FR2533095A1 - Procede et dispositif de demodulation d'une onde porteuse modulee en phase par une onde sous-porteuse qui est modulee en deplacement de phase par des signaux en bande de base - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN PROCEDE DE DEMODULATION D'UNE ONDE PORTEUSE MODULEE EN PHASE PAR UNE ONDE SOUS-PORTEUSE QUI EST MODULEE EN DEPLACEMENT DE PHASE PAR DES SIGNAUX EN BANDE DE BASE. LE PROBLEME TECHNIQUE POSE EST DE REDUIRE LA DEGRADATION DU SIGNAL, ET, PAR SUITE, LA PUISSANCE D'EMISSION OU LES DIMENSIONS DE L'ANTENNE DE RECEPTION. SELON L'INVENTION, ON EFFECTUE D'ABORD UN CHANGEMENT DE FREQUENCE A UNE FREQUENCE INTERMEDIAIRE F INFERIEURE A CELLE DE L'ONDE PORTEUSE, ON EFFECTUE UNE DEMODULATION EN PHASE EN VUE D'EXTRAIRE L'ONDE SOUS-PORTEUSE EN UTILISANT UNE BOUCLE DE COSTAS, ON EFFECTUE UN ECHANTILLONNAGE NUMERIQUE DU SIGNAL DEMODULE DANS UNE BOUCLE DE COSTAS A UNE FREQUENCE DOUBLE DE LA FREQUENCE INTERMEDIAIRE F ET ON REGENERE LA FREQUENCE D'HORLOGE DES ELEMENTS BINAIRES F DANS UNE BOUCLE D'ASSERVISSEMENT DE PHASE DU PREMIER ORDRE EN UTILISANT LA FREQUENCE DE L'ONDE SOUS-PORTEUSE COMME FREQUENCE DE REFERENCE. L'INVENTION S'APPLIQUE EN PARTICULIER AUX TRANSMISSIONS DE DONNEES ENTRE UN ENGIN SPATIAL ET UNE STATION TERRESTRE.

Description

"Procédé et dispositif de démodulation d'une onde porteuse modu-

1 ée en phase par une onde mus-porteuse qui est modulée en dé-

placement de phase par des signaux en bande de base".

La présente invention concerne les transmissions de signaux numériques par ondes porteuses; ces transmissions s'effectuent par exemple entre un engin spatial et une station terrestre. Dans le cas d'une transmission de données d'un

engin spatial vers une station terrestre, l'information à trans-

mettre est constituée par des données binaires qui ont été pro-

duites par échantillonnage à bord de l'engin spatial et coda ge binaire Le code obtenu qui est désigné sous le terme impropre de modulations par impulsions codées (MIC), peut subir un codage

supplémentaire en vue de la détection et de la correction d'er-

reurs, tel qu'un code récurrent ou un code de Reed-Solomon Les codes obtenus sont mis sous forme de code binaire ou "non retour à zéro" (NRZ), ou encore sous forme de code à niveaux de phase

écartés (SP-L) qui a l'avantage d'être un code à auto-synchroni-

sation On obtient alors des signaux en bande de base qui servent

à moduler en phase-une onde porteuse (MDP modulation en déplace-

ment de phase), selon cette modulation, une transition du code se traduit par une inversion de phase de l'onde porteuse ou de la sous-porteuse Dans le cas d'une moduiation de le sous-porteuse,

la fréquence de cette dernière est cohérente avec le débit numé-

rique Dans le cas o la sous-porteuse présente un passage à zéro par valeurs croissantes au début de chaque élément binaire, comme cela est prescrit dans certaines normes de modulation, cette caractéristique peut être utilisée pour résoudre le problème de

l'ambiguité de la phase de l'onde MDP.

L'onde MDP est ensuite soumise à une deuxième modulation qui, selon la pratique usuelle est une modulation en phase conventionnelle Dans le cas o la première modulation en phase par les signaux en bande de base a été effectuée sur la

porteuse, cette deuxième modulation n'a pas lieu et on a alors af-

faire à une modulation connue sous le nom d'une modulation en déplacement de phase binaire (MDPB) Enfin, l'onde porteuse à -2-

fréquence radio ainsi modulée peut subir un changement de fré-

quence à une fréquence supérieure et elle est finalement trans-

mise vers la terre.

La fig 1 représente un schéma en bloc fonction-

nel d'un récepteur classique d'ondes modulées en phase et compor-

tant une sous-porteuse On effectue essentiellement les opéra-

tions inverses de celles de la modulation Un démodulateur 1 effectue la démodulation en phase des signaux reçus, de manière à fournir la sousporteuse modulée par la bande de base Pour assurer une réception en phase de la porteuse, le démodulateur 1 doit pouvoir déterminer ou estimer la phase et la fréquence du signal reçu avec l'erreur la plus faible possible Ceci peut être réalisé en utilisant un signal de référence qui est dérivé de la composante remanente à la fréquence de la porteuse de l'onde reçue; cette composante peut être poursuivie en utilisant

une boucle d'asservissement de porteuse 2 La sous-porteuse mo-

dulée par la bande de base est envoyée sur un deuxième démodula-

teur 3 qui effectue une démodulation en phase de manière à obte-

nir les signaux en bande de base; de manière analogue au pre-

mier démodulateur, ce démodulateur 3 comporte des moyens d'asser-

vissement de la sous-porteuse Du fait qu'une modulation MDP ne

laisse pas subsister de composante utilisable de la sous-porteu-

se, la boucle d'asservissement 4 de la sous-porteuse doit néces-

sairement être une boucle dans laquelle on effectue une éléva-

tion au carré des signaux ou une boucle de Costas.

