KR900004407B1 - 쿼드라-페이즈에 의한 주파수 및 위상 복조시스템에서 자동주파수 제어방식 - Google Patents

Abstract

내용 없음.

Description

쿼드라-페이즈에 의한 주파수 및 위상 복조시스템에서 자동주파수 제어방식

제 1 도는 슈퍼헤테로 다인 방식의 주파수 및 위상 복조시스템도.

제 2 도는 본 발명의 시스템도.

제 3 도는 제 2 도에서-위상 변화시의 각부형도.

제 4 도는 신호처리부(400)내의 주파수 또는 위상변조신호의 복조흐름도.

제 5 도는 제 3 도중 디지탈 필터(DLPF2) 형태도.

제 6 도는 자동 주파수 제어신호의 발생 흐름도.

제 7 도는 AFC사용 비트수 결정 방법도.

제 8 도는 AFC수행 설명도.

〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉

101 : 안테나 102 : 저전압 증폭기

103 : 국부발진기 104 : 이상기

105 : I채널 믹서 016 : Q채널 믹서

107 : 제 1LPF 108 : 제 2LPF

109 : 위상-디지탈변환부 110 : 인터페이스부

111 : 신호처리부 112 : 디지탈-아날로그 변환부

113 : 전압제어 발진기

본 발명은 주파수 또는 위상 변조신호의 복조시스템에 관한 것으로 특히 쿼드라 페이즈에 의하여 주파수 또는 위상 변조신호를 디지탈적으로 복조하는 시스템의 자동 주파수 제어방식에 관한 것이다.

일반적으로 FM(Frequency Modulation) 수신기는 슈퍼

헤테로다인(Superheterodyne) 방식을 주로 사용하고 있는테 제 1 도에서 도시한 바와같이 일반적인 슈퍼헤테로

다인 방식과 다톤 2중 주파수 변환을 실행한다.

제 1 도와 같이 제 1 및 제 2 국부발진기(3, 6), 제 1 및 제 2 믹서(4, 7), 제 1 및 제 2 IF필터를 갖는 2중 주파수 변환의 슈퍼헤테로 다인 방식을 참조하여 종래의 자동주파수 제어방식을 설명한다. 안테나(1)를 통해 주파수 또는 위상 변조된 무선주파수(Radio Frequency : 이하 RF라 칭한다)신호가 수신되면 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier)(2)를 통해 제 1 믹서(4)에 인가된다.

이때 제 1 믹서(4)는 수신 RF신호와 제 1 국부발진기(3)에서 발생하는 제 1 국부발진신호(LS1)를 혼합하여 제 1 IF(Intermediate Frequency : 이하 IF라 칭한다)신호를 만들어 내며 제1IF필터(5)는 제 1 믹서(4)에서 수신 RF신호와 제 1 국부발진신호(LS1) 혼합시 발생하는 원하지 않는 이메지 신호(image frequency) 및 고주파(harmonic)등을 제거하며 제 1 IF신호(IFl)만 검출한다. 또한 제 2 믹서(7)는 상기 제 1 IF신호(IFl)와제 2국부발진기(6)에서 발생하는 제 2 국부발진신호(LS2)를 혼합하여 제 2 IF신호를 만들어내며 제 2 IF필터(8)는 인접 채널에 대해 아주 예민한 판별을 하기위해 인접주파수(Adjacent Frequency)를 제거한 제 2 IF신호(IF2)를 출력한다. 여기서 통상적으로 제 1 IF신호(IFl)는 수십 MHz테의 고주파수이고 제 2 IF신호(IF2)는 상대적으로 낮은 주파수대이다. FM복조부(9)는 제 2 IF신호(IF2)를 복조하여 본래의 변조 신호를 재생해 낸다. 여기서 제 1 국부발진기(3) 및 제 2 국부발진기(6)에 주파수 편차가 존재할 경우 상기 FM복조부(9)의 출력은 주파수 편차에 비례하는 직류 출력을 하게 된다. 이를 보상하기 위하여 상기 복조부(9)의 출력을 차단 주파수(Cut off Frequency)가 상당히 낮은 LPF(Low Pass Filter)(10)로 인가하며 LPF(10)는 복조 신호에서 교류 성분을 제거한후 직류 신호만을 필터링하여 전압제어발진기(Voltage Controlled Oscillator)(11)로 인가한다.

