JP3036750B2 - 時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機及び該時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機用復調器及び該時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機における多相復調方法 - Google Patents
時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機及び該時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機用復調器及び該時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機における多相復調方法Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W56/00—Synchronisation arrangements
- H04W56/0055—Synchronisation arrangements determining timing error of reception due to propagation delay
- H04W56/0065—Synchronisation arrangements determining timing error of reception due to propagation delay using measurement of signal travel time
- H04W56/007—Open loop measurement
- H04W56/0075—Open loop measurement based on arrival time vs. expected arrival time
- H04W56/0085—Open loop measurement based on arrival time vs. expected arrival time detecting a given structure in the signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は一般的にデイジタル無線（radio）レシーバ
（受信機）に関するものであり，更に具体的には，マル
チパスフエーデイングの環境における時分割多重アクセ
ス（TDMA）QPSK変調を受信し，復調するレシーバに関す
る。本発明は本願出願人による（instant assignee's）
米国特許出願第128,975号でラベッツ（Labedz）等によ
つて発明された“データの無線伝送のための高速照合捕
捉（rapid reference acquisition）及び位相誤差補償
（phase error compensation）”及びボース（Borth）
等によつて本発明と同じ日付で関連した内容事項を含
み，発明された“ランダム位相変動（random phase var
iation）及びマルチパスフエーデイングを受けるQPSK信
号に対するBPSK同期を用いた時分割多重アクセス（TDM
A）ラジオシステム”に関係している。
（受信機）に関するものであり，更に具体的には，マル
チパスフエーデイングの環境における時分割多重アクセ
ス（TDMA）QPSK変調を受信し，復調するレシーバに関す
る。本発明は本願出願人による（instant assignee's）
米国特許出願第128,975号でラベッツ（Labedz）等によ
つて発明された“データの無線伝送のための高速照合捕
捉（rapid reference acquisition）及び位相誤差補償
（phase error compensation）”及びボース（Borth）
等によつて本発明と同じ日付で関連した内容事項を含
み，発明された“ランダム位相変動（random phase var
iation）及びマルチパスフエーデイングを受けるQPSK信
号に対するBPSK同期を用いた時分割多重アクセス（TDM
A）ラジオシステム”に関係している。
典型的な環境下においては、UHFやマイクロ波ラジオ
チヤネルはレイリー（Rayleigh）フエーデイングに加え
てマルチパス構造を表わす。従つて，高速のデータレー
ト（速度）で動作する移動可能な或いはポータブルな時
分割多重アクセス（TDMA）システムに対するラジオレシ
ーバは，伝送された信号に関して，ランダムな大きさ，
位相及び時間遅延を各々有する伝送された信号の多数の
複製品の受信に適応しなければならない。調整的な（co
rrective）規準がなければ，データメツセージはマルチ
パス信号によつて抹消される可能性がある。早くも1958
年において，これらの減損（impairments）を調整する
ことのできるレシーバは差動（Differential）バイナリ
ー位相シフトキーイング（Binary phase−shift Keyin
g）（DBPSK）か，或いは非コヒーレント（noncoheren
t）周波数シフトキーイング（Frequency−Shift Keyin
g）（FSK）を用いることに対して記述されていた。それ
は，チヤネルインバルス応答或いはチヤネルプロフイー
ル（profile）を評価するためのチヤネル音響方法（sou
nding method）を利用しており，そして，評価されたチ
ヤネルプロフイールに応答して調整されたタツプ（tap
s）を有するトランスバーサル等化器（transversal eq
ualizer）を利用していた。1960年までに，マルチパス
チヤネルは研究をし尽くされかつシミユレートされつく
されてきた。そして最適な受信が定義されてきた。しか
し多くは位相コヒーレント技術を省いていた。このよう