Dans le cas d'une modulation MDPB, la boucle d'asservissement de la porteuse 2 doit être basée sur le même principe de la boucle à élévation au carré ou la boucle de Costas o l'on peut utiliser une réception du type cohérent Dans ce cas

il n'y a pas de démodulation de la sous-porteuse.

Les signaux en bande de base sont envoyés en-

suite dans un sychroniseur primaire 5 qui régénère le signal

d'horloge des éléments binaires et produit ainsi les flux d'élé-

ments binaires et une information sur le degré de confiance si

l'on a utilisé à l'émission un codage de détection et de correc-

-3-

tion d'erreurs: dans le cas o il y a ensuiteun décodeur récur-

rent, ceci est dénommé "décision souple" et est codé sous forme de deux éléments binaires Enfin, un décodeur 6 reconstitue les données binaires initiales en effectuant un décodage approprié tel qu'un décodage récurrent suivi d'un décodage de Reed-Solomon. La fig 2 représente le schéma d'un démodulateur en phase, utilisant une boucle de Costas L'onde à démoduler est envoyée sur deux branches: une branche "données" et une branche "erreurs" comportant chacune un mélangeur ou multiplicateur 7 respectivement 8 et un filtre adapté 9 respectivement 11 Les signaux fournis par ces deux branches sont multipliés dans un multiplicateur 12 dont le signal de sortie est filtré dans un

filtre de boucle de deuxième ordre 13, le signal filtré cons-

tituant le signal de commande de la fréquence d'un oscillateur

variable 14 qui fournit une fréquence de référence aux deux mul-

tiplicateurs 7 et 8, la fréquence de référence fournie au multi-

plicateur 8 de la branche "erreurs" étant déphasée de 900 Dans le cas de la boucle d'asservissement de la sous-porteuse 4 de la

fig 1 par exemple, les deux branches "données" et d'erreurs" four-

nissent des signaux à la fréquence de la bande de base et la branche centrale constituée par les éléments 13 et 14 restitue

des signaux à la fréquence de l'onde sous-porteuse.

Un dispositif de démodulation tel que celui sché-

matisé par la fig 1 présente unedégradation de l'information par rapport à ses caractéristiques théoriques: c'est-à-dire que pour

une probabilité d'erreurs données, il nécessite un rapport puis-

sance sur bruit plus élevée, la puissance étant la puissance du signal reçu et le bruit étant la densité spectrale du bruit, qu'il soit un bruit blanc ou un bruit de Gauss De plus ce dispositif présente des effets de seuil dans les boucles d'asservissement de

phase, ce qui augmente la dégradation près du seuil.

La nécessité de réduire la dégradation et de di-

minuer les seuils est accrue lorsque l'on utilise un codage de détection et de correction d'erreurs, du fait que le but réel de ce codage est de réduire l'énergie nécessaire à la réception par

32355 095

-4- élément binaire, c'est-à-dire de réduire la puissance transmise ou les dimensions de l'antenne Par ailleurs, l'utilisation de

ces codes entraine une augmentation de la largeur du canal, c'est-

à-dire une augmentation du débit d'éléments binaires De ce fait, l'énergie par élément binaire qui doit être démodulée est ré- duite Enfin, certains décodeurs de codage de détection et de correction d'erreurs, en particulier les décodeurs récurrents, sont conçus en se basant sur l'hypothèse que les erreurs du code démodulé sont aléatoires, c'est-àdire qu'elles se conforment à la distribution de Poisson Cependant, la possibilité accrue d'erreurs résultant de la dégradation n'est généralement pas indépendante du temps mais présente des rafales d'erreurs Cet effet réduit notablement l'avantage que l'on peut espérer d'un

codage de détection et de correction d'erreurs.

Les raisons de la dégradation sont liées à la réalisation technologique des récepteurs C'est ainsi que, par exemple, l'utilisation de filtres à l'entrée des démodulateurs

en vue d'améliorer la réponse dynamique du système peut compro-

mettre les caractéristiques voulues des filtres adaptés et créer des variations du temps de propagation de groupe sur tout le spectre, ce qui augmente la dégradation et élève les seuils Des

sautillements des oscillateurs locaux peuvent nécessiter l'utili-

sation du boucles d'asservissement de phase dont la Lande passax L-

te est si grande que des données sont poursuivies; par contre, le sautillement du signal de référence entraine une dégradation

des données Lorsque l'on utilise une boucle de Costas, géné-

ralement les filtres de données des deux branches ne sont pas ace, cordés mais font seulement des approximations du spectre des

données Ceci augmente le sautillement de la sous-porteuse et é-

lève le seuil d'acquisition.

Un autre inconvénient résulte du fait que les méthodes de poursuite de la sous-porteuse à partir d'un signal modulé biphase présentent une ambiguité de phase de 1800 qui entraine une ambiguité de signe du signal en bande de base Si l'on se base sur la définition que la sous-porteuse présente un

passage par zéro par valeurs croissantes au début de chaque élé-

ment binaire, on peut résoudre cette ambiguité Mais ceci n'est pas réalisé avec des démodulateurs de sous-porteuse et des

synchroniseurs primaires.

