KR100390232B1

KR100390232B1 - 진폭복조방법

Info

Publication number: KR100390232B1
Application number: KR1019970702129A
Authority: KR
Inventors: 드자하니아르 차하바디
Original assignee: 블라우풍크트-베르케 게엠베하
Priority date: 1994-09-27
Filing date: 1995-09-08
Publication date: 2003-10-04
Also published as: DE4434451A1; WO1996010290A1; ES2127549T3; JPH10506249A; DE59504441D1; EP0783794A1; US5915028A; KR970706648A; EP0783794B1

Abstract

방송 수신기용의 직교 진폭 변조된 스테레오 신호의 복조를 위한 진폭 복조기에 있어서, 수신된 신호로부터 디지털 중간 주파 신호가 생성되고, 이 디지털 중간 주파 신호는 베이스 밴드로 변환되고, 2 개의 직교 성분들이 형성되고, 이 직교 성분으로부터 절대치 신호 및 위상 신호가 도출되고 이 위상 신호로부터 그들의 탄젠트가 형성되고, 탄젠트는 스트레오 차 신호의 형성을 위해 절대치 신호와 곱해진다.

Description

진폭 복조 방법

본 발명의 과제는 디지털 기술로 구현됨으로써 디지털 진폭 복조기가 방송 수신기 내에 존재하는 클록 신호를 본 발명에 따른 복조 방법을 실행하기 위해 사용할 수 있도록 설계된 방송 수신기용의 진폭 복조 방법을 제공하는 것이다.

EP-A-0540195호에 공지된 직교-진폭 변조된 신호용 디지털 방송 수신기에서는 수신 신호가 디지털화된 이후 제 1 회로 유닛에서 혼합되고 필터링되고, 샘플링 레이트가 감소(다운 샘플링)되고, 이 회로 유닛의 출력 단자에서는 신호의 동상 성분(inphase component) 및 직교 성분이 주어진다. 이 성분에서 포락선 검출 및 직류 성분의 제거에 의해 스트레오 합 신호(L+R)가 형성되는 한편, 스트레오 차 신호(L-R)는 새로운 혼합 및 직교 진폭 변조 변환에 의해 형성된다.

독립 청구항의 특징을 갖는 본 발명에 따른 복조 방법에 의해 얻어지는 중요한 이점은, 반송파의 직교-진폭 변조가 행해지는 AM-스테레오-방송을 수신하기 위해, 튜닝시 기준 주파수를 비변조 반송파의 주파수에 결합시키지 않아도 된다는 것이다. 이와 같은 결합은, 예를 들어, "IEEE Transactions on ConsumerElectronics", 제40권, 제1번, 1994년 2월호의 제 64 페이지 내지 제 74 페이지에 기재되어 있다.

본 발명은 방송 수신기용의 직교 진폭 변조된 스테레오 신호의 복조 방법에 관한 것이다.

도 1은 모노 수신의 실시예.

도 2는 스테레오 수신을 위한 실시예.

도 3은 스테레오 복조를 위한 도 2의 회로 장치의 일부도.

도 4는 도 3의 회로 장치 내의 저역 필터.

도 5는 절대치 및 위상에 따라서 복조되는 중간 주파 신호의 위상 관계(위치)에 대한 디코더.

도 6은 도 2의 회로 장치에서 사용되는 특별한 저역 필터.

도 7은 탄젠트의 계산을 위한 회로 장치.

도 8은 25 Hz 파일롯 톤의 검출을 위한 파일롯 톤 필터.

도 9는 위상 신호로부터 주파수에 비례하는 신호를 형성하기 위한 회로 장치.

도 10은 보정 회로.

도 11은 위상 오차의 검출 및 보정을 위한 회로.

도 12는 위상 신호의 디코딩을 위한 다른 실시예.

도 13은 또 다른 저역 필터.

본 방법의 개선예에서, 위상 신호는 탄젠트의 형성 전에 베이스 밴드로 변환된 중간 주파 신호의 주파수 및 위상 편차와 관련해서 보정된다. 여기에서는 폐루프 제어 대신에 개루프 제어에 의해 주파수 보정이 행해진다.

