JP2000509575A

JP2000509575A - 異なるビーム、偏波、位相関係によって干渉リジェクションを行う方法および装置

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Publication number: JP2000509575A
Application number: JP9538162A
Authority: JP
Inventors: モルナー，カール，ジェームズ; ボトムリー，グレゴリー，エドワード; オストマン，トマス
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-04-19
Filing date: 1997-04-14
Publication date: 2000-07-25
Also published as: DE69727476T2; EP0894367A1; TW326114B; DE69727476D1; KR20000005543A; US6081566A; WO1997040588A1; AR008590A1; AU2672197A; EP0894367B1; AU725189B2; CA2251843A1; ID19673A

Abstract

(57)【要約】ディジタル無線通信システムにおいて、フェージングやタイムディスパーション、チャンネル干渉による悪影響を排除するために干渉リジェクションおよびダイバーシチコンバイニングを利用した処理を行う。干渉リジェクションおよびダイバーシチコンバイニングのため、このシステムは一つ以上の基準に基づいて予備的に信号数を選択するセレクションプロセッサを備えている。このシステムは二重偏波アンテナによる受信信号に適する。一実施例によれば、受信信号を同相分および直角分に分離することにより、干渉リジェクションおよびダイバーシチコンバイニングを行う。

Description

【発明の詳細な説明】異なるビーム、偏波、位相関係によって干渉リジェクションを行う方法および装置背景本発明はマルチパスフェージングやタイムディスパーション（time dispersio n）、チャンネル干渉の影響を除去するために行う無線通信信号処理に関するものである。本発明は特に、多様なアンテナ設計から得られる信号、あるいは同相分および直角分に分割された信号を利用する上記信号処理に関するものである。実際の無線通信システムでは、送信信号品質を劣化させる現象が数多く共存している。最も面倒な現象として、フラットフェージング、タイムディスパーション、チャンネル干渉がある。フラットフェージングおよびタイムディスパーションは、主送信信号の干渉、反射またはエコー(周囲の地形に依存)に起因するマルチパス効果である。経路長が比較的短い場合、複数の信号がほとんど同時に受信機に到達することがある。これら信号は建設的または破壊的に混成され、レイリー分布を持つフラットフェージングの原因となる。経路長が比較的長い場合は、伝播媒体はタイムディスパーション性と考えられ、混成信号は送信信号のエコーとみなすことができる。エコーは主電波から遅延している。タイムディスパーションはシンボル間干渉（ＩＳＩ）の原因となる。チャンネル干渉は、所望の信号とは直交しない信号源が存在する場合に生じる。非直交信号すなわち干渉波は、同一周波数で動作する無線機器によるもの（共通チャンネル干渉）や隣接周波数で動作する無線機器によるもの（隣接チャンネル干渉）がある。非直交信号源は干渉源と呼ばれる。多重の受信アンテナを用いて、選択コンバイニング（combining）、等利得コンバイニング、最大比コンバイニングなど、何らかのダイバーシチコンバイニングを利用すれば、フェージングを軽減することができる。ダイバーシチには、異なるアンテナ上のフェージングが同一ではないという利点があるので、一つのアンテナがフェージング信号を受信したとき、他のアンテナも同様とは限らない。ここで、ウイリアム・シー・ワイ・リー（William C．Y．Lee）著「モービルコミュニケーションデザインファンダメンタルズ」(Mobile communication Design Fundamentals，Howard W．Sams & Co.，Indiana，USA)を参照する。この本の章３．５．１には、フェージング対策として、夫々のアンテナを備えた２台の受信機増幅器から得られる信号の合成方法が数例説明されている。タイムディスパーションはイコライザを用いて修正することができる。ディジタル信号変調の場合、例えば、ジョーン・ジー・プローキス（John G.Proakis）著「デイジタル通信」（Digital communications，2^nd Ed.，McGraw Hill book Company，New York，New York，1989）に記載された種類の最尤（maximum likel ihood）シーケンス推定（ＭＬＳＥ）イコライザが使用可能である。この本の章６．７には、タイムディスパーションあるいはシンボル間干渉（ＩＳＩ）による損傷信号を検出するためにＭＬＳＥイコライゼーションを利用した方法がいくつか記載されている。チャンネル間干渉の衝撃は、複数のアンテナを用いたアレー処理法によって軽減することができる。例えば、干渉方向のアンテナパターン内でヌル（null）を「ステア（steer）する」ために、アダプティブビームフォーミングを利用することが可能である。ごく最近、マルチパスフェージングおよび干渉の問題を部分的に解決する方法米国特許第５、１９１，５９８号では、フラットフェージングおよびタイムディスパーションのもとで信号を正確に検出する問題は、各アンテナの推定伝達関数を備えたビタビアルゴリズムを利用することによって解決している。米国特許第５、１９１，５９８号は全体として引用によりここに包含される。フラットフェージングおよびタイムディスパーションのもとで信号を正確に検出するために、ジェイ・エイチ・ウインタース（J．H．Winters）著「フラットフェージングを伴うディジタルモービルラジオシステムにおけるアダプティブアレーを用いた信号アクイジションおよびトラッキング」（Signal Acquisition and Tracking with Adaptive Arrays in the Digital Mobile Radio System IS-54 with Flat Fading，IEEE Transactions on Vehicle Technology，vol.42，No.4，Nov．1993 )にもう一つの方法が記載されている。上記各方法は信号品質を著しく改善するが、さらに改良の余地がある。フェージング、タイムディスパーション、干渉に個別に対応するために個別のモジュールを使用すると、装置のコストおよび複雑さが加わる。また、多数のダイバーシチブランチを取り扱う場合、アルゴリズム（例えばビタビアルゴリズム）は費用効果が良いとはいえない。数値計算の複雑さと受信機のハードウェア条件を軽減するために干渉リジェクションおよびダイバーシチコンバイニングを行う前に、少数のダイバーシチブランチを選択する方法が望まれる。結論的に、上述の各方法は、フェーズドアレーアンテナや異なる偏波の信号を生成するアンテナ等の各種アンテナ構成に適応し易い受信機設計を提供するものではない。多様なアンテナ構成に有用で、信号送信の悪影響を軽減する方法の出現が望まれる。また、干渉波の同相分と直角分に相関がある場合は、信号送信の悪影響を軽減する必要がある。概要本発明の目的はフラットフェージング、タイムディスパーション、チャンネル間干渉の影響を共通にオフセットする干渉リジェクションコンバイニングを行うことである。本発明の目的は異なる偏波の信号を生成するアンテナ等のアンテナ設計に有用な方法で干渉リジェクションコンバイニングを行うことである。本発明の目的は無線通信信号を同相分および直角分に分離するために干渉リジェクションコンバイニングを行うことである。本発明によれば、送信シンボルシーケンスを表す信号を生成、送信し、少なくとも２個の個別アンテナでその信号を受信する方法および装置を用い、本発明の実施例に基づいて上記目的およびその他の目的が達成される。各アンテナ用の受信信号サンプルを得るために信号処理が行なわれる。各アンテナに対してチャンネルタップが推定される。アンテナ間のインペアメント（impairment）相関性も推定される。受信信号サンプルとチャンネルタップを用いてブランチメトリック（metric）プロセッサ内でブランチメトリックが形成され、インペアメント相関性が推定される。ブランチメトリックは、送信シンボルシーケンスを推定するためのシーケンス推定アルゴリズムで使用される。一実施例において、各アンテナ用の仮想（hypothetical）受信信号サンプルを得るために、仮想シンボルシーケンスを生成すると共にその信号シーケンスをチャンネルタップ推定値にしたがって濾波することによってブランチメトリックが形成される。仮想受信信号サンプルを受信信号サンプルから差し引くと、ハイポセシス（hypothesis）エラー信号が得られ、ハイポセシスエラー信号をインペアメント相関性の推定値にしたがって処理することによってブランチメトリックが得られる。別の実施例では、各アンテナ用の検出信号サンプルを得るためにテンタティブ検出シンボルシーケンスを生成しそれをチャンネルタップ推定値にしたがって濾波することによってインペアメント相関性の推定値が得られる。