Enfin, les dispositifs de démodulation actuels comportent de nombreux composants de technologie analogique tels

que les amplificateurs opérationnels De-tels composants analo-

giques nécessitent un accord fin régulier du fait de la dérive.

Cet accord fin ne peut être réalisé que par des utilisateurs très spécialisés et avec des équipements spécialisés et dans la pratique il en résulte une dégradation plus grande et des seuils

plus mauvais.

La présente invention a pour objet un procédé

de démodulation d'une onde porteuse modulée en phase par une on-

de sous-porteuse qui est modulée en déplacement de phase par des signaux en bande de base, selon lequel on effectue au moins une démodulation en phase en utilisant une boucle d'asservissement de Costas pour régénérer l'onde de modulation, les signaux en

bande de base obtenus étant soumis à un processus d'échantillon-

nage et de filtrage suivis d'un décodage, procédé qui ne présen-

te pas les inconvénients précités.

Conformément au procédé selon la présente inven-

tion, on effectue d'abord un changement de fréquence à une fré-

quence intermédiaire inférieure à celle de l'onde porteuse, on effectue une démodulation en phase en vue d'extraire l'onde sous-porteuse en utilisant une boucle de Costas dont une partie

est réalisée en circuit numérique, dans laquelle la sous-porteu-

se est régénérée par un synthétiseur de forme d'onde et qui com-

porte des filtres numériques adaptés, on effectue un'échantillona-

ge numérique du signal démodulé dans la boucle de Costas à une fréquence double de la fréquence intermédiaire et on régénère la

fréquence d'horloge des éléments binaires dans une boucle d'asser-

vissement de phase du premier ordre en utilisant la fréquence de

l'onde sous-porteuse comme fréquence de référence.

L'invention consiste en fait à utiliser une fré-

-6- quence intermédiaire, à inverser la séquence des démodulations des ondes porteuse et sous-porteuse dans la boucle de Costas et

à remplacer la démodulation de la porteuse par un échantillonna-

ge numérique du signal démodulé dans la boucle de Costas.

Le changement de fréquence à une fréquence in- termédiaire permet d'améliorer les performances du démodulateur du fait que le rapport signal-bruit est meilleur à la fréquence

intermédiaire, ce qui permet de fournir une composante plus éle-

vée pour la démodulation de la porteuse L'utilisation de filtres numériques adaptés dans les deux branches de la boucle de Costas améliore le seuil d'acquisition de la sous-porteuse, parce que cela permet d'affranchir les filtres de la dérive et que l'on peut utiliser des filtres à boucle d'asservissement de phase à

bande passante très étroite L'interface entre les signaux ana-

logiques et les signaux numériques est facilement réalisable en utilisant par exemple, des circuits intégrés du type VLSI à très

large degré d'intégration.

L'utilisation d'une boucle d'asservissement de phase du premier ordre comnandée par l'onde sous-porteuse est basée sur le fait que la fréquence de la sous-porteuse et la fréquence d'horloge des éléments binaires sont cohérentes On peut, de ce fait, réduire indéfiniment la bande passante de la boucle, ce qui améliorez les périodes de -Saisie de la fréquence

d'horloge des éléments binaires.

Selon une autre caractéristique de l'invention, la fréquence d'horloge des éléments binaires est obtenue par détermination de sa phase dans une boucle d'asservissement de

phase du premier ordre effectuant le produit d'un signal numéri-

que correspondant au début de chaque élément binaire par un si-

gnal correspondant au milieu de chaque élément binaire, la fré-

quence de la sous-porteuse étant divisée par le signal obtenu

pour obtenir la fréquence d'horloge des éléments binaires.

La détermination de la phase de la fréquence

de l'horloge des éléments binaires permet de fournir une infor-

mation sur l'apparition d'un glissement de la fréquence d'horloge -7 ce qui évite de recourir au processus de recherche connu sous le

nom de "commutation nodale" (node-switching).

Selon encore une autre caractéristique de l'in-

vention, le niveau du signal d'entrée de la boucle de Costas est régulé en fonction du niveau du signal numérique de sortie. Grace à cette régulation, on peut ajuster le niveau d'entrée de la boucle de Costas de manière à compenser

le facteur de modulation.

Selon encore une autre caractéristique de l'in-

vention, la forme des ondes de référence fournies par le synthé-

tiseur de forme d'onde est adapté à la forme d'onde du signal

d'entrée après sa modification par les caractéristiques du cir-

cuit effectuant la démodulation De cette manière, on adapte au

maximum les deux formes d'onde traitées par les circuits démodu-

lateurs, ce qui permet encore d'améliorer le rapport signal sur

bruit des données.

L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité Dans ce dispositif, chaque branche extérieure, "données" et "erreurs", de la boucle 2.0 -de Costasi comporte, en série - ap 1 r tir'de -'entrée du signal modulé, un circuit mélangeur équilibré de démodulation recevant

une forme d'onde à la fréquence de l'onde sous-porteuse, un fil-

tre passe-bande, un rauitipiicateur d'échantillonnage recevc nt

un signal de fréquence double de celle de la fréquence intermé-

diaire, un convertisseur analogique-numérique et un filtrenumé-

rique adapté commandé par la fréquence d'horloge des éléments binaires et dont la sortie est envoyée sur un multiplicateur des

signaux "données" et "erreurs".

