JPWO2005001504A1 - 電波到来方向推定方法及び装置 - Google Patents
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Abstract
等間隔直線アレーアンテナの前方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを取得し、L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列を作成し、該周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離し、2つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する。
Description
本発明はアレーアンテナを用いて電波到来方向を精度よく推定する基地局の電波到来方向推定方法及び装置に係わり、特に、複雑な固有分解を利用せず複数個の周期定常信号の到来方向を有効に推定すると共に、時間的に変化する電波到来方向をオンラインで高速かつ正確に推定することができるようにした電波到来方向推定方法及び装置に関する。
近年、移動通信に適応アレーアンテナ(Adaptive array antenna)を用いた研究開発が注目されている。アレーアンテナとは複数個のアンテナ素子をある形状で異なる空間位置に配置したアンテナの呼称である。アレーアンテナに入射する電波(以下、信号処理の立場から信号という場合がある)の到来方向を推定する問題は適応アレーアンテナの重要な要素技術の一つと考えられる。信号の到来方向推定問題に関して、推定精度と計算演算量などの立場から信号部分空間と雑音部分空間の直交性を利用した部分空間手法(Subspace−based method)がよく知られている。従来の部分空間手法には、信号(或いは雑音)部分空間を得るために、アレー共分散行列の固有値分解(Eigenvalue decomposition:EVD)或いは特異値分解(Singular value decomposition:SVD)などの処理を必要とする。
また、実際の移動通信システムでは、建物等での反射により通話者(移動端末)からの信号は直接パスと反射パスを介して基地局アレーアンテナに入射する。このため、マルチパス伝搬環境における多重波の到来方向推定問題は非常に重要となる。
さらに、通話者(信号源)の移動などにより基地局アレーアンテナに入射する信号の到来方向は時間的に変化するので、多重波の到来方向を実時間で推定できる追尾手法が要求されている。しかし、従来の部分空間手法を用いて、時変な多重波の到来方向をオンラインで推定するには、実時間で固有値分解(或いは特異値分解)を繰り返して行う必要があるので、これらの手法の計算処理が複雑化し、計算時間がかなりかかる。従って、本発明は、周期定常性をもつ多重波の時変な到来方向を推定する問題に関して、変調波の周期定常性を活用して、固有分解と空間スムーシングなどを使用せず、計算量を低減した新しい推定手法を提案する。また、時間的に変化する到来方向を追尾するオンライン手法を提案する。
近年、移動通信に適応アレーアンテナ(Adaptive array antenna)を用いた研究開発が注目されている。アレーアンテナとは複数個のアンテナ素子をある形状で異なる空間位置に配置したアンテナの呼称である。アレーアンテナに入射する電波(以下、信号処理の立場から信号という場合がある)の到来方向を推定する問題は適応アレーアンテナの重要な要素技術の一つと考えられる。信号の到来方向推定問題に関して、推定精度と計算演算量などの立場から信号部分空間と雑音部分空間の直交性を利用した部分空間手法(Subspace−based method)がよく知られている。従来の部分空間手法には、信号(或いは雑音)部分空間を得るために、アレー共分散行列の固有値分解(Eigenvalue decomposition:EVD)或いは特異値分解(Singular value decomposition:SVD)などの処理を必要とする。
また、実際の移動通信システムでは、建物等での反射により通話者(移動端末)からの信号は直接パスと反射パスを介して基地局アレーアンテナに入射する。このため、マルチパス伝搬環境における多重波の到来方向推定問題は非常に重要となる。
さらに、通話者(信号源)の移動などにより基地局アレーアンテナに入射する信号の到来方向は時間的に変化するので、多重波の到来方向を実時間で推定できる追尾手法が要求されている。しかし、従来の部分空間手法を用いて、時変な多重波の到来方向をオンラインで推定するには、実時間で固有値分解(或いは特異値分解)を繰り返して行う必要があるので、これらの手法の計算処理が複雑化し、計算時間がかなりかかる。従って、本発明は、周期定常性をもつ多重波の時変な到来方向を推定する問題に関して、変調波の周期定常性を活用して、固有分解と空間スムーシングなどを使用せず、計算量を低減した新しい推定手法を提案する。また、時間的に変化する到来方向を追尾するオンライン手法を提案する。
信号の到来方向推定問題に関して、推定精度と計算演算量などの立場から信号部分空間と雑音部分空間の直交性を利用した部分空間手法(Subspace−based method)がよく知られている。その代表例として、MUSIC(Multiple signal classification)がある(参考文献1)。
また、完全な相関性をもつ多重波の到来方向推定問題への対応策として、空間スムージングを用いた部分空間手法(subspace−based method with spatial smoothing)がよく知られている。その代表例として、空間スムージングMUSIC(Spatial smoothing based MUSIC)がある(参考文献2、3)。なお、入射する信号の周期定常性を用いた部分空間手法の代表例として、無相関信号の到来方向を推定するCyclic MUSIC(参考文献4)と多重波の到来方向を推定するCyclic spatial smoothing−based MUSIC(参考文献5)がよく知られている。
無相関信号の到来方向を推定する部分空間手法は、アレーアンテナに入射する信号から周期アレー共分散行列を求め、この周期共分散行列の固有値分解(或いは特異値分解)より信号部分空間と雑音部分空間を取得する。そして、信号部分空間と雑音部分空間の直交性を利用して、信号の到来方向を推定する。
従来の信号到来方向推定に関する部分空間手法の欠点を説明するため、その代表例として多重波の到来方向を推定する空間スムージングMUSIC(参考文献2)を簡単に説明する。
ここで、M個アレー素子数をもつ線形等間隔アレーにq個の狭帯域信号{sk(n)}が角度{θk}からアレーアンテナに入射しているとする。各素子のアレー受信信号は(1)式のように表せる。
ただし、
であり、fc、c、dは搬送波の周波数、伝搬速度、素子間隔(半波長)である。また、(・)Tは転置を表し、a(θk)とAはアレー応答ベクトルと応答行列である。wi(n)は素子ごとに独立な平均0かつ電力σ2の白色ガウス雑音とする。
簡単のため、q個の入射波は完全相関性をもつ多重波と仮定し、これらの信号は周期周波数αにおいて周期定常性をもつとする。ここで、周期周波数αをもつ信号を希望信号と呼ぶ。希望する信号の数qと周期周波数αは既知と仮定する。またq個の希望信号は周期周波数αにおいて他の入射する信号および附加雑音と無相関とする.さらに、q個の多重波の直接波と反射波の関係は、次式
で表わせる。ここで、1、2、…、q、βkは直接波s1(n)に関して反射波sk(n)の複素減衰を表わすマルチパス係数である。ただし、βk≠0とβ1=1である。(1)式 より、アレーの共分散行列は次式となる。
ここで、E{・}と(・)Hはそれぞれ期待演算と複素共役転置(ヘルミット転置)を表し、Rs=E{s(n)sH(n)}は入射する多重波の共分散行列であり、IMはM×M単位行列である。q個の入射波が多重波と仮定されることにより、Rs及びARsAHのランクはqではなく1となる.従って、共分散行列Rの信号部分空間の次元は入射及び希望信号の数と等しくない数値になるので、Rから信号の到来方向を正確に推定するは不可能となる.