주파수 편차에 관련한 바람직한 보정 방법은 위상 신호의 시간적 변화를 측정하고, 후속해서 저역 필터링(low pass filtering) 및 이 저역 필터링된 신호를 적분하여 도출된 보정 신호를 위상 신호에서 감산하는 것이다.

또한, 이 실시예에서는 주파수에 관해서 보정된 위상 신호의 저역 필터링에 의해 도출된 부가의 보정 신호를 주파수 편차에 관해서 이미 보정된 위상 신호에서 감산한다.

절대치 신호 및 위상 신호를 형성하기 위해 제공된 산술 유닛에서 위상이 -π내지 +π의 각도에 한정되기 때문에, 상기 개선예의 바람직한 실시예에서는 주파수 편차에 관해서 이미 보정된 위상 신호에 π 만큼의 위상 편차에 대응하는 서로 다른 2 개의 다른 레벨을 가진 부가의 보정 신호가 부가되고, 이 부가 보정 신호는 주파수 편차에 관해서 보정된 위상 신호의 절대치 형성 및 저역 필터링 및 히스테리시스를 가진 임계치 회로에 의한 처리에 의해 형성된다.

위상 신호에서 스테레오 차 신호의 도출을 위한 다른 유리한 방법은 스테레오 차 신호로부터 저역 필터링에 의해 얻어진 피드백 신호가 위상 신호의 시간적변화를 나타내고 후속해서 저역 필터링되는 신호에 공급되고, 주파수 편차에 관해서 보정된 위상 신호가 탄젠트 형성을 위해 리밋터(limiter)를 거쳐서 안내되는 것이다.

여기에서 스트레오 차 신호의 직류 성분은 위상 오차에만 의존한다. 그에 따라 상기한 방법에 의해 특히 낮은 왜율(크릴 팩터)이 달성된다.

본 발명의 실시예를 복수의 도면을 사용하여 블록 회로도의 형태로 도시하였으며, 하기의 설명에서 상세히 설명한다.

각 도면 중 동일한 부분에는 동일한 도면 부호를 붙인다.

실시예 및 실시예의 부분이 블록 회로도로서 도시되어 있다. 그러나, 이것은, 본 발명의 회로 장치가 블록에 상응하는 개개의 회로를 사용한 구현에 국한되는 것을 의미하지 않는다. 오히려 본 발명의 회로 장치는 특히 유리하게는 고 집적 회로도 구현 가능하다. 예를 들어, 적당한 프로그래밍시 블록 회로도에 도시되어 있는 단계를 실행하는 디지털 신호 프로세서를 사용할 수 있다. 본 발명의 회로 장치는 집적 회로 내부의 부가의 회로 장치와 함께 방송 수신기의 중요 부분을 형성할 수 있다.

도 1의 진폭 복조기에서는, 중간 주파 신호가 1에 공급되는데, 이 중간 주파 신호는 14.25 MHz의 주파수로 A/D 변환기(2)에서 샘플링되어 디지털 중간 주파 신호로 변환된 것이다. 이 중간 주파 신호는 후속하는 베이스 밴드로 변환되도록 혼합기(3)에서 혼합되어 복조된다. 이 때, 오리지날 샘플링 레이트 14.25 MHz를 저주파 신호의 후속 처리에 필요한 샘플링 주파수, 예를 들면 45.6 KHz로 낮추는(다운 샘플링: down sampling) 것이 유리하다. 진폭 복조기의 출력 신호는 NF - 유효 정보 외에 직류 성분(이것은 비변조 AM-반송파의 진폭에 기인함)도 포함한다. 복조기(4)의 출력 신호 AMF의 진폭은 이 직류 성분에 의존한다. 이러한 의존성을보상하기 위해 승산기(5)가 제공되고, 이 승산기는 신호 AMF를 보정 변수 ST와 곱한다. 이 보정 변수는 아래에서 상세히 설명하는 바와 같이 신호 AMF의 직류 성분에서 얻어진다.

