ES2213146T3 - Demodulador para señales rds. - Google Patents

Abstract

EN UNA DISPOSICION DE CIRCUITO PARA UN DEMODULADOR DE UNA SEÑAL DE DATOS EN UN RECEPTOR DE RADIODIFUSION SE GENERA LA SEÑAL MULTIPLEX EN FORMA DIGITAL SEGUN UNA FILTRACION PASABANDA CON UNA SEÑAL A PARTIR DEL RECEPTOR DE RADIODIFUSION, TENIENDO EN CUENTA EL PORTADOR DE REFERENCIA OBTENIDO EN LA EXPLORACION EN DOS LONGITUDES DE FASE DESPLAZADA UNA CON RESPECTO A OTRA 90 IMERA Y UNA SEGUNDA SEÑAL DE MEZCLA. UNA PRIMERA Y UNA SEGUNDA SEÑAL AUXILIAR SE GENERAN CON UN DESARROLLO EN FORMA DE SENO Y DE COSENO. LA PRIMERA SEÑAL DE MEZCLA SE MULTIPLICA CON LA PRIMERA SEÑAL AUXILIAR Y LA SEGUNDA SEÑAL DE MEZCLA SE MULTIPLICA CON LA SEGUNDA SEÑAL AUXILIAR, CON LO CUAL EL RESULTADO DE ESTA MULTIPLICACION SE SUMA BAJO LA FORMACION DE UNA PRIMERA SEÑAL DE SALIDA. LA PRIMERA SEÑAL DE MEZCLA SE MULTIPLICA CON LA SEGUNDA SEÑAL AUXILIAR Y LA SEGUNDA SEÑAL DE MEZCLA SE MULTIPLICA CON LA PRIMERA SEÑAL AUXILIAR, CON LO CUAL EL RESULTADO SE SUBSTRAE BAJO LA FORMACION DE UNA SEGUNDA SEÑAL DE SALIDA. LA POSICION DE FASE DE LA SEÑAL AUXILIAR SE CONTROLA DE TAL MODO, QUE LA PRIMERA SEÑAL DE SALIDA CORRESPONDE A LA SEÑAL DE DATOS DE RADIO COLOCADA MAS ABAJO EN LA BANDA BASE.

Description

Demodulador para señales RDS.

La invención se refiere a una disposición de circuito para un demodulador de una señal de datos en un receptor de radiodifusión, donde la transmisión de la señal de datos de radio se lleva a cabo a través de modulación por desplazamiento de fase de una señal auxiliar suprimida dentro de la señal múltiple.

Para la demodulación de señales de datos de radio se conocen ya diferentes circuitos, que procesan señales analógicas.

El cometido de la presente invención consiste en posibilitar de una manera ventajosa la demodulación de una señal de datos de radio, que está presente con preferencia en forma digital, con medios de la técnica de circuitos digitales.

Este cometido se soluciona en la disposición de circuito mencionada anteriormente porque la señal múltiple en forma digital es mezclada, después de un filtrado pasabanda, con una portadora de referencia obtenida a partir de un pulso de reloj de muestreo generado en el receptor de radio, en dos posiciones de fase desplazadas 90º entre sí en la banda de base, resultando una primera y una segunda señal mixta, porque se generan una primera y una segunda señal auxiliar con un desarrollo senoidal o cosenoidal, porque la primera señal mixta es multiplicada por la primera señal auxiliar y la segunda señal mixta es multiplicada por la segunda señal auxiliar, siendo sumados los resultados de estas multiplicaciones bajo la formación de una primera señal de salida, porque la primera señal mixta es multiplicada por la segunda señal auxiliar y la segunda señal mixta es multiplicada por la primera señal auxiliar, siendo restados los resultados bajo la formación de una segunda señal de salida y porque la posición de las fases de las señales auxiliares es controlada de tal forma que la primera señal de salida corresponde a la señal de datos de radio reducida a la banda de base.

Una ventaja esencial de la disposición de circuito según la invención consiste en que la portadora de referencia es acoplada con el pulso de reloj de muestreo generado para el procesamiento digital. De ello se deducen simplificaciones esenciales durante el diseño del circuito digital -por ejemplo, la posibilidad de leer los valores de muestreo de la portadora de referencia a partir de una tabla memorizada.