検出信号サンプルを受信信号サンプルから差し引くと、ハイポセシスエラー信号が得られ、ハイポセシスエラー信号をインペアメント相関性の推定値にしたがって処理することによってインペアメント相関性の更新推定値が得られる。さらに別の、特に有用な実施例によれば、上述の方法および装置は各種異なるアンテナ設計および構成と共に使用可能である。この実施例では、アンテナまたはビーム形成プロセッサで受信されるＭ個の入力信号からＮ個の出力信号を選び出すセレクションプロセッサを使用する（ただしＭ≧Ｎ）。セレクションプロセッサは１個以上の条件を満たすＮ個の信号を（Ｍ個から）選び出す。例えば、許容瞬時ブランチパワーと、許容平均ブランチパワーと、所望信号方向に対する許容ビーム中心方向と、同期語を基準とした許容信号品質をすべて、またはその一部を持つＮ個の信号群がセレクションプロセッサによって選択される。一実施例によれば、セレクションプロセッサはＭ個のアンテナエレメント間に介在する。なお、これらアンテナエレメントは垂直および水平偏波のアンテナエレメントの組合せであっても良い。Ｍ個の共通位相（co-phased）アンテナエレメントで受信される信号は固定ビーム形成処理の後、セレクションプロセッサに供給される。また、この信号は２個の固定ビーム形成プロセッサに供給しても良い。２個の固定ビーム形成プロセッサのうち、一方は垂直偏波信号を処理し、他方は水平偏波信号を処理する。垂直および水平偏波の代わりに、他の種類の直交偏波を使用することも可能である。別の実施例によれば、セレクションプロセッサはセクタアンテナ（sector ant enas）間に介在し、その場合、アンテナは垂直、水平いずれの偏波であっても良い。この実施例では、同一偏波のアンテナは物理的に分離される。この実施例でも、垂直および水平偏波の代わりに、他の種類の直交偏波を使用することが可能である。さらに別の、特に有用な実施例では、入力無線信号が同相成分、直角成分に分離される。同相成分および直角成分は、別々のアンテナで受信したものとみなして処理される。この実施例によれば、発明は送信シンボルシーケンスを表す無線信号を少なくとも一個のアンテナエレメントで受信する方法および装置を包含する。この無線信号は、上記少なくとも一個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るために処理される。スカラー相関性と同じく，少なくとも１個のアンテナに対するチャンネルタップを推定する。受信信号サンプルと、チャンネルタップ推定値と、スカラーインペアメント相関性の推定値とに基づいてスカラーブランチメトリックプロセッサがブランチメトリックを生成する。そして、スカラーブランチメトリックをシーケンス推定アルゴリズムに適用することによって送信シンボルシーケンスを推定する。もう一つの実施例によれば、ブランチマトリックスは仮想シンボルシーケンスを生成することによって形成される。その仮想信号シーケンスは、少なくとも１個のアンテナに対して仮想受信信号サンプルを得るためにチャンネルタップ推定値にしたがって濾波される。仮想受信信号サンプルを受信信号サンプルから差し引くことによって複素エラー信号が得られる。この、複素エラー信号はインペアメント相関性のスカラー推定値にしたがって処理され、それによってブランチメトリックが得られる。具体的には、ブランチメトリックを得る最後のステップは、複素エラー信号から同相成分の抽出、複素エラー信号から直角成分の抽出、同相成分および直角成分の処理を含む。もう一つの実施例によれば、インペアメント相関性はまず、仮の検出シンボルシーケンスの生成によって推定される。仮の検出シンボルシーケンスはスカラーチャンネルタップ推定値にしたがって濾波され、少なくとも１個のアンテナに対して推定受信信号サンプルが得られる。推定受信信号サンプルを受信信号サンプルから差し引くと、インペアメント信号サンプルが得られる。インペアメント信号サンプルはインペアメント相関性の推定値にしたがって処理され、その結果、上記スカラーインペアメント相関性の推定値が更新される。さらに具体的には、最後のステップは、インペアメント信号サンプルから同相位相成分の抽出、インペアメント信号サンプルから直角成分の抽出、これら抽出成分の処理を含む。さらにもう一つの実施例によれば、複数のブランチメトリックプロセッサが使用され、それぞれのプロセッサが異なる信号群を処理する。具体的には、この実施例において、送信シンボルシーケンスを表すＭ個の無線信号が受信され、その中からセレクションプロセッサによって無線信号群が選ばれる。無線信号群はブランチメトリックを得るために処理される。ブランチメトリックは合算され、合成ブランチメトリックとなる。その後、合成ブランチメトリックはシーケンス推定アルゴリズムと共に使用され、送信シンボルシーケンスの推定が行なわれる。図面の簡単な説明本発明に関する上記およびその他の特徴、利点は以下の記述と付図によって明らかにされる。なお、図中の同一参照番号は同一部材を示すものとする。図１はディジタル通信システムを示す図。図２はベクトルブランチメトリックプロセッサを用いた本発明の受信プロセッサおよび送信機能を示す図。図３は送信機能を示す図。図４は本発明によるベクトルメトリックプロセッサを示す図。図５はインペアメント相関性のベクトルアダプティブエスティメータを示す図。図６は垂直および水平の各アンテナエレメントと、単一の固定ビーム形成プロセッサとからなる実施例を示す図。図７は垂直および水平の各アンテナエレメントと、各アンテナエレメント用の個別固定ビーム形成プロセッサとからなる実施例を示す図。図８は垂直および水平の各アンテナエレメントからなり、固定ビーム形成プロセッサを持たない実施例を示す図。図９はＭ個の可能な信号からＮ個（Ｎ≦Ｍ）のアンテナ信号を信号品質の尺度に基づいて選び出すブランチセレクションプロセッサを示す図。図１０はスカラーブランチメトリックプロセッサを用いた本発明の受信機プロセッサおよび送信機能を示す図。図１１は本発明のスカラーブランチメトリックプロセッサを示す図。図１２は本発明のスカラー相関エスティメータを示す図。図１３は複数のブランチメトリックプロセッサを使用した実施例を示す図。発明の詳細な説明以下の説明において、特定の回路、回路部材、技術について具体的な例が含まれるが、これは本発明の完全な理解を得るためであって、何ら制約を付けるものではない。当業者には明らかと思うが、この詳細記述とは異なる他の実施例を用いて本発明を実施することが可能である。また、不必要な記述により発明の説明が不明瞭になるのを避けるため、周知の方法や装置、回路に関する詳細は除外した。Ａ．２個のアンテナとブランチメトリックプロセッサを使用した実施例の説明無線通信システム用の無線送受信システムを図１に示す。この無線通信システムは周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）、あるいはそれらの組合せで動作可能である。送信機は、情報搬送信号１０１を受信し、対応ディジタルシンボルシーケンスＳを生成するため、ディジタルシンボル発生器１０２を備えている。シンボルシーケンスＳはディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換、変調、パルス整形濾波、増幅の後、周知の送信機１０３からアナログ信号Ｙとして送信される。熱ノイズに加えて、信号Ｙに対して非直角分の信号Ｘを放射する干渉源１０８が存在することもある。信号ＹおよびＸは別々の無線経路を進行し、Ｄ個のアンテナ１０４で阻止される。受信信号は無線ユニット１０５によって周知の方法で増幅、ダウンコンバート、濾波され、アナログ信号が得られる。各アナログ信号はアナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０６に供給され、そこで受信信号サンプル流ｒ_d（ｋＴ_s）に変換される。ここで、Ｔ_sはサンプリング周期、係数ｋは整数、添字ｄはｄ番目のアンテナで信号が受信されたことを示す（１≦ｄ≦Ｄ）。サンプリング周期Ｔ_sはシンボル周期Ｔ以下であっても良い。受信信号サンプル流はプロセッサ１０７にが得られる。後述で、ディジタル送信機１０３、無線送信チャンネル（図１に示さず）、アンテナ１０４、無線ユニット１０５、Ａ／Ｄ変換器１０６を経由する信号経路を集合的に参照するために送信機能１０９が利用される。プロセッサユニット１０７の詳細を図２に示すが、単純にするため、Ｄ個のアンテナは、ａ、ｂ、ｃの３個で表す。プロセッサユニット１０７は、例えばテキサスインスツルメンツ（Texas Instruments）社製ＴＭＳ３２０Ｃ５０等のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）とする。プロセッサユニット１０７は、元の送求める機能を持っている。受信信号サンプル流ｒ_a（ｋＴ_s）、ｒ_b（ｋＴ_s）、ｒ_c（ｋＴ_s）は送信機能１０９で生成され、プロセッサユニット１０７へ送られ、そこで本発明にしたがって処理される。受信信号サンプル流ｒ_a（ｋＴ_s）、ｒ_b（ｋＴ_s）、ｒ_c（ｋＴ_s）は信号プリプロセッサすなわち同期ブロック２０６に入力され、そこで、例えば周知のタイミング／同期シーケンスとの相関が求められる。このタイミング／同期シーケンスについては、ジオバンナ（Giovanna）ほかによる「狭帯域ＴＤＭＡ移動体無線用高速アダプティブイコライザ」（Fast Adaptive Equalizer for Na rrow-Band TDMA Mobile Radio，IEEE Transactions on Vehicular Technology． Vol．