직류 성분의 도출을 위해 승산기(5)의 출력 신호가 저역 필터링된다. 직류 성분의 저역 필터링은 협대역이어야 하고, 제어는 NF 신호의 저주파 성분에 응답하지 않아야 하므로, 낮은 차단 주파수가 필요하다. 이를 위해, 승산기(5)의 출력 신호 AMK는 6에서 처음으로, 저역 필터링되고 이어서 7에서 샘플링 레이트는 팩터 8만큼 데시메이션되고, 8에서 두 번째로 저역 될터링된다. 저역 필터(8)의 출력 쪽에 나타나는 직류 성분 G는 먼저 제어를 위해 레벨 시상수가 설정된다. 이를 위해, 감산기(9) 및 승산기(10)가 제공되고, 여기에는 상기 제어의 레벨 및 시상수에 대한 설정 변수 AFL 및 AFCT가 공급 가능하다.

이에 따라 영향을 받는 직류 성분 G는 그래디언트(gradient) 방법을 사용해서 보정 변수 ST으로 변환된다. 이를 위해 직류 성분은 부가의 승산기(11) 및 부가의 감산기(12)를 거쳐서 직류 성분 G의 1 샘플링 주기 만큼의 지연 장치(13)로 공급된다. 지연 장치(13)에는 리밋터(14)가 연결되어 있고, 상기 리밋터의 출력 신호 y는 양측에서 제한된다. 리밋터의 역할은 제어되어야 할 레벨 범위를 정하는 일이다. 리밋터(14)는 지연 장치 앞에 배치될 수도 있다. 보정 변수로서 지연되지 않은 제한된 신호를 사용할 수도 있다.

리밋터의 출력 신호 y는 15 및 16에서 샘플링 레이트를 높이기(업 샘플링)위해 보간되고 저역 필터링되고, 보정 변수 ST로서 승산기(5)에 공급된다.

신호 AMK에서 직류 성분을 제거하기 위해 직류 성분 G는 17에서의 보간 및 18에서의 직역 필터링 후 감산기(19)에 공급되고, 이 감산기의 출력 단자(20)에서 복조된 NF(저주파)-신호 AFFM가 인출된다.

도 2 내지 도 13에 도시된 실시예에 의하면 직교-진폭 변조에 의해 전송되는 스테레오 신호의 수신이 가능하다.

도 2에 도시된 실시예에서는 아날로그 중간 주파 신호가 21에서 얻어져서, 샘플 앤 홀드 회로(22)를 거쳐서 A/D 변환기(23)에 공급된다. 이 A/D 변환기의 출력 단자는 혼합기(24)와 접속되어 있고, 이 혼합기에 의해, 공지된 방식으로 디지털 중간 주파 신호가 2 개의 직교 혼합 신호와 혼합되고, 그 결과 2 개의 성분(I,Q)이 형성된다. 이 신호는 단계적으로 저역 필터링되고 그것의 샘플링 레이트가 데시메이션되며, 이를 위해 모두 4 개의 저역 필터(25 내지 28) 및 3 개의 데시메이션단(29 내지 31)이 제공되어 있다.

데시메이션단(29)에서는 디지털 중간 주파 신호의 샘플링 레이트가 먼저 456000 1/S로 데시메이션된다. 데시메이션단(30)에서는 228000 1/S 의 샘플링 레이트를 야기하는 한편, 데시메이션단(31)에서는 45600 1/S의 샘플링 레이트를 야기한다. 저역 필터(28)에 의해 필터링에 의해 유효 채널의 복합 베이스 밴드 신호에서 인접 채널의 유효 및 장해 신호가 제거된다.

성분(I',Q')은 이어서 스테레오-복조기(32)에 공급되며, 스테레오 복조기는 도 3에 상세히 도시되어 있으며, 스테레오 복조기의 출력 단자에서 오디오 신호 L및 R 을 출력한다. 상술한 오디오 신호는 오디오 처리용의 회로(33) 및 D/A변환기(34, 35)를 거쳐서 도 2의 회로 장치의 출력 단자(36, 37)에 공급된다. 오디오 처리를 위한 회로(33)는, 예를 들면 음량 및 음향 조절기를 갖는다.

모노/스테레오-전환 신호가 입력 단자(38)을 거쳐서 스테레오-복조기(32)에 공급될 수 있다. 출력 단자(39)에서는 파일롯 톤 지시용 신호인 파일롯 톤 인디케이터가 출력된다.