な復調技術は，調整された（shaped）直交（Quadratur
e）位相シフトキーイング（Phase−Shift Keying）（QP
SK）及びその変形のような２次元的な信号通信技術を利
用するより高いスペクトル効率の変調方法を用いること
を許容していない。
チヤネルはレイリー（Rayleigh）フエーデイングに加え
てマルチパス構造を表わす。従つて，高速のデータレー
ト（速度）で動作する移動可能な或いはポータブルな時
分割多重アクセス（TDMA）システムに対するラジオレシ
ーバは，伝送された信号に関して，ランダムな大きさ，
位相及び時間遅延を各々有する伝送された信号の多数の
複製品の受信に適応しなければならない。調整的な（co
rrective）規準がなければ，データメツセージはマルチ
パス信号によつて抹消される可能性がある。早くも1958
年において，これらの減損（impairments）を調整する
ことのできるレシーバは差動（Differential）バイナリ
ー位相シフトキーイング（Binary phase−shift Keyin
g）（DBPSK）か，或いは非コヒーレント（noncoheren
t）周波数シフトキーイング（Frequency−Shift Keyin
g）（FSK）を用いることに対して記述されていた。それ
は，チヤネルインバルス応答或いはチヤネルプロフイー
ル（profile）を評価するためのチヤネル音響方法（sou
nding method）を利用しており，そして，評価されたチ
ヤネルプロフイールに応答して調整されたタツプ（tap
s）を有するトランスバーサル等化器（transversal eq
ualizer）を利用していた。1960年までに，マルチパス
チヤネルは研究をし尽くされかつシミユレートされつく
されてきた。そして最適な受信が定義されてきた。しか
し多くは位相コヒーレント技術を省いていた。このよう
な復調技術は，調整された（shaped）直交（Quadratur
e）位相シフトキーイング（Phase−Shift Keying）（QP
SK）及びその変形のような２次元的な信号通信技術を利
用するより高いスペクトル効率の変調方法を用いること
を許容していない。
1983年までに，バイナリー位相シフトキーイング（Bi
nary Phase−Shift Keying）（BPSK）位相コヒーレント
検出（phase coherent detection）を用いるデイジタル
電話のためのTDMA（Time Division Multiple Access）
時分割多重アクセスレシーバは米国特許（U.S.Patent）
第4,587,662号において開示されている。1985年には，
この方式はQPSK（Quadrature Phase−Shift Keying）を
含むように拡張されたが，レシーバは単に一般的な用語
で記述されているにすぎなかつた。
nary Phase−Shift Keying）（BPSK）位相コヒーレント
検出（phase coherent detection）を用いるデイジタル
電話のためのTDMA（Time Division Multiple Access）
時分割多重アクセスレシーバは米国特許（U.S.Patent）
第4,587,662号において開示されている。1985年には，
この方式はQPSK（Quadrature Phase−Shift Keying）を
含むように拡張されたが，レシーバは単に一般的な用語
で記述されているにすぎなかつた。
1986年において,QPSKへの適用が可能なMSKレシーバが
報告されたが，それは２つの放射状のマルチパスを調整
できるものであり，フイードフオワード及びフイードバ
ツクフイルタリング（feedforward and feedback filte
ring）を利用するアダプテイブ等化器（adaptive equal
izer）を用いていた。（クリスターライス等による（Kr
ister Raith et al.），“300kbit/sで動作するデイジ
タルセル方式（Cellular）ラジオに対するマルチパス等
化（Equalization）",第36回IEEE Vehicular Conferenc
e,pp.268−272,May 1986を参照）。このアダプテイブ等
化器（adaptive equalizer）は明らかに文献においては
今まで徹底的に詳細には述べられていなかつた。それ
は，本発明において用いられたマルチパス相関（correl
ation）とは異なつている。なぜならば，等化器（equal
izer）を調整するために出力においてなされるべき決定
を従来の等化器が必要としているからである。
報告されたが，それは２つの放射状のマルチパスを調整
できるものであり，フイードフオワード及びフイードバ
ツクフイルタリング（feedforward and feedback filte
ring）を利用するアダプテイブ等化器（adaptive equal
izer）を用いていた。（クリスターライス等による（Kr
ister Raith et al.），“300kbit/sで動作するデイジ
タルセル方式（Cellular）ラジオに対するマルチパス等
化（Equalization）",第36回IEEE Vehicular Conferenc
e,pp.268−272,May 1986を参照）。このアダプテイブ等
化器（adaptive equalizer）は明らかに文献においては
今まで徹底的に詳細には述べられていなかつた。それ
は，本発明において用いられたマルチパス相関（correl
ation）とは異なつている。なぜならば，等化器（equal
izer）を調整するために出力においてなされるべき決定
を従来の等化器が必要としているからである。
受信されているデータ上において一般的に連続的に動
作しているアダプテイブ等化（adaptive equalizatio