La disposición de circuito según la invención es adecuada, además, para la demodulación de una señal de radio de tráfico, con una portadora modulada en la amplitud, no suprimida, que tiene, en el caso de aparición simultánea de señales de datos de radio, una posición de las fases de 90º con respecto a la portadora auxiliar de las señales de datos de radio.

Se consigue una reducción del gasto de cálculo, en la disposición de circuito según la invención, porque la portadora de referencia está presente como secuencia de números 0, 1, 0, -1... en el caso de una posición de fase senoidal y como secuencia de números 1, 0, -1, 0... en el caso de una posición de fase cosenoidal.

Un desarrollo de la disposición de circuito según la invención consiste en que la segunda señal de salida forma una señal de radio de tráfico en la banda de base. De esta manera, una señal de radio de tráfico que está presente, dado el caso, en la banda de base, es convertida de forma sencilla adicionalmente en la señal de datos de radio.

En otro desarrollo de la disposición de circuito según la invención, está previsto que para la regulación de la posición de las fases de las señales auxiliares, la primera, la segunda y una tercera señal de salida, que se obtiene a través de la multiplicación de la primera por la segunda señal de salida, sean conducidas a través de un paso bajo, respectivamente, que la primera y la segunda señal de salida filtradas a través de filtro de paso bajo sean multiplicadas entre sí y sean restadas de la tercera señal de salida filtrada a través de filtro de paso bajo, y que el resultado de la substracción sea conducido a través de un circuito de valor umbral y forme una tensión de control para un generador que genera las señales auxiliares.

Con ello se consigue de una manera especialmente favorable una regulación de la posición de las fases de las señales auxiliares. En este caso puede estar previsto con preferencia que el resultado de la multiplicación de la primera y de la segunda señal de salida, conducidas, respectivamente, a través de un paso bajo, sea multiplicado por una constante antes de la formación de la diferencia.

Para la formación de las señales auxiliares en el marco de la invención se puede aplicar una disposición de circuito ventajosa, que se puede emplear también de manera ventajosa fuera de la invención. Esta disposición de circuito para la generación de al menos una señal periódica de forma dada de la curva en función de una señal de control alimentada, que puede adoptar dos niveles, se caracteriza porque el contenido de un registro es incrementado o reducido a través de impulsos de reloj, cuya frecuencia es esencialmente más elevada que la frecuencia de la señal generada, en función del nivel de la señal de control, porque a partir del contenido respectivo del registro se calcula un valor de función, donde el intervalo de valores, que puede adoptar el contenido del registro, corresponde a un semiperiodo de la señal a generar, y porque, respectivamente, en el caso de un desbordamiento y en el caso de un flujo insuficiente del registro se modifica el signo de los valores de función calculados.

Entre otras cosas, para los fines de la disposición de circuito según la invención, la disposición de circuito para la generación de al menos una señal periódica puede estar desarrollada de tal forma que el desarrollo predeterminado es senoidal, porque se genera otra señal de forma cosenoidal y porque los valores de función son calculados a través de polinomios.

Un desarrollo de la disposición de circuito según la invención se caracteriza porque los valores de muestreo de la señal de datos de radio reducida a la banda de base y de una de las señales mixtas, respectivamente, son sumados durante la duración de un periodo de la señal RDS, porque se forma el valor absoluto a partir de los valores de muestreo sumados, y porque la diferencia de los valores absolutos en un instante determinado es utilizada para el control de una corrección de fases de 180º. Esta forma de realización representa una posibilidad favorable para la demodulación de la señal de datos de radio ya reducida a la banda de base.

Otro desarrollo ventajoso de la disposición de circuito según la invención consiste en que para la obtención de la señal de datos de radio demodulada se utilizan los valores de muestreo sumados de la señal mixta.

En otra forma de realización ventajosa de este desarrollo está previsto que se lleve a cabo un reconocimiento de un error de 180º por medio de un integrador, cuyo sentido de recuento es determinado a través de la diferencia de los valores absolutos y que, en el caso de desbordamiento, provoca una corrección de las fases de 180º.

Los ejemplos de realización de la invención están representados en el dibujo con la ayuda de varias figuras y se explican en detalle en la descripción siguiente. En este caso:

La figura 1 muestra un demodulador para señales de datos de radio y para señales de radio de tráfico.