40，No.2，May 1991，pp.392-404）に記載されている。シンボルスペース復調の場合、サンプリング周期Ｔ_sがシンボル周期Ｔより短いと、信号プロセッサ２０６によって受信信号サンプル流ｒ_a（ｋＴ_s）、ｒ_b（ｋＴ_s）、ｒ_c（ｋＴ_s ）のデシメーション（decimation）を行ない、各シンボルについて一つづつのサンプルが得られ、それぞれｒ_a（ｎ）、ｒ_b（ｎ）、ｒ_c（ｎ）で表される。フラクショナリスペースデモジュレーション（fractionally-spaced modulation）の場合は、各シンボルについて一つ以上のサンプルが得られる。各アンテナに対応する無線送信チャンネルのモデル化に使用されるチャンネルタップ推定値ｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）、ｃ_c（τ）は推定回路２０２ａ、２０２ｃ、２０２ｃから得られる。初期チャンネルタップ推定値は周知の方法に従い、同期相関値または最小二乗法で求めることが可能である。チャンネルトラッキングが必要な場合は、受信データと、シーケンス推定プロセッサ２０４から出力されるテンタティブシンボル推定値を使用するのが一般的である。チャンネルトラッキングは当業者には周知のことであり、例えば、前述のプローキス（Pruakis）による「デジタル通信」、第２版とエー・ピー・クラーク（A．P．Clerk）およびエス・ハリハラン（S．Hariharan）著「高周波無線リンク用アダプティブチャンネル推定値」（Adaptive Channel Estimates for an HF Radio Link，IEEE，T rans．on Communications，Vol．37，pp.918-926，Sept．1989）に記載がある。チャンネルタップ推定値ｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）、ｃ_c（τ）はブランチメトリックプロセッサ２０３の入力に結合される。インペアメント相関エスティメータ２０７から得られるインペアメント相関性の推定値もまた、ブランチメトリックプロセッサ２０３に入力される。インペアメント相関性の推定値には、受信アンテナ１０４の間のインペアメント相関性に関する情報が含まれる。インペアメント相関器はインペアメントプロセス推定値にしたがってインペアメント相関性の推定値を更新し、さらにそれをトラッキングすることもあるが、詳しくは後述する。ブランチメトリックプロセッサ２０３は受信信号サンプルｒ_a（ｎ）、ｒ_b（ｎ）、ｒ_c（ｎ）と、チャンネルタップ推定値ｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）、ｃ_c（τ）と、インペアメント相関性の推定値にしたがってブランチメトリックＭ_h（ｎ）を形成する。このブランチメトリックを、例えばシーケンス推定プロセッサ２０４で使用すると、送信シンボルの仮の推定値および最終的推定値を得ることができる。送信機能１０９の詳細を図３に示すが、単純にするため、干渉源の個数はひとつに制限する。当業者には明らかと思うが、干渉源が２個以上の場合も、本発明を利用することが可能である。送信機能１０９はまず、シンボルシーケンスＳの信号経路から始まり、アナログ信号Ｙを出力するディジタル送信機１０３に続く。アナログ信号Ｙは別々の無線送信チャンネルを介して３個の受信アンテナ、すなわち、無線チャンネル３０１ａを介して受信機アンテナ１０４ａ、無線チャンネル３０１ｂを介して受信機アンテナ１０４ｂ、無線チャンネル３０１ｃを介して受信機アンテナ１０４ｃにそれぞれ伝達される。同様に、干渉信号Ｘは３つの個別無線チャンネル３０２ａ〜３０２ｃを介して受信機アンテナ１０４ａ〜１０４ｃにそれぞれ伝達される。無線チャンネル３０１ａ〜３０１ｃと３０２ａ〜３０２ｃではフェージングやタイムディスパーションが生じることがある。偏在する熱ノイズプロセスｎ_a〜ｎ_cも、それぞれ受信機アンテナ１０４ａ〜１０４ｃで受信される。各アンテナ１０４ａ〜１０４ｃは無線ユニット１０５ａ〜１０５ｃにそれぞれ接続され、無線ユニットにおいて受信信号を周知の方法で増幅、ダウンコンバート、濾波することにより、アナログ信号が得られる。各アナログ信号はアナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０６ａ〜１０６ｃに入力され、そこで受信信号サンプル流ｒ_a（ｋＴ_s）、ｒ_b（ｋＴ_s）、ｒ_c（ｋＴ_s）に変換される。アナログディジタル変換の一方法として、ログポーラ（ｌｏｇ−ｐｏｌａｒ）信号処理があり、この方法はデント（Ｄｅｎｔ）に付与された米国特許第５，０４８，０５９号に記載の通りであって、その開示は全体的に引用によりここに包含される。その後の処理として、ログポーラから方形サンプルへの変換が行なわれ、例えば、複素サンプルとも呼ばれるＩおよびＱサンプルが使用される。最初にログポーラ信号処理を使用することにより、信号強度と位相サンプルを得るための制限受信機が使用可能であり、また、アダプティブ利得制御が単純化することができる。ＭＬＳＥイコライザでは、可能な範囲の異なる受信シンボルシーケンスＳが考慮される。ある装置では、仮想シンボル値ｓ_h（ｎ）をチャンネルタップ推定値ｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）、ｃ_c（τ）で濾波し、各アンテナに対する仮想受信サンプルｒ_a、h（ｎ）、ｒ_b、h（ｎ）、ｒ_c、h（ｎ）を得るようにしている。仮想受信サンプル流ｒ_a、h（ｎ）〜ｒ_b、h（ｎ）と実際の受信サンプル流ｒ_a（ｎ）〜ｒ_c（ｎ）の差はハイポセシス（hypothesis）エラーとみなされ、これが特定のハイポセシスの精度を表す。特定のハイポセシスを評価するためのメトリックとしてハイポセシスエラーの二乗を利用する。どのハイポセシスがシーケンス推定アルゴリズムの使用に適するかを決定するために、異なるハイポセシスに対するメトリックが累積される。このプロセスは、周知のダイナミックプログラミングの形式であるビタビアルゴリズムを利用して効率的に実現することができる。ビタビアルゴリズムの記述については、フォーニー著「ビタビアルゴリズム」（Forney G.，“The viterbi Algorithm”，Proc．Of the IEEE，Vol．61，pp.269-278， March 1973）を参照されたい。当業者には明らかと思うが、その他のシーケンス推定アルゴリズム、例えばＭ−アルゴリズムも利用可能である。ＭＬＳＥイコライザでは、種々異なるシンボルシーケンス仮定ｓ_h（ｎ）に関連した状態が存在する。与えられた反復において、それ以前の状態が存在し、各状態は累積メトリックと関連がある。以前の状態と現状態を対にすることにより、ブランチメトリックＭ_h（ｎ）が得られる。したがって、現状態に対する候補のメトリックはブランチメトリックＭ_h（ｎ）とそれ以前の累積メトリックの和である。それぞれの現状態に対しては、候補メトリックが最小になるものが先行状態として選択され、その最小の候補メトリックが現状態に対する累積メトリックとなる。メトリックの合成については、前述の米国特許第５，１９１，５９８号に記載のように、ブランチメトリックは次のように表される。遅延をτ（例えば、主電波ではτ＝０、第１エコーではτ＝１．．．）とすると、アンテナ１０４ａ〜１０４ｃで受信される各信号に対するチャンネルタップ推定値はそれぞれｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）、ｃ_c（τ）で表される。Ｎ_t各アンテナ当りのチャンネルタップ推定値の数、そして、Ｋ_a、Ｋ_b、Ｋ_cはそれぞれアンテナ１０４ａ〜１０４ｃに対する加重係数である。ダイバーシチおよびイコライゼーションの面から見ると、多重受信アンテナ１０４上のインペアメント（干渉＋ノイズ）には、平均的な意味では相関がなくても、特定の瞬間に相関が現れることが頻繁にあり、この事実を本発明は利用する。このような相関を利用するためにダイバーシチコンバイニングを拡張することにより、大きな利得が実現できる。最適な性能、のため、ホワイトニング（whit ening）すなわちデコリレーショ（decorrelation）処理を行うことが可能であり、最適ブランチメトリックはインペアメント相関マトリックスの逆数を含んでよい。本発明によれば、最適ブランチメトリックＭ_h（ｎ）は次のようになる。ただし、チャンネルおよびインペアメント相関の経時変化性は時間インデックスｎで表される。Ｒ_zz（ｎ）マトリックスは離散時間ｎにおけるインペアメント相関マトリックスとみなされる。Ａ（ｎ）マトリックス（例えば、Ａ−マトリックス）はＲ_zz （ｎ）マトリックスの逆マトリックス、即ち、随伴行列（adjoint）又は偽似インバースといった関連量である。当業者には明らかと思うが、Ｒ_zz（ｎ）およびＡ（ｎ）はインペアメント相関性の特定例であって、他の形式は周知であるものとする。以下のすべての説明において、インペアメント相関性の推定値を一般的にＡ−マトリックスと表現する。時間ｎにおけるアンテナ１０４ａ〜１０４ｃのインペアメントはそれぞれｚ_a （ｎ）、ｚ_b（ｎ）、ｚ_c（ｎ）で表される。所与の仮定に対して、インペアメント処理の推定値をｅ_h（ｎ）とする。