n）は連続的なデータの流れを受信するデイジタルマイ
クロ波レシーバにおいて用いられてきた。このような連
続的なレシーバは相対的に長い期間の時間にわたつて等
化（equalize）することが可能である。時分割多重アク
セス（TDMA）は，そのバースト状の（burst−like）特
性のために，重要な（significant）マルチパスの寄与
（contributions）を含むチャネル振幅特性（チャネル
プロフィール）の高速な決定が必要となる。たとえデー
タレシーバが移動しているとしても，タイムスロツト
（timeslot）がその持続期間において充分に短かけれ
ば，所定の時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロツト
において，チヤネルプロフイールは無視できる変化を受
けるものと仮定することができる。
作しているアダプテイブ等化（adaptive equalizatio
n）は連続的なデータの流れを受信するデイジタルマイ
クロ波レシーバにおいて用いられてきた。このような連
続的なレシーバは相対的に長い期間の時間にわたつて等
化（equalize）することが可能である。時分割多重アク
セス（TDMA）は，そのバースト状の（burst−like）特
性のために，重要な（significant）マルチパスの寄与
（contributions）を含むチャネル振幅特性（チャネル
プロフィール）の高速な決定が必要となる。たとえデー
タレシーバが移動しているとしても，タイムスロツト
（timeslot）がその持続期間において充分に短かけれ
ば，所定の時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロツト
において，チヤネルプロフイールは無視できる変化を受
けるものと仮定することができる。
発明の要約 従つて，本発明の目的の１つは，ラジオチヤネルによ
つて，伝送されたデイジタル情報に，導入されたマルチ
パス歪み（multipath distortion）を補償することであ
る。
つて，伝送されたデイジタル情報に，導入されたマルチ
パス歪み（multipath distortion）を補償することであ
る。
本発明の別の目的の１つは，マルチパス歪み（multip
ath distortion）を補正するためにレシーバ復調器（de
modulator）に適応するチヤネルプロフイールを作り出
すことである。
ath distortion）を補正するためにレシーバ復調器（de
modulator）に適応するチヤネルプロフイールを作り出
すことである。
さらに，本発明の別の目的の１つは，時分割多重アク
セス（TDMA）伝送の１つのタイムスロツトの一部の期間
に伝送された同期シーケンス（synchronization sequeu
ce）からラジオチヤネルマルチパスプロフイールモデル
を作り出し，かつそのモデルを全タイムスロツトの持続
期間の間用いることである。
セス（TDMA）伝送の１つのタイムスロツトの一部の期間
に伝送された同期シーケンス（synchronization sequeu
ce）からラジオチヤネルマルチパスプロフイールモデル
を作り出し，かつそのモデルを全タイムスロツトの持続
期間の間用いることである。
従つて，これらの，そして他の目的は時分割多重アク
セス（TDMA）ラジオシステムレシーバを含む本発明にお
いて達成される。このTDMAラジオシステムレシーバは，
割り合てられたタイムスロツトの期間，ラジオチヤネル
の有限のインパルス応答に対してマルチ位相（multi−p
hase）復調器（demodulator）を適応させるために，メ
ツセージデータの割り合てられたタイムスロツトの範囲
内に含まれた同期シーケンス（synchronizing sequenc
e）を用いている。同期シーケンス（synchronizing seq
uence）の第１の位相は，第１の相関器（コリレータ）
信号を発生するための予め決められたシーケンスに相関
関係がある。同様に，同期シーケンス（synchronizing
seguence）の第２の位相は，第２の相関器（correlato
r）信号を発生するための予め決められたシーケンスに
相関関係がある。第１及び第２の相関器（correlator）
信号は，従つて受信されたメツセージデータの第１及び
第２の位相と相関関係があり，そして，相関関係の結果
としての出力は第１及び第２の位相データを与えるため
に組み合わされている。
セス（TDMA）ラジオシステムレシーバを含む本発明にお
いて達成される。このTDMAラジオシステムレシーバは，
割り合てられたタイムスロツトの期間，ラジオチヤネル
の有限のインパルス応答に対してマルチ位相（multi−p
hase）復調器（demodulator）を適応させるために，メ
ツセージデータの割り合てられたタイムスロツトの範囲
内に含まれた同期シーケンス（synchronizing sequenc
e）を用いている。同期シーケンス（synchronizing seq
uence）の第１の位相は，第１の相関器（コリレータ）
信号を発生するための予め決められたシーケンスに相関
関係がある。同様に，同期シーケンス（synchronizing
seguence）の第２の位相は，第２の相関器（correlato
r）信号を発生するための予め決められたシーケンスに
相関関係がある。第１及び第２の相関器（correlator）
信号は，従つて受信されたメツセージデータの第１及び
第２の位相と相関関係があり，そして，相関関係の結果
としての出力は第１及び第２の位相データを与えるため
に組み合わされている。
発明の概要 本発明には，マルチパス障害を有する時分割多重アク
セスQPSKデータタイムスロツトを位相コヒーレントに復
調するための方法及び装置が開示されている。直交位相
