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Die Erfindung betrifft einen Demodulator
für ein
durch Amplituden- und Phasenmodulation eines Trägers übertragenes Stereosignal.
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Zur Übertragung von Stereosignalen über Mittelwellensender
ist der sogenannte C-Quam-Standard bekannt, bei welchem der Betrag des
modulierten Signals vom Summensignal (L+R) abhängt, während das Differenzsignal und
der Pilotton als Phasenmodulation übertragen werden.
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IEEE Transaction on Consumer Electronics, Vol.
40, 1994, S. 64-74 offenbart einen Demodulator für ein durch Amplituden- und
Phasenmodulation eines Trägers ΰbertragenes
Stereosignal, bei dein aus dem empfangenen Signal durch Mischung
mit einer Oszillatorfrequenz eine Inphase- und eine Quadraturkomponente
des empfangenen Signals gebildet werden. Vor ihrer Weiterverarbeitung
werden die Inphase- und Quadraturkomponente des empfangenen Signals
einer Amplitudenregelung unterzogen, wozu jeweils deren Einhüllende bestimmt
werden. Aus den amplitudenbewerteten Quadraturkomponenten werden
schließlich
durch Hochpassfilterung und gegenseitige Addition bzw. Subtraktion
die Signale des linken und des rechten Stereokanals gewonnen. Es
ist ferner eine an sich bekannte Phasenregelung (PLL) zur Nachregelung
der Oszillatorfrequenz in Abhängigkeit
einer festgestellten Phasenabweichung vorgesehen, wobei die Phasenabweichung
aus der Quadraturkomponente, die das Differenzsignal des linken
und des rechten Stereokanals enthält, bestimmt wird.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung
ist es, einen Demodulator für
derart modulierte Signale anzugeben, der in vorteilhafter Weise
mit digitalen Schaltungen realisiert werden kann.
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Gelöst wird die Aufgabe durch die
Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen.
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Vorzugsweise ist dabei vorgesehen,
daß durch
Mischung mit einem Oszillatorsignal und Analog/Digital-Wandlung
des empfangenen amplitudenmodulierten Signals im Basisband liegende
Quadraturkomponenten gebildet werden und daß aus den Quadraturkomponenten
unter Nutzung des Cordic-Algorithmus das Betragssignal und das Phasensignal
gebildet werden.
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Dabei ist es vorteilhaft, wenn das
Betragssignal als Summensignal und das Differenzsignal über je einen
Hochpaß einer
Matrixschaltung zugeführt werden.
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Eine Weiterbildung der Erfindung
besteht darin, daß zur
Bildung eines den Gleichanteil kennzeichnenden Fehlersignal: das
Differenzsignal mit dem Summensignal multipliziert und über einen
Tiefpaß und über eine
Schaltung zur Betragsbildung geleitet wird.
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Eine vorteilhafte Ausführungsform
dieser Weiterbildung besteht darin, daß das Fehlersignal mit einem
Schwellwert verglichen wird und daß der vorzugebende Wert schrittweise
verändert
wird, wenn das Fehlersignal größer als
der Schwellwert ist, wobei die Richtung der Veränderung durch Vergleich des
Fehlersignals mit einem vorangegangenen Fehlersignal ermittelt wird.
Dabei kann eine Optimierung besonders schnell dadurch erreicht werden,
daß die Schrittweite
bei der Veränderung
des vorzugebenden Wertes von der Größe des Fehlersignals abhängig ist.
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Bei einem anhaltenden Unterschied
zwischen der Trägerfrequenz
und der Frequenz des Oszillatorsignals würde der vorzugebende Wert mit
der Zeit sehr groß werden
und eine durch die Auslegung der Schaltung gegebene Grenze erreichen.
Um dieses zu verhindern, kann gemäß einer anderen Weiterbildung
des erfindungsgemäßen Demodulators vorgesehen
sein, daß der
vorzugebende Wert bei Erreichen eines vorgegebenen Grenzwertes um
einen Winkel n zurückgesetzt
wird.
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Da zur Erzeugung des Trägers senderseitig ein
hochgenauer Quarzoszillator verwendet wird und auch der empfangsseitig
zum Mischen verwendete Oszillator nur geringe und langsame Frequenzabweichungen
aufweist, sind schnelle Änderungen
des Fehlersignals durch kurzzeitige Störungen bedingt und sollten
nicht zur Kompensation des Gleichanteils herangezogen werden. Deshalb
ist gemäß einer
anderen Weiterbildung des erfindungsgemäßen Oszillators vorgesehen,
daß zwischen
der Betragsbildung und dem Vergleich des Fehlersignals mit einem Schwellwert
eine weitere Tiefpaßfilterung
erfolgt.