La figura 2 muestra una mezcladora contenida en el demodulador según la figura 1.

La figura 3 muestra un bucle de regulación de las fases contenido en el demodulador según la figura 1.

La figura 4 muestra un generador de seno/coseno para el bucle de regulación de las fases según la figura 3.

La figura 5 muestra una disposición de circuito para el cálculo de polinomios para el generador según la figura 4.

La figura 6 muestra un demodulador contenido en el circuito demodulador según la figura 1 para señales de datos de radio.

La figura 7 muestra un circuito para la transformación ortogonal, y

La figura 8 muestra un demodulador contenido en el circuito demodulador según la figura 1 para señales de radio de tráfico.

Las partes iguales están provistas en las figuras con los mismos signos de referencia. El ejemplo de realización así como partes del mismo están representados, en efecto, como diagramas de bloques. Sin embargo, esto no significa que la disposición de circuito según la invención esté limitada a una realización con la ayuda de circuitos individuales que corresponden a los bloques. En su lugar, la disposición de circuito según la invención se puede realizar más bien de una manera especialmente ventajosa con la ayuda de circuitos altamente integrados. En este caso, se pueden emplear procesadores de señales digitales que, con una programación adecuada, llevan a cabo las etapas de procesamiento representadas en los diagramas de bloques. La disposición de circuito según la invención puede formar, junto con otras disposiciones de circuito dentro de un circuito integrado, partes esenciales de un receptor de radio.

A la entrada 1 del circuito demodulador según la figura 1 se puede alimentar una señal múltiple, que contiene, adicionalmente a la información de audio, según la emisora recibida en cada caso, una señal de radio de tráfico, una señal de datos de radio o ambas señales. La señal de radio de tráfico está constituida de una manera conocida en sí por una portadora auxiliar modulada en la amplitud, cuya frecuencia es 57 kHz. Para la transmisión de la señal de datos de radio se lleva a cabo una modulación por desplazamiento de fase de una portadora auxiliar suprimida con la frecuencia difundida habitualmente de 1187,5 Hz.

La señal múltiple alimentada MPX llega en primer lugar a una mezcladora 2, en la que se multiplica por una portadora de referencia obtenida a partir de un pulso de reloj de muestreo generado en el receptor de radiodifusión, en dos posiciones de fases desplazadas 90º entre sí. En este caso, se obtienen las señales mixtas ws y wc. Puesto que la portadora de referencia no está acoplada con la portadora auxiliar, las señales mixtas ws, wc están afectadas con errores, que se producen debido a la posición variable de las fases entre la portadora de referencia y la portadora auxiliar. Para la corrección de estos errores está previsto un bucle de regulación de las fases 3.

Con la ayuda de la mezcladora 2 y del bucle de regulación de las fases 3 se reducen las señales de datos de radio y las señales de radio de tráfico de frecuencia portadora a la banda de base, llevando a cabo a través de una configuración especial del bucle de regulación de las fases 3 al mismo tiempo una separación de las señales de radio de tráfico ARI de las señales de datos de radio RDS.

La señal RDS es demodulada en un demodulador RDS 4, cuyas señales de salida D1 a D4 son conducidas a un circuito 5 para la sincronización de los bloques y para la corrección de errores, cuya salida 6 lleva los datos RDS.

La señal ARI es demodulada en un demodulador de radio de tráfico 7, siendo generadas para la identificación del intervalo BK y para la identificación del mensaje DK señales que designan la presentan de tal identificación (BK_ON, BK0, DK_ON, DK0). Estas señales se pueden tomar en las salidas 8, 9, 10, 11. En el bucle de regulación de las fases 3 se obtiene, además, en el caso de la presencia de la portadora auxiliar, una señal SK que identifica las emisoras que emiten el mensaje de tráfico. Esta señal se puede tomar en una salida 12.

