JP3583283B2 - 方向探知機 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、アレーアンテナを用い、かつMUSIC法を適用して同一周波数でも複数の方向からの到来波の方位を検出する方向探知機に関する。
【0002】
【従来の技術】
MUSIC法による方位測定は特開平6−347529号公報、特開平5−196716公報「方向探知機」などに示されている。MUSIC法による方位検出はマルチパス波のように相互相関の大きな電波の到来方向を分離することができない。この点から空間多重波到来方向の推定についてMUSIC法を適用するために自己相関行列を空間平均(移動平均)することによりその多重反射波用の相互相関情報を抑圧できることが電子情報通信学会環境電磁工学研究会EMCJ89−66、7〜12頁「MUSIC法を用いたアンテナの回転走査による空間多重到来方向の推定」に述べられている。
【0003】
またリニアアレーアンテナにより方向探知を行う場合、一般には広い周波数範囲にわたって、到来電波の方位を検出することが必要となる。しかしアレー素子間の間隔dが波長λに比べて大きくなると、到来電波方向θ1 ,θ2 間にsin θ1 −sin θ2 =nλ/d(nは整数)の関係が生じると、これら電波を分離することはできない。従って分離できない電波が多数存在することになる。つまり図3Aに示すように間隔D1を2回、間隔D2を2回を単位(サブフレーム)とし、これを繰返すようにしても前記分離できない問題が生じる。
【0004】
このような点から、図3Bに示すように、図3Aのサブアレーを二つならべた後、間隔D2をおいてサブアレーを配置し、つまりサブアレーを不等間隔で配列して、同時に全てのサブアレーの位相関係が一致しないようにすることが、1997年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会講演論文集172頁、B−2−34「不等間隔サブアレイを用いた高分解法到来方向推定」で提案されている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図3Bに示すリニアアレーアンテナにおいても図3Cに示すようにそのリニアアレーの延長方向に対し、その両側から同一角度θで到来する電波を分離することはできない。しかも、この不等間隔サブアレー法は、全体として素子数が多くなる問題もあった。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば、少なくとも3素子が2次元配置されて単位アレーとされ、このような単位アレーの少なくとも3組が2次元配置され、これら単位アレーごとにその受信波の自己相関行列がそれぞれ計算され、これら自己相関行列の平均がとられ、この平均自己相関行列に対し、MUSIC法が適用され、その評価関数のピークが探索され、そのピークの方位が波動到来方向と推定される。
【0007】
【発明の実施の形態】
図1にこの発明の実施例のアンテナ部分を示す。この実施例ではその直線状アンテナ素子1,2,3が2次元的に配されて単位アレー11とされ、このような単位アレー11の少なくとも3組が2次元的に配置されて構成される。この実施例では例えば直線状垂直アンテナ素子1,2,3よりなる単位アレー11は正三角形の3つの頂点(角)に設けられ、3つの素子3,4,5が同一大きさの正三角形の3つの頂点に配されて単位アレー12が構成され、更にその素子2,4,6が同一大きさの正三角形の3つの頂点に配されて単位アレー13が構成されている。つまり、単位アレー11,12,13は、各素子間隔dが同一の正三角形の頂点位置に各素子が位置し、単位アレー11と12では素子3を共有し、単位アレー11と13では素子2を、単位アレー12と13では素子4をそれぞれ共有している。また素子1,5,6は1辺が2dの正三角形の各頂点に位置している。
【0008】
なお単位アレー11,12,13は互いに連結されていなくてもよく、離れていてもよい。その場合は、素子数が全体で3本増加することになる。単位アレー11,12,13は正三角形を構成しなくてもよいが、同一形状の三角形が好ましい。更に1個の単位アレーの素子数は3つに限らず、4つ以上でもよいが、その素子が構成する形状は互いに同一でなくてはならない。何れにしても対応する素子の受信波を加算できればよい。
【0009】
図1において、信号u1 (t)、u2 (t)が角度θ1 ,θ2 の方向から到来したとする。これら2波は完全に相関があり、次式の関係がある。
u2 (t)=αu1 (t) …(1)
いま素子1,2,3の各座標を(xi ,yi )(i=1,2,3)とすると、素子1,2,3に受信される信号r1i (t)は次式で表わせる。
ni (t)は素子1,2,3のアンテナ雑音電圧である。
【0010】
同様に素子3,4,5に受信される信号r2i (t)は素子1,2,3の座標を用いて以下のように表わせる。
Rは素子1,4を結ぶ線と素子2,5を結ぶ線との交点Wcと素子3との距離である。
【0011】
同様に素子2,4,6で受信される信号r3i (t)は次式で表わされる。
式(2)(3)(4)をそれぞれ行列表現で書き直し、かつu2 (t)=αu1 (t)の関係を用いると次のようになる。
【0012】
【0013】
【数1】
【0014】
式(5)(6)(7)の各相関行列を求めると以下のようになる。
【0015】
σ2 は雑音電力、Iは単位行列。
共役転置をH、複素共役を*で表わし、信号相関行列R u1,R u2,R u3は次のようになる。
【0016】
【数2】
Eは期待値(時間平均)を表わす。
【0017】
【数3】
【0018】
【数4】
【0019】
信号相関行列式(16)、(17)、(18)の階数は、明らかに1であり、MUSIC法を適用しても正しい方位を推定できない。そこで式(13)、(14)の算術平均、つまり空間平均を計算して相関性を抑圧する。
【0020】
【数5】
【0021】
時、式(21)にMUSIC法を適用しても正しい方位推定を行うことはできない。方位推定ができない条件は、