따라서 제 1 국부발진기(3)는 상기 전압제어발진기(10)의 출력에 동기되어 있으므로 전압제어발진기(10)를 주파수 편차에 의한 직류 성분을 상쇄시키는 방향으로 제어하면 제 1 국부발진신호(LS1)는 수신 RF신호에 트랙킹(tracking)하게 된다. 그러나 상기 복조부(10)를 통한 직류 성분의 신호는 제 1 및 제 2 국부발진기(3, 6)의 각 국부 발전주파수(LS1, LS2) 편차의 합에 비례하므로 제 2 국부발진기(6)의 주파수 편차에 대해서 항상 오차로 동작하였으며 LPF(10)가 낮은 차단주파수의 아날로그 회로이므로 복조신호의 교류 성분을 이상적으로 제거하는 것은 불가능하며 제거되지 못한 이 교류 성분의 신호가 제 1 국부발진기(3)로 궤환되었을시 제 1 국부발진주파수(LS1)가 불안정하고 잡음등을 갖게 되었고 풀 듀플렉스 시스템(fullduplex system)인 경우 이 신호는 일부 변조되어 출력되는 문제점이 있었다.

따라서 본 발명의 목적은 쿼드라 페이즈를 이용하여 주파수 또는 위상 변조한 신호를 디지탈적으로 복조하는 시스템에서 주파수 편차에 의해 야기되는 직류 성분을 디지탈적으로 필터링하여 국부발진주파수를 안정하게 제어할수 있는 자동주파수 제어 방식을 제공함에 있다.

제 2 도는 본 발명에 따른 복조시스템도로서 주파수 또는 위상 변조된 RF신호를 수신하는 안테나(101)와, 상기 안테나(101)를 통한 수신 RF신호를 저잡음으로 증폭하는 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifer)(102)와, 변조 신호의 반송파(carrier wave)와 동일한 제 1 국부발진주파수(LO1)를 발진하는 국부발진기(103)와, 상기 국부발진기(103)의 제 1 국부발진주파수 위상을 90。 쉬프트시켜 제 2 국부발진주파수(LO2)를 발생하는 이상기(104)와, 상기 이상기(104)의 제 2 국부발진신호(LO2)와 수신 RF신호를 혼합하는 I채널 믹서(105)와, 상기 국부발진기(103)의 제 1 국부발진신호(LO1)와 수신 RF신호를 혼합하는 Q채널 믹서(106)와, 상기 I채널 믹서(105)의 출력을 1/2 RF대역으로 필터링하는 제 1 LPF(107)와, 상기 Q채널 믹서(106)의 출력을 1/2 RF대역으로 필터링하는 제 2 LPF(108)와, 상기 제 1-제 2LPF(107-108)를 통한 I채널 및 Q채널신호의 위상을 모듈로

(n=1, 2, 3, 4···)하여 소정 위상관계를 디지탈 신호로 변환하는 위상-디지탈 변환부(l09)와, 상기 위상-디지탈 변환부(109)의 위상-디지탈 변환데이터에서

의 위상 로테이션(phase rotation)시 모듈로

(n=1, 2, 3, 4)의 위상 변화를 검출하는 제 1 인터럽트신호(INTl), 로테이션의 극성을 구별하는 제 1 제어신호(polarity : POL), 로테이션 스텝이 정상적으로 증 또는 감되는가를 나타내는 제 3 제어신호(Normal : NR) 및 위상 로테이션의 극성 진행 방향이 변화하는 순간을 나타내는 제 3 제어신호(Inversion : INV)등의 위상 변화정보를 발생하는 인터페이싱부(110)와, 상기 인터페이싱부(110)의 위상 변화정보 및 제 1 인터럽트 신호(INTl)의 주기를 카운팅하여 저장하며 소정 샘플링 주기마다 발생하는 제 2 인터럽트 신호(INT2)에 의해 전 샘플주기에 누적한 기본 복조신호에 현 샘플링 순간값을 인터폴레이션(interpolation)하여 복조 신호를 출력하는 동시에 다음 인터폴레이션을 위해 현 샘플링 주기의 위상변화 정보를 누적하고 복조 신호의 평균 직류값을 보상한후 현재의 직류값을 구하는 신호처리부(111)와, 상기 신호처리부(111)의 출력 복조신호중 두 RF주파수 편차에 의해 발생한 직류신호를 받아 직류 아날로그신호로 변환하는 디지탈-아날로그 변환부(112)와, 상기 디지탈-아날로그 변환부(112)의 주파수 편차의 직류신호를 받아 상기 국부발진기(103)의 발진 주파수를 제어하는 전압제어발진기(113)로 구성되며 제 3 도는 제 2 도의 각부 파형도의 일예도로서 수신 RF주파수가 1KHz이며 모듈로