La figura 2 muestra la mezcladora 2 (figura 1) en representación detallada. En la entrada 1 está conectada en primer lugar una pasabanda 15, que transmite los componentes espectrales de la señal múltiple MPX, que caen en la zona de la portadora auxiliar modulada, estando dimensionada la anchura de banda de tal forma que se consigue una supresión suficiente de la señal múltiple y de otras porciones de señales de interferencia. En la pasabanda 15 se conectan dos multiplicadores 16, 17, a los que se conduce, además de la señal de salida de la pasabanda 15, a través de las entradas, respectivamente, una portadora de referencia, que es derivada a partir de una señal de pulso de reloj generada en el receptor de radiodifusión. Estas portadoras tienen una frecuencia de 57 kHz, pero no están acopladas con la portadora auxiliar. Para la simplificación de las operaciones de cálculo, la señal múltiple está presente aquí de una manera más ventajosa con una frecuencia de muestreo de 228 kHz. Los valores de muestreo de las portadoras de referencia alimentadas en 18, 19 pueden estar constituidas por una secuencia de los números 1, 0, -1, 0 o bien 0, 1, 0, -1 para un periodo respectivo de la portadora de referencia.

En los filtros 20, 21 siguientes, que están configurados como filtros FIR, se suprimen los productos mixtos de frecuencia elevada, de manera que solamente permanece la banda de base. Además, a través de los filtros 20, 21 se posibilita una reducción de las frecuencias de muestreo siguientes en torno al divisor 24 en 22, 23. De esta manera, se llevan a cabo las etapas siguientes de procesamiento de las señales con una velocidad reducida. Las señales mixtas wc y ws se toman en 24, 25 y se conducen al bucle de regulación de las fases 3 (figura 1, figura 3).

Las señales mixtas ws y wc alimentadas a las entradas 31, 32 del bucle de regulación de las fases según la figura 3 son multiplicadas con la ayuda de un multiplicador 33, 34, 35, 36, respectivamente, por una señal auxiliar ps1 de forma senoidal y por una señal auxiliar pc1 desfasada 90º con respecto a ella. Las señales auxiliares son generadas en un generador de seno/coseno 37. Las señales de salida de los multiplicadores 33, 34 son sumadas en 38, mientras que se lleva a cabo una substracción de las señales de salida de los multiplicadores 35, 36 en 39. Con la ayuda de la regulación de las fases descrita a continuación se consigue que en la salida 40 del sumador 38 se encuentre la señal de datos de radio RDS reducida a la banda de base, mientras que a partir de la salida del restador 39 se puede tomar a través de un paso bajo 41 la señal de radio de tráfico ARI reducida a la banda de base.

Con la ayuda de otro paso bajo 43, de una formación del valor absoluto 44, de un restador 45 y de un circuito de valor umbral 46, a partir de la amplitud de la señal de salida del sumador 39 se deriva una señal SK, que se puede tomar de una salida 47 y que indica las emisoras con radio de tráfico.

A continuación se describe el control del generador de seno/coseno 37 con la ayuda de las señales de salida A1 y A2 de los sumadores 38, 39. Con un multiplicador 48 se forma en primer lugar otra señal A3. Los otros multiplicadores 49, 50 y sumadores 51, 52 para las señales A1 y A2 sirven para el control de la amplificación del bucle y, por lo tanto, del comportamiento de estabilización de la oscilación. Las señales A1, A2, A3 son liberadas de porciones de frecuencia elevada con la ayuda de pasos bajos 53, 54, 55. Las señales de salida H1, H2 de los pasos bajos 53, 55, son multiplicadas en 56 entre sí y el resultado es multiplicado en 57 por una constante n. El resultado de esta multiplicación es restado de la señal de salida H3 del paso bajo 54 en 58. A través de un circuito de valor umbral 49 se genera entonces una señal US, que controla el generador de seno/coseno.

Las señales A1 y A2 tienen la forma siguiente:

A1 = r \cdot cos(phi) -- a \cdot sen(phi)

A2 = r \cdot sen(phi) + a \cdot cos(phi)

donde phi es el error de fase entre la señal de entrada r \cdot cos(2\pi57kHz + phi) + a \cdot sen(2\pi57kHz + phi), r es la modulación de la señal RDS y a es la modulación de radio de tráfico.