空間スムージングMUSICは完全な相関性を持つ多重波の到来方向{θ1、…、θq}を推定するため、図1のように、全体の線形等間隔アレーをm個(q+1≦m≦M)の素子をもつオーバーラップしたL個のサブアレー(Overlapped subarray)に分割する.ここで、mとLはサブアレーのサイズとサブアレーの個数と呼ばれ、L=M−m+1である。(1)式より、l番目のサブアレーの受信ベクトルxl(n)は、(4)式で表現できる。
ここで、 Am=[am(θ1),am(θ2),…,am(θq)]
am(θk)=[1,exp(jw0τ(θk),…,exp(jw0(m−1)τ(θk))]T、
wl(n)=[wl(n),wl+1(n),…,wl−m+1(n)]T、Dはexp(jw0τ(θ1),exp(jw0τ(θ2),…,exp(jw0(m−1)τ(θq)を要素とする対角行列であり、l=1,2,…,Lである。また、am(θk)とAmはサブアレーの応答ベクトルと応答行列である。従って、l番目のサブアレーの共分散行列は(5)式で与えられる。
さらに、L個のサブアレーの共分散行列{Rl}を空間的に平均すると、(6)式のような共分散行列が得られる。
ができる。
る行列、Λは{λi}を要素とする対角行列である.また、信号ベクトル{e1、e2、…、eq}と雑音ベクトル{eq+1、eq+2、…、em}が張る空間をそれぞれ信号部分空間と雑音部分空間と呼ぶ.なお、信号部分空間はアレーの応答ベクトルを用いて表すことができる.信号部分空間と雑音部分空間の直交関係に基づく到来方向推定方法は部分空間手法と呼ばれる。
m}と信号部分空間に存在するサブアレーの応答ベクトルam(θk)には、次の直交関係が成立する。
ただし、i=q+1、…、mである。この直交関係から、次のようなスペクトル
ここで、am(θ)=[1、exp(jw0τ(θ)、…、exp(jw0(m−1)τ(θ))]Tである。空間スムージングMUSICは、(9)式で与えられたスペクトルのq個最大ピークの位置から入射する信号の到来方向を推定する。
(7)式から明らかにように、MUSICや空間スムージングMUSICなどの到来方向を推定する部分空間手法は、信号部分空間または雑音部分空間を得るために、アレー共分散行列の固有値分解を行う必要性がある。しかし、実際のアレー実装の場合、特にアレー素子の数が多い場合または実時間処理で変化する到来方向を推定する場合、固有値分解(或いは特異値分解)処理は計算を複雑化し、計算時間がかなりかかる。従って、従来の固有分解(固有値分解或いは特異値分解)に基づく部分空間到来方向推定手法の実際への応用は、計算の負担となる固有分解により制限されてしまう問題があった。
また、希望する信号と干渉信号を区別できない欠点もある。このため、多数入射波が存在する際、全ての到来方向を計算するにはアレーアンテナの素子数を大きくしなければならないのでアレーアンテナの規模やコストが増えてしまう問題があった。
さらに、希望波の到来方向が時間的に変化する場合には、従来の手法を利用すると、高速かつ高精度でアレーアンテナに入射する信号の到来方向を推定できないし、また、精確な基地局の受信/送信ビームの形成ができなくなるので、基地局の受信及び送信システムの性能が劣化する問題がある。
参考文献1: R.O.Schmidt、“Multiple emitter location and signal parameter estimation、”IEEE Trans.Antennas and Propagation、vol.34、no.3、pp.276−280(1986)
参考文献2: T.−J.Shan、M.Wax and T.Kailath、“On spatial smoothing for direction−of−arrival estimation of coherent signals、”IEEE Trans.Acoust.、Speech、Signal Processing、vol.33、no.4、pp.806−811(1985)
参考文献3: S.U.Pillai and B.H.Kwon、“Forward/backward spatial smoothing techniques for coherent signals identification、”IEEE Trans.Acoust.、Speech、Signal Processing、vol.37、no.1、pp.8−15(1989)
参考文献4: W.A.Gardner、“Simplification of MUSIC and ESPRIT by exploitation of cyclostationary、”Proc.IEEE、vol.76、no.7、pp.845−847(1988)
参考文献5: J.Xin、H.Tsuji、Y.Hase、and A.Sano、“Directions−of arrival estimation of cyclostationary coherent signals in array processing、”IEICE Trans.Fundamentals、vol.E81−A、no.8、pp.1560−1569(1998)
以上より、本発明の目的は、変調波の周期定常性を活用して複雑な固有分解を利用せずに計算量を低減した新しい電波到来方向推定方法及び装置を提供することである。
また、本発明の別の目的は、時間的に変化する電波到来方向をオンラインで追尾することができる電波到来方向推定方法及び装置を提供することである。
また、完全な相関性をもつ多重波の到来方向推定問題への対応策として、空間スムージングを用いた部分空間手法(subspace−based method with spatial smoothing)がよく知られている。その代表例として、空間スムージングMUSIC(Spatial smoothing based MUSIC)がある(参考文献2、3)。なお、入射する信号の周期定常性を用いた部分空間手法の代表例として、無相関信号の到来方向を推定するCyclic MUSIC(参考文献4)と多重波の到来方向を推定するCyclic spatial smoothing−based MUSIC(参考文献5)がよく知られている。
無相関信号の到来方向を推定する部分空間手法は、アレーアンテナに入射する信号から周期アレー共分散行列を求め、この周期共分散行列の固有値分解(或いは特異値分解)より信号部分空間と雑音部分空間を取得する。そして、信号部分空間と雑音部分空間の直交性を利用して、信号の到来方向を推定する。
従来の信号到来方向推定に関する部分空間手法の欠点を説明するため、その代表例として多重波の到来方向を推定する空間スムージングMUSIC(参考文献2)を簡単に説明する。
ここで、M個アレー素子数をもつ線形等間隔アレーにq個の狭帯域信号{sk(n)}が角度{θk}からアレーアンテナに入射しているとする。各素子のアレー受信信号は(1)式のように表せる。
ただし、
であり、fc、c、dは搬送波の周波数、伝搬速度、素子間隔(半波長)である。また、(・)Tは転置を表し、a(θk)とAはアレー応答ベクトルと応答行列である。wi(n)は素子ごとに独立な平均0かつ電力σ2の白色ガウス雑音とする。
簡単のため、q個の入射波は完全相関性をもつ多重波と仮定し、これらの信号は周期周波数αにおいて周期定常性をもつとする。ここで、周期周波数αをもつ信号を希望信号と呼ぶ。希望する信号の数qと周期周波数αは既知と仮定する。またq個の希望信号は周期周波数αにおいて他の入射する信号および附加雑音と無相関とする.さらに、q個の多重波の直接波と反射波の関係は、次式
で表わせる。ここで、1、2、…、q、βkは直接波s1(n)に関して反射波sk(n)の複素減衰を表わすマルチパス係数である。ただし、βk≠0とβ1=1である。(1)式 より、アレーの共分散行列は次式となる。
ここで、E{・}と(・)Hはそれぞれ期待演算と複素共役転置(ヘルミット転置)を表し、Rs=E{s(n)sH(n)}は入射する多重波の共分散行列であり、IMはM×M単位行列である。q個の入射波が多重波と仮定されることにより、Rs及びARsAHのランクはqではなく1となる.従って、共分散行列Rの信号部分空間の次元は入射及び希望信号の数と等しくない数値になるので、Rから信号の到来方向を正確に推定するは不可能となる.
