ら、各分散演算部２−４（１）、（２）の出力は、平均
ノイズパワーの逆数となっており、第１の実施形態にお
ける残差パワー演算部１−４（１）、（２）からの出力
と同じものを意味している。
応するパイロットシンボル入力端子１−１（１）、
（２）より入力されたパイロットシンボルの相関値を用
いて、予め定めた区間に対し平均値を演算した後、その
平均値からの分散を演算し、その逆数を出力するもので
ある。受信波（データシンボルの相関値）の平均値から
の分散とは、受信波の平均ノイズパワーのことであるか
ら、各分散演算部２−４（１）、（２）の出力は、平均
ノイズパワーの逆数となっており、第１の実施形態にお
ける残差パワー演算部１−４（１）、（２）からの出力
と同じものを意味している。
【００４１】すなわち、第２の実施形態は、平均ノイズ
パワー（正確には、平均ノイズパワーの逆数）を求める
具体的な処理構成が第１の実施形態とは異なっている
が、ダイバーシチ合成回路の全体動作は第１の実施形態
と同様である。
パワー（正確には、平均ノイズパワーの逆数）を求める
具体的な処理構成が第１の実施形態とは異なっている
が、ダイバーシチ合成回路の全体動作は第１の実施形態
と同様である。
【００４２】従って、第２の実施形態のダイバーシチ合
成回路によっても、第１の実施形態と同様な効果を奏す
ることができる。
成回路によっても、第１の実施形態と同様な効果を奏す
ることができる。
【００４３】（Ｃ）他の実施形態 上記各実施形態においては、アンテナ数（ブランチ数）
が２個のダイバーシチ合成回路を示したが、アンテナ数
（ブランチ数）が３個以上のダイバーシチ合成回路に対
して、本発明を適用することができる。要は、受信波の
それぞれに対して、その受信波の伝搬路の影響で定まる
振幅と、ノイズパワーの逆数とを重み付けた受信波を合
成するものであれば良い。
が２個のダイバーシチ合成回路を示したが、アンテナ数
（ブランチ数）が３個以上のダイバーシチ合成回路に対
して、本発明を適用することができる。要は、受信波の
それぞれに対して、その受信波の伝搬路の影響で定まる
振幅と、ノイズパワーの逆数とを重み付けた受信波を合
成するものであれば良い。
【００４４】本発明は、アンテナが指向性アンテナであ
る場合に特に有効に機能するものであるが、アンテナが
無指向性アンテナである場合にも本発明を適用できるこ
とは勿論である。
る場合に特に有効に機能するものであるが、アンテナが
無指向性アンテナである場合にも本発明を適用できるこ
とは勿論である。
【００４５】また、上記各実施形態においては、移動通
信システムの受信機のダイバーシチ合成回路に適用した
場合を示したが、適用システムはこれに限定されず、ダ
イバーシチ合成回路を要する各種のシステムに適用する
ことができる。
信システムの受信機のダイバーシチ合成回路に適用した
場合を示したが、適用システムはこれに限定されず、ダ
イバーシチ合成回路を要する各種のシステムに適用する
ことができる。
【００４６】本発明は、受信波のそれぞれに対して、そ
の受信波の伝搬路の影響で定まる振幅と、ノイズパワー
の逆数とを重み付けた受信波を形成して合成することに
特徴を有するものであり、受信波のそれぞれに対して、
その受信波の伝搬路の影響で定まる振幅と、ノイズパワ
ーの逆数とを重み付けた受信波を形成する構成は、上記
各実施形態のものに限定されない。
の受信波の伝搬路の影響で定まる振幅と、ノイズパワー
の逆数とを重み付けた受信波を形成して合成することに
特徴を有するものであり、受信波のそれぞれに対して、
その受信波の伝搬路の影響で定まる振幅と、ノイズパワ
ーの逆数とを重み付けた受信波を形成する構成は、上記
各実施形態のものに限定されない。
【００４７】例えば、データシンボルだけを伝送する通
信システムであれば、データシンボルに含まれているプ
リアンブルパターン等をパイロットシンボルとして処理
するようにしても良い。また、パイロットシンボルを利
用することなく、伝搬路推定処理によって、受信波の振
幅とノイズパワーとが得られるものであれば、得られた
受信波の振幅とノイズパワーとを利用するようにすれば
良い。
信システムであれば、データシンボルに含まれているプ
リアンブルパターン等をパイロットシンボルとして処理
するようにしても良い。また、パイロットシンボルを利
用することなく、伝搬路推定処理によって、受信波の振
幅とノイズパワーとが得られるものであれば、得られた
受信波の振幅とノイズパワーとを利用するようにすれば
良い。
【００４８】
【発明の効果】以上のように、本発明のダイバーシチ合
成回路によれば、入力受信波に対して、その入力受信波
の振幅とノイズパワーの逆数とで重み付けを行なう、各
アンテナに対応した複数の受信波重付け手段と、各受信
波重付け手段の出力を合成する合成手段とを備えるの
で、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合成受
信波のＳＮＲを常に最大にできるようになる。
成回路によれば、入力受信波に対して、その入力受信波
の振幅とノイズパワーの逆数とで重み付けを行なう、各
アンテナに対応した複数の受信波重付け手段と、各受信
波重付け手段の出力を合成する合成手段とを備えるの
で、各受信波のノイズパワーが異なる場合でも、合成受
信波のＳＮＲを常に最大にできるようになる。
【図１】第１の実施形態のダイバーシチ合成回路の機能
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】第２の実施形態のダイバーシチ合成回路の機能
ブロック図である。
ブロック図である。
１−３（１）、（２）…包絡線推定部 １−４（１）、（２）…残差パワー演算部 １−５（１）、（２）…複素乗算部 １−６（１）、（２）…乗算部 １−７…合成部 ２−４（１）、（２）…分散演算部
Claims (4)