El detector de fases tiene el cometido de generar, a partir de las señales A1 y A2, una señal para el control del generador de seno/coseno 37, que es proporcional al error de fase. A tal fin, se utiliza, además, la señal A3, que se obtiene a través de la multiplicación de las señales A1 y A2 de la siguiente manera:

A3 = A1 \cdot A2 = 0,5 \cdot [r^{2} - a^{2}] \cdot sen (2 \cdot phi) + [r \cdot a \cdot cos(2 \cdot phi)]/2

Las señales de salida de los pasos bajos 53, 55 son designadas a continuación con H1 y H2. La frecuencia límite de los pasos bajos 53, 55 está seleccionada de tal forma que se suprimen las porciones espectrales de la señal RDS, es decir:

H1 = -a \cdot sen(phi); H2 = a \cdot cos(phi).

De una manera correspondiente, se selecciona la frecuencia límite del paso bajo 54, para que la señal H3 contenga la forma siguiente:

H3 = 0,5 \cdot [r^{2} - a^{2}] \cdot sen (2 \cdot phi).

La señal H4 es entonces H4 = -a^{2} \cdot sen (2 \cdot phi).

De esta manera, se calcula la señal de control H5 para el generador de seno/coseno 37 para obtener

H5 = 0,5 \cdot [r^{2} + a^{2}] \cdot sen (2\cdot phi).

Esta señal de control H5 controla el generador de seno/coseno 37 independientemente del signo de la modulación. Pueden aparecer tres casos, en efecto, que se reciba tanto una señal de radio de tráfico como también una señal de datos de radio o que se reciba una de las dos. Las ecuaciones siguientes muestran que el generador de seno/coseno 37 solamente es controlado en todos los casos por el error de fase phi o bien por sen (2 \cdot phi).

RDS + radio de tráfico	H5 = 0,5 \cdot [r^{2} + a^{2}] \cdot sen (2\cdot phi).
Sólo RDS	H5 = 0,5 \cdot r^{2} \cdot sen (2\cdot phi).
Sólo radio de tráfico	H5 = 0,5 \cdot a^{2} \cdot sen (2\cdot phi).

La figura 4 muestra un ejemplo de realización ventajoso para el generador de seno/coseno 37 (figura 3). Un integrador 62 integra la señal de control US alimentada en 63, que representa solamente un signo y que puede adoptar, por ejemplo, los valores -1 y +1. A través de la multiplicación por el factor K en 61 se lleva a cabo una escala de tal forma que la señal US' es esencialmente menor que el intervalo de integración o de recuento del integrador 62. El integrador 62 es un registro, que se incrementa o se reduce por impulsos de reloj en función de la señal US y, en el caso de que se exceda o no se alcance el intervalo de recuento, continúa en el otro extremo respectivo del intervalo de recuento. En este caso, se genera una señal de rebose, que provoca en 64 el cambio de un signo VZ.

El contenido x respectivo del integrador 62 es conducido a un circuito 65 para el cálculo de polinomios, que representan una buena aproximación a la función de seno y coseno deseada. Las salidas del circuito 65 están provistas con multiplicadores 66, 67 para la multiplicación de los valores ps0, pc0 calculados en cada caso por el signo VZ. A partir de las salidas 68, 69 se pueden tomar la señal senoidal y la señal cosenoidal ps1, pc1. Puesto que en el caso de un rebose del integrador se efectúa un cambio de signo de los valores calculados, se puede identificar el intervalo de los valores del integrador por medio de una reproducción y de una escala de los coeficientes de los polinomios con el intervalo de definición [-\pi/2, \pi/2] para los polinomios.

En la figura 5 se representa un ejemplo de realización para el cálculo de los polinomios. El contenido del integrador x es conducido a 72, en 72 es multiplicado por un primer coeficiente, en 73 es multiplicado por sí mismo y en 74 es multiplicado por el resultado de la multiplicación en 73. El resultado x^{3} de la multiplicación en 74 es multiplicado en 75 por un segundo coeficiente y en 76 por x^{2}, de manera que en la salida del multiplicador 75 se obtiene x^{5}, que es multiplicado en 77 por el tercer coeficiente. Con la ayuda de dos sumadores 78, 79 se forma entonces el polinomio ps0 que se puede tomar en la salida 80.

Para la formación del polinomio pc0 que se puede tomar en la otra salida 81 se forma en 82, a través de la multiplicación de x^{2} por sí mismo, x^{4} que se multiplica en 83 por un coeficiente. X2 es multiplicado en 84 por otro coeficiente. La suma de los miembros del polinomio formados de esta manera y de una constante se forma con la ayuda de los sumadores 85 y 86.