도 3은 스테레오-복조기(32: 도 2)를 상세히 도시한다. 실수부 I' 및 허수부 Q'는 입력 단자(41, 42)에서 신호 AGC를 사용한 다이나믹 특성 제어를 위해 승산기(43, 44)에 공급된다. 다이나믹 특성이 제어된 신호는 CORDIC-알고리즘의 형성을 위해 산술 유닛(45)의 입력 단자에 입력되고, 이에 의해 절대치에 상응하는 신호 B 및 위상에 상응하는 신호 P가 형성된다. 절대치 신호 B는 합신호 L+R 및 직류 성분을 포함한다. 위상 신호 P는 차 신호 L-R, 파일롯 톤 및 합신호 L+R로 형성되는 합성 신호를 포함한다. 감산기(46)에서는 절대치 신호에서 직류 성분(이것은 반송파 신호의 혼합에 의해 주파수 0으로 나타남)이 제거된다. 이 직류 성분은 제어 회로(47)에서 신호 Offset 및 신호 AGC의 형성 하에서 도출된다. 또한 방송 서치(Search)를 제어하기 위해 직류 성분이 모노/스테레오-오버랩 및 서치 스톱 기능의 실현을 위해 사용될 수 있다(이에 대해서는 도 3에는 도시되지 아니함).

위상 신호 P를 위한 디코더(48: 이하 Q 디코더라 함)는 차 신호 L-R을 발생한다. 이러한 차 신호는 직류 성분이 제거된 합신호 L+R과 함께 매트릭스(49)에 공급되고, 이 매트릭스는 가산기(50) 및 감산기(51)로 형성되고, 그것의 출력 단자(52, 53)에서 신호 L, R이 도출된다. Q 디코더(48)에는 입력 단자(38)를 거쳐서 모노/스테레오-전환 신호가 공급 가능하다. 출력 단자(39)에서 파일롯 톤 인디케이터를 이끌어낼 수 있다.

도 4는 제어 회로(47: 도 3)를 상세히 도시한다. 56에서 공급되는 절대치 신호 B의 샘플링 레이트는 45600 Hz이고, 저역 필터링(57) 다음에 58에서 팩터 8 만큼 5700 Hz로 데시메이션된다. 후속하는 부가의 저역 필터링부(59)에 의해 합신호가 억제되고, 그 결과 접합점(junction)(60)에서 직류 성분만이 나타난다. 후속해서 61에서 팩터 8만큼 샘플링 레이트를 올리고 저역 필터링부(62)에 의해 필터링함으로써 신호 Offset이 생기고, 이 신호 Offset는 출력 단자(63)에서 감산기(46: 도 3 참조)에 공급된다. 샘플링 레이트 데시메이션 및 후속하는 업 샘플링에 의해 낮은 필터 코스트로 신호 Offset의 형성에 필요한 낮은 차단 주파수를 가진 저역 필터링부(59)에 의한 필터링이 가능해진다.

신호 AGC의 발생을 위해 직류 성분을 이루는 신호가 접합점(60)에서 감산기(64) 및 승산기(65)를 거쳐서 유도된다. 감산기(64)에는 입력 단자(66)을 거쳐서 신호 AFL가 공급되고, 이 신호에 의해 다이나믹 특성 제어용 설정 레벨이 설정된다. 부가의 입력 단자(67)에 공급되는 신호 AFCT를 사용해서 다이나믹 특성 제어용 시상수가 설정될 수 있다. 따라서 직류 성분 및 직류 성분의 진폭에 대해 영향을 받은 직류 성분-신호는 후속 회로에서 그래디언트(구배) 방법에 따라 처리되고 AGC-신호는 소정 레벨이 설정될 때 까지 추종한다.

이를 위해 직류 성분은 부가의 승산기(68) 및 부가의 감산기(69)를 거쳐서 직류 성분 G의 1 샘플링 주기 만큼의 지연 장치(70)로 안내된다. 지연 장치(70)에는 리밋터(71)가 연결되어 있고, 이 리밋터의 출력 신호는 양측에서 제한된다. 리밋터의 역할은 제어되어야 할 레벨 범위를 설정하는 일이다. 보정 변수로는 지연되지 않은, 제한된 신호가 사용될 수도 있다.

리밋터(71)의 출력 신호는 72 및 73에서 샘플링 레이트를 올리기(업 샘플링)위해 보간되고, 저역 필터링되고 출력 단자(74)을 거쳐서 보정 변수 AGC로서 승산기(43, 44: 도 3)에 공급된다.