空間スムージングMUSICは完全な相関性を持つ多重波の到来方向{θ1、…、θq}を推定するため、図1のように、全体の線形等間隔アレーをm個(q+1≦m≦M)の素子をもつオーバーラップしたL個のサブアレー(Overlapped subarray)に分割する.ここで、mとLはサブアレーのサイズとサブアレーの個数と呼ばれ、L=M−m+1である。(1)式より、l番目のサブアレーの受信ベクトルxl(n)は、(4)式で表現できる。
ここで、 Am=[am(θ1),am(θ2),…,am(θq)]
am(θk)=[1,exp(jw0τ(θk),…,exp(jw0(m−1)τ(θk))]T、
wl(n)=[wl(n),wl+1(n),…,wl−m+1(n)]T、Dはexp(jw0τ(θ1),exp(jw0τ(θ2),…,exp(jw0(m−1)τ(θq)を要素とする対角行列であり、l=1,2,…,Lである。また、am(θk)とAmはサブアレーの応答ベクトルと応答行列である。従って、l番目のサブアレーの共分散行列は(5)式で与えられる。
さらに、L個のサブアレーの共分散行列{Rl}を空間的に平均すると、(6)式のような共分散行列が得られる。
ができる。
る行列、Λは{λi}を要素とする対角行列である.また、信号ベクトル{e1、e2、…、eq}と雑音ベクトル{eq+1、eq+2、…、em}が張る空間をそれぞれ信号部分空間と雑音部分空間と呼ぶ.なお、信号部分空間はアレーの応答ベクトルを用いて表すことができる.信号部分空間と雑音部分空間の直交関係に基づく到来方向推定方法は部分空間手法と呼ばれる。
m}と信号部分空間に存在するサブアレーの応答ベクトルam(θk)には、次の直交関係が成立する。
ただし、i=q+1、…、mである。この直交関係から、次のようなスペクトル
ここで、am(θ)=[1、exp(jw0τ(θ)、…、exp(jw0(m−1)τ(θ))]Tである。空間スムージングMUSICは、(9)式で与えられたスペクトルのq個最大ピークの位置から入射する信号の到来方向を推定する。
(7)式から明らかにように、MUSICや空間スムージングMUSICなどの到来方向を推定する部分空間手法は、信号部分空間または雑音部分空間を得るために、アレー共分散行列の固有値分解を行う必要性がある。しかし、実際のアレー実装の場合、特にアレー素子の数が多い場合または実時間処理で変化する到来方向を推定する場合、固有値分解(或いは特異値分解)処理は計算を複雑化し、計算時間がかなりかかる。従って、従来の固有分解(固有値分解或いは特異値分解)に基づく部分空間到来方向推定手法の実際への応用は、計算の負担となる固有分解により制限されてしまう問題があった。
また、希望する信号と干渉信号を区別できない欠点もある。このため、多数入射波が存在する際、全ての到来方向を計算するにはアレーアンテナの素子数を大きくしなければならないのでアレーアンテナの規模やコストが増えてしまう問題があった。
さらに、希望波の到来方向が時間的に変化する場合には、従来の手法を利用すると、高速かつ高精度でアレーアンテナに入射する信号の到来方向を推定できないし、また、精確な基地局の受信/送信ビームの形成ができなくなるので、基地局の受信及び送信システムの性能が劣化する問題がある。
参考文献1: R.O.Schmidt、“Multiple emitter location and signal parameter estimation、”IEEE Trans.Antennas and Propagation、vol.34、no.3、pp.276−280(1986)
参考文献2: T.−J.Shan、M.Wax and T.Kailath、“On spatial smoothing for direction−of−arrival estimation of coherent signals、”IEEE Trans.Acoust.、Speech、Signal Processing、vol.33、no.4、pp.806−811(1985)
参考文献3: S.U.Pillai and B.H.Kwon、“Forward/backward spatial smoothing techniques for coherent signals identification、”IEEE Trans.Acoust.、Speech、Signal Processing、vol.37、no.1、pp.8−15(1989)
参考文献4: W.A.Gardner、“Simplification of MUSIC and ESPRIT by exploitation of cyclostationary、”Proc.IEEE、vol.76、no.7、pp.845−847(1988)
参考文献5: J.Xin、H.Tsuji、Y.Hase、and A.Sano、“Directions−of arrival estimation of cyclostationary coherent signals in array processing、”IEICE Trans.Fundamentals、vol.E81−A、no.8、pp.1560−1569(1998)
以上より、本発明の目的は、変調波の周期定常性を活用して複雑な固有分解を利用せずに計算量を低減した新しい電波到来方向推定方法及び装置を提供することである。
また、本発明の別の目的は、時間的に変化する電波到来方向をオンラインで追尾することができる電波到来方向推定方法及び装置を提供することである。
本発明の第1の態様は、周期定常信号の到来方向推定方法及び装置であり、複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの前方向から少なくともq個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを取得し、L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列を作成し、該周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離し、前記2つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する。
本発明の第2の態様における到来方向推定方法及び装置では、現時刻の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、前回の時刻における周期相関行列に忘却係数を乗算した行列とを合成することにより算出し、該現時刻の周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離して時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する。
第1、第2の態様において、前向きサブアレイの代わりに、アレーアンテナの後方向から少なくともq個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを取得しても良いし、両方向のサブアレイを取得しても良い。また、前記信号源から送信される信号は周期定常多重波信号あるいは部分相関周期定常信号あるいは無相関周期定常信号である。
第1の態様によれば、変調波の周期定常性を活用して複雑な固有分解を利用せずに計算量を低減した新しい電波到来方向を推定することができる。
第2の態様によれば、時間的に変化する到来方向をオンラインで追尾することができる。
本発明の第3の態様は、無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向推定方法及び装置であり、複数個(=M個)のアンテナ素子を同じ素子間隔で任意な形状に配列したアレーアンテナの各アンテナ素子の受信信号を用いてM×Mの周期アレー共分散行列を計算し、多重信号数をqとするとき、該周期アレー共分散行列をq×Mと(M−q)×Mの2つの上下子行列に分離し、前記2つの上下子行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する。
第3の態様によれば、等間隔直線アレーアンテナでなくても、任意な形状に配列したアレーアンテナを用いて無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向を推定することができる。
第1〜第3の態様の到来方向推定方法及び装置は、該推定された方向にピークが向くように受信ビームを生成するビーム形成手段(受信ビームフォーマ)と組み合せて基地局受信装置を実現することができる。同様に、第1〜第3の態様の到来方向推定方法及び装置は、該推定された方向にピークが向くようにビームを生成するビーム形成手段(送信ビームフォーマ)と組み合せて基地局送信装置を実現することができる。
本発明の第2の態様における到来方向推定方法及び装置では、現時刻の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、前回の時刻における周期相関行列に忘却係数を乗算した行列とを合成することにより算出し、該現時刻の周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離して時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する。
第1、第2の態様において、前向きサブアレイの代わりに、アレーアンテナの後方向から少なくともq個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを取得しても良いし、両方向のサブアレイを取得しても良い。また、前記信号源から送信される信号は周期定常多重波信号あるいは部分相関周期定常信号あるいは無相関周期定常信号である。
第1の態様によれば、変調波の周期定常性を活用して複雑な固有分解を利用せずに計算量を低減した新しい電波到来方向を推定することができる。
第2の態様によれば、時間的に変化する到来方向をオンラインで追尾することができる。
本発明の第3の態様は、無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向推定方法及び装置であり、複数個(=M個)のアンテナ素子を同じ素子間隔で任意な形状に配列したアレーアンテナの各アンテナ素子の受信信号を用いてM×Mの周期アレー共分散行列を計算し、多重信号数をqとするとき、該周期アレー共分散行列をq×Mと(M−q)×Mの2つの上下子行列に分離し、前記2つの上下子行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する。
第3の態様によれば、等間隔直線アレーアンテナでなくても、任意な形状に配列したアレーアンテナを用いて無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向を推定することができる。
第1〜第3の態様の到来方向推定方法及び装置は、該推定された方向にピークが向くように受信ビームを生成するビーム形成手段(受信ビームフォーマ)と組み合せて基地局受信装置を実現することができる。同様に、第1〜第3の態様の到来方向推定方法及び装置は、該推定された方向にピークが向くようにビームを生成するビーム形成手段(送信ビームフォーマ)と組み合せて基地局送信装置を実現することができる。
図1は線形等間隔アレーにおける一般化したサブアレーの説明図である。
図2は送信源と基地局受信アンテナの配置説明図である。
図3は本発明の信号到来方向推定システムの構成を示すブロック図である。
図4本発明の第1実施例の信号到来方向推定部の動作を示すブロック図である。
図5は本発明の線形等間隔アレーにおける前向きサブアレーの説明図である。