Al demodulador RDS según la figura 6 se conduce, a través de una entrada 91, la señal RDS desde el bucle de regulación de las fases 3 (figura 1). Con la ayuda de un circuito conocido como Circuito Costas se genera una portadora RSIN de la frecuencia 1, 1875 Hz, que se encuentra en la siguiente relación de fases con la portadora de la modulación RDS: igualdad de fases o diferencia de fases +180º o -180º. Este bucle está constituido de la siguiente manera: en primer lugar se multiplica la señal RDS en 92, 93 por la portadora RSIN generada y por la portadora RCOS desfasada 90º con respecto a ésta. Los resultados de estas multiplicaciones son filtrados a través de paso bajo en 94, 95 y son conducidos a través de circuitos de valor umbral 96, 97 a otro multiplicador 98. Su señal de salida controla un generador de seno/coseno, que está constituido, como el generador de coseno según la figura 4, por un integrador 99, un circuito 100 para el cálculo de polinomios, un circuito 100' para la conmutación del signo y dos multiplicadores 10, 102.

Antes de que la señal de salida del multiplicador 98 sea conducida al integrador 99, se multiplica en 103 por una constante CR2, que influye en la amplificación del bucle. Para elevar la amplificación del bucle durante la conexión, están previstos, además, un multiplicador 104 y un sumador 105, siendo alimentada al multiplicador 104 a partir de un circuito 106 una señal que es grande al comienzo de una sincronización y que cae a continuación. De esta manera, se provoca una estabilización más rápida del bucle de regulación de las fases.

Las señales RS2 y RC2 generadas con la ayuda del generador de seno/coseno 99 a 102 son conducidas a un circuito 107 para la transformación ortogonal, que genera las dos portadoras RSIN y RCOS.

La portadora RSIN es convertida a través de un circuito de valor umbral 108 en una señal binaria D3 y es conducida al circuito 5 (figura 1). Para la obtención de una señal D2 que contiene los datos, se conduce el resultado de la multiplicación 93 a través de un filtro FIR 110 y a través de un circuito de valor umbral 111. La señal está disponible entonces en la salida 112 para la transmisión al circuito 5 (figura 1). El filtro FIR 110 promedia los ocho últimos valores de muestreo respectivos (esto corresponde a un periodo binario de la señal de datos de radio de 1/1,875 kHz).

A través de la supresión de la portadora auxiliar durante la transmisión de la señal de datos de radio, no existe ninguna univocidad sobre la posición de las fases de 180º de la señal demodulada. Para la corrección del error de 180º, dado el caso, presente, se conduce la señal RDS a través de otro filtro FIR 113 igualmente con ocho valores de muestreo. A continuación se forma el valor absoluto en 114 a partir de los valores de muestreo sumados. También a partir de las señales de salida del filtro FIR 110 se forma en 115 el valor absoluto. Éste es multiplicado en 116 por una constante CR1 y es restado en 117 del valor absoluto de las señales de salida del filtro FIR 113. El resultado es conducido a través de un circuito de valor umbral 118 y representa una señal D1, que sirve para la corrección de la posición de las fases de 180º y puede ser conducido desde una salida 119 al circuito 5 (figura 1). A partir del valor absoluto de las señales de salida del filtro FIR 110 se puede generar, además, con la ayuda de un circuito restador 120, al que se puede conducir una constante QRT, y con la ayuda de un circuito de valor umbral 121 una señal D4, que caracteriza la calidad del bit recibido, respectivamente, y que se puede tomar en una salida 122.

La figura 7 representa un ejemplo de realización para un circuito 107 para la transformación ortogonal. Las dos señales auxiliares procedentes del generador de seno/coseno 98 a 102 (figura 6) son conducidas a las entradas 125, 126 y llegan desde allí a dos multiplicadores 127, 128 y 129, 130, respectivamente. A los multiplicadores se conducen, además, a partir de una Tabla 131, valores de función de una portadora de seno y de una portadora de coseno. En este caso, son suficientes pocos valores de muestreo por periodo -en el presente ejemplo ocho valores de muestreo. Las señales de salida de los multiplicadores 27, 28 son restadas en 132 y forman en la salida 131 la portadora RCOS. Las señales de salida de los multiplicadores 129, 130 son sumadas en 134 y forman en la salida 135 la portadora RSIN.