이제까지 설명한 회로 부분은 모노 신호의 복조에도 필요하다. 스테레오 신호의 경우 Q-디코더(48. 도 3)는 차 신호 L-R을 송출한다. 도 5는 Q-디코더의 일실시예를 도시한다. 입력 단자(77)에는 산술 유닛(45)의 출력 단자에서 위상신호 P가 공급된다. 주파수 보정 회로(78)와 π-보정 회로(79) 및 위상 보정 회로(80)를 위한 3 개의 보정 회로가 후속해서 접속되고 있다. 그들이 필요한 이유는 본 발명의 수신기의 경우, 튜닝이 수정 클록에서 얻어진 기준 주파수(이것은 일반적으로 송신기의 비변조 반송파와 정확하게 일치하지는 아니함)에 의해 행해지기 때문이다. 여기에서 수백 Hz까지의 주파수 편차를 전제로 해야 하고, 그 결과 위상 신호 P는 먼저 주파수 보정을 실시하지 아니하면 안되고, 이어서 π-보정, 그리고 위상 보정을 실시하지 아니하면 아니된다.

주파수 보정을 위한 회로(78)의 상세한 것은 도 9에 도시한다. 도 10에는 π-보정 회로(79)의 상세한 것이 도시되어 있고, 도 11에는 위상 보정 회로(80)의 상세 사항이 도시되어 있다. 보정된 위상 신호 P로부터 81에서 탄젠트가 형성된다. 이 신호 S7은 82에서 83으로부터 공급된 절대치 신호 B와 곱해지고, 그에 따라 차신호 L-R에 상응하는 신호 S8이 형성된다. 채널 분리를 제어하기 위해 84에서 신호 S8은 신호 D와 곱해지고 출력 단자(85)에서 인출될 수 있다. 도 3의 회로 장치에서 상기 신호는 출력 단자(85)으로부터 매트릭스(49)에 공급된다.

신호 D는 회로(86)에서 발생되고 수신된 신호의 품질을 나타내고, 38에서 공급되는 모노/스테레오-전환 신호 및 절대치 신호 B에 의존한다. 모노/스테레오-전환 신호는 수동으로 입력이 가능한 위치 Mono에서 상기 신호 및 차 신호 L-R이 동일하게 0이 되게 한다. 절대치 신호 B에 대한 신호 D의 의존성은, 예를 들어, 즉 절대치 신호가 비교적 큰 기간에 걸쳐서 적분되고 적분된 절대치 신호 B가 소정의 임계치 보다 낮으면 낮을수록 D는 그만큼 더 작아지도록 형성될 수 있다. 그 이유는 그 경우 좋지 않은 S/N비에 기초할 수 있기 때문이다.

승산기(82)의 출력 신호는 파일롯 톤을 포함한다. 이 파일롯 톤으로부터 파일롯 톤 필터(87)를 사용해서 파일롯 톤 인디케이터가 도출되고, 이 파일롯 톤 인디케이터는 출력 단자(39)에 제공될 수 있다.

회로(78, 80: 도 5)에는 현저하게 낮은 차단 주파수를 가지는 저역 필터가 필요하다. 그것에 알맞는 구조는 도 6에 도시되어 있다. 필터링될 신호는 입력 단자(91)에 공급되고 이어서 저역 필터(92), 샘플링 레이트 데시메이션(93), 부가의 저역 필터(94), 샘플링 레이트를 올리기 위한 보간기(95) 및 제 3 저역 필터(96)를 통과한다. 필터링된 신호는 출력 단자(97)에서 끌어내어 질 수 있다. 저역 필터(92, 96)는 코움 필터(comb filter)로 구성되어 있고, 한편 저역 필터(94)는 일차의 2 개의 IIR 필터의 체인 회로로 실현된다.

도 7은 3 차의 테일러 급수에 의한 신호 S6의 탄젠트를 형성하기 위한 회로(81: 도 5)를 도시한다. 101에서 공급되는 신호(S6)는 102에서 자기 자신과 곱해지고 103에서 상수 C와 곱해진다. 이어서 2개의 곱은 104에서 서로 곱해지고, 그 결과 3 차의 계수가 생긴다. 이것은 105에서 신호 S6에 가해진다. 결과 S7은 출력 단자(106)에서 인출되어진다.