分離器（separator）（105,107,111）は，タイムスロツ
トのための予め決められた同期シーケンスの期間，マル
チパス障害を有する中間信号を発生する。ここでこの中
間信号は垂直マルチパスプロフイールを発生するために
２組の同期相関器（correlators）（303,305）に印加さ
れている。そして，これらのプロフイールは，分離器
（separator）出力において，引き続いて受信されたQPS
Kタイムスロツト信号を変形（modify）して，マルチパ
ス補償されたＩ及びＱチヤネルデータをコヒーレントに
構成するために用いられている。
セスQPSKデータタイムスロツトを位相コヒーレントに復
調するための方法及び装置が開示されている。直交位相
分離器（separator）（105,107,111）は，タイムスロツ
トのための予め決められた同期シーケンスの期間，マル
チパス障害を有する中間信号を発生する。ここでこの中
間信号は垂直マルチパスプロフイールを発生するために
２組の同期相関器（correlators）（303,305）に印加さ
れている。そして，これらのプロフイールは，分離器
（separator）出力において，引き続いて受信されたQPS
Kタイムスロツト信号を変形（modify）して，マルチパ
ス補償されたＩ及びＱチヤネルデータをコヒーレントに
構成するために用いられている。
望ましい実施例の説明 送信機（transmitter）101から受信機（receiver）10
3データ信号を伝達するラジオ周波数システムが第１図
に示されている。好適実施例にあっては、チャネルのス
ループットを増進させるために、直交位相シフトキーイ
ング（QPSK）を採用しているが、同様な他の多次元信号
通信技術を利用することも可能である。さらに，多数の
利用者の間で，限定されたチヤネル供給源を共有すると
いう，よく知られた時分割多重アクセス（TDMA）技術が
本発明においては用いられている。利用者の各々は短い
期間の時間（タイムスロツト）を割り当てられている。
このタイムスロツトの間にメツセージが利用者へ送信さ
れるか或いは利用者から受信される。このようなTDMA技
術の，他の技術（例えば周波数分割多重アクセスFDMA）
に対する利点は次の４点である。すなわち,a）全二重
（full duplex）通信のための送受切換器（デユプレク
サ:duplexer）を必要としない,b）多重隣接（multiple
adjacent）タイムスロツトを用いることを通して，可変
データレート（variable data rate）伝送を行なうこと
が調節可能である,c）FDMAに存在するロス（損失）を組
み合わせること或いは相互変調（intermodulation）歪
みを受けることなしに，どのようなパワーレベルにおい
ても，共通のラジオ周波数パワー増幅器が多重チヤネル
を増幅するために用いられるかもしれない，そしてｄ）
分離独立したレシーバを必要とすることなしに，他の
“チヤネル”（タイムスロツト）を走査することの可能
性が与えられるかもしれない。
3データ信号を伝達するラジオ周波数システムが第１図
に示されている。好適実施例にあっては、チャネルのス
ループットを増進させるために、直交位相シフトキーイ
ング（QPSK）を採用しているが、同様な他の多次元信号
通信技術を利用することも可能である。さらに，多数の
利用者の間で，限定されたチヤネル供給源を共有すると
いう，よく知られた時分割多重アクセス（TDMA）技術が
本発明においては用いられている。利用者の各々は短い
期間の時間（タイムスロツト）を割り当てられている。
このタイムスロツトの間にメツセージが利用者へ送信さ
れるか或いは利用者から受信される。このようなTDMA技
術の，他の技術（例えば周波数分割多重アクセスFDMA）
に対する利点は次の４点である。すなわち,a）全二重
（full duplex）通信のための送受切換器（デユプレク
サ:duplexer）を必要としない,b）多重隣接（multiple
adjacent）タイムスロツトを用いることを通して，可変
データレート（variable data rate）伝送を行なうこと
が調節可能である,c）FDMAに存在するロス（損失）を組
み合わせること或いは相互変調（intermodulation）歪
みを受けることなしに，どのようなパワーレベルにおい
ても，共通のラジオ周波数パワー増幅器が多重チヤネル
を増幅するために用いられるかもしれない，そしてｄ）
分離独立したレシーバを必要とすることなしに，他の
“チヤネル”（タイムスロツト）を走査することの可能
性が与えられるかもしれない。
本発明において用いられる高いデータレート（200Kbp
sから2Mbps）は，数多くの都市部及び郊外の環境に対し
て移動無線チヤネルの持つチヤネルコヒーレンス帯域幅
を越えている。結果として，期待されたレイリー（Rayl
eigh）フエーデイングに加えて，チヤネルはマルチパス
構造を表わしている。本発明のレシーバはTDMA直交位相
（quadrature）信号をマルチパスフエーデイングチヤネ
ルに対してコヒーレントに受信できるようにしている。
この実施例は2Mbps（megabits/sec）のQPSKラジオ信号
を復調するであろう。ここで唯一の限定はQPSKデータに
対して予め決められた位相を持つバイナリー位相シフト
キーイング（keying）（BPSK）信号として捕捉シーケン
ス（acquisition sequence）が伝送されるということで
ある。
sから2Mbps）は，数多くの都市部及び郊外の環境に対し
て移動無線チヤネルの持つチヤネルコヒーレンス帯域幅
を越えている。結果として，期待されたレイリー（Rayl
eigh）フエーデイングに加えて，チヤネルはマルチパス
構造を表わしている。本発明のレシーバはTDMA直交位相
（quadrature）信号をマルチパスフエーデイングチヤネ