図6は本発明の線形等間隔アレーにおける後向きサブアレーの説明図である。
図7は信号対雑音比(SNR)に対する本発明に基づく多重波到来方向の推定性能を示す数値例である。
図8は時変な到来方向を追尾する第2実施例の到来方向推定部の動作を示すブロック図である。
図9は本発明に基づく多重波到来方向の追尾推定性能を示す第1の数値例である。
図10は本発明に基づく多重波到来方向の追尾推定性能を示す第2の数値例である。
図11は本発明の到来方向推定及び受信ビームフォーマを備えた基地局受信装置の構成図である。
図12は本発明の到来方向推定及び送信ビームフォーマを備えた基地局送信装置の構成図である。
図2は送信源と基地局受信アンテナの配置説明図である。
図3は本発明の信号到来方向推定システムの構成を示すブロック図である。
図4本発明の第1実施例の信号到来方向推定部の動作を示すブロック図である。
図5は本発明の線形等間隔アレーにおける前向きサブアレーの説明図である。
図6は本発明の線形等間隔アレーにおける後向きサブアレーの説明図である。
図7は信号対雑音比(SNR)に対する本発明に基づく多重波到来方向の推定性能を示す数値例である。
図8は時変な到来方向を追尾する第2実施例の到来方向推定部の動作を示すブロック図である。
図9は本発明に基づく多重波到来方向の追尾推定性能を示す第1の数値例である。
図10は本発明に基づく多重波到来方向の追尾推定性能を示す第2の数値例である。
図11は本発明の到来方向推定及び受信ビームフォーマを備えた基地局受信装置の構成図である。
図12は本発明の到来方向推定及び送信ビームフォーマを備えた基地局送信装置の構成図である。
(A)第1実施例(信号源が不動の場合)
第1実施例は信号源が不動の場合において、アレーアンテナを用いて電波到来方向を精度よく推定する基地局の電波到来方向推定方法及び装置であり、図面に従って第1実施例の電波到来方向推定制御を説明する。なお、以降の図において、概略同じ物あるいは同じ機能を有するものについては同じ符号を付する。
図1は距離dの間隔で直線的にM個のアンテナ素子を配列したアレーアンテナの構成図である。図2は送信源10と基地局受信アンテナ(アレーアンテナ)30との配置関係図である。アレーアンテナ30は図1に示すように等間隔直線アレーアンテナ構成を有し、多重波到来方向推定システムを構成する。図2において、送信源10からアレーアンテナ30にまっすぐ入射するものは直接波11であり、建物BL1,BL2などによって反射されてからアレーアンテナ30に入射するものは反射波12である。図2では一つ例として、二つ反射波を示すが、以下では送信源10からの直接波と反射波の総個数(多重信号数)はqとする。また、qを既知と仮定する。さらに、直接波と反射波の関係は、(2)式で表わせる。
図3は多重波到来方向推定システムを示すブロック図である。この到来方向推定システムは、アレーアンテナ30、ベースバンド及びディジタル処理部40および到来方向推定部50から構成されている。また、アレーアンテナ30は、M個(ただし、M>2q)のアンテナ素子31から構成されている。
図4は到来方向推定部50の構成図である。この到来方向推定部50は、アレーデータ間の周期相関の計算手段51、周期相関行列の形成手段52、線形演算子の計算手段53、直交射影作用素の計算手段54およびスペクトルのピーク位置または多項式のゼロ点位相の決定手段55で構成されている。
以下に、到来方向推定部50における多重波の到来方向推定手順について、図4を用いて説明する。まず、アレーデータ間の周期相関計算手段51は、ベースバンド及びディジタル処理部40から入力された複素ディジタル信号x1(n)、x2(n)、…、xM(n)を用いて(1)式のように受信ベクトルx(n)をつくる。さらに、サンプ
により信号x(n)とxM *(n)及びx(n)とx1 *(n)の周期相関ベクトルψf(γ)とψb(γ)
である。(10a),(10b)式において、(・)*は複素数共役である。
図5に示すようにM個のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列した等間隔直線アレーアンテナの前方向から、q個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを生成する。同様に、図6に示すように等間隔直線アレーアンテナの後方向から、q個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを生成する。ここで、L=M−q+1の関係があり、L>qとする。(10a),(10b)式より、l番目の前向きサブアレーデーxfl(n)=[xl(n),xl+1(n)、…xl+q−1(n)]TとxM *(n)の周期相関ベクトルψfl(γ)及びとl番目の後向きサブアレーデータxbl(n)=[xM−l+1(n),xM−l(n)、…xL−l+1(n)]Tとx1 *(n)の周期相関ベクトルψbl(γ)を次式
により算出する。次に、周期相関行列形成手段52は、(11a),(11b)式で得られた各サブアレーの周期相関ベクトルを使って、次式
で示すようにL×qの周期相関行列Ψf(γ)とΨb(γ)を生成する。また、周期相関行列形成手段52は、周期相関行列Ψf(γ)を(12a)式の右辺で示すようにそれぞれ、q×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列Ψf1(γ)とΨf2(γ)に分割し、周期相関行列Ψb(γ)を(12b)式の右辺に示すようにそれぞれ、q×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列央Ψb1(γ)とΨb2(γ)に分割する。ここで、L×qの周期相関行列Ψf(γ)とΨb(γ)のランクは希望信号の個数に等しい。即ちrank(Ψf(γ))=rank(Ψb(γ))=qである。また、q×qのΨf1(γ)とΨb1(γ)、並びに(L−q)×qのΨf2(γ)とΨb2(γ)はHankel行列であり、次のように表現できる。
次に、線形演算子計算手段53は、周期相関行列Ψf1(γ)とΨf2(γ)及び周期相関行列Ψb1(γ)とΨb2(γ)を使って次式
により、線形演算子Pを求める。
ただし、Ψ1(γ)=[Ψf1(γ),Ψb1(γ)],Ψ2(γ)=[Ψf2(γ),Ψb2(γ)]である。なお、遅延パラメータτを複数個{τi}に設定し、それに対応する周期相関を計算すると、上記の周期相関行列 Ψ1(γ)とΨ2(γ)の代わりに
Ψ1(γ)=[Ψf1(γ1),Ψb1(γ1),…,Ψf1(γQ),Ψb1(γQ)]
Ψ2(γ)=[Ψf2(γ1),Ψb2(γ1),…,Ψf2(γQ),Ψb2(γQ)]を利用すれば、到来方向の推定性能を向上することができる。
次式
最後に、スペクトルのピーク位置または多項式のゼロ点位相の決定手段55は、
番目までのq個の高いピーク位置を計算し、あるいは(17)式に示す多項式p(z)の
出力する。
z,…,zL−1]T,τ(θ)=(d/c)sinθ、z=exp(jw0τ(θ)である。
以上述べたように、到来方向推定部50は多重波の到来方向を推定することができる。
・計算機シミュレーション
以下、計算機シミュレーションの具体例を用いてさらに説明する。ここで、搬送波の周波数fcとサンプリング速度fsはそれぞれfc=800MHzとfs=32MHzとする。なお、受信データの長さNと遅延パラメータτをN=512とτ=−3,…,0,…,3にする。
ここで、線形等間隔アレーアンテナはM=10素子をもつ。6.4MHzボー速度(Baud−rate)をもつ2つ多重波BPSK1信号(正規化した周期周波数はα=0.2となる)は同じパワーで到来方向θ1=−100とθ2=90からアレーアンテナに入射する。一方、8.0MHzボー速度(Baud−rate)をもつ干渉信号BPSK2(正規化した周期周波数はα=0.25となる)はθ3=00からアレーアンテナに入射する。また、干渉信号BPSK2のSNRを10dBにし、多重波BPSK1のSNRを−5dB〜25dBの範
RMSE(root mean−square−error)を図示すると図7(a),(b)に示すようになる。Aは本発明のRMSE特性であり、比較するために従来の空間スムージングMUSIC(m=7)のRMSE特性Bと固有値分解を利用しないBEWE法を用いた推定結果C及び到来方向推定の理想的な最小誤差を示すCRB(Cram▲e▼r−Rao lower bound)Dをプロットしている。なお、BEWE法の詳細は、文献C.−C.Yeh、“Simple computation of projection matrix for bearing estimations、”Proc.IEE、Part F、vol.134、no.2、pp.146−150(1987)を参照されたい。
本発明に基づく到来方向推定手法によれば、干渉信号が存在しても推定性能は固有値分解を用いた空間スムージングMUSICと固有値分解を利用しないBEWEより良くなっている。
・変形例
(1)第1変形例
第1実施例では前方向サブアレイと後方向サブアレイの両方を考慮して周期定常多重波の到来方向を推定したが、前方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできるし、後方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできる。前方向サブアレイだけを用いて多重波の到来方向を推定するには、周期相関行列 Ψ1(γ),Ψ2(γ)をそれぞれ
Ψ1(γ)=Ψf1(γ),Ψ2(γ)=Ψf2(γ)
として(14)式により線形演算子Pを計算して多重波の到来方向を推定する。
また、後方向サブアレイだけを用いて周期定常多重波の到来方向を推定するには、周期相関行列Ψ1(γ)とΨ2(γ)をそれぞれ
Ψ1(γ)=Ψb1(γ),Ψ2(γ)=Ψb2(γ))
として(14)式により線形演算子Pを計算して多重波の到来方向を推定する。
(2)第2変形例
第1実施例では前方向サブアレイと後方向サブアレイの両方を考慮して周期相関行列Ψ1(γ)とΨ2(γ)をそれぞれ
Ψ1(γ)=[Ψf1(γ),Ψb1(γ)],Ψ2(γ)=[Ψf2(γ),Ψb2(γ)]
として周期定常多重波の到来方向を推定したが、周期定常多重波の到来方向に限らず、部分相関周期定常信号、または無相関周期定常信号の到来方向を推定する場合にも同様に適用することができる。尚、このことは前記の第1変形例にも適用することができる。
(3)第3変形例
以上では、受信データx(n)とxM *(n)及びx(n)とx1 *(n)の周期相関を求め、全ての前向きサブアレーまたは後向きサブアレーに対応する周期相関を使って線形等間隔アレーに入射する多重波または部分相関周期定常信号または無相関周期定常信号の到来方向を推定した。同じ考え方で受信データx(n)とxi *(n)の周期相関を計算し、一部のサブアレーを利用して周期相関行列を作ることができる。さらに、(12a),(12b)式で示したようにこの行列を上下にΨ1(γ)とΨ2(γ)に分割すると(Ψ1(γ)のランクは希望信号の個数に等しい)、第1変形例のように周期定常多重波或いは周期定常部分相関信号或いは周期定常無相関信号の到来方向を推定することができる。
・第4変形例
第1実施例は等間隔直線アレーアンテナを用いた実施例であるが、必ずしも等間隔直線アレーアンテナを使用する必要はなく、円弧状あるいは円形に等間隔配列したアレーアンテナや格子状に配列したアレーアンテナなど任意の配列を持ったアレーアンテナを使用できる。