가 n=1일시 주파수 변조 및 위상 변조된 RF주파수의 복조 과정을 설명하기 위한 파형도로서, 제 3 도의(Fa)는 주파수 변조 파형도이며, 제 3 도의 (Pa)는 위상 변조한 파형도이다.

상술한 구성에 의거 본 발명을 제 2, 3 도를 참조하여 설명한다. 여기서 수신 RF신호는 1KHz, kp=1로서 제 3 도(Pa)와 같이 이상적으로 위상 변조된 신호라 가정한다. 수신 RF신호가 안테나(101) 및 저잡음 증폭기(102)를 통해 I채널 믹서(105) 및 Q채닐 믹서(106)에 인가되며, 국부발진기(103)는 수신 RF신호의 반송파와 동일한 주파수인 제 1국부발진신호(LO1)를 발생하고 이상기(l04)를 통해 제 1 국부발진주파수(LO1)를 90°(

) 의 위상차를 갖도복 쉬프트시켜 제 2 국부발진주파수(LO2)를 발생하여 제 2 국부발진신호(LO2)를 I채널 믹서(105)에, 제 1 국부발진신호(LO1)를 Q채널 믹서(106)에 인가한다·

상기 I채널 믹서(105)는 수신 RF신호와 제2국부발진주파수(LO2)를 혼합하여 I채널의 중간주파수(Intermediate Frequency)를 발생하여 제 1 LPF(107)로 출력하며 제 1 LPF(107)는 이 신호를 1/2대역폭으로 필터링하며 주파수 변환시 I채널의 IF에 발생한 고주파 및 이메지 신호와 인접 주파수를 제거하여 하기 (1)식과 같은 제 4 도(b)의 I(t)신호를 발생한다.

또한 Q채널 믹서(106)는 제 1 국부발진신호(LO1)와 수신 RF신호를 혼합하여 제2LPF(108)는 제 1 LPF(107)와 동일하게 동작하여 하기 (2)식과 같은 제 3 도(c)의 Q(t)신호를 발생한다.

여기서 A : 신호의 진폭(Amplitude)

Wo : 입력 신호와 국부발진신호의 각 주파수 편차(offset frequency between input로, Local RF signals)

m(t) : 위상 변조신호(phase modulating signal)

상기 (1) 및 (2)식과 같은 제 4 도의 (b)(c)의 I(t) 및 Q(t)신호를 입력하는 위상-디지탈 변환부(109)는 두 신호의 소정 위상을 하기 제(3)식과 같이 비교 검출하여 디지탈 신호를 변환한다.

모듈로

소정 위상이

(n=1)일 경우는 I(t) 및 Q(t)의 제로 크로싱(Zero Crosing)을 검출하면 되는데 제 3 도의 (d)(e)와 같이 소정 위상에 따른 I(t) 및 Q(t)를 디지탈 신호로 변환한다.

상기 (3)식에서 소정 위상-디지탈 변환을

로 할시는 n=2 로 하면되고

일시는 n=3으로 하면 필요에 따라 용이하게 실행할수 있다.

상기 위상-디지탈 변환부(109)의 위상 디지탈 데이터를 입력하는 인터페이스부(110)는 신호처리부(111)에서 수신 RF신호를 복조하기 위한 위상 변환 정보인 제 1 인터럽트 신호(INTl) 및 제 1-제 3 제어신호(POL, NR, INV)를 발생한다.

우선 제 1 인터럽트 신호(INTl)는 모듈로

의 (n=1,2,3,4) 소정 위상 로테이션에서 상기 (3)식의 변화를 검출할시 제 4 도의 (f)와 같이 발생하는 신호로서 복조시 양자화 스텝의 주기신호가 된다.