ルに対してコヒーレントに受信できるようにしている。
この実施例は2Mbps（megabits/sec）のQPSKラジオ信号
を復調するであろう。ここで唯一の限定はQPSKデータに
対して予め決められた位相を持つバイナリー位相シフト
キーイング（keying）（BPSK）信号として捕捉シーケン
ス（acquisition sequence）が伝送されるということで
ある。
第2A図及び第2B図はTDMA直交（quadrature）位相シフ
トキーイング（keying）データを回復するために用いら
れるかもしれないTDMAレシーバのブロツク図であり，本
出願人の（instant assignee's）米国特許出願，第009,
973号，発明の名称“アダプテイブ均等化機能を有するT
DMA通信システム",デービツト・イー・ボース（David
E.Borth）によつて1987年２月２日付で出願されている
明細書において記述されていてかつここに参考文献（re
ference）によつて組み入れられている。
トキーイング（keying）データを回復するために用いら
れるかもしれないTDMAレシーバのブロツク図であり，本
出願人の（instant assignee's）米国特許出願，第009,
973号，発明の名称“アダプテイブ均等化機能を有するT
DMA通信システム",デービツト・イー・ボース（David
E.Borth）によつて1987年２月２日付で出願されている
明細書において記述されていてかつここに参考文献（re
ference）によつて組み入れられている。
A/Dコンバータ209及び211のデイジタル信号出力はそ
れぞれ同相（in−phase）（Ｉ）タイムスロツト相関器
（correlator）213及び直交（quadrature）（Ｑ）相関
器（correlator）215に適用されていて，同時にそれら
の各々の信号バツフア217及び219に適用されている。Ｉ
相関器213は，すべての受信されたビツトの入力信号
と，同相タイムスロツト同期ワード（sync word）に対
応して予めロードされた（pre−loaded）同期ワードと
の間の相関をとることが可能である。
れぞれ同相（in−phase）（Ｉ）タイムスロツト相関器
（correlator）213及び直交（quadrature）（Ｑ）相関
器（correlator）215に適用されていて，同時にそれら
の各々の信号バツフア217及び219に適用されている。Ｉ
相関器213は，すべての受信されたビツトの入力信号
と，同相タイムスロツト同期ワード（sync word）に対
応して予めロードされた（pre−loaded）同期ワードと
の間の相関をとることが可能である。
Ｉ相関器213の出力は，タイムスロツトに対して蓄積
された同期ワード（synchronization word）の複製品
（replica）で，受信されたデータのサンプル−サンプ
ル間の相関関係を表現する，デイジタルビツトストリー
ム（stream）である。相関関数は,I同期ワード（sync w
ord）が受信されたサンプルデータの中に存在する時に
ピークを表わす。同様に,Q相関器215は，メモリ221から
の予め蓄積された直交（quadrature）Ｑ同期ワード（sy
nc word）とサンプルされた（sampled）直交（quadratu
re）（Ｑ）入力との間の相関をとることが可能である。
された同期ワード（synchronization word）の複製品
（replica）で，受信されたデータのサンプル−サンプ
ル間の相関関係を表現する，デイジタルビツトストリー
ム（stream）である。相関関数は,I同期ワード（sync w
ord）が受信されたサンプルデータの中に存在する時に
ピークを表わす。同様に,Q相関器215は，メモリ221から
の予め蓄積された直交（quadrature）Ｑ同期ワード（sy
nc word）とサンプルされた（sampled）直交（quadratu
re）（Ｑ）入力との間の相関をとることが可能である。
相関器213及び215の出力はそれぞれ２乗（squaring）
ブロツク223及び225へ適用されている。２乗（squarin
g）ブロツクの出力信号はそれぞれ別のＩ及びＱ相関動
作の２乗値を表わしている。そして、２乗ブロツク出力
は総和（summing）ブロツク227へ適用されている。Ｉ及
びＱ相関信号はともに加算されて，相関信号の２乗の和
を表わす２乗エンベロープ（envelope）信号を形成す
る。相関信号の２乗エンベロープは位相あいまいさ（ph
ase ambiguity）を明白に決定することを不要にする。
従つて，いかなるあいまいさも解決することなしに，総
和ブロツク227からの大振幅信号出力は特定のタイムス
ロツトに対する可能なスタート位置を表わしている。
ブロツク223及び225へ適用されている。２乗（squarin
g）ブロツクの出力信号はそれぞれ別のＩ及びＱ相関動
作の２乗値を表わしている。そして、２乗ブロツク出力
は総和（summing）ブロツク227へ適用されている。Ｉ及
びＱ相関信号はともに加算されて，相関信号の２乗の和
を表わす２乗エンベロープ（envelope）信号を形成す
る。相関信号の２乗エンベロープは位相あいまいさ（ph
ase ambiguity）を明白に決定することを不要にする。
従つて，いかなるあいまいさも解決することなしに，総
和ブロツク227からの大振幅信号出力は特定のタイムス
ロツトに対する可能なスタート位置を表わしている。
総和ブロツク227の出力は，従つて，タイムスロツト
検出器229へ導かれ，ここで総和された相関信号は予め
決められたしきい値と比較される。このしきい値は，検
出されたタイムスロツトを表わす最少許容（minimum al
lowable）相関値（correlation value）を表わしてい
る。もしも総和された出力がしきい値よりも大きい場合