Al demodulador de radio de tráfico según la figura 8 se conduce en 41 la señal de radio de tráfico ARI. Después de una reducción de las velocidades de muestreo en 142 en torno al divisor 8, la señal ARI llega a dos filtros pasabanda 143, 144. El filtro pasabanda 143 está diseñado de banda estrecha para 125 Hz, de manera que solamente la señal de reconocimiento del mensaje pasa a través del filtro pasabanda. A continuación, se lleva a cabo una demodulación de la amplitud de esta señal a través de una formación del valor absoluto 145 y de un paso bajo 146 siguiente.

El filtro pasabanda 144 tiene una anchura de banda de aproximadamente 20 Hz a 60 Hz y, por lo tanto, deja pasar todas las señales de identificación del intervalo. Por lo tanto, con el circuito descrito no se lleva a cabo ninguna selección de los intervalos individuales, sino que solamente se establece si se emite una identificación del intervalo. También la señal de salida del filtro pasabanda 144 es modulada en la amplitud con la ayuda de una formación del valor absoluto 147 y de un filtro paso bajo 148. A partir de las señales características demoduladas se derivan, respectivamente, dos señales binarias, cuyo nivel salta de 0 a 1 a niveles diferentes de la señal característica demodulada. Estos niveles, por ejemplo 50% y 80% de un valor máximo, son conducidos como constantes BLT0 y BKT1 a los restadores 149, 150, en los que se conecta, respectivamente, un circuito de valor umbral 151, 152. En las salidas 153, 154 se pueden tomar entonces las señales BK0 y BK_ON, que indican que se recibe una identificación del intervalo.

Para poder realizar una derivación de la identificación del mensaje a ser posible de forma independiente de la intensidad de campo recibida, se conduce a los restadores 155, 156 para la identificación del mensaje un valor comparativo, que depende de la amplitud de la señal demodulada de la identificación del intervalo, a cuyo fin la señal demodulada de la identificación del intervalo es multiplicada en primer lugar en 157 con una constante CA1 y a continuación se suma otra constante DKT en 158.

El valor umbral para el reconocimiento DK_ON depende del nivel del reconocimiento BK (y, por lo tanto, del nivel de la señal de radio de tráfico propiamente dicha). El valor umbral para el reconocimiento DK_ON se calcula para:

Valor umbral = CA1 \cdot P + DKT.

\newpage

Delante del restador 156 se multiplica la señal de salida del sumador 158 en 159 por una constante K. De esta manera, la señal DK0 adopta en la salida 160 del circuito del valor umbral 161, ya con una porción del nivel, el valor 1 como la señal DK_ON en la salida 162 del circuito de valor umbral 163.

Claims (10)

1. Disposición de circuito para un demodulador de una señal de datos en un receptor de radiodifusión, donde la transmisión de la señal de datos de radio se lleva a cabo a través de modulación por desplazamiento de fase de una señal auxiliar suprimida dentro de la señal múltiple, caracterizada porque está prevista una mezcladora (2), que mezcla la señal múltiple (MPX) en forma digital, después de un filtrado pasabanda, con una portadora de referencia obtenida a partir de un pulso de reloj de muestreo generado en el receptor de radio, en dos posiciones de fase desplazadas 90º entre sí en la banda de base, resultando una primera y una segunda señal mixta (wc, ws), porque están previstos medios generadores (37) para la generación una primera y una segunda señal auxiliar (pc1, ps1) con un desarrollo en forma senoidal o cosenoidal, porque están previstos medios de multiplicación (33, 34) que multiplican la primera señal mixta (wc) por la primera señal auxiliar (pc1) y la segunda señal mixta (ws) por la segunda señal auxiliar (ps1), estando previstos medios de adición (38) que suman los resultados de estas multiplicaciones para la formación de una primera señal de salida (A1), porque están previstos otros medios de multiplicación (35, 36) que multiplican la primera señal mixta (wc) por la segunda señal auxiliar (ps1) y la segunda señal mixta (ws) por la primera señal auxiliar (pc1), estando previstos medios de substracción (39), que substraen los resultados de estas multiplicaciones bajo la formación de una segunda señal de salida (A2) y porque están previstos medios para la regulación de las fases (49, 50,..., 59, 37), que controlan la posición de las fases de las señales auxiliares (pc1, ps1), de tal forma que la primera señal de salida (A1) corresponde a la señal de datos de radio (RDS) reducida a la banda de base.