前述のとおり、Ａ−マトリックスＡ（ｎ）はインペアメント相関マトリックスＲ_zz（ｎ）の逆マトリックスである。非相関インペアメントの場合（すなわち無干渉時）は、Ａ−マトリックスは対角マトリックスＤになる。信号が既知、または正確に検出されたとき、インペアメントは次のようになる。ただし、ここで、Ｓ_det（ｎ）は既知、または時間ｎにおける検出シンボルシーケンスとする。本発明において使用されるＡ−マトリックスは、特定の用途や所望の性能に応じて多くの方法で決定することが可能である。最も簡単な方法はＡ−マトリックスの値の固定セットをメモリに記憶し、それを使用することである。これらの値は主に受信アンテナの構成と使用搬送波に依存する。これに代わるものとしては、同期情報からＡ−マトリックスを決定し、同期などの既知フィールド間でＡ− マトリックスの値を一定に保つ方法がある。同期フィールドが新しく変わるたびに、前のＡ−マトリックスの値を利用するか、しないかは別として、Ａ−マトリックスを再計算することができる。さらに別の方法として、Ａ−マトリックスの値を初期化または改善するために同期フィールドを利用し、データフィールドシンボルの決定を利用してＡ−マトリックスの値に追従することができる。ここで、Ａ−マトリックスの値に追従する方法について考察する。Ａ−マトリックスは、アンテナ１０４ａ〜１０４ｃの相互間のインペアメント相関性に関する情報を含んでいるので、相関または逆相関マトリックスを推定するための標準推定法を応用することができる。既知の値または検出シンボル値を利用すれば、受信サンプル流ｒ_a（ｎ）〜ｒ_c（ｎ）と仮想受信サンプル流ｒ_a、h（ｎ）〜ｒ_c、h （ｎ）の差を求めることによってインペアメント値が得られる。このようにして時間ｎにおけるインペアメント値のベクトルｚ（ｎ）が、各アンテナについて一個づつ得られる。ここで、ベクトルの各成分は、それぞれ異なるアンテナ１０４に対応する。Ａ−マトリックスを直接的に求める方法として、次の式を使うことができる。Ｒ（ｎ）はエルミート（Hermitian）マトリックスであるから、マトリックスの一部分のみを計算すれば良い。このような直接的な方法には煩雑さが伴う。煩雑さを軽減するため、マトリックスの反転補助定理を使って、Ａ−マトリックスを次のように直接更新する。ただし、Ａ−マトリックスはエルミートマトリックスであるので、対角成分と、対角線の上下いずれか一方のみを計算すれば良い。Ａ−マトリックスの推定および追従の上記方法については、単に説明の目的で述べたに過ぎない。当業者には明らかと思うが、Ａ−マトリックスは一般的に、種々の方法で表現、推測することが可能である。その一例として、ヘイキン（S ．Haykin）の著書「アダプティブフィルタ理論」（Adaptive Filter Theory，Se cond Edition，Prentice-Hall，Emglewood Cliffs，N.J．1991）を参照されたい。本発明はまた、既知の同期シーケンスが存在しないと言うブラインドイコライゼーションにも応用することができる。この場合、Ａ−マトリックスの推定はチャンネルの推定と同様の方法で行なわれる。第１の実施例では、データフィールドまたはバースト上でチャンネルの追従が必要な場合に、シンボルスペース（symbol-spaced）すなわちＴスペース(T-spac ed)イコライザーを備えたプロセッサ１０７が使用され、データフィールド全体にわたってチャンネルトラッキングが必要である。この実施例は、時間的にかなり長いＴＤＭＡデータバースト（６．６７ミリ秒）を持つＩＳ−１３６規格のディジタルセル−ラシステムに応用可能である。この実施例について、ブランチプロセッサ２０３の詳細は図４に示すが、単純にするため、アンテナ数は２個に制限し、ａおよびｂで示されている。受信アンテナを２個使用することは、既にある種のダイバーシチコンバイニングを利用している多くのセルラーシステムに共通するので、この実施例は有用である。これも当業者には明らかと思うが、３個以上のアンテナを使用する場合にも、この実施例を利用することができる。インペアメント相関マトリックスＲ_zz（ｎ）と、その逆マトリックスＡは次のように定義される。ここで、変数ｐ_aaはアンテナａで受信したインペアメントパワー、変数ｐ_bbはアンテナｂで受信したインペアメントパワーである。マトリックスの非対角成分は相互相関値であり、ｐ_abはアンテナａで受信したインペアメントとアンテナｂで受信したインペアメントの共役との相関を表す。ブランチメトリックは次のようになる。ここで、このブランチメトリックの計算手順は図４に示されている。シンボルシーケンス発生器４１０は仮想シンボルシーケンスｓ_h（ｎ）を出力する。これらシーケンスは、アンテナａおよびｂに対するチャンネルタップ推定値ｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）にしたがってフィルタ４００で濾波され、仮想受信信号サンプルｒ_a、h（ｎ）、ｒ_b、h（ｎ）がそれぞれ生成される。加算ジャンクション４０１において、仮想受信信号サンプルｒ_a、h（ｎ）は、実際にアンテナａで受信した信号サンプルｒ_a（ｎ）から差し引かれ、エラー信号ｅ_a、h（ｎ）が生成される。同様に、加算ジャンクション４０２において、仮想受信信号サンプルｒ_b、h （ｎ）は、実際にアンテナｂで受信した信号サンプルｒ_b（ｎ）から差し引かれ、エラー信号ｅ_b、h（ｎ）が生成される。ブロック４０３はエラー信号ｅ_a、h（ｎ）およびｅ_b、h（ｎ）の二乗を出力する。エラー信号ｅ_a、h（ｎ）の二乗はジャンクション４０６で乗数ｍ_aaと乗算され、乗算結果は加算ジャンクション４０８に入力される。エラー信号ｅ_b、h（ｎ）の二乗はジャンクション４０７で乗数ｍ_bb と乗算され、乗算結果は加算ジャンクション４０８に入力される。最後に、ｅ_a、 _h (ｎ）とｅ^* _b、h（ｎ）が乗算器４０４で乗算され、乗算結果は乗算器４０５において、さらに乗数ｍ_abと乗算されることにより、実部のみが生成される。この結果は加算ジャンクション４０８で減算され、この加算ジャンクションからの出力がブランチメトリックＭ_h（ｎ）である。乗数ｍ_aa、ｍ_bb、ｍ_abとインペアメント相関マトリックスとの関連は次のように表される。当業者には明らかと思うが、ｗ項はブランチメトリック計算に共通であって、異なる応用法が可能であり、また、ｗ項の分母がゼロに近いときには除外することもできる。時間ｎにおいて、Ａ−マトリックスの各成分は次のように更新される。Ｋはスケーリングファクタであって、１に等しいときは、計算から除外して計算回数を少なくすることができる。Ｋは、いわゆる「フォゲッティングファクタ」（forgetting factor）と呼ばれるλから導くことができる。インペアメント相関マトリックスの更新手順を図５に示す。シーケンス推定プロセッサ２０４で検出された仮のシンボル値Ｓ_det（ｎ）は、チャンネルタップエスティメータ２０２から得られたアンテナａおよびｂに対するチャンネルタップ推定値ｃ_a（τ）、ｃ_b（τ）にしたがってフィルタ４００で濾波され、それにより、期待される受信サンプルｒ_a、det（ｎ）、ｒ_b、det（ｎ）がそれぞれ生成される。加算ジャンクション５０１において、アンテナａで実際に受信した信号サンプルｒ_a（ｎ）からｒ_a、det（ｎ）を差し引くことによって、インペアメント信号ｚ_a（ｎ）が得られる。同様に、加算ジャンクション５０２において、アンテナｂで実際に受信した信号サンプルｒ_b（ｎ）からｒ_b、det（ｎ）を差し引くことによって、インペアメント信号ｚ_b（ｎ）が得られる。仮の検出シンボル値が正しく、かつ、チャンネルタップ推定値が正確であれば、エラー信号ｚ_a（ｎ）およびｚ_b（ｎ）はそれぞれアンテナａおよびｂで受信したインペアメントを表す。インペアメント信号ｚ_a（ｎ）およびｚ_b（ｎ）はそれぞれ、乗算器５０３および５０５においてスケーリングファクタＫの平方根で乗算され、スケールドインペアメント信号がブロック５０６および５０７にそれぞれ結合される。アンテナａで受信したインペアメントパワーｐ_aa（ｎ）は乗算器５１１において、フォゲッティングファクタλと乗算され、ジャンクション５１０においてブロック５０６からのスケールドインペアメント信号の二乗に加算され、それにより、更新済みのインペアメントパワーｐｐ_aa（ｎ＋１）が得られる。その後、ｐｐ_aa（ｎ＋１）の値は前のインペアメントパワーｐｐ_aa（ｎ）の記憶場所５１５を書き換えるために使用される。同様に、アンテナｂで受信した前のインペアメントパワーｐ_bb（ｎ）は乗算器５１３においてフォゲッティングファクタλと乗算され、ジャンクション５１２においてブロック５０７からのスケールドインペアメント信号の二乗に加算され、それにより、更新済みのインペアメントパワーｐｐ_bb（ｎ＋１）が得られ、ｐｐ_aa（ｎ＋１）は前のインペアメントパワーｐｐ_bb （ｎ）の記憶場所５１４を書き換えるために使用される。更新済みインペアメント相互相関を得るため、乗算器５０３からのスケールドエラー信号はジャンクション５０４において、乗算器５０５からのスケールドエラー信号の共役と乗算される。また、前の相互相関ｐ_ab（ｎ）はメモリ５１６に保存されているが、これも乗算器５０９においてフォゲッティングファクタによってスケールされる。