두번째로 제 1 제어신호(POL)신호는 상기 (1)식과 (2)식의 상관 위상 변화를 나타내는 신호로서 I채널의 I(t)신호와 Q채널의 Q(t)신호의 상관 위상의 극성이 + 인가 - 인가를 구별하는 신호로서 복조시 양자화 증가 스텝 또는 감소 스텝을 실행하기 위한 신호이다.

세번째로 제 2 제어신호(NR)는 소정 위상 로테이션에서 음 또는 양방향으로 1스텝씩 정상적으로 변화하는가를 나타내는 신호로서 제 1 인터럽트 신호(INTl)발생시 복조할 위치가 전상태와 동일한 스텝에 있거나 두 스텝 이상 진행할시는 비정상 신호로 간주한다.

네번째로 제 3 제어신호(INV)는 위상 로테이션의 극성이 변화하는 순간을 나타내는 것으로 제 4 도(c)의 Q채널 신호가 위상 반전(IP1-IP3)이 있을시 제 4 도의 (g)의 (Y1-Y3)와 같이 발생한다.

신호처리부(11)는 소정위상 변화 시점마다 발생하는 위상 변화정보를 소정 주기마다 발생하는 샘플링 신호의 제2인터럽트 신호(INT2)의 해당 주기동안 I채널 및 Q채널의 소정 위상 변화 시점마다 발생하는 상기 인터페이스부(110)의 위상 변화 정보를 입력하여 제 1 버퍼에 저장하며 전상태 샘플링 주기에 입력하여 제 2 버퍼에 복조하지 않고 누적만 하고 있는 기본 복조 신호를 현재의 샘플링 순간값으로 인터폴레이션하여 복조한다.

여기서 인터폴레이션(Interpolation)이라 한은 제 1 인터럽트신호(INT1)사이에 제 2 인더럽트신호가 발생했을시 전상태 샘플 주기의 양자화 스텝들을 가감한후 제 2 인터럽트 발생 순간의 값을 구하여 전샘플 주기의 양자화 스텝에 따라 복조를 수행하는 것을 말한다.

전상태의 샘플주기에 따른 복조를 실행한후 다음 샘플신호시 인터폴레이션을 실행하기 위해 샘플링 주기위상 변화정보를 누적하고 출력 복조 신호의 평균 직류 성분을 보상한다.

상기 신호처리부(111)에서는 변조신호를 복조할시 두 RF주파수 편차에 비례하는 직류 성분을 검출하는데 직류 성분 검출시 일부 복조신호가 포한되어 있으므로 디지탈 로우패스 필터(DLPF2)를 사용하여 교류성분을 제거한다.

또한 일반적으로 디지탈 시그날 프로세서는 처리비트수가 상당히 크며(보통 16비트 이상) 본 발명에 따른 AFC동작을 수행할시 신호처리부(111)의 디지탈 시그날 프로세싱시 직류 검출데이타의 모든 비트를 필요로 하지 않으므로 AFC에 필요한 사용비트수를 결정하여 디지탈-아날로그 변환부(112)로 출력한다.

이때 사용 비트수는 사용 주위 환경에 따른 국부발진기(103)의 최대 주파수 편차에 따라 결정하며 이 신호에 의해 디지탈-아날로그 변환부(112)는 디지탈 신호를 아날로그 신호로 변환한 직류 신호를 전압제어발진기(113)로 보내고 전압제어발진기(113)는 국부발진기(103)를 제어하여 주파수 편차에 의해 야기되는 직류성분을 제거한다.

제 4 도는 신호처리부(111)의 복조 및 AFC처리 흐름도로서, 상기 인터페이스부(110)에서 발생하는 입력위상 변화 정보를 누적하며 소정 샘플링 주기마다 해당 주기동안 누적한 입력 정보에 변조 신호를 복조하며 이중 복조신호의 직류 신호(AN)를 검출하여 복조신호의 직류 레벨을 보정하며 이러한 직류 신호중 교류성분을 보다 많이 제거시킨후 설정한 사용 비트수를 출력하는 과정을 나타내고 있으며 제 5 도는 검출한 직류 신호에 일부 포함되어 있는 교류의 복조 신호를 제거하기 위한 IIR(Infinite Impulse Response)형의 디지탈 필터(DLPF2)이며 제 6 도는 AFC를 위한 제어신호를 발생하는 흐름도이고 제 7 도는 AFC를 위한 제어신호의 사용 비트수 결정 방법도이며 제 8 도(a)는 전압제어 발진에 따른 AFC동작 설명도이고 제 8 도(b)는 RF주파수대 디지탈값의 관계도이며 제 8 도(c)는 디지탈-아날로그 변환부(112) 입력대 발진 주파수의 변화도이다.