도 8은 파일롯 톤 필터(87: 도 5)의 한 실시예를 도시한다. 신호 S8은 입력단자(111)에서 공급되고 112에서 저역 필터링 후 샘플링 데시메이션(113)에 의해 처리된다. 이에 이어서 부가의 저역 필터링(114) 및 부가의 샘플링 데시메이션(115)이 접속된다. 제 3 의 저역 필터링부(116)의 이후, 매우 협대역으로 필터링된 파일롯 톤이 주어진다. 그로 인해 차 신호 중에 잔류하는 직류 성분에 의한 장해 및 차 신호 L-R 자체에 의한 장해가 제거된다. 필터(112 및 114)는 각각 빗살형 필터로서 구성되어 있다.

파이롯 톤의 레벨을 검출하기 위해 117에서 필터링된 파이롯 톤의 절대치가 형성되고 2 차의 IIR 필터(118)에 의해 저역 필터링된다. 감산기(119) 및 후속하는 임계치 회로(120)에 의해 파이롯 톤의 레벨은 121에서 공급되는 임계치 PTR와 비교된다. 상기 임계치는, 예를 들자면 수신기 전체를 제어하는 프로세서(기기 프로세서)에 의해 프로그래밍이 가능하다. 임계치를 초과하면 파일롯 톤(Pilot tone)이 검출되고 파일롯 톤 인디케이터(출력 단자(39)에서 인출되는 신호)가 1로 셋트된다. 그렇지 아니한 경우는 파일롯 톤 인디케이터는 값 영(0)을 갖는다. 파일롯 톤 인디케이터에 의해 기기 프로세서에 스테레오 방송이 수신되는지 아닌지가 통지된다.

도 9는 주파수 보정용 회로(78: 도 5)를 도시한다. 회로는 주파수 편차를 보정하기 위해 사용된다. 이 주파수 편차는 본 발명에 따른 수신기의 튜닝이 수정 클록에서 얻어진 기준 주파수, 즉 일반적으로 송신기의 비변조 반송파와 정확하게 일치하지 않는 주파수에 의해 이루어짐으로써 생긴다.

주파수 편차의 보정을 위해 위상 신호 P(이것은 124에서 공급됨)로부터 주파수에 비례하는 신호 S1이 형성된다. 이것을 위해 위상 신호는 125에서 1 샘플링 주가만큼 지연되고, 지연된 위상 신호로부터 감산된다. 산술 유닛(45: 도 3)에서 위상은 -π 내지 +π의 각 범위로 한정되거나 표준화된 표시의 경우 -1

위상/π

1 - 1 LSB로 한정되어 있으므로 각도차(또는 각도합: 이는 상기 값 범위를 벗어남)는 2π 내지 2 만큼 보정되지 아니하면 안된다. 상기한 오우버 플로우 특성(영어로는 "Wrap-around")은 산술 유닛에 의해 용이하게 실현이 가능하고 모듈러 산술 회로에 상응한다. 도 9에서, 연산 조작은 2 개의 동심원을 가지는 가산기(126 내지 128)로서 표시되어 있다. 이 가산기들은 오우버 플로우 때 포화 특성을 전제로 하는 가산기와는 다르다(예를 들자면 도 4의 것).

저역 필터(129)에 의해 주파수에 비례하는 신호 S1로부터 교류 성분이 제거되고 이에 의해 신호 S2가 형성된다. 모듈러 가산기(127)에 의한 직류 성분(32)의 적분 및 1 샘플링 주기 만큼의 지연 장치(130)에 의한 지연에 의해 신호 S3이 생기며, 이 신호는 주파수 오프셋에 의해 생긴 위상 오차를 일정한 위상 오차를 제외하고 나타낸 다. 상기 신호는 128에서 위상신호 P로부터 감산된다. 보정된 신호는 출력 단자(131)에서 신호(4a)로서 회로(79: 도 5)에 공급된다.