すなわち、第4変形例は、複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で任意な形状に配列したアレーアンテナを使用する。そして、該アレーアンテナの各アンテナ素子の受信信号にディジタル処理して得られる複素ディジタル信号x1(n)、x2(n)、…、xM(n)により受信ベクトルx(n)を作成する。この受信ベクトルx(n)と転置複素行列xH(n)とを用いてM×Mの周期アレー共分散行列を算出する。すなわち、次式
によりM×Mの周期アレー共分散行列を計算する。ついで、多重信号数をqとするとき、該周期アレー共分散行列をq×Mと(M−q)×Mの2つの上下子行列Ψ1(γ),Ψ2(γ)に分離し、(14)式を用いて2つの上下子行列Ψ1(γ),Ψ2(γ)に線形演算を施して線形演算子Pを計算し、しかる後、(15)式により線形演算子Pを用いて雑音部分空間における直交射影作用素Πを計算する。直交射影作用素Πが求まれば、該直交射影作用素を用いて、(16)あるいは(17)式により方向を変数とする空間スペクトルP(θ)または多項式p(z)を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する。
(B)第2実施例
第1実施例の到来方向推定部50(図3)は、従来技術のように固有値分解を利用せずに周期定常信号の到来方向を推定することができる。しかし、第1実施例は信号源が不動の場合に適用できるものである。従って、入射信号の到来方向が時間的に変化する場合には、時変な到来方向を正確に推定できるように、第1実施例の推定方法を発展させてオンライン処理アルゴリズムを作成する必要がある。
図8は入射信号の到来方向が時間的に変化する場合の到来方向推定部50の構成図である。以下、周期定常信号の到来方向追尾手順について説明する。
まず、K時刻における周期相関行列の計算手段511は、ベースバンド及びディジタル処理部40から得られた複素ディジタル信号
とΨb(K,γ)を次式
により再帰的に計算する。ここで、Xf(n)=[xf1(n),xf2(n),…,xfL(n)]T,Xb(n)=[xb1(n),xb2(n),…,xbL(n)]Tであり、μは忘却係数である(0<μ<0)。次に、K時刻における線形演算子の計算手段512は、(19a),(19b)で得られた周期行列を使って、次式
により、そのQR分解を行う。ついで、(21)式に示すL×(L−q)の行列Q1を使
により得ることができる。
最後に、K時刻における到来方向を,繰り返し決定手段514が次式
により計算する。ここで、k=1,2,…,qである。
以上、述べたように到来方向推定部50は、時間的に変化する到来方向をオンラインで計算して追尾することができる。
・計算機シミュレーション
以下、計算機シミュレーションの具体例を用いてさらに説明する。ここで、搬送波の周波数fcとサンプリング速度fsはそれぞれfc=800MHzとfs=32MHzとし、線形等間隔アレーアンテナはM=16素子とする。また、6.4MHzボー速度(Baud−rate)をもつ2つの多重波信号BPSK1(正規化した周期周波数はα=0.2となる)は同じパワーで到来方向θ1(n)=300+0.010(n−1)とθ2(n)=100+50sin(2π(4×10−4n+2.25×10−6n2))からアレーアンテナに入射するものとする。ここで、SNRは15dB、忘却係数はμ=0.01、遅延パラメータはτ=3である。
定誤差A′を図10(c),(d)に示す。比較するため、BEWE法の平均値B、推定誤差B′も図9、図10に表示している。図9と図10から明らかにしたように、本発明に基づく到来方向迫尾方法によれば、複雑な固有値分解を使用せずに時間的に変化する周期定常多重波の到来方向を迅速かつ精確に推定できることがわかる。
・変形例
(1)第1変形例
第2実施例では前方向サブアレイと後方向サブアレイの両方を考慮して時間的に変化する電波到来方向を推定したが、前方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできるし、後方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできる。
(2)第2変形例
第2実施例は時間的に変化する周期定常多重波の到来方向を推定した場合について説明したが、周期定常多重波の到来方向に限らず、部分相関周期定常信号、または無相関周期定常信号の到来方向を推定する場合にも適用することができる。
(3)第2実施例は等間隔直線アレーアンテナを用いた実施例であるが、必ずしも等間隔直線アレーアンテナを使用する必要はなく、円弧状あるいは円形に等間隔配列したアレーアンテナや格子状に配列したアレーアンテナなど任意の配列を持ったアレーアンテナを使用する場合にも適用できる。
(4)第2実施例は第1実施例及び第1実施例の全ての変形例に(19a),(19b)〜(23)式を適用して時間的に変化する電波到来方向をオンラインで推定することができる。
(C)第3実施例
・基地局受信装置
周期定常信号の到来方向推定装置と、該到来方向推定装置により推定された信号源方向にピークが向くように受信ビームパターンを生成するビーム形成手段により基地局受信装置を構成することができる。
図11はかかる基地局受信装置の構成図である。アレーアンテナ30は信号を受信し、ベースバンド及びディジタル処理部40に入力する。ディジタル処理部40はアンテナ素子毎に信号処理して複素ディジタル受信データを出力する。到来方向推定部50は各アンテナ素子毎の複素ディジタル受信データを用いて多重波の到来方向を推定する。ビーム形成器(受信ビームフォーマ)60は到来方向推定部50から取得した多重波の到来方向の推定値を用いて信号源方向にピークを有するようにビームを形成する。すなわち、ビーム形成器60は干渉や雑音などを抑圧しながら希望信号を抽出してチャネル受信部70に送る。チャネル受信部70は周知の方法で受信処理を行って受信データを復調、出力する。
なお、第1、第2実施例により得られた到来方向情報を利用してビームを信号源方向に向けるビーム形成器60としては、種々の構成が可能であるが、例えば、O.L.Frost、“An algorithm for linearly constrained adaptive array processing、”Proc.IEEE、vol.60、no.8、pp.926−935(1975)及びJ.Xin、H.Tsuji、Y.Hase、and A.Sano、“Array beam forming based on cyclic signal detection、”Proc.IEEE 48th Vehicular Technology Conference、pp.890−894、Ottawa、Canada(1998)などに記載されたビーム形成手法を活用して、希望の信号到来方向にビームを向けて受信することが可能である。
・基地局送信装置
周期定常信号の到来方向推定装置50と、該到来方向推定装置により推定された方向にピークが向くように送信ビームパターンを生成するビーム形成手段(送信ビームフォーマ)80により基地局送信装置を構成することができる。
図12はかかる基地局送信装置の構成図である。なお、図12には基地局受信装置も図示している。
送信ビームフォーマ80は、送信部90から送信データが入力されると、到来方向推定部50により推定された方向にピークが向くように送信ビームパターンを形成し、複素ディジタル送信信号をベースバンド及びデジタル信号処理部40′に入力する。信号処理部40′は複素ディジタル送信データを無線信号に変換してアレーアンテナ30′の各アンテナ素子に入力する。この結果、受信局に向けてビームが発射され、誤り率を低下できる。なお、図12のアレーアンテナ30,30′を共通化することができる。
第1実施例は信号源が不動の場合において、アレーアンテナを用いて電波到来方向を精度よく推定する基地局の電波到来方向推定方法及び装置であり、図面に従って第1実施例の電波到来方向推定制御を説明する。なお、以降の図において、概略同じ物あるいは同じ機能を有するものについては同じ符号を付する。
図1は距離dの間隔で直線的にM個のアンテナ素子を配列したアレーアンテナの構成図である。図2は送信源10と基地局受信アンテナ(アレーアンテナ)30との配置関係図である。アレーアンテナ30は図1に示すように等間隔直線アレーアンテナ構成を有し、多重波到来方向推定システムを構成する。図2において、送信源10からアレーアンテナ30にまっすぐ入射するものは直接波11であり、建物BL1,BL2などによって反射されてからアレーアンテナ30に入射するものは反射波12である。図2では一つ例として、二つ反射波を示すが、以下では送信源10からの直接波と反射波の総個数(多重信号数)はqとする。また、qを既知と仮定する。さらに、直接波と反射波の関係は、(2)式で表わせる。
図3は多重波到来方向推定システムを示すブロック図である。この到来方向推定システムは、アレーアンテナ30、ベースバンド及びディジタル処理部40および到来方向推定部50から構成されている。また、アレーアンテナ30は、M個(ただし、M>2q)のアンテナ素子31から構成されている。
図4は到来方向推定部50の構成図である。この到来方向推定部50は、アレーデータ間の周期相関の計算手段51、周期相関行列の形成手段52、線形演算子の計算手段53、直交射影作用素の計算手段54およびスペクトルのピーク位置または多項式のゼロ点位相の決定手段55で構成されている。
以下に、到来方向推定部50における多重波の到来方向推定手順について、図4を用いて説明する。まず、アレーデータ間の周期相関計算手段51は、ベースバンド及びディジタル処理部40から入力された複素ディジタル信号x1(n)、x2(n)、…、xM(n)を用いて(1)式のように受信ベクトルx(n)をつくる。さらに、サンプ
により信号x(n)とxM *(n)及びx(n)とx1 *(n)の周期相関ベクトルψf(γ)とψb(γ)
である。(10a),(10b)式において、(・)*は複素数共役である。
図5に示すようにM個のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列した等間隔直線アレーアンテナの前方向から、q個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを生成する。同様に、図6に示すように等間隔直線アレーアンテナの後方向から、q個(=多重信号数)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを生成する。ここで、L=M−q+1の関係があり、L>qとする。(10a),(10b)式より、l番目の前向きサブアレーデーxfl(n)=[xl(n),xl+1(n)、…xl+q−1(n)]TとxM *(n)の周期相関ベクトルψfl(γ)及びとl番目の後向きサブアレーデータxbl(n)=[xM−l+1(n),xM−l(n)、…xL−l+1(n)]Tとx1 *(n)の周期相関ベクトルψbl(γ)を次式
により算出する。次に、周期相関行列形成手段52は、(11a),(11b)式で得られた各サブアレーの周期相関ベクトルを使って、次式
で示すようにL×qの周期相関行列Ψf(γ)とΨb(γ)を生成する。また、周期相関行列形成手段52は、周期相関行列Ψf(γ)を(12a)式の右辺で示すようにそれぞれ、q×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列Ψf1(γ)とΨf2(γ)に分割し、周期相関行列Ψb(γ)を(12b)式の右辺に示すようにそれぞれ、q×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列央Ψb1(γ)とΨb2(γ)に分割する。ここで、L×qの周期相関行列Ψf(γ)とΨb(γ)のランクは希望信号の個数に等しい。即ちrank(Ψf(γ))=rank(Ψb(γ))=qである。また、q×qのΨf1(γ)とΨb1(γ)、並びに(L−q)×qのΨf2(γ)とΨb2(γ)はHankel行列であり、次のように表現できる。