ジャンクション５０４からの出力はジャンクション５０８において乗算器５０９の出力と加算され、更新済み相互相関ｐ_ab（ｎ＋１）が生成される。前記と同様に、更新済み相互相関ｐ_ab（ｎ＋１）は前の値ｐ_ab（ｎ）の記億場所５１６を書き換えるために使用される。仮の検出シンボルが信頼し得るようにチャンネルタップ推定値を更新する際、一般に遅れが生じる。引用により全体的に本明細書に包含されるグッドムンドソン（Gudmundson）ほかの米国特許第５，１６４，９６１号では、複数のチャンネルモデル、つまり、シーケンス推定プロセッサ２０４の各状態に１個づつ使用することによって、この遅延を回避している。本発明でも、Ａ−マトリックス量の更新時に遅延が生じる。当業者には明らかであると思うが、複数のＡ−マトリックス、つまり、シーケンス推定プロセッサ２０４の各状態に１個づつ使用することによって、この遅延を回避することが可能である。Ｂ．セレクションプロセッサを使用する実施例の説明以下の本発明の実施例によれば、Ｎ個の異なるアンテナエレメントに対応する各信号に干渉リジェクションが実施される。ただし、Ｎ個のアンテナエレメントは、Ｎより小さくないＭ個の可能なアンテナ信号から選択されるものとする。これら選択されたアンテナエレメントからの信号は特定のビーム成形処理を通って来ることもあり、且つ／又は異なる偏波のアンテナから来ることもある。特定の例として、水平および垂直偏波の複合エレメント受信アンテナを使用した三つの場合を考察する。しかし、その他の交差偏波、例えばプラスマイナス４５度または左右円偏波なども使用可能である。図１に戻って、この特定例が、無線信号を送出するＭ個のアンテナエレメント１０４を使用するものとして考察する。必ずしもＭ個の信号すべてが送信信号に関連する情報を含んでいるとは限らない。また、プロセッサ１０７に送るダイバーシチブランチの数を減らすことが望ましい。したがって、送信シンボルシーケンスを最も良く表しているＮ個組み信号群を選び出すことが好ましい。プロセッサ１０７で処理され、Ｍ個のアンテナエレメントで生成されたＮ個のチャンネルを図６〜図９に示す。図６に示す第１実施例では、信号６０１０〜６０１２で表されるＭ個の共通位相（co-phased）アンテナエレメント（水平および垂直偏波エレメントの組合せが可能）が固定ビーム形成プロセッサ６０１を通過し、その結果として、Ｍ個のビームスペース信号６０２０〜６０２１が得られる。この実施例のアンテナエレメントは互いに狭い間隔（例えば半波長間隔）で配置される。セレクションプロセッサ６０２は、次のＩＲＣ処理のためにＮ個のビームスペース信号６０２２−６０２３を選び出す。図７の実施例では、Ｍ個の共通位相アンテナエレメント信号７００１〜７００４が、垂直および水平偏波用の２個のビーム形成プロセッサ７０１〜７０２を通過する。信号７００１〜７００２は垂直アンテナエレメントに対応する信号であって、これらの信号が７０１で処理されて、出力７０１１〜７０１２が得られる。一方、信号７００３〜７００４は水平アンテナエレメントに対応する信号であって、これらの信号が７０２で処理されて、出力７０２１〜７０２２が得られる。信号７０１１〜７０１２および信号７０２１〜７０２２はセレクションプロセッサ７０３で処理され、Ｎ個の出力信号７０３０〜７０３１が選択される。図８の実施例では、垂直または水平偏波のセクタアンテナが使用される。アンテナ信号８０００〜８００３はセレクションプロセッサ８０１で処理され、Ｎ個の出力信号８０１０〜８０１１が得られる。この実施例において、同一偏波のアンテナは物理的に分離される（例えば、１０〜２０波長分）。前にも述べたように、図６〜図８の実施例は垂直および水平偏波の使用に限定するものではない。その他の交差偏波、例えばプラスマイナス４５度または左右円偏波なども使用可能である。また、図７の実施例において、３個以上のビームプロセッサを使用することが可能である。例えば、空間的に分離された相異なるアンテナエレメント群から得られる信号群の処理に、異なるビームプロセッサを割り当てることが可能である。ブランチセレクションプロセッサの実施例を図９に示す。まず、各入力信号ブランチ９０００〜９００１が９０１〜９０２において濾波され、次に信号品質評価装置９０３〜９０４に入力され、信号品質評価装置は信号品質を他の信号と比較するための基準値９０３０〜９０４０を出力する。Ｍ個の信号９０１０〜９０２０はセレクションマルチプレクサ９０５に入力され、そこで、最良基準値を持つＮ個の信号９０３０〜９０４０が（Ｍ個から）選び出される。評価判定基準は下記の量、すなわち、実測瞬時ブランチパワー、実測平均ブランチパワー、所望信号方向に対するビーム中心方向、同期語（（Ｓ＋Ｎ）／Ｎの実測値）から測定された信号品質の内の一つ以上を表すように定義される。ただし、Ｓは信号パワー、Ｎはインペアメントパワーとする。また、選択に際して、垂直偏波信号および水平偏波信号を少なくとも１個づつ維持しなければならない場合がある。例えば、ある環境（例えばレイリーフェージングが存在する場合）においては、最大パワーの水平ビームと最大パワーの垂直ビームを選択することで最良の効果が得られる。ここでも、他の形式の直交信号が使用可能である。もう一つの実施例では、セレクションプロセッサを除外することができる。この場合、アンテナエレメントで受信したＭ個の信号はすべて、プロセッサ１０７に供給される。この実施例は、交差偏波信号発生用のアンテナと、１個以上の前述の固定ビームプロセッサとの一方または両方の使用が可能である。Ｃ．１個のアンテナとスカラーブランチメトリックプロセッサを使用する実施例の説明本発明の代替実施例において、異なる位相干渉に対応する信号に対して干渉リジェクションが行なわれる。通常、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）および直角分（Ｑ）は合成されて単一の複素信号になる。しかし、インペアメントが交替するように不変（rotationally invariant）でなければ、二つの信号成分は別々のスカラー信号として取り扱う必要がある。この件については、例えば、ピチンボノ（B．Picinbono）著「オンサーキュラリティ」（On Circularity，IEEE，Tr ans．Sig．Proc．Vol．42，pp.3473-3482，Dec．1994）を参照されたい．多重受信アンテナ、ビーム、偏波の使用法については当業者に説明するまでもないが、特定の実施例として，単一受信アンテナの場合を考えてみる。単一の受信アンテナを使用するとき、複合受信サンプルｒ（ｎ）は同相サンプルＩ（ｎ）と直角サンプルＱ（ｎ）とに分割される。この二つのサンプル流は、あたかも二つのスカラーチャンネルから得られたように処理される。そして、新しいブランチメトリックは次のように表される。ただし、ここで、ｚ（ｎ）は複素相加性インペアメントを表す。下付き添字Ｔは転置を示す。ベクトルｗ（ｎ）は対応するスカラーのインペアメントベクトルである。チャンネルタップ推定値はｃ（τ）で表され、その数はＮ_tである。実マトリックは既知とする。以下のすべての説明において、インペアメント相関性のすべての推定値を一般的にＡ−マトリックスと表現する。Ａ−マトリックスは種々の方法で推定、追従することができる。その一つの方法として、期待される受信サンプルを実際の受信サンプルから差し引くことによってインペアメントサンプルｚ（ｎ）を生成する。そうすれば、上記方程式からスカラーインペアメントベクトルｗ（ｎ）が求められる。Ａ−マトリックスを得る単純な方法は次の通りである。煩雑さを省くため、マトリックスの反転補助定理を用いると、Ａ−マトリックスは次のように直接更新される。Ａ−マトリックスは対称性を持つので、対角成分とその上側のみを計算すれば良い。受信チャンネルが一つの場合、ブランチメトリックは次のように表される。また、インペアメント相関は次の式を用いて推定することができる。ただし、ｖ_I（ｎ）およびｖ_Q（ｎ）はインペアメントサンプル推定値の実部および虚部とする。この推定値にしたがって、合成加重は次のように計算される。理論的には、スケーリングファクタＫは次の式で与えられる。しかし、他の数値も可能であり、１にすれば、逓倍処理が不要になる。図１０には、この代替実施例がプロセッサで示されている。高周波段および初期アナログディジタル変換（図示せず）の後、受信信号は信号プリプロセッサまたは同期ブロック１００２に入力され、そこでタイミングおよび同期情報を決定することにより、同期受信サンプルｒ（ｎ）が得られる。チャンネルタップエスティメータ１００４はフェージングのある分散性チャンネルをモデル化するチャンネルタップ推定値ｃ（τ）を生成する。これらチャンネルタップ推定値はスカラーブランチメトリックプロセッサ１００６に入力される。インペアメント相関エスティメータ１００８から得られるスカラーインペアメント相関性の推定値も、スカラーブランチメトリックプロセッサ１００６に入力される。スカラーインペアメント相関性の推定値には、受信信号のスカラー量であるＩ成分とＱ成分の間のインペアメント相関性に関する情報を含んでいる。スカラーブランチメトリックプロセッサ１００６は受信信号サンプルｒ（ｎ）と、チャンネルタップ推定値ｃ（τ）と、インペアメント相関性の推定値からブランチメトリックＭ_h（ｎ）を生成する。このブランチメトリックはシーケンス推定プロセッサ１０１０で処理され、送信シンボルの仮の推定値と最終的推定値が出力される。図１１に、スカラーブランチメトリックプロセッサ１００６の特定実施例を示す。