도 10에 도시된 회로는 모듈러 가산기(135)에 의해 입력 단자(134)에서 각도를 나타내는 신호 S4a에 신호 Skorr를 부가한다. 신호 Skorr는 값 π 또는 0을 가질 수 있다. 보정된 신호 S4 는 출력 단자(136)에 제공된다. 신호 S4a의 절대치가 평균해서 소정의 각도 c2를 넘으면 π 만큼의 보정이 실시된다. c2를 초과한 후 각도가 값 c1에 미달되면 이 보정은 취소된다. 그에 따라 실현되는 히스테리시스는 0과 π간의 Skorr의 끊임없는 전환을 저지한다. 137에서 팩터 8 만큼의 샘플링 레이트 데시메니션 후 절대치가 형성되고, 이 절대치는 일차의 IIR-저역 필터(139)를 거쳐서 유도된다. 140에서 2 개의 임계치(c1, c2)를 가진 전술한 히스테리시스가 형성된다.

위상 보정부(79: 도 5) 이후 신호(S4)의 위상 오차는 회로(80: 도 11에 도시함)에 의해 보정된다. 입력 단자(141)에서 신호 S4는 한편에서는 모듈러 가산기(142)에 공급되고, 다른 편에서는 저역 필터(143)에 공급된다. 저역 필터링된 신호(S4)는 신호(S5)에서 감산되고, 이에 의해 출력쪽(144)에서 보정된 신호(S6)가 나타난다. 저역 필터 143은 저역 필터 129(도 9)와 같이 도 6에 도시되어 있는 회로를 사용해서 실현될 수 있다.

도 12는 차 신호 L-R의 매우 작은 왜율을 특징으로 하는 Q-디코더(48: 도 3)의 다른 실시예를 도시한다. 151에서 공급되는 위상신호 P는 도 5의 Q-디코더에서와 동일한 방식으로 도 9와 관련해서 이미 상술한 바와 같이 주파수 보정된다. 이를 위해 모듈러 가산기(126 내지 128), 지연 소자(125, 130) 및 저역 필터(129)가사용된다. 주파수 보정된 신호(S4a)는 리밋터(152)를 거쳐서 유도된다. 제한된 신호(S6b)는 도 5와 관련하여 상술한 바와 같이 후속 처리되는, 즉 탄젠트(tan) 형성용 회로(81)와 승산기(82, 84), 신호 품질을 나타내는 신호 D의 발생을 위한 회로(86)에 의해 후속 처리된다. 파일롯 톤 인디케이터(이것은 출력 단자(39)에서 끌어 내어짐)의 도출을 위해 도 12의 회로 장치에 저역 필터(154)가 설치되어 있고, 이 저역 필터의 출력 신호 S9는 155에서 공급되는 상수와 곱해지고, 이 상수는 예를 들면 기기 프로세서에 의해 프로그래밍이 가능하고 신호(S10)로서 레지스터(156)내에 기록된다. 이 레지스터로부터 해당 신호는 비교적 높은 레이트로 판독되고 모듈러 가산기(127)로 공급된다. 비변조 반송파 신호와 신호(S3) 사이의 위상 오차가 0인 경우, S8, S9 및 S10도 직류 성분을 포함하지 아니한다. 다른 모든 경우에 직류 성분의 피드백은 위상 오차, 즉 S8의 직류 성분이 없어질 때까지 신호(S3)의 위상이 변경되게 한다. 상수 LG에 의해 이 폐루프 제어의 루프 게인이 정해진다.

도 12와 관련해서 설명한 회로는 π 보정을 필요로 하지 않는데, 그 이유는 π만큼의 신호 S4b의 각도 오프셋의 경우 리밋터(152)는 동작 상태로 되고, 그래서 신호(S8)에 큰 직류 성분을 일으키기 때문이다. 상술한 직류 성분은 피드백을 통해, 각도 오프셋 및 그에 따라 직류 성분(S8)이 완전히 보상될 때까지 S3의 위상 편이를 야기한다. 도 5에 도시하는 회로에 대한 상술한 회로의 중요한 이점은 위상 보정을 위해 S8의 직류 성분이 측정되고, S4의 직류 성분은 측정되지 않는 것이다. S8의 직류 성분은 전적으로 탐색된 위상 오차에만 의존하는 한편, S4의 직류 성분은 부분적으로는 변조에도 의존한다. 그에 따라 도 12의 Q-디코더는 낮은 왜율(크릴 팩터)을 가진다. 본 발명에 따른 수신기의 상술한 이점, 즉 튜닝시에 기준 주파수를 비변조 송신 반송파에 결합하지 아니해도 되고, 주파수 보정을 오픈 루프 제어에 의해 행하고, 폐루프 제어(PLL)에 의해 행하지 않는 이점이 유지된다.