상술한 구성에 의거 본 발명을 상세히 설명한다. 신호처리부(111)는 디지탈 시그날 프로세서(Digital signal processor)로서 인터페이스부(110)에서 발생하는 위상 변화 정보를 제 4 도와 같이 처리한다.

제 1 인터럽트 신호(INTl)가 발생하면 신호처리부(111)는 제1버퍼에 해당 위상 변화 정보(양자화 주기, 제 1-제 3 제어신호)등을 저장하며 제 2 인터럽트 신호(INT2)발생시 저장하고 있는 정보들을 리드하여 순차적으로 가산기(S1)에서 전상태의 값에 현상태의 값을 어큐뮬레이터(S4)를 통해 누적하며 해당 샘플링 주기의 변조 신호를 복조한다.

이때 복조신호의 주파수 편차에 의한 직류 레벨은 양의 방향으로 증가하므로 제1 디지탈 저역 통과 필터인 DLPFl(S5)를 통해 직류 성분(AN)을 검출하여 가산기(S3)에서 음의 방향으로 보정한다.

여기서 인터폴레이터(S3)는 샘플링 주기의 제2인터럽트 신호(INT2)에 의해 해당 샘플링 주기의 신호를 복조하기 위한 것이다.

이후 AFC를 수행하기 위하여 DLPFl(S5)의 출력을 제 2 디지탈 저역 통과 필터인 DLPF2(S6)로 인가하는데 DLPF2에서는 DLPF1(S5)에 검출한 직류 신호중 일부 포함되어 있는 복조신호의 교류 성분을 감쇄시킨다. 소프트 웨어적으로 구성된 DLPF2(S6)는 제 5 도와 같은 IIR형태의 디지탈 필터도로서 출력은 하기(4)식과 같다.

따라서 제 5 도와 같이 a=2, b=2일시는 하기 (5)(6)식과 같다.

여기서 A(n) : 해망 생물링 주기에서 복조 신호의 직류 성분 평균치.

S : 입력 감쇄 상수(Sca1ing factor)

Z : 1샘플링 주기의 릴레이

X(n) : 필터 노드값(filter node value)

al, a2, b0, bl, b2 : 필터 상수(filter coefficients)

AF(n) : DLPF2를 통한 직류 신호.

따라서 AF(n)을 구하기 위해 신호처리부(11)는 제 6 도와 같은 흐름으로 X(n)값 및 AF(n)값을 구한다. 제 6 도에서 XN은 X(n), XN1는 X(n-1), XN2는 X(n-1), AN은 A(n), AF(n)을 나타내고 있다.

제 7 도에서 국부발진기(103)의 국부발진주파수가 300MHz이며 최대 주파수 편차는 15KHz(55ppm일시)이고 요구되는 시스템의 주파수 안정도가 1KHz라고 가정할시는 최소 15스텝으로 나누어야 하며 이 경우 디지탈-아날로그 변환부(112)에는 4비트 이상의 제어신호가 필요하다.

따라서 (ㅈ)단계에서 라운딩(rounding)을 하는 이유는 시스템에서 요구하는 주파수 안정도에 따라 최대 주파수 편차를 여러 스텝으로 나눌시에 많은 비트가 필요하지 않으므로 필요한 스텝에 따른 소정 비트수의 상위 비트만을 선택하며 또한 하위 비트에서는 미세하지만 교류 성분을 갖고 있으므로 이 교류 성분을 제거시키기 위함도 있다.