Selon une autre caractéristique du dispositif selon l'invention, le branche centrale de la boucle de Costas

comporte, en série à partir du multiplicateur destiné aux "don-

nées" et "erreurs" un filtre de boucle du second ordre, un oscil-

lateur à fréquence variable et un synthétiseur de formes d'onde piloté par la fréquence d'horloge des éléments binaires et relié aux deux circuits mélangeurs de démodulation par un convertisseur

numérique-analogique En particulier l'utilisation d'un synthé-

-8- tiseur numérique de formes d'ondes permet d'obtenir toutes les

formes d'ondes désirées.

Le dispositif selon l'invention peut également

être utilisé pour la démodulation de signaux modulés par dépla-

cement de phase binaire (MDPB) Pour réaliser cette démodulation- on supprime la démodulation de la sous-porteuse et on effectue un échantillonnage numérique du signal à une fréquence quadruple

de la fréquence intermédiaire.

D'autres caractéristiques et avantages d e l'in-

vention ressortiront de la description qui suit, faite à titre

illustratif en se référant aux dessins sur lesquels la fig 3 est un schéma-bloc illustrant le principe de l'invention, et la fig 4 représente un mode de réalisation

de l'invention.

Le signal reçu du véhicule spatial est tout d'abord soumis à un changement de fréquence pour l'amener à une fréquence intermédiaire inférieure à la fréquence de la porteuse

initiale Le signal reçu en 15 (fig 3) est envoyé sur un disposi-

tif de changement de fréquence de type connu 16 qui effectue un

changement de fréquence à la fréquence intermédiaire f c; ce dis-

positif de conversion de fréquence comporte une commande automa-

tique de gain de manière à obtenir un signal calibré en fréquence

et en niveau.

Conformément à l'invention, le signal à la fré-

quence intermédiaire ainsi obtenu est dérodulé en phase dans un

dispositif de démodulation comportant une boucle de Costas in-

versée, c'est-à-dire que la séquence de la démodulation des ondes porteuse et sous-porteuse est inversée La démodulation de la sous- porteuse s-'effectue d'abord en utilisant le signal produit

par un synthétiseur de formes d'ondes de la sous-porteuse.

Les signaux obtenus après cette démodulation sont filtrés puis échantillonnés à une fréquence double de la fréquence intermédiaire fc, ce qui réalise une démodulation de la porteuse Dans chaque branche extérieure "données" et "erreurs"

de la boucle de Costas, les signaux en bande de base ainsi obte-

nus sont mis sous forme numérique puis filtrés dans un filtre -9- adapté commandé par la fréquence d'horloge des éléments binaires

f B; la multiplication des signaux "données" et des signaux "er-

reurs" se fait au niveau des signaux binaires en bande de base et

sous forme numérique.

Le signal correspondant au produit des signaux "données" et "erreurs" commande, après filtrage, le synthétiseur de formes d'onde fournissant les signaux de référence à fréquence de la sous-porteuse pour les éléments effectuant la démodulation

de cette dernière.

Ce procédé est illustré sur la fig 3 o l'on voit que le signal à fréquence intermédiaire fourni par le circuit 16 est envoyé par l'intermédiaire d'un atténuateur 17 à un ensemble de démodulation 18 qui est, en quelque sorte, une boucle de Costas comportant des éléments supplémentaires La branche extérieure de "données" comprend un mélangeur 19 recevant une forme d'onde à la fréquence de la sous-porteuse et effectuant la démodulation de cette dernière, un filtre passe-bande 21 passant la composante de

la fréquence f, un circuit 22 dans lequel on effectue un échan-

tillonnage avec un signal de référence de fréquence double de la fréquence intermédiaire f c on numérise les signaux obtenus et on

additionne et on soustrait les échantillons dans un registre d'in-

tégration et un filtre numérique adapté 23 recevant un signal de référence à la fréquence d'horloge Fi des éléments binaires De manière analogue, la branche "erreurs' de la boucle de Costas

comprend un mélangeur 24 recevant un signal déphasé de 90 par rap-

port à celui reçu par le mélangeur 19, un filtre passe-bande 25,

un élément de démodulation et de numérisation 26 et un filtre nu-

mérique adapté 27 recevant également un signal de référence à la fréquence de l'horloge des éléments binaires Les deux signaux numériques en base de bande fournis par les deux branches de la boucle de Costas sont multipliés dans le multiplieur 28 dont le signal de sortie est filtré par un-filtre de boucle de second

ordre 29 dont la sortie commande un oscillateur à fréquence va-

riable 31 dont la fréquence de sortie f M correspond à la fréquence de la sous-porteuse Le signal de sortie de l'oscillateur variable -10 - 31 est envoyé sur un synthétiseur de formes d'ondes 32 qui est piloté par la fréquence d'horloge des éléments binaires f B Une boucle d'asservissement de phase du second ordre 33 reçoit le