도 13은 저역 필터(154)(도 12)를 도시하고 있다. 이 저역 필터는 파일롯 톤 인디케이터의 도출을 위해서, 그리고 신호 S9의 발생을 위해서도 사용된다. 신호 S8은 입력 단자(160)에서 입력된 다음, 2번 샘플링 레이트 데시메이션 및 저역 필터링이 도 8의 회로에 상응하여 부분(112 내지 115)에 의해 행해진다. 파일롯 톤 인디케이터 자체의 도출은 도 8의 회로에서와 동일한 방식으로 행해진다. 샘플링 레이트 데시메이션(115)의 출력 신호는 신호 S9의 형성을 위해 저역 필터 161을 거쳐서 유도되고 출력 단자(162)에서 인출될 수 있다.

본 발명은 디지털 기술로 구현됨으로써 디지털 진폭 복조기가 방송 수신기 내에 존재하는 클록 신호를 본 발명에 따른 복조 방법을 실행하기 위해 사용할 수 있도록 설계된 방송 수신기용의 진폭 복조 방법에 관한 것이다.

Claims

수신된 신호로부터 디지털 중간 주파 신호가 발생되고, 상기 디지털 중간 주파수 신호가 베이스 밴드로 변환되며, 2 개의 직교 성분들(I, Q)이 형성되고, 상기 직교 성분들(I, Q)로부터 절대치 신호(B)가 도출되는, 방송 수신기용의 직교 진폭 변조된 스테레오 신호를 복조하는 방법에 있어서,

상기 직교 성분들(I, Q)로부터 위상 신호(P)가 도출되고, 상기 위상 신호(P)로부터 상기 위상 신호(P)의 탄젠트가 형성되고, 상기 탄젠트(S7)는 스테레오 차 신호(L-R)를 형성하기 위해 상기 절대치 신호(B)와 곱해지는 것을 특징으로 하는, 복조 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 위상 신호(P)는 상기 탄젠트 형성 전에, 베이스 밴드로 변환된 상기 중간 주파 신호의 주파수 편차 및 위상 편차에 대해 보정되는 것을 특징으로 하는, 복조 방법.
제 2 항에 있어서,

상기 주파수 편차에 관해 보정하기 위해, 상기 위상 신호(P)의 시간적 변화를 측정하고 후속해서 저역 필터링 및 저역 필터링된 신호(S2)의 적분을 수행하여 필터링되는 보정 신호(S3)가 상기 위상 신호(P)로부터 감산되는 것을 특징으로 하는, 복조 방법.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 상기 주파수 편차에 관해 이미 보정된 위상 신호(S4)로부터 주파수에 대해 보정된 상기 위상 신호(S4)의 저역 필터링에 의해 도출되는 부가의 보정 신호(S5)가 감산되는 것을 특징으로 하는, 복조 방법.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,

π만큼 서로 상이한 위상 편차에 대응하는 2 개의 상이한 레벨들을 취할 수 있는 부가의 보정 신호(Skorr)는 상기 주파수 편차에 관해 이미 보정된 위상 신호(S4a)에 부가되고, 상기 부가의 보정 신호(Skorr)는 상기 주파수 편차에 대해 보정된 상기 위상 신호(S4a)의 절대치 발생과, 저역 필터링, 및 히스테리시스를 갖는 임계치 회로(139)에 의한 처리에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는, 복조 방법.
제 3 항에 있어서, 상기 위상 신호의 시간적 변화를 나타내며 후속해서 저역 필터링되는 신호에 상기 스테레오 차 신호(L-R)로부터 저역 필터링에 의해 얻어진 피드백 신호가 공급되고, 상기 주파수 편차에 관해 보정된 위상 신호(S4a)가 상기 탄젠트를 형성하기 위해 리밋터(152)를 통해 안내되는 것을 특징으로 하는, 복조 방법.