次に、線形演算子計算手段53は、周期相関行列Ψf1(γ)とΨf2(γ)及び周期相関行列Ψb1(γ)とΨb2(γ)を使って次式
により、線形演算子Pを求める。
ただし、Ψ1(γ)=[Ψf1(γ),Ψb1(γ)],Ψ2(γ)=[Ψf2(γ),Ψb2(γ)]である。なお、遅延パラメータτを複数個{τi}に設定し、それに対応する周期相関を計算すると、上記の周期相関行列 Ψ1(γ)とΨ2(γ)の代わりに
Ψ1(γ)=[Ψf1(γ1),Ψb1(γ1),…,Ψf1(γQ),Ψb1(γQ)]
Ψ2(γ)=[Ψf2(γ1),Ψb2(γ1),…,Ψf2(γQ),Ψb2(γQ)]を利用すれば、到来方向の推定性能を向上することができる。
次式
最後に、スペクトルのピーク位置または多項式のゼロ点位相の決定手段55は、
番目までのq個の高いピーク位置を計算し、あるいは(17)式に示す多項式p(z)の
出力する。
z,…,zL−1]T,τ(θ)=(d/c)sinθ、z=exp(jw0τ(θ)である。
以上述べたように、到来方向推定部50は多重波の到来方向を推定することができる。
・計算機シミュレーション
以下、計算機シミュレーションの具体例を用いてさらに説明する。ここで、搬送波の周波数fcとサンプリング速度fsはそれぞれfc=800MHzとfs=32MHzとする。なお、受信データの長さNと遅延パラメータτをN=512とτ=−3,…,0,…,3にする。
ここで、線形等間隔アレーアンテナはM=10素子をもつ。6.4MHzボー速度(Baud−rate)をもつ2つ多重波BPSK1信号(正規化した周期周波数はα=0.2となる)は同じパワーで到来方向θ1=−100とθ2=90からアレーアンテナに入射する。一方、8.0MHzボー速度(Baud−rate)をもつ干渉信号BPSK2(正規化した周期周波数はα=0.25となる)はθ3=00からアレーアンテナに入射する。また、干渉信号BPSK2のSNRを10dBにし、多重波BPSK1のSNRを−5dB〜25dBの範
RMSE(root mean−square−error)を図示すると図7(a),(b)に示すようになる。Aは本発明のRMSE特性であり、比較するために従来の空間スムージングMUSIC(m=7)のRMSE特性Bと固有値分解を利用しないBEWE法を用いた推定結果C及び到来方向推定の理想的な最小誤差を示すCRB(Cram▲e▼r−Rao lower bound)Dをプロットしている。なお、BEWE法の詳細は、文献C.−C.Yeh、“Simple computation of projection matrix for bearing estimations、”Proc.IEE、Part F、vol.134、no.2、pp.146−150(1987)を参照されたい。
本発明に基づく到来方向推定手法によれば、干渉信号が存在しても推定性能は固有値分解を用いた空間スムージングMUSICと固有値分解を利用しないBEWEより良くなっている。
・変形例
(1)第1変形例
第1実施例では前方向サブアレイと後方向サブアレイの両方を考慮して周期定常多重波の到来方向を推定したが、前方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできるし、後方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできる。前方向サブアレイだけを用いて多重波の到来方向を推定するには、周期相関行列 Ψ1(γ),Ψ2(γ)をそれぞれ
Ψ1(γ)=Ψf1(γ),Ψ2(γ)=Ψf2(γ)
として(14)式により線形演算子Pを計算して多重波の到来方向を推定する。
また、後方向サブアレイだけを用いて周期定常多重波の到来方向を推定するには、周期相関行列Ψ1(γ)とΨ2(γ)をそれぞれ
Ψ1(γ)=Ψb1(γ),Ψ2(γ)=Ψb2(γ))
として(14)式により線形演算子Pを計算して多重波の到来方向を推定する。
(2)第2変形例
第1実施例では前方向サブアレイと後方向サブアレイの両方を考慮して周期相関行列Ψ1(γ)とΨ2(γ)をそれぞれ
Ψ1(γ)=[Ψf1(γ),Ψb1(γ)],Ψ2(γ)=[Ψf2(γ),Ψb2(γ)]
として周期定常多重波の到来方向を推定したが、周期定常多重波の到来方向に限らず、部分相関周期定常信号、または無相関周期定常信号の到来方向を推定する場合にも同様に適用することができる。尚、このことは前記の第1変形例にも適用することができる。
(3)第3変形例
以上では、受信データx(n)とxM *(n)及びx(n)とx1 *(n)の周期相関を求め、全ての前向きサブアレーまたは後向きサブアレーに対応する周期相関を使って線形等間隔アレーに入射する多重波または部分相関周期定常信号または無相関周期定常信号の到来方向を推定した。同じ考え方で受信データx(n)とxi *(n)の周期相関を計算し、一部のサブアレーを利用して周期相関行列を作ることができる。さらに、(12a),(12b)式で示したようにこの行列を上下にΨ1(γ)とΨ2(γ)に分割すると(Ψ1(γ)のランクは希望信号の個数に等しい)、第1変形例のように周期定常多重波或いは周期定常部分相関信号或いは周期定常無相関信号の到来方向を推定することができる。
・第4変形例
第1実施例は等間隔直線アレーアンテナを用いた実施例であるが、必ずしも等間隔直線アレーアンテナを使用する必要はなく、円弧状あるいは円形に等間隔配列したアレーアンテナや格子状に配列したアレーアンテナなど任意の配列を持ったアレーアンテナを使用できる。
すなわち、第4変形例は、複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で任意な形状に配列したアレーアンテナを使用する。そして、該アレーアンテナの各アンテナ素子の受信信号にディジタル処理して得られる複素ディジタル信号x1(n)、x2(n)、…、xM(n)により受信ベクトルx(n)を作成する。この受信ベクトルx(n)と転置複素行列xH(n)とを用いてM×Mの周期アレー共分散行列を算出する。すなわち、次式
によりM×Mの周期アレー共分散行列を計算する。ついで、多重信号数をqとするとき、該周期アレー共分散行列をq×Mと(M−q)×Mの2つの上下子行列Ψ1(γ),Ψ2(γ)に分離し、(14)式を用いて2つの上下子行列Ψ1(γ),Ψ2(γ)に線形演算を施して線形演算子Pを計算し、しかる後、(15)式により線形演算子Pを用いて雑音部分空間における直交射影作用素Πを計算する。直交射影作用素Πが求まれば、該直交射影作用素を用いて、(16)あるいは(17)式により方向を変数とする空間スペクトルP(θ)または多項式p(z)を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する。
(B)第2実施例
第1実施例の到来方向推定部50(図3)は、従来技術のように固有値分解を利用せずに周期定常信号の到来方向を推定することができる。しかし、第1実施例は信号源が不動の場合に適用できるものである。従って、入射信号の到来方向が時間的に変化する場合には、時変な到来方向を正確に推定できるように、第1実施例の推定方法を発展させてオンライン処理アルゴリズムを作成する必要がある。
図8は入射信号の到来方向が時間的に変化する場合の到来方向推定部50の構成図である。以下、周期定常信号の到来方向追尾手順について説明する。
まず、K時刻における周期相関行列の計算手段511は、ベースバンド及びディジタル処理部40から得られた複素ディジタル信号
とΨb(K,γ)を次式
により再帰的に計算する。ここで、Xf(n)=[xf1(n),xf2(n),…,xfL(n)]T,Xb(n)=[xb1(n),xb2(n),…,xbL(n)]Tであり、μは忘却係数である(0<μ<0)。次に、K時刻における線形演算子の計算手段512は、(19a),(19b)で得られた周期行列を使って、次式
により、そのQR分解を行う。ついで、(21)式に示すL×(L−q)の行列Q1を使
により得ることができる。
最後に、K時刻における到来方向を,繰り返し決定手段514が次式
により計算する。ここで、k=1,2,…,qである。
以上、述べたように到来方向推定部50は、時間的に変化する到来方向をオンラインで計算して追尾することができる。
・計算機シミュレーション
以下、計算機シミュレーションの具体例を用いてさらに説明する。ここで、搬送波の周波数fcとサンプリング速度fsはそれぞれfc=800MHzとfs=32MHzとし、線形等間隔アレーアンテナはM=16素子とする。また、6.4MHzボー速度(Baud−rate)をもつ2つの多重波信号BPSK1(正規化した周期周波数はα=0.2となる)は同じパワーで到来方向θ1(n)=300+0.010(n−1)とθ2(n)=100+50sin(2π(4×10−4n+2.25×10−6n2))からアレーアンテナに入射するものとする。ここで、SNRは15dB、忘却係数はμ=0.01、遅延パラメータはτ=3である。
定誤差A′を図10(c),(d)に示す。比較するため、BEWE法の平均値B、推定誤差B′も図9、図10に表示している。図9と図10から明らかにしたように、本発明に基づく到来方向迫尾方法によれば、複雑な固有値分解を使用せずに時間的に変化する周期定常多重波の到来方向を迅速かつ精確に推定できることがわかる。
・変形例
(1)第1変形例
第2実施例では前方向サブアレイと後方向サブアレイの両方を考慮して時間的に変化する電波到来方向を推定したが、前方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできるし、後方向サブアレイだけを用いて該多重波の到来方向を推定することもできる。
(2)第2変形例
第2実施例は時間的に変化する周期定常多重波の到来方向を推定した場合について説明したが、周期定常多重波の到来方向に限らず、部分相関周期定常信号、または無相関周期定常信号の到来方向を推定する場合にも適用することができる。
(3)第2実施例は等間隔直線アレーアンテナを用いた実施例であるが、必ずしも等間隔直線アレーアンテナを使用する必要はなく、円弧状あるいは円形に等間隔配列したアレーアンテナや格子状に配列したアレーアンテナなど任意の配列を持ったアレーアンテナを使用する場合にも適用できる。
(4)第2実施例は第1実施例及び第1実施例の全ての変形例に(19a),(19b)〜(23)式を適用して時間的に変化する電波到来方向をオンラインで推定することができる。
(C)第3実施例
・基地局受信装置
周期定常信号の到来方向推定装置と、該到来方向推定装置により推定された信号源方向にピークが向くように受信ビームパターンを生成するビーム形成手段により基地局受信装置を構成することができる。
図11はかかる基地局受信装置の構成図である。アレーアンテナ30は信号を受信し、ベースバンド及びディジタル処理部40に入力する。ディジタル処理部40はアンテナ素子毎に信号処理して複素ディジタル受信データを出力する。到来方向推定部50は各アンテナ素子毎の複素ディジタル受信データを用いて多重波の到来方向を推定する。ビーム形成器(受信ビームフォーマ)60は到来方向推定部50から取得した多重波の到来方向の推定値を用いて信号源方向にピークを有するようにビームを形成する。すなわち、ビーム形成器60は干渉や雑音などを抑圧しながら希望信号を抽出してチャネル受信部70に送る。チャネル受信部70は周知の方法で受信処理を行って受信データを復調、出力する。