signal à fréquence intermédiaire et fournit les signaux d'échan-

tillonnage aux circuits de démodulation et de numérisation 22 et 26. Le synthétiseur de formes d'onde comporte deux

mémoires numériques dans lesquelles sont mémorisés des échantil-

lons d'une période de la fore d'onde désirée; à chaque impulsion d'horloge des éléments binaires, les valeurs suivantes de la

forme d'onde sont produites par des convertisseurs numériques-

analogiques 34 et 35 Conformément à l'invention, la forme d'on-

de fournie par le synthétiseur est telle qu'elle s'adapte à la forme d'onde de la sous-porteuse du signal d'entrée lorsqu'elle a été déformée par les caractéristiques de charge du circuit mélangeur de démodulation 19, respectivement 24 Dans le circuit synthétiseur de forme d'onde 32, un passage à zéro par valeurs croissantes correspond à une certaine adresse en mémoire; on peut noter la valeur de l'adresse présente au début de l'horloge d'éléments binaires et en déterminer la valeur moyenne, afin de résoudre le problème de-l'amrbiguité-de phase pour les modulations de phase simples (MDPB) Les signaux numériques en bande de base "données" obtenus à la sortie du filtre numérique adapté 23 sont traités de la manière suivante Ils sont échantillonnés à la fin

de chaque élément binaire et envoyés dans un circuit 36 de reco-

dage de "décision souple" qui fournit le flux de données binaires.

Par ailleurs, on peut calculer la valeur moyenne de la valeur ab-

solue du signal sortant du filtre 23, cette moyenne s'effectuant

sur plusieurs éléments binaires Cette valeur moyenne est propor-

tionnelle au niveau du signal de sortie de l'atténuateur 17, on

peut le filtrer par un circuit numérique constituant une répli-

que d'un filtre RC Le signal ainsi produit par un circuit 37 sert à commander l'atténuateur variable 17 de manière à stabiliser

le niveau du signal d'entrée de la boucle de Costas.

Dans un troisième circuit 38, on élève le signal

-'11 -

de sortie du filtre 23 au catré et on l'additionne à une somme de carrés A des intervalles réguliers, ce circuit 38 calcule la valeur

2 2

M 2 < B > < /B/ >

de laquelle découle la probabilité d'erreurs sur les éléments binaires si l'on suppose que l'on a affaire à un bruit distribué selon la loi de Gauss On obtient alors à la sortie du circuit 38

une information représentative de la marge de liaison.

Selon l'invention, on régénère la fréquence d'hor-

loge des éléments binaires qui est nécessaire pour lever l'ambigui-

té de phase dans les systèmes de modulation de phase simple (MDPB), et pour piloter les filtres numériques adaptés 23 et 27 Cette régénération de la fréquence d'horloge se fait en utilisant la

fréquence f M fournie par l'oscillateur 31 comme fréquence de réfé-

rence, la fréquence d'horloge des éléments binaires f B étant ob-

tenue par division de la fréquence de cet oscillateur 31 par un nombre entier connu La fréquence d'horloge qui est obtenue sert à piloter le synthétiseur d'ondes 32 et les filtres-adaptés 23 et 27. Du fait de la cohérence de la fréquence de la sous-porteuse fc et de la fréquence d'horloge f B' le circuit de

régénération de la fréquence d'horloge ne doit simplement qu'ajus-

ter la phase de cette fréquence d'bzrloge Cette détermination c'l la phase de la fréquence d'horloge est réalisée dans une boucle

d'asservissement de phase du premier ordre dans laquelle on ef-

fectue le produit d'un signal numérique correspondant à la fin de chaque élément binaire par un signal numérique correspondant au milieu de chaque élément binaire A cet effet, ladite boucle comporte deux filtres adaptés recevant deux ondes déphasées de

1800.

Avantageusement, selon l'invention, ladite boucle de régénération de la phase de la fréquence d'horloge utilise un des éléments de la boucle de Costas qui vient d'être décrite, à savoir le filtre adapté 23 de la branche extérieure de "données" de la boucle de Costas; cette boucle de régénération de la phase du circuit d'horloge comporte un autre filtre semblable 39 qui

reçoit une onde à la fréquence des éléments d'horloge qui est dé-

phasée de 1800 par rapport à celle envoyée sur le filtre 23.

-12- Le détecteur de phase de la fréquence d'horloge 41 reçoit donc deux signaux filtrés dont l'un est échantillonné à la fin de chaque élément binaire et l'autre au milieu de chaque élément binaire Ces deux signaux sont multipliés pour chaque nouvel échantillon, c'est-à-dire deux fois par période d'horloge.

Le produit effectué à la fin de chaque élément binaire est addi-

tionné à une somme courante et le produit effectué au milieu de

chaque élément binaire est soustrait de cette somme courante.

Lorsque les instants d'échantillonnage sont avancés ou retardés par rapport aux transitions d'éléments binaires, cett somme augmente ou diminue Lorsque l'on atteint un seuil élevé ou bas, la fréquence d'horloge est décalée d'un incrément, par

exemple une période de la fréquence du signal créé par l'oscilla-

teur 31 et le registre de sommation est remis à zéro.