シンボルシーケンス発生器１１２４は仮想シンボルシーケンスｓ_n（ｎ）を出力する。これらシーケンスはチャンネル推定値ｃ（τ）にしたがってフィルタ１１０４で濾波され、仮想受信信号サンプルが得られる。仮想受信信号サンプルは加算ジャンクション１１０２において実際の受信信号サンプルから差し引かれ、複素エラー信号が得られる。実部フィルタ１１０８は複素エラー信号の実部（同相成分）のみを通過させ、虚部フィルタ１１０６は複素エラー信号の虚部（直角成分）のみを通過させる。エラー信号の実部はブロック１１１０において二乗され、さらにブロック１１３２において乗数ｍ_IIと乗算され、その結果は加算ジャンクション１１１６に結合される。同様に、エラー信号の虚部はブロック１１１８において二乗され、さらにブロック１１１４において乗数ｍ_QQと乗算され、その結果は加算ジャンクション１１１６に結合される。また、複素エラー信号の実部と虚部はブロック１１３４において互いに掛け合わされ、さらにブロック１１１２において乗数ｍ_IQと乗算され、その結果は加算ジャンクション１１１６に結合される。その加算ジャンクション１１１６からの出力がＭ_h（ｎ）である。図１２に、スカラーインペアメント相関エスティメータの特定実施例を示す。シーケンス推定プロセッサ１０１０から得られた既知またはテンタティブ検出信号値が、チャンネルタップエスティメータ１００４からのチャンネルタップ推定値ｃ（τ）にしてがってフィルタ１２３２によって濾波されて、推定受信サンプルが得られる。加算ジャンクション１２０２において実際の受信サンプルから推定受信サンプルを差し引くことによってインペアメントサンプルが得られる。実部フィルタ１２０４はインペアメントの実部（同相成分）のみを通過させ、虚部フィルタ１２０６はインペアメントサンプルの虚部（直角成分）のみを通過させる。インペアメントサンプルの同相成分はブロック１２２０で二乗され、加算ジャンクション１２２８に与えられる。また、メモリ１２２４に保存されている同相インペアメントパワー推定値ｐ_IIはジャンクション１２２２においてスケールファクタλによって測られ（scaled）加算ジャンクション１２２８に与えられる。ジャンクション１２２８からの出力は更新パワー推定値として、メモリ１２２４に書込まれる。同様に、インペアメントサンプルの直角成分はブロック１２１０で二乗され、加算ジャンクション１２１２に与えられる。また、メモリ１２０８に保存されている直角インペアメントパワー推定値ｐ_QQはジャンクション１２１４においてスケールファクタにより測られ（scaled）加算ジャンクション１２１２に与えられる。ジャンクション１２１２からの出力は更新パワー推定値として、メモリ１２０８に書込まれる。最後に、インペアメントサンプルの同相成分および直角成分はブロック１２５０において相互に乗算され、加算ジャンクション１２１６に与えられる。また、メモリ１２１８に保存されている同相／直角相互相関推定値ｐ_IQはジャンクション１２３０においてスケールファクタλによって測られ（scaled）、加算ジャンクション１２１６に与えられる。ジャンクション１２１６からの出力は更新相互相関推定値として、メモリ１２１８に書込まれる。パーサーバイバ（Per-Survivor）処理法を利用すれば性能の改善が可能である。例えば、シーケンス推定プロセッサの各状態に対して１組以上のチャンネルタップ推定値およびインペアメント相関推定値を用意する。これにより、信頼できる仮の検出シンボルを得るために決定を遅らることなく即時的に推定値の更新ができる。また、セクションＢ（上述）で論じたすべての方法がここでも使用可能であり、それにより、スカラーブランチマトリックスプロセッサを用いて干渉リジェクション行う前にＭ個の信号からＮ個の信号を選び出すことができる。本発明をフラクショナリスペースイコライゼーション（fractionally-spaced equalization）や非アダプティブシナリオに適用する方法も、当業者には理解されることと思う。Ｄ．ハイブリッドコンバイニングを使用した実施例の説明次に述べる本発明の実施例において、複数の信号群に干渉リジェクションを適用する。その結果として得られた各メトリックは加算前の可能な重み付け後、単純に相互に合算される。これは複雑さを解消する効果がある。インペアメント相関測定や信号強度測定等に基づいて、セレクションクライテリアに適応性を与えることも可能であり、また、選択を固定することもできる。図１３に、図１のプロセッサ１０７の実施例を示す。ここでは、２個のアンテナとファクタ２によるフラクショナリスペースサンプリング（fractionally-spa ced sampling）を採用する。各アンテナについて、２つのシンブルスペースデータシーケンス（symbol-spaced data sequence）が２つのサンプリング相に対応して形成される。同期ブロック１３０２および１３０４はアンテナａおよびｂからオーバーサンプルされた信号流を取り込み、それぞれ２つづつのシンボルスペースサンプル（symbol-spaced sample）流を出力する。アンテナに添字ａおよびｂ、サンプリング相に添字０および１を付けると、４つの受信信号サンプルシーケンスｒ_a0（ｎ）、ｒ_a1（ｎ）、ｒ_b0（ｎ）、ｒ_b1（ｎ）が得られる。この実施例は固定のセレクション基準を使うので、干渉リジェクションは対｛ｒ_a0（ｎ）、ｒ_b0（ｎ）｝および対｛ｒ_a1（ｎ）、ｒ_b1（ｎ）｝に対して行なわれる。そして、受信信号サンプル流ｒ_a0（ｎ）およびｒ_b0（ｎ）はブランチメトリックプロセッサ１３０６に与えられる。また、ｒ_a0（ｎ）およびｒ_b0（ｎ）に対応するチャンネルタップ推定値はチャンネルタップエスティメータ１３１０および１３１２で算出され、ブランチメトリックプロセッサ１３０６に与えられる。ｒ_a0 （ｎ）およびｒ_b0（ｎ）に対応するインペアメント相関推定値はインペアメント相関エスティメータ１３１４で求められる。同様に、受信信号サンプル流ｒ_a1（ｎ）およびｒ_b1（ｎ）はブランチメトリックプロセッサ１３０８に与えられる。また、ｒ_a1（ｎ）およびｒ_b1（ｎ）に対応するチャンネルタップ推定値はチャンネルタップエスティメータ１３１６および１３１８で算出され、ブランチメトリックプロセッサ１３０８に与えられる。流ｒ_a1（ｎ）およびｒ_b1（ｎ）に対応するインペアメント相関推定値はインペアメント相関エスティメータ１３２０によって与えられる。ブランチメトリックプロセッサ１３０６および１３０８からのブランチメトリックは１３２２で加算され、合成ブランチメトリックを生成する。この合成ブランチメトリックはシーケンス推定プロセッサ１３２４に与えられ、そこで送信シンボルシーケンスの仮のおよび最終的推定値が得られる。本発明の理解を容易にするため代表的な実施例について付図と共に説明したが、本発明は上記実施例に限定するものではなく、当業者による修正が可能である。そのような修正は全て、ここに開示され、請求された発明の範囲内にあるものとする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者オストマン，トマススウェーデン国エス―163 61 スパンガ，ソティンゲプラン８

Claims

【特許請求の範囲】 1. 無線通信システムにおける信号フェージングと、タイムディスパーションと、干渉の影響を軽減する方法であって、（ａ）少なくとも１個のアンテナで送信シンボルシーケンスを表す無線信号を受信するステップと、（ｂ）前記１個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るため前記無線信号を処理するステップと、（ｃ）チャンネルタップ推定値を得るため前記少なくとも１個のアンテナに対するチャンネルタップを推定するステップと、（ｄ）スカラーインペアメント相関性の推定値を得るため受信信号サンプル間でスカラーインペアメント相関性を推定するステップと、（ｅ）前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、前記スカラーインペアメント相関性の推定値とを用いてスカラーブランチメトリックプロセッサによってスカラーブランチメトリックを生成するステップと（ｆ）前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記スカラーブランチメトリックを採用するステップとを含む前記方法。 2. 請求項１において、前記生成ステップ（ｅ）は、（ｇ）仮想シンボルシーケンスを生成するステップと、（ｈ）前記少なくとも１個のアンテナに対する仮想受信信号サンプルを得るため前記チャンネルタップ推定値にしたがって前記仮想信号シーケンスを濾波するステップと、（ｉ）複素エラー信号を得るため受信信号サンプルから前記仮想受信信号サンプルを差し引くステップと、（ｊ）ブランチメトリックを得るためインペアメント相関性の前記スカラー推定値にしたがって前記複素エラー信号を処理するステップとを含む前記方法。 3. 請求項２において、前記生成するステップ（ｊ）は更に、（ｋ）前記複素エラー信号から同相成分を抽出し、前記複素エラー信号から直角成分を抽出するステップと、（ｌ）前記ブランチメトリックを得るため前記同相成分および前記直角成分を処理するステップとを含む前記方法。 4. 