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Da zur Kompensation des Gleichanteils durch
ein die Phasendifferenz zwischen dem Träger und dem Oszillatorsignal
kennzeichnendes Signal nur einen Wertebereich zwischen -π/2 und +π/2 benötigt, kann
bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen sein,
daß zur
Tangensbildung aus dem kompensierten Phasensignal ein Polynom fünften Grades
berechnet wird.
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Besonders vorteilhaft ist, wenn eine
Taktfrequenz verwendet wird, die ein Vielfaches der Frequenz des
Pilotsignals ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in
der nachfolgenden Beschreibung näher
erläutert.
Es zeigt:
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1 ein
Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Demodulators,
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2 eine
bei dem Ausführungsbeispiel nach 1 anwendbare Schaltung zur
Bildung des Tangens eines Signals und
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3 eine
für die
Schaltungsanordnung nach 1 vorgesehene
Schaltung zur Bildung des vorzugebenden Wertes.
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Gleiche Teile sind in den Figuren
mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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Das Ausführungsbeispiel sowie Teile
davon sind zwar als Blockschaltbilder dargestellt. Dieses bedeutet
jedoch nicht, daß die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
auf eine Realisierung mit Hilfe von einzelnen den Blöcken entsprechenden
Schaltungen beschränkt
ist. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
ist vielmehr in besonders vorteilhafter Weise mit Hilfe von hochintegrierten
Schaltungen realisierbar. Dabei kann beispielsweise ein digitaler Signalprozessor
eingesetzt werden, welcher bei geeigneter Programmierung die im
Blockschaltbild dargestellten Verarbeitungsschritte durchführt. Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
kann zusammen mit weiteren Schaltungsanordnungen innerhalb einer
integrierten Schaltung wesentliche Teile eines Rundfunkempfängers bilden.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach 1 wird ein Hochfrequenzsignal
von einer Antenne 1 empfangen und einem Empfangsteil 2 zugeführt, das aus
an sich bekannten Elementen, wie Vorstufen, Mischer und Selektionsmitteln,
besteht, so daß am Ausgang
ein ZF-Signal ansteht, das mit Hilfe eines Analog/Digital-Wandlers 3 in
ein digitales Signal umgewandelt wird. Dieses wird mit Hilfe von
zwei Multiplizierern 4, 5 in das Basisband herabgesetzt,
wozu den Multiplizierern 4, 5 um 90° versetzt
ein Mischsignal von einem Oszillator 6 zugeführt wird.
Dadurch entstehen im Basisband die Quadraturkomponenten I und Q.
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In einem Cordic-Demodulator 7 werden
die Quadraturkomponenten I und Q in ein Betragssignal UB und
ein Phasensignal UΦ umgewandelt. Das AM-Stereosignal
nach dem C-Quam-Standard, wie es vom Radio empfangen wird, hat die
Form U = U0[1+L+R]cos{2πft+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]}.
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Dabei ist U0 die
feldstärkeproportionale Spannung,
L das Signal des linken Kanals, R das Signal des rechten Kanals,
wobei beide Signale kleiner als 1 sind, f die Trägerfrequenz und P der Pilotton
bei 25 Hz.
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Wird dieses Signal mit Hilfe der
Multiplizierer 4, 5 und des Oszillators 6 in
das Basisband gemischt und digitalisiert – die Reihenfolge kann auch
entsprechend 1 vertauscht
sein -, so liegen die beiden Signale I = U0[1+L+R]cos{Φ+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]} Q = U0[1+L+R]sin{Φ+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]}in
digitaler Form vor. Φ ist
dabei die Phasenabweichung zwischen dem Träger und dem Oszillator. Mit Hilfe
einer an sich bekannten Amplitudenregelung läßt sich U0 auf
einen konstanten Wert, beispielsweise 1, einstellen.
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Die durch den Cordic-Demodulator 7 erzeugten
Signale UB und UΦ lauten
dann: UB = 1+L+R UΦ = Φ+arctan[(L-R+p)/(1+L+R)]
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Um das Differenzsignal zu gewinnen,
wird folgendes Signal gebildet: UT =
UB·tan(UΦ-Φk) = (1+L+R)tan{Φ-Φk+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]
= (1+L+R)·{[tan(Φ-Φk)+(L-R+P)/(1+L+P)]/[1-tan(Φ-Φk) ·(L-R+P)/(1+L+P)]}
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Dieses Signal hat einen Gleichanteil,
der etwa proportional. zu tan(Φ0-Φk) ist. Durch Tiefpaßfilterung des Signals UT und Variation von Φk läßt sich dieser
Gleichanteil zu 0 machen und man erhält UT = L-R+P.
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Zur Durchführung dieser Operationen sind bei
dem Ausführungsbeispiel
gemäß 1 ein Subtrahierer 8,
ein Tangensbildner 9 und ein Rechenwerk 10 vorgesehen,
wobei das Rechenwerk 10 den vorzugebenden Wert Φk derart variiert, daß der Gleichanteil von UT kompensiert wird.