ν2 −ν1 =0 … (22)
となる。式(19)を式(22)は代入して整理すると次式となる。
【0022】
sin θ2 −sin θ1 =nλ/(√(3)R) … (23)
nは整数
同様に式(13)と式(15)を算術平均して正しい方位が推定できない条件を求めると、
sin (θ2 +π/3)−sin (θ1 +π/3) =nλ/(√(3) R)… (24)
となる。従って式(23)と(24)を同時に満足する異なるθ1 ,θ2 が存在しなければ、MUSIC法を適用してその評価関数を求めそのピーク値が得られる方位を常に正しい方位として推定することができる。
【0023】
所で式(23)と(24)を連立方程式とし、これを解くことにより、次式でθ1 ,θ2 が求まる。
sinθ1 =(−3A±√(9−3A2 ))/6 … (25)
A=nλ/(√(3)・R)
式(25)を式(23)に代入することにより sinθ2 が求まる。例えば周波数500MHz、R=0.5mの場合についてθ1 ,θ2 を計算し、それぞれの解の固有値(最大固有値を1として)を求めた。この場合は下記の4組のθ1 ,θ2 が求まった。
【0024】
ただしE−3=10−3、E−4=10−4である。この結果において、番号1のθ1 とθ2 とは番号3のθ2 ,θ1 とそれぞれ180°異なり、また番号2のθ1 ,θ2 は番号4のθ2 ,θ1 とそれぞれ180°異なっている。
【0025】
前記固有値から、波数は1と決定されるが、シミュレーション実験によれば、3つの自己相関行列R1とR2とR3の平均(つまり空間手段がなされる
)をとり、その平均値に対して、MUSIC法を適用して、波数1として番号1についてその評価関数PMUを求めると図2の実線で示すようになった。この図から明らかなように2つのピークが現われ、しかもこれらピークの方位は約0.4°と約55.6°であり、真方位と一致している。他の解についても、評価関数PMUを求めると、同様に各真方位が得られた。これにより、この発明によれば全ての到来波の方位を求めることができることが理解される。
【0026】
なお図2中の点線は、R1とR2のみを平均して前記対応するものについて評価関数PMUを求めたものである。つまり従来技術に相当するものであり、この場合は、PMU 線にピークが現われず、電波の到来方向を測定できないことがわかる。
以上の説明から理解されるように、各アンテナ素子1〜6の受信信号は図1Bに示すように受信部21−1〜21−6でそれぞれ受信され、それぞれAD変換器22−1〜22−6でそれぞれデジタル値系列に変換されて受信メモリ23に一旦蓄積される。これら受信デジタル値系列から、各単位アレー11,12,13についての自己相関行列R1,R2,R3を式(13)、(14)、(15)により、計算部24−1,24−2,24−3で演算される。
【0027】
更にこれら自己相関行列R1,R2,R3の平均(R1+R2+R3)/3、つまり空間平均が平均演算部25で演算され、この平均化自己相関行列に対し、MUSIC法を適用して方位に関する評価関数PMU(θ)を演算部26で演算し、この評価関数PMU(θ)におけるピークの方位θをピーク探索部27で探索し、その探索したピークの方位を到来電波の方位として表示部28に表示する。
【0028】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、3本以上の素子を(単位アレーとして)2次元配列したものを用いているため、これら素子間に、何れの方向から到来した電波に対しても、少なくとも二つの素子間に位相差が生じ、図3について述べたようにリニアアレーにおける、その配列方向に対し両側から同一角度で到来した場合の区別ができない問題は生じない。
【0029】
更にこのような2次元単位アレーを少なくとも3つ2次元的に配置されているため、先に述べた原理上では、θ1 ,θ2 の縮退が4組存在するが、従来は前述したように sinθ1 − sinθ2 =nλ/d(nは整数)を満すθ1 とθ2 が縮退し、これは無数存在することからすれば、この発明によればθ1 とθ2 とがたまたま前記4組の何れかになった時にだけ、その区別ができないが、そのようなおそれは少なく、原理的にも、大部分は正しく測定することができる。
【0030】
しかも実際には評価関数PMU(θ)を求めてそのピークを探せば、前記4組の縮退も生じることなく、2波に分離できる。
また、この発明では、図1Aに示したように、素子を単位アレー間で共有すると、同一分離可能な到来波数[n/2]の整数部の値(nはアンテナ素子の数)場合、例えば図1Aの例では6素子で済み、図3Bに示した従来のものが8素子であるのに対し、2素子少なくて済む。
【図面の簡単な説明】
【図1】Aはこの発明の実施例におけるアンテナ配置列を示す図、Bはこの発明の実施例の機能構成を示すブロック図である。
【図2】θ1 =0.4°、θ2 =53.6°の時のMUSIC法の評価関数値のシミュレーション結果を示す図。
【図3】従来のMUSIC法を適用した方向探知機のリニアアレーアンテナを示す図。
Claims (3)
- 少なくとも3素子が2次元配置されて単位アレーが構成され、
その単位アレーの少なくとも3組が2次元配置され、
これら単位アレーごとに、その単位アレーの受信波について自己相関行列を演算する手段と、
これら単位アレーの自己相関行列の空間平均を演算する手段と、
これら空間平均された自己相関行列にミュージック(MUSIC:Multiple Signal Classification)法を適用して同一周波数の複数の上記受信波の到来方向を検出する手段と
を具備する方向探知機。 - 隣接する単位アレーの少なくとも1素子が両単位アレーに共通化されていることを特徴とする請求項1記載の方向探知機。
- 上記単位アレーは正三角形の各頂点上に素子が配され、3つの単位アレーが正三角形を構成するように配置されていることを特徴とする請求項2記載の方向探知機。
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