請求項１において、前記推定するステップ（ｄ）は、（ｇ）仮の検出シンボルシーケンスを生成するステップと、（ｈ）前記少なくとも１個のアンテナに対する推定受信信号サンプルを得るため前記スカラーチャンネルタップ推定値にしたがって仮の検出シンボルシーケンスを濾波するステップと、（ｉ）インペアメント信号サンプルを得るため受信信号サンプルから前記推定受信信号サンプルを差し引くステップと、（ｊ）スカラーインペアメント相関性の更新推定値を得るためスカラーインペアメント相関性の前記推定値にしたがって前記インペアメント信号サンプルを処理するステップとを含む前記方法。 5. 請求項４において、前記生成するステップ（ｊ）は更に、（ｋ）前記インペアメント信号サンプルから同相成分を抽出し、前記インペアメント信号サンプルから直角成分を抽出するステップと、（ｌ）前記スカラー相関性の前記推定更新値を得るため前記同相成分および前記直角成分を処理するステップとを含む前記方法。 6. 無線通信システムにおける信号フェージングと、タイムディスパーションと、干渉の影響を軽減する装置であって少なくとも１個のアンテナで送信シンボルシーケンスを表す無線信号を受信する手段と、前記１個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るため前記無線信号を処理する手段と、チャンネルタップ推定値を得るため前記少なくとも１個のアンテナに対するチャンネルタップを推定する手段と、スカラーインペアメント相関性の推定値を得るため受信信号サンプル間でスカラーインペアメント相関性を推定する手段と、前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、前記スカラーインペアメント相関性の推定値とを用いてスカラーブランチメトリックプロセッサによってスカラーブランチメトリックを生成する手段と、前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記スカラーブランチメトリックを採用する手段とを有する前記装置。 7. 請求項６において、前記スカラーブランチメトリック生成手段は、仮想シンボルシーケンスを生成する手段と、前記少なくとも１個のアンテナに対する仮想受信信号サンプルを得るため前記チャンネルタップ推定値にしたがって前記仮想信号シーケンスを濾波する手段と、複素エラー信号を得るため受信信号サンプルから前記仮想受信信号サンプルを差し引く手段と、ブランチメトリックを得るためインペアメント相関性の前記スカラー推定値にしたがって前記複素エラー信号を処理する手段とを含む前記装置。 8. 請求項７において、前記複素エラー信号処理手段は、更に、前記複素エラー信号から同相成分を抽出し、前記複素エラー信号から直角成分を抽出する手段と、前記ブランチメトリックを得るため前記同相成分および前記直角成分を処理する手段とを含む前記方法。 9. 請求項６において、前記スカラーインペアメント相関性推定手段は、仮の検出シンボルシーケンスを生成する手段と、前記少なくとも１個のアンテナに対する推定受信信号サンプルを得るため前記スカラーチャンネルタップ推定値にしたがって仮の検出シンボルシーケンスを濾波する手段と、インペアメント信号サンプルを得るため受信信号サンプルから前記推定受信信号サンプルを差し引く手段と、スカラーインペアメント相関性の更新推定値を得るためスカラーインペアメント相関性の前記推定値にしたがって前記インペアメント信号サンプルを処理する手段とを含む前記方法。 10．請求項９において、前記インペアメント信号サンプル処理手段は更に、前記インペアメント信号サンプルから同相成分を抽出し、前記インペアメント信号サンプルから直角成分を抽出する手段と、前記スカラー相関性の前記推定更新値を得るため前記同相成分および前記直角成分を処理する手段とを含む前記方法。 11．送信信号シーケンスの劣化を軽減する方法において、（ａ）前記送信信号シーケンスを表すＭ個の無線信号を受信するステップと、（ｂ）１個以上のセレクション基準に基づいて前記Ｍ個の無線信号からＮ個（Ｎ≦Ｍ）の信号を選択するステップと、（ｃ）前記送信信号シーケンスの推定値を得るため前記Ｎ個の信号を処理するステップとを含む前記方法。 12．請求項１１において、ステップ（ａ）は更に、（ｄ）Ｍ個の共通位相アンテナエレメントで前記Ｍ個の無線信号を受信するステップ（ｅ）固定ビーム形成プロセッサを用いて前記Ｍ個の無線信号を処理するステップとを含む前記方法。 13．請求項１２において、前記Ｍ個のアンテナエレメントが２つが直交する偏波の各々から少なくとも１個のエレメントを含む前記方法。 14．請求項１１において、ステップ（ａ）は更に、（ｄ）複数のアンテナエレメント群を形成するＭ個のアンテナエレメントから前記Ｍ個の無線信号を受信するステップと、（ｅ）各ビーム形成プロセッサが前記アンテナエレメント群の１つに関連している複数のビーム形成プロセッサを用いて前記Ｍ個の無線信号を処理するステップとを含む前記方法。 15．請求項１４において、第１偏波のアンテナエレメントの集合が第１群を形成し、第２偏波のアンテナエレメントの集合が第２群を形成し、前記第１偏波および第２偏波が直交関係にある前記方法。 16．請求項１４において、空間的関係を持つアンテナエレメントの第１集合が第１群を形成し、空間的関係を持つアンテナエレメントの第２集合が第２群を形成する前記方法。 17．請求項１１において、ステップ（ａ）は更に、（ｄ）少なくとも１個のセクタアンテナから前記Ｍ個の無線信号を受信するステップを含む前記方法。 18．請求項１１において、前記基準は、瞬間信号パワー、平均信号パワー、所望信号方向に対するビーム中心方向、同期語から評価した信号品質の内、１個以上である前記方法。 19．請求項１１において、前記ステップ（ｂ）は、第１偏波を有する少なくとも１つの信号と、第２偏波を有する少なくとも１つの信号を選択するようにされ、前記第１偏波および第２偏波が直交関係にある前記方法。 20．請求項１１において、前記ステップ（ｃ）は更に、（ｄ）前記セレクションプロセッサから前記Ｎ個の信号を受信するステップ（ｅ）Ｎ個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るため前記Ｎ個の信号を処理するステップ（ｆ）チャンネルタップ推定値を得るため前記Ｎ個のアンテナに対するチャンネルタップを推定するステップ（ｇ）インペアメント相関性の推定値を得るため前記受信信号間のインペアメント相関性を推定するステップ（ｈ）前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、インペアメント相関性の前記推定値とを用いてブランチメトリックプロセッサによってブランチメトリックを生成するステップ（ｉ）前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記スカラーブランチメトリックを採用するステップが前記ステップ（ｃ）に含まれる前記方法。 21．請求項１１において、前記ステップ（ｃ）は更に、（ｄ）前記セレクションプロセッサから前記Ｎ個の信号を受信するステップ（ｅ）Ｎ個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るため前記Ｎ個の信号を処理するステップ（ｃ）チャンネルタップ推定値を得るため前記Ｎ個のアンテナに対するチャンネルタップを推定するステップ（ｄ）スカラーインペアメント相関性の推定値を得るため受信信号間でスカラーインペアメント相関性を推定するステップ（ｅ）前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、スカラーインペアメント相関性の前記推定値とを用いてスカラーブランチメトリックプロセッサによってスカラーブランチメトリックを生成するステップ（ｆ）前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記スカラーブランチメトリックを採用するステップが前記ステップ（ｃ）に含まれる前記方法。 22．送信信号シーケンスの劣化を軽減する装置において、（ａ）前記送信信号シーケンスを表すＭ個の無線信号を受信する手段（ｂ）１個以上のセレクション基準に基づいて前記Ｍ個の無線信号からＮ個（Ｎ≦Ｍ）の信号をセレクションプロセッサを用いて選択する手段（ｃ）前記送信信号シーケンスの推定値を得るため前記Ｎ個の信号を処理する手段を含む前記装置。 23．請求項２２において、前記受信する手段は更に、Ｍ個の共通位相アンテナエレメントから前記Ｍ個の無線信号を受信する手段と、固定ビーム形成プロセッサを用いて前記Ｍ個の無線信号を処理する手段とを含む前記装置。 24．請求項２３において、前記Ｍ個のアンテナエレメントが２つの直交する偏波の各々から少なくとも１個のエレメントを含む前記装置。 25．請求項２２において、前記受信する手段は更に、対応するＭ個の信号を受信するため複数のアンテナエレメント群を形成するＭ個のアンテナエレメントと、各々が前記アンテナ群の１つに関連した複数のビーム形成プロセッサとを含む前記装置。 26．請求項２５において、第１偏波を有するアンテナエレメントの集合が第１群を形成し、第２偏波を有するアンテナエレメントの集合が第２群を形成し、前記第１偏波および第２偏波が直交関係にある前記装置。 27．請求項２５において、空間的関係を持つアンテナエレメントの第１集合が第１群を形成し、空間的関係を持つアンテナエレメントの第２集合が第２群を形成する前記装置。 28．請求項２２において、前記受信手段は更に、少なくとも１個のセクタアンテナから前記Ｍ個の無線信号を受信する手段を含む前記装置。 