2. Disposición de circuito según la reivindicación 1, caracterizada porque la portadora de referencia está presente como secuencia de números 0, 1, 0, -1... en el caso de una posición de fase senoidal y como secuencia de números 1, 0, -1, 0 en el caso de una posición de fase cosenoidal.

3. Disposición de circuito según una de las reivindicaciones 1 ó 2, caracterizada porque la segunda señal de salida (A2) forma una señal de radio de tráfico en la banda de base.

4. Disposición de circuito según una de las reivindicaciones 1 ó 2, caracterizada porque para la regulación de la posición de las fases de las señales auxiliares (pc1, ps1), la primera, la segunda y una tercera señal de salida (A2), que se obtiene a través de la multiplicación de la primera por la segunda señal de salida (A1, A2), son conducidas a través de un paso bajo (53, 54, 55), porque están previstos medios de multiplicación (48), que multiplican entre sí la primera y la segunda señal de salida (H1, H2), filtrada a través de filtro de paso bajo y, además, están previstos medios de substracción (58), que substraen el resultado de esta multiplicación de la tercera señal de salida (H3) filtrada a través de filtro de paso bajo, y porque está previsto un circuito de valor umbral (59), que a partir del resultado (59) de la substracción, forma una tensión de control para el generador (37) que genera las señales auxiliares (pc1, ps1).

5. Disposición de circuito según la reivindicación 3, caracterizada porque están previstos medios de multiplicación (57), en los que se multiplica el resultado de la multiplicación de la primera y de la segunda señal de salida (H1, H2) conducidas, respectivamente, a través de un paso bajo (53, 55) antes de la formación de la diferencia con una constante (n).

6. Disposición de circuito según una de las reivindicaciones anteriores con medios de generador (37) para la generación de al menos una señal periódica de forma dada de la curva en función de una señal de control (us) alimentada, que puede adoptar dos niveles, que se caracteriza porque está previsto un registro, que está configurado de tal forma que el contenido del registro (62) es incrementado o reducido a través de impulsos de reloj, cuya frecuencia es esencialmente más elevada que la frecuencia de la señal generada, en función del nivel de la señal de control, porque está previsto un circuito (65) que calcula un valor de función a partir del contenido respectivo del registro (62), donde el intervalo de valores, que puede adoptar el contenido del registro (62), corresponde a un semiperiodo de la señal a generar, y porque están previstos medios (64, 66, 67) que, en el caso de un desbordamiento y en el caso de un flujo insuficiente del registro (62) provocan un cambio del signo de los valores de función calculados.

7. Disposición de circuito según la reivindicación 6, caracterizada porque la forma dada de la curva es senoidal, porque están previstos medios (65) para la generación de otra señal de forma cosenoidal, siendo calculados los valores de función a través de polinomios.

8. Disposición de circuito según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizada porque están previstos medios (113, 110), que suman los valores de muestreo de la señal de datos de radio (RDS) reducida a la banda de base y de una de las señales mixtas, respectivamente, durante la duración de un periodo de la señal RDS, porque están previstos medios de formación del valor absoluto (114, 115) que forman el valor absoluto a partir de los valores de muestreo sumados, y porque para la formación de una señal (D1), que sirve para el control de una corrección de fases de 180º, están previstos medios de substracción (117) para la formación de la diferencia de los valores absolutos en un instante determinado.

9. Disposición de circuito según la reivindicación 8, caracterizada porque para la obtención de la señal de datos de radio demodulada se pueden utilizar los valores de muestreo sumados de la señal mixta.

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10. Disposición de circuito según la reivindicación 8, caracterizada porque se lleva a cabo un reconocimiento de un error de 180º por medio de un integrador, cuyo sentido de recuento se determina a través de la diferencia de los valores absolutos y que provoca, en el caso de desbordamiento, una corrección de las fases de 180º.