La boucle d'asservissement de phase ainsi constituée est du premier ordre Après acquisition, sa réponse peut être réduite indéfiniment en augmentant les seuils du fait

que la fréquence d'horloge sera toujours poursuivie par la fré-

quence esclave de la sous-porteuse, la fréquence maître étant celle délivrée par l'oscillateur 31 Il en résulte qu'une boucle d'asservissement de phase du premier ordre ne peut pas devenir

instable en l'absence du signal.

La régénération de la fréquence d'horloge est réa-

lisée dans un circuit 42-contenant le registre somme précité et un circuit diviseur recevant la fréquence maître délivrée par l'oscillateur 31 et fournissant la fréquence d'horloge qui est envoyée d'une part au synthétiseur 32 et, d'autre part, aux trois

filtres adaptés 23,27 et 39.

Un signal de sortie du circuit de détection de phase de la fréquence d'hor loge 41 est également utilisé pour fournir une information sur la stabilité de la fréquence d'horloge A cet effet, un circuit 43 effectue l'intégration du signal de

sortie du circuit 41 en vue de fournir éventuellement une infor-

mation indiquant un glissement de la fréquence d'horloge.

On peut appliquer deux algorithmes aux filtres adapt -13-

23, 27 et 39 selon l'application du démodulateur Le premier al-

gorithme simule une sortie continueien fournissant pour chaque échantillon i = S la valeur Hi = Sj j=i-N

dans laquelle N est égal au nombre d'échantillons par élé-

ment binaire Ce signal est obtenu avec une puissance de traitement

* réduite, en ajoutant l'échantillon i et en soustrayant l'échantil-

lon i N d'un résultat courant Hi = Hi_ 1 + Si -Si N

Le filtre est alors adapté à un format de mo-

dulation par impulsions codées (MIC) à onde carrée et il fournit

la meilleure évaluation d'éléments binaires lorsqu'il est échan- tillonné à la fin d'une période d'élément binaire.

Le second algorithme simule le fi ltre d'intégra-

tion, échantillonnage et remise à zéro en produisant pour chaque élément binaire N H =:esi i 1 Le premier algorithme rend la boucle de Costas indépendante de l'acquisistion du signal d'horloge; cependant, les paramètres de la boucle seront quelque peu dépendants de la densité de transition (la fréquence naturelle et le facteur d'amortissement sont multipliés par N lorsque la densité de

transitions passe de zéro à 130 %).

Le deuxième algorithme rend la boucle de Costas dépendante d'asservissement de la fréquence d'horloge, ce qui, dans certaines conditions, peut retarder l'acquisition Mais,

quand le verrouillage est obtenue, la boucle de Costas est in-

dépendante de la dentisté de transition Ainsi, une petite va-

riation de cet algorithme permet de pondérer les différents-

échantillons N

H = %W S

l j = 1

afin d'adapter le filtre à un format de modulation par impul-

sions codées (MIC) à onde non carrée, c'est-à-dire lorsque l'on

utilise les systèmes de modulation par déplacement minimal.

_ 14 2533095

Une telle pondération est en principe également possible pour un filtre quasi continu mais ceci augmente notablement le traitement nécessaire. Si les données MIC sont codées selon le code à phases écartées, les filtres adaptés sont alors adaptés à une valeur seulement égale à la moitié de la période d'horloge On obtient une adaptation au format à phases écartées en fixant un débit double dans les filtres adaptés et dans l'acquisition de la fréquence d'horloge Les moitiés d'éléments binaires que l'on obtient alors sont co Etbinées par paires dans un décodeur à phases écartées 44 recevant les signaux fournis par la boucle de Costas et on a

obtient la sortie en non retour à zéro (NRZ-L) en utilisant l'al-

gorithme arproprié au code à phases écartées spécifique utilisé (L, M, ou

S) en résolvant alors 1 'ambiguité de phase à partir des statisti-

ques des résultats.

Dans le cas spécifique du code à nivéaux de pha-

se écartés <SP-L) le traitement peut également être réalisé en multipliant le signal numérisé à la sortie des circuits 22 et 26

par le signal d'horloge en ondes carrées.

Dans les deux cas, le seuil d'acquisition de la

boucle de Costas sera plus -élevé de 3 d B que pour lé code NRZ-.

La fig 4 est un schéma bloc montrant un mode de

réalisation de l'invention qui a été utilisé en tant que proto-

type et donne des détails sur une possibilité de réalisation pra-

tique de l'invention sous forme modulaire, certains éléments du

schéma de la fig 3 n'ayant pas été réalisés dans ce prototype.

La boucle d'asservissement de phase de poursui-

te de l'onde porteuse 33 du schéma de la fig 3, est constituée par

un amplificateur 51, un filtre à bande étroite 52 et une bou-

cle d'asservissement de phase directe du second-ordre constitué

par un oscillateur commandé en tension à cristal 53, un multipli-

cateur 54 et un filtre de boucle 55.

Chaque branche extérieure de la boucle de Costas comporte successivement un multiplicateur de la sous-porteuse 56,

respectivement 57, constitué par un mélangeur équilibré, un am-

2533095

plificateur 58, respectivement 59, un filtre passe-bande 61, res-

pectivement 62, un multiplicateur de la porteuse 63, respective-

ment 64 et un module de numérisation constitué par unconvertis-

seur analogique-numérique 65, respectivement 66 Les filtres adaptés sont constitués chacun d'un additionneur 67, respective- ment 68 et 69 associés à un registre 71, respectivement 72 et 73,

de manière à constituer un module some-dans-registre réalisant' la fonc-

tion d'intégration échantillonnage et remise à zéro Les signaux

fournis par les deux branches de la boucle de Costas sont en-

voyés sur un module multiplicateur constitué par un circuit in-

tégré à très grand degré d'intégration (VLSI) 74.