なお、第1、第2実施例により得られた到来方向情報を利用してビームを信号源方向に向けるビーム形成器60としては、種々の構成が可能であるが、例えば、O.L.Frost、“An algorithm for linearly constrained adaptive array processing、”Proc.IEEE、vol.60、no.8、pp.926−935(1975)及びJ.Xin、H.Tsuji、Y.Hase、and A.Sano、“Array beam forming based on cyclic signal detection、”Proc.IEEE 48th Vehicular Technology Conference、pp.890−894、Ottawa、Canada(1998)などに記載されたビーム形成手法を活用して、希望の信号到来方向にビームを向けて受信することが可能である。
・基地局送信装置
周期定常信号の到来方向推定装置50と、該到来方向推定装置により推定された方向にピークが向くように送信ビームパターンを生成するビーム形成手段(送信ビームフォーマ)80により基地局送信装置を構成することができる。
図12はかかる基地局送信装置の構成図である。なお、図12には基地局受信装置も図示している。
送信ビームフォーマ80は、送信部90から送信データが入力されると、到来方向推定部50により推定された方向にピークが向くように送信ビームパターンを形成し、複素ディジタル送信信号をベースバンド及びデジタル信号処理部40′に入力する。信号処理部40′は複素ディジタル送信データを無線信号に変換してアレーアンテナ30′の各アンテナ素子に入力する。この結果、受信局に向けてビームが発射され、誤り率を低下できる。なお、図12のアレーアンテナ30,30′を共通化することができる。
以上説明したように、本発明によれば、固有値分解など複雑な処理を必要とせずに、周期定常多重波或いは部分相関周期定常信号或いは無相関周期定常信号の到来方向の推定を行うことができる。
また、本発明によれば、計算機シミュレーションの具体例で明らかにしたように、干渉が存在する場合でも、基地局におけるアレーアンテナに入射する信号の到来方向を精確に推定することができる。
また、本発明によれば、時間的に変化する到来方向をオンラインで追尾することができ、しかも、信号の到来方向を迅速かつ精確に推定できる。従って、多重波の到来方向推定時の精度向上を図ることが可能となる。
また、本発明によれば、アレーアンテナが等間隔直線アレーアンテナでなくても任意な形状に配列したアレーアンテナを用いて無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向を推定することができる。
さらに、本発明によれば、電波到来方向の推定により得られた信号到来方向に関する情報を利用して、ある希望方向に指向性をもつビームを形成して受信する基地局受信装置や該方向に向けてビームを送信する基地局送信装置を実現することができる。
また、本発明によれば、計算機シミュレーションの具体例で明らかにしたように、干渉が存在する場合でも、基地局におけるアレーアンテナに入射する信号の到来方向を精確に推定することができる。
また、本発明によれば、時間的に変化する到来方向をオンラインで追尾することができ、しかも、信号の到来方向を迅速かつ精確に推定できる。従って、多重波の到来方向推定時の精度向上を図ることが可能となる。
また、本発明によれば、アレーアンテナが等間隔直線アレーアンテナでなくても任意な形状に配列したアレーアンテナを用いて無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向を推定することができる。
さらに、本発明によれば、電波到来方向の推定により得られた信号到来方向に関する情報を利用して、ある希望方向に指向性をもつビームを形成して受信する基地局受信装置や該方向に向けてビームを送信する基地局送信装置を実現することができる。
Claims (25)
- 複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの前方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを取得し、
L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列を作成し、該周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離し、
前記2つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する、
ことを特徴とする周期定常信号の到来方向推定方法。 - アンテナ素子を1個づつずらしてL(=M−q+1)組の前向きサブアレーを取得してL×qの周期相関行列を作成し、該周期相関行列をq×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列に分離する、
ことを特徴とする請求項1記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 前記所定のアンテナ素子は線形アレーアンテナのM番目のアンテナ素子である、
ことを特徴とする請求項1記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 現時刻の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前回の時刻における周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
該現時刻の周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離して時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する、
ことを特徴とする請求項1乃至3記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの後方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを取得し、
L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列を作成し、該周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離し、
前記2つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する、
ことを特徴とする周期定常信号の到来方向推定方法。 - アンテナ素子を1個づつずらしてL(=M−q+1)組の後向きサブアレーを取得してL×qの周期相関行列を作成し、該周期相関行列をq×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列に分離する、
ことを特徴とする請求項5記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 前記所定のアンテナ素子は線形アレーアンテナの1番目のアンテナ素子である、
ことを特徴とする請求項5記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 現時刻の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前回の時刻における周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
該現時刻の周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離して時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する、
ことを特徴とする請求項5乃至7記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの前方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを取得し、かつ、該アレーアンテナの後方向から、少なくとも多重信号数のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを取得し、
前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と第1の所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した第1周期相関行列を作成し、該第1周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離すると共に、前記L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と第2の所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した第2周期相関行列を作成し、該第2周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離し、
前記4つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する、
ことを特徴とする周期定常信号の到来方向推定方法。 - 前記アンテナ素子を1個づつずらしてL(=M−q+1)組の前向きサブアレーを取得してL×qの周期相関行列を作成し、該周期相関行列をq×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列に分離し、同様に、前記アンテナ素子を1個づつずらしてL(=M−q+1)組の後向きサブアレーを取得してL×qの周期相関行列を作成し、該周期相関行列をq×qと(L−q)×qの2つの上下周期相関行列に分離する、
ことを特徴とする請求項9記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 前記第1の所定アンテナ素子は線形アレーアンテナの最後のアンテナ素子であり、前記第2の所定アンテナ素子は線形アレーアンテナの最初のアンテナ素子である、
ことを特徴とする請求項9記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 現時刻の第1の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記第1の所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前時刻の周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
現時刻の第2の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記第2の所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前時刻の周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
現時刻の該第1、第2の周期相関行列をそれぞれ2つの上下周期相関行列に分離して時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する、
ことを特徴とする請求項9乃至11記載の周期定常信号の到来方向推定方法。 - 前記多重信号は周期定常多重波信号である、
ことを特徴とする請求項1又は5または9記載の到来方向推定方法。 - 前記多重信号は部分相関周期定常信号である、
ことを特徴とする請求項1又は5または9記載の到来方向推定方法。 - 前記多重信号は無相関周期定常信号である、