には，タイムスロツト検出信号が発生され，システムタ
イミングコントローラ231へ適用される。
検出器229へ導かれ，ここで総和された相関信号は予め
決められたしきい値と比較される。このしきい値は，検
出されたタイムスロツトを表わす最少許容（minimum al
lowable）相関値（correlation value）を表わしてい
る。もしも総和された出力がしきい値よりも大きい場合
には，タイムスロツト検出信号が発生され，システムタ
イミングコントローラ231へ適用される。
タイミングコントローラ231は位相ロツク（phase−lo
cked）ループ（PLL）として機能し，タイムスロツト検
出信号を確認し，かつ確認された検出出力信号を与える
ための安定なタイミングリフアレンス（timing referen
ce）を用いている。確認されたタイムスロツト検出信号
はビツトクロツク出力とともにANDゲート233に適用され
ている。組み合わされたタイムスロツト検出／ビツトク
ロツク信号は，その後Ｉ及びＱ信号バツフア217及び219
にそれぞれ導かれる。データ信号は，組み合わされた検
出／ビツトクロツク信号を用いて，信号バツフア217及
び219にクロツク入力されている。
cked）ループ（PLL）として機能し，タイムスロツト検
出信号を確認し，かつ確認された検出出力信号を与える
ための安定なタイミングリフアレンス（timing referen
ce）を用いている。確認されたタイムスロツト検出信号
はビツトクロツク出力とともにANDゲート233に適用され
ている。組み合わされたタイムスロツト検出／ビツトク
ロツク信号は，その後Ｉ及びＱ信号バツフア217及び219
にそれぞれ導かれる。データ信号は，組み合わされた検
出／ビツトクロツク信号を用いて，信号バツフア217及
び219にクロツク入力されている。
第2A図及び第2B図において示される実行動作におい
て，従来のベースバンド（baseband）同期（synchronou
s）決定フイードバツク等化器（decision feedback equ
alizer）（DFE）234がデータ信号リカバリー（recover
y）に対して用いられている。DEF234は基本的に２つの
部分，即ち，フオワードリニアトランスバーサルフイル
タ235及びフイードバツクリニアトランスバーサルフイ
ルタ237から成り立つている。フオワードフイルタ235は
インターシンボルインターフエアランス（intersymbol
interference）（ISI）によつて平均２乗誤差（mean−s
quare−error）（MSE）を最小化することを企図し，一
方フイードバツクフイルタ237は以前に検出されたシン
ボル（symbols）によつてISIを取り除くことを企図す
る。
て，従来のベースバンド（baseband）同期（synchronou
s）決定フイードバツク等化器（decision feedback equ
alizer）（DFE）234がデータ信号リカバリー（recover
y）に対して用いられている。DEF234は基本的に２つの
部分，即ち，フオワードリニアトランスバーサルフイル
タ235及びフイードバツクリニアトランスバーサルフイ
ルタ237から成り立つている。フオワードフイルタ235は
インターシンボルインターフエアランス（intersymbol
interference）（ISI）によつて平均２乗誤差（mean−s
quare−error）（MSE）を最小化することを企図し，一
方フイードバツクフイルタ237は以前に検出されたシン
ボル（symbols）によつてISIを取り除くことを企図す
る。
決定（decision）フイードバツクイクアライザー（DF
E）234の構造は，時間変動マルチパスプロフイールの効
果を補償するために少なくとも１回各々のタイムスロツ
トを適用している。量子化器（quantizer）238からの平
均化され量子化された複合データ出力はデータクロツク
と出力データワード（word）としての出力をともに２対
１の割合で多重化する（multiplexing）ためのマルチプ
レクサ239に適用されている。
E）234の構造は，時間変動マルチパスプロフイールの効
果を補償するために少なくとも１回各々のタイムスロツ
トを適用している。量子化器（quantizer）238からの平
均化され量子化された複合データ出力はデータクロツク
と出力データワード（word）としての出力をともに２対
１の割合で多重化する（multiplexing）ためのマルチプ
レクサ239に適用されている。
第１図にもどつて,QPSK通信システムにおいて，伝送
された信号Ｘ（ｔ）は次のように表わされる，即ち， Ｘ（ｔ）＝ａ（ｔ）cosωct＋ｂ（ｔ）sinωct（１） ここでａ（ｔ）及びｂ（ｔ）は同相及び直交（quadratu
re）情報信号を表わし，かつωｃはラジアン／秒の単位
のQPSK信号のキヤリア周波数を示している。
された信号Ｘ（ｔ）は次のように表わされる，即ち， Ｘ（ｔ）＝ａ（ｔ）cosωct＋ｂ（ｔ）sinωct（１） ここでａ（ｔ）及びｂ（ｔ）は同相及び直交（quadratu
re）情報信号を表わし，かつωｃはラジアン／秒の単位
のQPSK信号のキヤリア周波数を示している。
周波数選択（frequency−selective）（或いは遅延拡
散（delay−spread））チヤネル，即ちマルチパス干渉
（multipath interference）にさらされるラジオチヤネ
ルは次式で与えられる等価的チヤネルインパルス応答に
よつて特徴づけられるであろう，即ち， ここでαｉはｉ番目の分解可能な経路における振幅であ
り，τｉはｉ番目の分解可能な経路に起因する経路遅延
（path delay）を表わしており,m＋１は分解可能な経路
の総数である。
散（delay−spread））チヤネル，即ちマルチパス干渉