Le signal fourni par ce multiplicateur 74 est envoyé sur un filtre de boucle du deuxième ordre comportant un intégrateur et un additionneur accéléré et constitué par diviseur par 2175 d'une part, et un additionneur 76 associé à un registre

77 d'autre part, les signaux obtenus étant envoyés sur un addi-

tionneur 78 Le signal de sortie de cet additionneur est envoyé

sur un convertisseur numérique-analogique 79, suivi d'un oscilla-

teur commandé en tension à cristal 81 dont le signal de sortie est enyoyé sur: le: synthétiseur de forme d'onde 82 qu Lcomporte un dispositif de comparaison de la polarité de là phase numérique 83 qui renvoie une commande d'inversion de phase au synthétiseur 82 si le signal d'horloge des éléments binaires se trouve à un

passage à zéro par valeurs décroissantes.

L'ensemble d'acquisition de l'horloge des élé-

ments binaires comporte le filtre adapté constitué par les élé-

ments 69 et 72, un multiplicateur 84, un ensemble comparateur de phases d'horloge et intégrateur 85, un ensemble de détection de seuils 86 et un diviseur 87 correspondant au diviseur 42 de la fig 3 et fournissant le signal d'horloge Le circuit de détection

de dérive du signal d'horloge 88 a été représenté séparément.

Le modulateur prototype représenté à la fig 4 a été essayé en même temps qu'un récepteur typique à asservissement

de phase Les résultats peuvent être résumés de la manière sui-

vante.

16 - La dégradation étant inférieure à 0,5 d B pour un rapport énergie par élément binaire sur bruit entre -2 d B et 10 d B Le seuil d'acquisition est inférieur à 16 d B dans la boucle de Costas, ce qui correspond à un rapport énergie par élément binaire sur bruit inférieur à -_ 4 d B.

La description ci-dessus n'est fournie qu'à-ti-

tre d'exemple nullement limitatif et il est évident que l'on peut y apporter des modifications ou variantes sans sortir pour autant

du cadre de la présente invention.

C'est ainsi que tous les traitements numériques peuvent être réalisés par un ou plusieurs processeurs en tranches en fonction de la vitesse de traitement désirée Si on se réfère

à la fig 3, certaines fonctions resteraient alors réalisées se-

lon-la technologie à fréquence intermédiaire; il s'agit de la boucle d'asservissement de phase-33, de l'atténuateur 16, des multiplicateurs 19 et 24, des filtres analogiques 21 et 25 et, éventuellement, de l'oscillateur à fréquence variable 31 Les échantillonneurs démodulateurs de la porteuse 22 et 26 peuvent

alors constituer un sous ensemble spécial.

Toutes les autres fonctions numériques peuvent être réalisées dans une simple configuration de micro-ordinateur comportant des interfaces analogiques-numériques si le débit des

"données" le permet.

Pour des débits de données très élevés, on peut enfin prévoir un processeur-pour chaque fonction en prévoyant

des modules de fonction selon la technique intégrée à grand de-

gré d'intégration (VLSI) dans les endroits o le flot de "données

peut se heurter-à un étranglement, par exemple dans les multipli-

cateurs. 17 -

Claims (14)

REVENDICATIONS

1 >) Procédé de démodulation d'une onde porteuse modulée en phase par une onde sous-porteuse qui est modulée en déplacement de phase par des signaux en -bande de base, selon lequel on effectue au moins une démodulation en phase en utili- sant une boucle d'asservissement de Costas pour régénérer l'onde de modulation, les signaux en bande de base obtenus étant tous

ensuite soumis à un processus d'échantillonage suivi d'un déco-

dage, caractérisé en ce que l'on effectue d'abord un changement de fréquence à une fréquence intermédiaire f inférieure à celle de l'onde porteuse, on effectue une démodulation en phase en vue d'extraire l'onde sous-porteuse en utilisant une boucle de Costas dont une partie est réalisée en circuit numérique, dans laquelle

la sous-porteuse est régénérée par un synthétiseur de forme d'cn-

de et qui comporte des filtres numériques adaptés, on effectue un échantillonage numérique du signal'démodulé dans la boucle de Costas à une fréquence double de la fréquence intermédiaire f C et on régénère la fréquence d'horloge des éléments binaires f B dans une boucle d'asservissement de phase du premier ordre en utilisant la fréquence de l'onde sous-porteuse comme fréquence

de référence.

2 ) Procédé selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que la fréquence d'horloge des éléments binaires f B

est obtenue par détermination de sa phase dans une boucle d'as-

servissement de phase du premier ordre effectuant le produit d'un signal numérique correspondant à la fin de chaque élément binaire par un signal correspondant au milieu de chaque élément binaire, la fréquence de la sous-porteuse étant divisée par le signal obtenu pour obtenir la fréquence d'horloge des éléments

binaires.

) Procédé selon l'une quelconque des revendi-

-cations 1 et 2, caractérisé en'ce que le niveau du signal d'en-

trée de la boucle de Costas est régulé en fonction du signal

numérique de sortie.