- 【請求項１】 複数のアンテナで捕捉され、当該回路に
入力された受信波を合成するダイバーシチ合成回路にお
いて、 入力受信波に対して、その入力受信波の振幅とノイズパ
ワーの逆数とで重み付けを行なう、各アンテナに対応し
た複数の受信波重付け手段と、 各受信波重付け手段の出力を合成する合成手段とを備え
ることを特徴とするダイバーシチ合成回路。 - 【請求項２】 上記各受信波重付け手段がそれぞれ、 入力受信波の振幅を推定する受信波振幅推定部と、 入力受信波のノイズパワーの逆数を演算するノイズパワ
ー演算部と、 入力受信波と上記受信波振幅推定部の出力とを乗算し、
入力受信波に対して、その振幅で重付けた受信波を形成
する第１の乗算部と、 上記第１の乗算部の出力と、上記ノイズパワー演算部の
出力とを乗算し、入力受信波に対して、その入力受信波
の振幅とノイズパワーの逆数とで重付けた受信波を形成
する第２の乗算部とでなることを特徴とする請求項１に
記載のダイバーシチ合成回路。 - 【請求項３】 上記ノイズパワー演算部が、入力受信波
と上記受信波振幅演算部の出力との差のパワーをノイズ
パワーとして求めるものであることを特徴とする請求項
２に記載のダイバーシチ合成回路。 - 【請求項４】 上記ノイズパワー演算部が、入力受信波
の平均値を演算した後、その平均値からの分散を演算
し、その分散をノイズパワーとして求めるものであるこ
とを特徴とする請求項２に記載のダイバーシチ合成回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9027454A JPH10224281A (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | ダイバーシチ合成回路 |
| KR1019980002980A KR19980071035A (ko) | 1997-02-12 | 1998-02-03 | 신호의 진폭을 노이즈 전력으로 분할함으로써 생성된 가중치를이용하여 수신된 신호를 합성하는 다이버시티 수신회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9027454A JPH10224281A (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | ダイバーシチ合成回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10224281A true JPH10224281A (ja) | 1998-08-21 |
Family
ID=12221577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9027454A Pending JPH10224281A (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | ダイバーシチ合成回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10224281A (ja) |
| KR (1) | KR19980071035A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7116999B2 (en) | 2001-08-27 | 2006-10-03 | Fujitsu Limited | Mobile communications receiving apparatus and method |
| US9538399B2 (en) | 2013-04-25 | 2017-01-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Wireless communication apparatus and method for controlling wireless communication apparatus |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0975100A1 (en) * | 1998-07-23 | 2000-01-26 | Siemens Aktiengesellschaft | Receiver and method of recovering data from radio signals |
-
1997
- 1997-02-12 JP JP9027454A patent/JPH10224281A/ja active Pending
-
1998
- 1998-02-03 KR KR1019980002980A patent/KR19980071035A/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7116999B2 (en) | 2001-08-27 | 2006-10-03 | Fujitsu Limited | Mobile communications receiving apparatus and method |
| US9538399B2 (en) | 2013-04-25 | 2017-01-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Wireless communication apparatus and method for controlling wireless communication apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980071035A (ko) | 1998-10-26 |
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