（multipath interference）にさらされるラジオチヤネ
ルは次式で与えられる等価的チヤネルインパルス応答に
よつて特徴づけられるであろう，即ち， ここでαｉはｉ番目の分解可能な経路における振幅であ
り，τｉはｉ番目の分解可能な経路に起因する経路遅延
（path delay）を表わしており,m＋１は分解可能な経路
の総数である。
（１）式によつて与えられるチヤネル入力に対して，
（２）式のインパルス応答を有する等価遅延−拡散（de
lay−spread）チヤネルの出力は，いかなる任意のタイ
ムスロツトの期間の間，本質的に一定であり，次式で与
えられる。即ち， レシーバ103の入力となるのがこの信号Ｙ（ｔ）であ
る。レシーバにおける局部発振器リフアレンス（local
oscillator reference）105が，（ダイレクト−パス）
受信（received）QPSK伝送（transmission）に関して，
位相オフセツトγを持つ時，レシーバ局部発振器リフア
レンスはcos（ωct＋γ）によつて与えられるであろ
う。そして,TDMAタイムスロツトの期間中本質的に一定
である。（アンテナがミキサー107及び111に接続されて
示されているが，それはより高い周波数のラジオ信号に
対しては付加的な信号処理が必要とされるであろうとい
うことを示しているようなものである。もしも中間周波
数へのダウンコンパージヨン（down−conversion）が用
いられるならば，局部発振器の出力周波数は異なつたも
のとなるかもしれない。）UI（ｔ）はミキサ107の出力
であり、この出力は受信機の非修正（uncorrected）信
号の同相成分を表わし、UI（ｔ）がローパスフィルタ10
9を通過したものはUI′（ｔ）で表わされる。同様に、U
Q（ｔ）はミキサ111の出力であり、この出力は受信機の
非修正信号の直交成分を表わし、UQ（ｔ）がローパスフ
ィルタ113を通過したものはUQ′（ｔ）で表わされる。U
I′（ｔ）及びUQ′（ｔ）はＩ及びＱデータに分解する
ために信号プロセツサ115へ引き続いて入力され，その
後データ信号リカバリー117へ結合されている。
（２）式のインパルス応答を有する等価遅延−拡散（de
lay−spread）チヤネルの出力は，いかなる任意のタイ
ムスロツトの期間の間，本質的に一定であり，次式で与
えられる。即ち， レシーバ103の入力となるのがこの信号Ｙ（ｔ）であ
る。レシーバにおける局部発振器リフアレンス（local
oscillator reference）105が，（ダイレクト−パス）
受信（received）QPSK伝送（transmission）に関して，
位相オフセツトγを持つ時，レシーバ局部発振器リフア
レンスはcos（ωct＋γ）によつて与えられるであろ
う。そして,TDMAタイムスロツトの期間中本質的に一定
である。（アンテナがミキサー107及び111に接続されて
示されているが，それはより高い周波数のラジオ信号に
対しては付加的な信号処理が必要とされるであろうとい
うことを示しているようなものである。もしも中間周波
数へのダウンコンパージヨン（down−conversion）が用
いられるならば，局部発振器の出力周波数は異なつたも
のとなるかもしれない。）UI（ｔ）はミキサ107の出力
であり、この出力は受信機の非修正（uncorrected）信
号の同相成分を表わし、UI（ｔ）がローパスフィルタ10
9を通過したものはUI′（ｔ）で表わされる。同様に、U
Q（ｔ）はミキサ111の出力であり、この出力は受信機の
非修正信号の直交成分を表わし、UQ（ｔ）がローパスフ
ィルタ113を通過したものはUQ′（ｔ）で表わされる。U
I′（ｔ）及びUQ′（ｔ）はＩ及びＱデータに分解する
ために信号プロセツサ115へ引き続いて入力され，その
後データ信号リカバリー117へ結合されている。
UI（ｔ）は次式で与えられる。即ち， UI（ｔ）のローパスフイルタを通したものUI′（ｔ）は
次式で与えられる。即ち， 同様にUQ（ｔ）は次式で与えられる，即ち， そしてUQ′（ｔ）は次式で与えられる，即ち 等化器の同期（またはトレーニング）のための期間にお
いて、伝送信号XT（ｔ）がBPSK信号である場合を考察す
ることは、数学的表現による本発明の動作を考察する上
で有意義であろう。Ｉ位相の中で伝送された時，それは
次式によつて与えられる，即ち， XT（ｔ）＝aT（ｔ）cosωct （８） ここで信号aT（ｔ）（示されていない）は良好な非周期
的（aperiodic）自己相関（autocorrelation）特性を有
する予め決められた同期シーケンスであつて，例えば,B
arkerシーケンスの１つのようなものである。
次式で与えられる。即ち， 同様にUQ（ｔ）は次式で与えられる，即ち， そしてUQ′（ｔ）は次式で与えられる，即ち 等化器の同期（またはトレーニング）のための期間にお
いて、伝送信号XT（ｔ）がBPSK信号である場合を考察す
ることは、数学的表現による本発明の動作を考察する上
で有意義であろう。Ｉ位相の中で伝送された時，それは
次式によつて与えられる，即ち， XT（ｔ）＝aT（ｔ）cosωct （８） ここで信号aT（ｔ）（示されていない）は良好な非周期
的（aperiodic）自己相関（autocorrelation）特性を有
する予め決められた同期シーケンスであつて，例えば,B
arkerシーケンスの１つのようなものである。
同期して伝送された信号XT（ｔ）に対応する，非修正
（uncorrected）同相及び直交レシーバ成分（branch）
出力は（８）式の信号を受信されたローパスフイルタを
通過されたそれぞれ（５）式及び（７）式で与えられる
信号UI′（ｔ）及びUQ′（ｔ）の中に置換することによ
つて見出されるであろう，即ち， 従つて,UI′（ｔ）及びUQ′（ｔ）は（９）及び（10）
式において示されるような，“T"の期間のとして示され