(ㅈ)과정의 라운딩 수행후(ㅊ)단계에서 소정 비트의 직류신호를 디지날-아날로그 변환부(112)로 인가하면 아날로그 신호로 변환되어 전압제어 발진기(113)로 보낸다. 따라서 제 6 도의 (ㄱ) - (ㅇ)과정을 통해 직류 신호에 포함되어 있는 나머지 교류 성분을 제거한 직류 신호 값을 구하는데 신호처리부(111)가 디지탈신호를 프로세싱할시 그 처리 비트가 상당히 크므로(16비트 이상) DLPF2에서 구한 값도 많은수의 비트로 되어있다.

따라서(ㅈ)단계에서 라운딩(rounding)을 하여 소정 비트수의 상위 비트만 선택한다. 이때 사용비트수 선택은 사용주위환경(온도, 갱년변화등)에 따른 국부발진기(103)의 최대 주파수 편차에 따라 결정된다. 즉 크리스탈 발진기(x-tal oscillator)일시에도 보통 55ppm의 주파수 편차를 갖는데 제 6 도의 (a)와 같은 원하는 발진 주파수의 최대 주파수 편차를 구한후 제 6 도의 (b)와 같은 시스템에서 요구하는 주파수 안정도에 의해 최대 주파수 편차를 제 6 도(c)와 같이 여러 스텝으로 나누어 사용 비트수를 구한다.

상기 국부발진기(103)의 발진 주파수는 상기 전압제어 발진기(113)에 동기되었으므로 전압제어발진기(113)는 발진 주파수의 편차에 의한 직류 성분을 상쇄시키는 방향으로 제어한다. 디지칼-아날로그 변환부(112)에 입력하는 주파수 편차에 의한 직류 신호가 4비트라고 가정하여 설명한다.

제 8 도(a)에서 l스템이 f일 경우 복조신호의 직류 성분 신호가 제 8 도 (b)와 같이 +2f만큼 편차가 발생했다고 가정하면 직류 신호(A(n))의 상위 4비트는 0010이므로 01신호를 디지탈-아날로그 변환부(l12)에 인가하면 아날로그 신호로 변환되어 전압제어 발진기(113)로 출력한다.

상기 전압제어 발진기(113)는 제 8 도(c)와 같이 국부발진기(103)의 발진주파수를 2△f만 감소시키도록 한다.

상술한 바와같이 주파수 편차에 의해 발생하는 직류 신호를 디지탈적으로 검출하므로 복조 신호의 교류성분을 효과적으로 상쇄시킬수 있으며, 시스템에서 요구하는 주파수 안정도에 따라 국부발진기의 최대 주파수 편차를 소정 스템으로 나눈후 소정 스텝에 따른 AFC를 정확하게 실행할 수 있으므로 혼합시 잡음 및 불안정한 신호의 발생을 방지시킬수 있으며 디지탈 신호 프로세서의 직류 신호의 디지탈 데이터를 소정 비트로 나누어 사용 비트를 선택할 수 있으므로 디지탈-아날로그 변환부의 변환 비트를 감소할수 있고 이에따라 가격 및 시스템 소형화에 이점이 있다.

Claims (3)

1. 주파수 또는 위상 변조신호를 쿼드라 페이즈를 이용하여 복조하는 시스템의 자동주파수 제어방식에 있어서, 복조신호중 국부발진주파수의 편차에 의해 발생된 직류 성분을 소정의 디지탈 값으로 검출하는 제 1 스텝과, 상기 직류 디지탈 값을 아날로그 신호로 변환하는 제 2 스텝과, 상기 아날로그 신호에 의해 국부발진주파수를 제어 발진하는 제3스텝으로 이루어짐을 특징으로 하는 방식.
2. 상기 제 1 항에 있어서, 복조신호의 직류 성분을 검출하는 제 1 스텝이 두개의 디지탈 로우패스 필터로구성되어 제1필터에서 복조 신호의 직류 성분을 1차 검출하고 제 2필터에서 1 차검출의 직류 성분에 일부 포함되어 있는 복조신호의 교류 성분을 감쇄시키는 방식.
3. 상기 제 1 항에 있어서, 소정의 디지탈 값으로 하는 제 1 스텝이 국부발진주파수의 최대 편차에 시스템요구 주파수 안정도를 구하여 필요 스텝수를 결정한후 복조신호의 직류 성분 데이타를 라운딩하여 필요 스텝수에 따른 소정 비트수로 직류 성분 데이타를 발생시키는 방식.

Images