18 2533095

) Procédé selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que le signal correspondant à la phase de la fréquence d'horloge des signaux binaires est intégré de manière à obtenir un signal représentatif du glissement de la fréquence d'horloge des éléments binaires. ) Procédé selon l'une quelconque des revendi-

cations 1 à 4, caractérisé en ce que la forme de l'onde à la fré-

quence de l'onde sous-porteuse fournie par le synthétiseur de forme d'onde est adaptée à la forme d'onde du signal d'entrée à fréquence

intermédiaire modifiée par les caractéristiques du circuit effec-

tuant la démodulation.

) Procédé selon l'une quelconque des revendi-

cations 1 à 5, caractérisé en ce que le signal de sortie échantil-

lonné à la fin de chaque élément binaire est élevé au carré e -

ajouté à une somme de carrés, de manière à calculer la probabilité'

d'erreurs sur les éléments binaires.

7 ) Procédé selon l'une quelconque des revendi-

cations 1 à 6, caractérisé en ce que la démodulation de la sous-

porteuse est supprimée et en ce que la démodulation de la porteu-

se est effectuée par échantillonnage du signal à une fréquence

égale à quatre fois la fréquence intermédiaire de manière à démo-

duler les signaux modulés par déplacement de phase binaire.

8 ) Dismositif de démodulatior pou-" la mise en

oeuvre du procédé selon l'une des revendications 1 à 7, caracté-

risé en ce que chaque branche extérieure, "données" et "erreurs"

de la boucle de Costas comporte en série, à partir du signal modu-

lé, un circuit mélangeur de démodulation ( 19,21,56,57) recevant une forme d'onde à la fréquence de l'onde sous-porteuse, un filtre passe- bande ( 21,25,61,62), un multiplicateur d'échantillonnage ( 22, 26,63,64) recevant un signal de fréquence double de celle de la fréquence intermédiaire f Ct un convertisseur analogique-numérique ( 65,66) et un filtre numérique adapté ( 23,27,67,68,71,73) commandé par la fréquence d'horloge des éléments binaires et dont la sortie est envoyée sur un multiplicateur de signaux "données" et "erreurs"

6 19 2533095

9 ) Dispositif selon la revendication 8 carac-

térisé en ce que la branche centrale de la boucle de Costas com-

porte, en série à partir du multiplicateur ( 28,74) des signaux

"données" et "erreurs", un filtre de boucle du second ordre, ( 29,-

75,76,77) un oscillateur à fréquence variable ( 31,81) et un syn-

thétiseur de forme d'onde ( 32,82) piloté par la fréquence d'hor-

loge des éléments binaires et relié aux deux circuits mélangeurs

de démodulation ( 19,24,56,57) par un convertisseur numérique-ana-

logique ( 34,55).

10 ) Dispositif selon la revendication 9, carac-

térisé en ce que le synthétiseur de forme d'onde f 31,81) comprend deux mémoires numériques dans chacune desquelles est enregistré

un cycle de forme d'onde.

11 ) Dispositif selon l'une des revendications

8 à 10, caractérisé en ce qu'il comporte une boucle de réaction à verrouillage de phase du second ordre ( 33,53,54,55) recevant le signal d'entrée à fréquence intermédiaire Fc et fournissant un

signal à fréquence intermédiaire.

t 12 ) Dispositif selon l'une des revendications

8 à 11, caractérisé en ce qu 'il comporte un atténuateur variable ( 17) disposé à l'entrée de la boucle de Costas et commandé par un circuit numérique ( 37) qui est analogue à un filtre analogique en RC et qui fournit une valeur moyenne des signaux binaires je sortie.

13 ) Dispositif selon l'une des revendications

8 à 12, caractérisé en ce que la boucle de réaction à verrouil-

lage de phase du premier ordre servant à régénérer la fréquence

de l'horloge des éléments binaires, comporte deux branches com-

portant chacune un filtre numérique adapté ( 23,36,67,71,69,72) commandé par la fréquence d'horloge des éléments binaires, l'un desdits filtres étant le filtre ( 23,67,71) de la branche "données"

de la boucle de Costas, et l'autre filtre ( 39,69,72) étant comman-

dé par une onde en opposition de phase par rapport à celle com-

mandant le filtre ( 23,67,71) de la boucle de Costas -

) Dispositif selon l'une des revendications

8 à 13, caractérisé en ce que les filtres numériques adaptés

de la boucle de Costas et de la boucle de régénération de la fré-

quence d'horloge ( 23,27,39,68,73,67,71,69,72) sont constitués par des modules somme-dans registre.

) Dispositif pour la mise en oeuvre du procé-

dé selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il

comporte au moins un processeur du type à fonctionnement en tran-

ches qui exécute au moins une partie des fonctions numériques du

procédé, les éléments fonctionnels analogiques étant réalisés se-.

lon la technologie dite à fonction intégrée.

) Dispositif selon la revendication 15, carac térisé par le fait que le processeur précité est constitué par

un microprocesseur et en ce que les éléments fonctionnels numé-

riques à fort débit d'éléments binaires sont réalisés séparément

selon la technique des circuits intégrés à très grand degré d'in-

tégration (VLSI).