ことを特徴とする請求項1又は5または9記載の到来方向推定方法。 - 複数個(=M個)のアンテナ素子を同じ素子間隔で任意な形状に配列したアレーアンテナの各アンテナ素子の受信信号を用いてM×Mの周期アレー共分散行列を計算し、
多重信号数をqとするとき、該周期アレー共分散行列をq×Mと(M−q)×Mの2つの上下子行列に分離し、
前記2つの上下子行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算し、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する、
ことを特徴とする無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向推定方法。 - 複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの前方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを生成する手段、
L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列を作成する手段、
該周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離する手段、
前記2つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算する手段、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する手段、
を備えたことを特徴とする基地局装置における周期定常信号の到来方向推定装置。 - 前記周期相関行列作成手段は、
現時刻の周期相関行列を、(1)現時刻おける前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記所定のアンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前回の時刻における周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
前記推定手段は該現時刻の周期相関行列に基づいて時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する、
ことを特徴とする請求項17記載の基地局装置における周期定常信号の到来方向推定装置。 - 複数個(=M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの後方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを生成する手段、
L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列を作成する手段、
該周期相関行列を2つの上下周期相関行列に分離する手段、
前記2つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算する手段、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する手段、
を備えたことを特徴とする基地局装置における周期定常信号の到来方向推定装置。 - 前記周期相関行列作成手段は、
現時刻の周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前回の時刻における周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
前記推定手段は該現時刻の周期相関行列に基づいて時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する、
ことを特徴とする請求項19記載の基地局装置における周期定常信号の到来方向推定装置。 - 複数個(M個)のアンテナ素子を同一素子間隔で直線状に配列したアレーアンテナの前方向から、少なくとも多重信号数(=q個)のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の前向きサブアレーを生成すると共に、アレーアンテナの後方向から、少なくとも多重信号数のアンテナ素子をオーバラップしながら選択してL組の後向きサブアレーを生成する手段、
L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と第1の所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した第1周期相関行列を作成すると共に、L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と第2の所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した第2周期相関行列を作成する手段、
該第1、第2周期相関行列をそれぞれ2つの上下周期相関行列に分離する手段、
前記4つの上下周期相関行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算する手段、
該直交射影作用素を用いて方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する手段、
を備えたことを特徴とする基地局装置における周期定常信号の到来方向推定装置。 - 前記周期相関行列作成手段は、
現時刻の第1周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の前向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記第1所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前時刻の第1周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、現時刻の第2周期相関行列を、(1)現時刻における前記L個の後向きサブアレーにおける各アンテナ素子の受信信号と前記第2所定アンテナ素子の受信信号との周期相関を行列に配列した周期相関行列と、(2)前時刻の第2周期相関行列に忘却係数を乗算した行列と、を合成することにより算出し、
前記推定手段は、現時刻の前記第1、第2の周期相関行列に基づいて時間的に変化する周期定常信号の到来方向をオンラインで推定する、
ことを特徴とする請求項21記載の基地局装置における周期定常信号の到来方向推定装置。 - 複数個(=M個)のアンテナ素子を同じ素子間隔で任意な形状に配列したアレーアンテナの各アンテナ素子の受信信号を用いてM×Mの周期アレー共分散行列を計算する手段、
多重信号数をqとするとき、該周期アレー共分散行列をq×Mと(M−q)×Mの2つの上下子行列に分離する手段、
前記2つの上下子行列に線形演算を施して雑音部分空間における直交射影作用素を計算する手段、
該直交射影作用素を用いて、方向を変数とする空間スペクトルまたは多項式を導出し、これらよりq個の信号の到来方向を推定する手段、
を備えたことを特徴とする基地局装置における無相関周期定常信号または部分相関周期定常信号の到来方向推定装置。 - 前記周期定常信号の到来方向推定装置と、
該到来方向推定装置により推定された方向にピークが向くビームを生成する受信ビーム形成手段、
を具備することを特徴とする請求項19乃至23記載の基地局受信装置 - 前記周期定常信号の到来方向推定装置と、
前記到来方向推定装置により推定された方向にピークが向くビームを生成する送信ビーム形成手段、
を具備することを特徴とする請求項19乃至23記載の基地局送信装置。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2003/008015 WO2005001504A1 (ja) | 2003-06-25 | 2003-06-25 | 電波到来方向推定方法及び装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2005001504A1 true JPWO2005001504A1 (ja) | 2006-07-27 |
Family
ID=33549030
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005503206A Withdrawn JPWO2005001504A1 (ja) | 2003-06-25 | 2003-06-25 | 電波到来方向推定方法及び装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7084812B2 (ja) |
EP (1) | EP1637901A4 (ja) |
JP (1) | JPWO2005001504A1 (ja) |
WO (1) | WO2005001504A1 (ja) |
Families Citing this family (28)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6947715B2 (en) * | 2002-03-30 | 2005-09-20 | Broadcom Corporation | VOFDM receiver correlation matrix processing using factorization |
EP1777539B1 (en) * | 2004-08-12 | 2013-01-09 | Fujitsu Limited | Radio wave arrival direction adaptive deduction tracking method and device |
WO2006067857A1 (ja) * | 2004-12-24 | 2006-06-29 | Fujitsu Limited | 到来方向推定装置及びプログラム |
JP4805591B2 (ja) * | 2005-03-17 | 2011-11-02 | 富士通株式会社 | 電波到来方向の追尾方法及び電波到来方向追尾装置 |
JP4829517B2 (ja) * | 2005-03-31 | 2011-12-07 | 株式会社デンソーアイティーラボラトリ | レーダ信号処理装置 |
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- 2003-06-25 JP JP2005503206A patent/JPWO2005001504A1/ja not_active Withdrawn
- 2003-06-25 EP EP03736243A patent/EP1637901A4/en not_active Withdrawn
-
2005
- 2005-08-29 US US11/214,407 patent/US7084812B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1637901A4 (en) | 2007-12-26 |
US7084812B2 (en) | 2006-08-01 |
EP1637901A1 (en) | 2006-03-22 |
US20060007043A1 (en) | 2006-01-12 |
WO2005001504A1 (ja) | 2005-01-06 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080507 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20080710 |