29．請求項２２において、前記セレクション基準は、瞬間信号パワー、平均信号パワー、所望信号方向に対するビーム中心方向、同期語から評価した信号品質の内、１個以上である前記装置。 30．請求項２２において、前記選択する手段は、第１偏波を有する少なくとも１つの信号と、第２偏波を有する少なくとも１つの信号とを選択するようにされ、前記第１偏波および第２偏波が直交関係にある前記装置。 31．請求項２２において、前記処理手段は更に、前記セレクションプロセッサから前記Ｎ個の信号を受信する手段と、Ｎ個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るため前記Ｎ個の信号を処理する手段と、チャンネルタップ推定値を得るため前記Ｎ個のアンテナに対するチャンネルタップを推定する手段と、インペアメント相関性の推定値を得るため前記受信信号間のインペアメント相関性を推定する手段と、前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、インペアメント相関性の前記推定値とを用いてブランチメトリックプロセッサによってブランチメトリックを生成する手段と、前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記スカラーブランチメトリックを採用する手段とを含む前記装置。 32．請求項２２において、前記処理する手段は更に、前記セレクションプロセッサから前記Ｎ個の信号を受信する手段と、Ｎ個のアンテナに対する受信信号サンプルを得るため前記Ｎ個の信号を処理する手段と、チャンネルタップ推定値を得るため前記Ｎ個のアンテナに対するチャンネルタップを推定する手段と、スカラーインペアメント相関性の推定値を得るため受信信号間でスカラーインペアメント相関性を推定する手段と、前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、スカラーインペアメント相関性の前記推定値とを用いてスカラーブランチメトリックプロセッサによってスカラーブランチメトリックを生成する手段と、前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記スカラーブランチメトリックを採用する手段とを含む前記装置。 33．送信信号シーケンスの劣化を軽減する方法において、（ａ）第１偏波を有する少なくとも１個のエレメントと第２偏波を有する少なくとも１個の他のエレメントを持つ対応するＭ個のアンテナエレメントから前記送信信号シーケンスを表すＭ個の無線信号を受信するステップ（ｂ）１個以上のセレクション基準に基づいて前記Ｍ個の無線信号からＮ個（Ｎ≦Ｍ）の信号をセレクションプロセッサを用いて選択するステップ（ｃ）前記送信信号シーケンスの推定値を得るため前記Ｎ個の信号を処理するステップを含む前記方法。 34．請求項３３において、前記の第１偏波および第２偏波が互いに直交関係にある前記方法。 35．請求項３４において、前記直交関係にある第１偏波および第２偏波がｉ）それぞれ、水平偏波および垂直偏波、またはii）それぞれ、プラスマイナス４５度偏波、またはiii）それぞれ、左右円偏波である前記方法。 36．送信信号シーケンスの劣化を軽減する装置において、（ａ）第１偏波を有する少なくとも１つのエレメントと、第２偏波を有する少なくとも１つの他のエレメントとを含み、前記送信信号シーケンス表わすＭ個の無線信号を受信するＭ個のアンテナエレメントと、（ｂ）１個以上のセレクション基準に基づいて前記Ｍ個の無線信号からＮ個（Ｎ≦Ｍ）の信号をセレクションプロセッサを用いて選択するセレクタと、（ｃ）前記送信信号シーケンスの推定値を得るため前記Ｎ個の信号を処理する処理ロジックとを含む装置。 37．請求項３６において、前記の第１偏波および第２偏波が互いに直交関係にある前記装置。 38．請求項３７において、前記直交関係にある第１偏波および第２偏波はｉ）それぞれ、水平偏波および垂直偏波、またはii）それぞれ、プラスマイナス４５度偏波、またはiii）それぞれ、左右円偏波である前記装置。 39．無線通信システムにおける信号フェージングと、タイムディスパーションと、干渉の影響を軽減する方法であって（ａ）送信シンボルシーケンスを表す信号をＭ個のアンテナエレメントで受信するステップと、（ｂ）前記Ｍ個の各アンテナエレメントの各々に対する受信信号サンプルを得るため前記信号を処理するステップと、（ｃ）チャンネルタップ推定値を得るため前記Ｍ個のアンテナエレメントに対するチャンネルタップを推定するステップと、（ｄ）インペアメント相関性の推定値を得るため前記受信信号間のインペアメント相関性を推定するステップと、（ｅ）前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、インペアメント相関性の前記推定値とを用いてブランチメトリックプロセッサによってブランチメトリックを生成するステップと、（ｆ）前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記ブランチメトリックを採用するステップとを含み、前記Ｍ個のアンテナエレメントに少なくとも１個の第１偏波のエレメントと少なくとも１個の第２偏波のエレメントを含む前記方法。 40．請求項３９において、前記処理ステップ（ｂ）は、少なくとも１個の固定ビーム形成プロセッサを用いて前記無線信号を処理するステップを含む前記方法。 41．無線通信システムにおける信号フェージングと、タイムディスパーションと、干渉の影響を軽減する装置であって送信シンボルシーケンスを表す信号を受信するＭ個のアンテナエレメントと、前記Ｍ個の各アンテナエレメントに対する受信信号サンプルを得るため前記信号を処理する処理ロジックと、チャンネルタップ推定値を得るため前記Ｍ個のアンテナエレメントに対するチャンネルタップを推定する第１のエスティメータと、インペアメント相関性の推定値を得るため前記受信信号間のインペアメント相関性を推定する第２のエスティメータと、前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、インペアメント相関性の前記推定値とからブランチメトリックを生成するブランチメトリックプロセッサと、前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記ブランチメトリックを採用するロジックとを含み、前記Ｍ個のアンテナエレメントは、少なくとも、第１偏波を生成する第１のエレメントと第２偏波を生成する第２のエレメントを含む前記装置。 42．請求項４１において、前記処理ロジックは少なくとも１個の固定ビーム成形プロセッサを採用する前記装置。 43．ディジタルシンボルシーケンス送信用ディジタル通信システムにおいて、無線通信システムに生じる信号フェージングと、タイムディスパーションと、干渉の影響を軽減する方法であって、（ａ）Ｍ個の無線信号を受信するステップと、（ｂ）セレクションプロセッサを用いて無線信号群を選び出すステップと、（ｃ）ブランチメトリックを得るため各無線信号群を処理するステップと、（ｄ）合成ブランチメトリックを得るため異なる信号群からの前記ブランチメトリックを加算するステップ（ｅ）前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記合成ブランチメトリックを採用するステップを含む前記方法。 44．請求項４３において、前記処理ステップ（ｃ）が前記各無線信号群に対して適用され、さらに、前記各無線信号群のために（ｆ）前記セレクションプロセッサから無線信号群を受信するステップと、（ｇ）受信信号サンプルを得るため前記信号群を処理するステップと、（ｈ）チャンネルタップ推定値を得るため前記信号群に対するチャンネルタップを推定するステップと、（ｉ）インペアメント相関性の推定値を得るため信号群内における信号間のインペアメント相関性を推定するステップと、（ｊ）前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、インペアメント相関性の前記推定値とを用いてブランチメトリックプロセッサによってブランチメトリックを生成するステップとを含む前記方法。 45．無線通信システムに生じる信号フェージングと、タイムディスパーションと、干渉の影響を軽減する装置であって、送信シンボルシーケンスを表すＭ個の無線信号を受信する手段と、セレクションプロセッサを用いて無線信号群を選び出す手段と、ブランチメトリックを得るため各無線信号群をそれぞれ処理する複数の処理手段と、複素ブランチメトリックを得るため異なる信号群からの前記ブランチメトリックを加算する手段と、前記送信シンボルシーケンスを推定するためシーケンス推定アルゴリズムに前記合成ブランチメトリックを適用する手段を含む前記装置。 46．請求項４５において、前記複数の処理手段の各々は、受信信号サンプルを得るため前記信号群を受信する手段と、受信信号サンプルを得るため前記信号群を処理する手段と、チャンネルタップ推定値を得るため前記信号群に対するチャンネルタップを推定する手段と、インペアメント相関性の推定値を得るため信号群内における信号間のインペアメント相関性を推定する手段と、前記受信信号サンプルと、前記チャンネルタップ推定値と、インペアメント相関性の前記推定値とを用いてブランチメトリックプロセッサによってブランチメトリックを生成する手段とを含む前記装置。