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UB und UT werden dann über je einen Hochpaß 11, 12 in
an sich bekannter Weise einer Matrix 3 zur Bildung der
Signale L und R zugeführt,
die an Ausgängen 14, 15 entnommen
werden können.
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UT wird ferner über einen
Bandpaß 16 mit
einer Mittenfrequenz von 25 Hz geleitet, wodurch der Pilotton P
selektiert wird, der an einem Ausgang 17 abnehmbar ist.
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2 erläutert eine
vorteilhafte Ausführungsform
des Tangensbildners 9. Da der maximale Phasenwinkel arctan
(L-R+P)/(1+L+R) ≤ π/4 ist, genügt die Berechnung
eines Polynoms fünfter
Ordnung mit Gliedern der ersten, dritten und fünften Potenz des bei 21 vom
Subtrahier 8 (1)
zugeführten Eingangssignals
x. Dieses wird bei 22 quadriert. Das Ergebnis x2 wird
bei 23 ebenfalls quadriert, so daß x4 entsteht.
x2 und x4 werden
mit Koeffizienten a2 und a4 bewertet
und einem Addierer 26 zugeführt, der zusätzlich noch
eine 1 als Konstante erhält. Das Ergebnis der Addition
wird bei 27 mit dem Eingangssignal x multipliziert, so
daß am
Ausgang 28 L-R+P ansteht.
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Dem in 3 dargestellten
Rechenwerk wird über
einen Eingang 31 das Phasensignal UΦ zugeführt. Bei 32 werden
N+1 Abtastwerte des Signals UΦ zwischengespeichert.
Auch von dem bei 33 zugeführten Betragssignal UB werden bei 34 N+1 Abtastwerte
zwischengespeichert. Bei 35 wird von demjeweiligen Abtastwert
des Phasensignals UΦ der vorzugebende Wert Φk subtrahiert. Das Ergebnis wird einem in 2 näher beschriebenen Tangensbildner 36 zugeleitet.
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Die einzelnen Abtastwerte des damit
entstandenen Signals UT werden mit den korrespondierenden
Abtastwerten des Signals UB bei 37 multipliziert..
Dadurch entsteht ein Signal L-R+P mit einer überlagerten Störung, die
jedoch durch die im folgenden beschriebene Ermittlung von Φk minimiert wird. Dieses Signal wird über einen
Tiefpaß 38 geleitet,
der in an sich bekannter Weise aufgebaut sein kann und vorzugsweise
mit einer Taktfrequenz betrieben ist, die einem Vielfachen der Pilotfrequenz
entspricht. An den Tiefpaß 38 schließt sich
ein Betragsbildner 39 an. Zur Befreiung des Fehlersignals
von kurzzeitigen Störungen
ist ein weiteres Tiefpaßfilter 40 vorgesehen.
Die Abtastwerte des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 40 sind mit
Fp bezeichnet, wobei p eine Zählvariable
ist, welche die Anzahl der Durchläufe jeweils eines Minimierungsvorganges
beschreibt.
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Bei 41 wird geprüft, ob Fp kleiner als ein Schwellwert S ist. Ist
dieses der Fall, ist die Minimierung abgeschlossen, da der verbleibende
Gleichanteil kleiner als ein zulässiger
Wert ist. Dann wird bei 42 das Ausgangssignal des Multiplizierers
L-R+P ausgegeben, das heißt,
an den Hochpaß 12 (1) weitergeleitet. Danach
wird bei 43 jeweils ein neuer Satz von Werten von UΦ und
UB eingelesen.
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Ist jedoch Fp nicht
kleiner als S, erfolgt bei 43 eine Änderung des vorzugebenden Wertes Φk. Zuvor wird bei 45 geprüft, ob Fp kleiner als der vorangegangene Abtastwert
Fp-1 des Fehlersignals ist. Ist dieses der
Fall, wird das Vorzeichen der bei 44 vorzunehmenden Änderung
beibehalten (Block 46). Anderenfalls wird bei 47 das
Vorzeichen geändert.
Zur Erzielung eines schnelleren Einschwingens wird die Schrittweite
bei einer Änderung
des vorzugebenden Wertes Φk in Abhängigkeit
vom Fehlersignal Fp gesteuert.
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Der somit geänderte vorzugebende Wert Φk kann an sich beliebig groß werden.
Da jedoch eine Korrektur des Phasensignals um mehr als eine Periode
nicht sinnvoll ist, wird bei 48 Φk um π zurückgesetzt,
wenn Φk den Betrag π/2 überschreitet, das heißt,
wenn Φk < -π/2, dann Φk = Φk+π,
wenn Φk > π/2, dann Φk = Φk-π.