る連続（training）位相の期間中に定義されている。
（uncorrected）同相及び直交レシーバ成分（branch）
出力は（８）式の信号を受信されたローパスフイルタを
通過されたそれぞれ（５）式及び（７）式で与えられる
信号UI′（ｔ）及びUQ′（ｔ）の中に置換することによ
つて見出されるであろう，即ち， 従つて,UI′（ｔ）及びUQ′（ｔ）は（９）及び（10）
式において示されるような，“T"の期間のとして示され
る連続（training）位相の期間中に定義されている。
本発明の望ましい実施例をブロツク図の形で表示する
第３図をここで参照すると，信号UI′Ｔ（ｔ）及びUQ′
Ｔ（ｔ）は通常の高速A/Dコンバータ307及び309を介し
て同期相関器（correlators）（それぞれ303及び305）
に適用されている。望ましい実施例において，同期相関
器303,305は，符号化され（signed）重み付けされた（w
eighted）相関出力を与えるためにプログラム化された
４×32ビツトのデイジタル有限（finite）インパルス応
答（FIR）フイルタとなつている。同期相関器303及び30
5はインモスコーポレーシヨン，コロラドスプリング
ス，コロラド州（Inmos Corp.,Colorado Springs,Color
ado）から商品化されているIMSA100カスケーダブルシグ
ナルプロセツサ（Casca−dable Signal Processor）に
よつて実現されている。相関器の出力CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）は、各々ｉ番目の分解可能な経路に対する重み
付け因子を利用した総和形式で表現され、捕捉（acquis
ition）シーケンスの受信期間中に生成される。これら
相関器の出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は次式で与えられ、
例えば図５に示されるような波形を表わす。即ち， （11）式及び（12）式における，δ関数は同相及び垂
直レシーバ成分出力をいつサンプル抽出するかを決定し
ており，かつ因子αｉは各ｉ番目の分解可能な経路（pa
ss）成分（contribution）に対する重み付けを与えてい
る。望ましい実施例において，シーケンスコントローラ
311は通常のマイクロプロセツサ（例えばモトローラ（M
otorola,1nc）から商品化されているMC 68020マイクロ
プロセツサのような）及び連想（associated）メモリ及
びタイミング分周器を用いて実現されている。所望の復
調されるべきTDMAタイムスロットに先立って、シーケン
スコントローラ311は、シーケンスコントローラ311のメ
モリ内に格納された所定の規格化された捕捉シーケンス
（各４ビットワードの32）の複製（レプリカ）を、同期
相関器303,305にロードする。TDMAフレームタイミング
はタイムスロツト捕捉（acquisition）を確認しかつ維
持するための通常のフレーミングアルゴリズムを与える
シーケンスコントローラ311によつて決定されている。
第３図をここで参照すると，信号UI′Ｔ（ｔ）及びUQ′
Ｔ（ｔ）は通常の高速A/Dコンバータ307及び309を介し
て同期相関器（correlators）（それぞれ303及び305）
に適用されている。望ましい実施例において，同期相関
器303,305は，符号化され（signed）重み付けされた（w
eighted）相関出力を与えるためにプログラム化された
４×32ビツトのデイジタル有限（finite）インパルス応
答（FIR）フイルタとなつている。同期相関器303及び30
5はインモスコーポレーシヨン，コロラドスプリング
ス，コロラド州（Inmos Corp.,Colorado Springs,Color
ado）から商品化されているIMSA100カスケーダブルシグ
ナルプロセツサ（Casca−dable Signal Processor）に
よつて実現されている。相関器の出力CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）は、各々ｉ番目の分解可能な経路に対する重み
付け因子を利用した総和形式で表現され、捕捉（acquis
ition）シーケンスの受信期間中に生成される。これら
相関器の出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は次式で与えられ、
例えば図５に示されるような波形を表わす。即ち， （11）式及び（12）式における，δ関数は同相及び垂
直レシーバ成分出力をいつサンプル抽出するかを決定し
ており，かつ因子αｉは各ｉ番目の分解可能な経路（pa
ss）成分（contribution）に対する重み付けを与えてい
る。望ましい実施例において，シーケンスコントローラ
311は通常のマイクロプロセツサ（例えばモトローラ（M
otorola,1nc）から商品化されているMC 68020マイクロ
プロセツサのような）及び連想（associated）メモリ及
びタイミング分周器を用いて実現されている。所望の復
調されるべきTDMAタイムスロットに先立って、シーケン
スコントローラ311は、シーケンスコントローラ311のメ
モリ内に格納された所定の規格化された捕捉シーケンス
（各４ビットワードの32）の複製（レプリカ）を、同期
相関器303,305にロードする。TDMAフレームタイミング
はタイムスロツト捕捉（acquisition）を確認しかつ維
持するための通常のフレーミングアルゴリズムを与える
シーケンスコントローラ311によつて決定されている。
同期相関器303及び305は各々，蓄積された捕捉（acqu
isition）シーケンスを最後の32個の受信された（the l
ast 32 received）A/Dサンプルに対して相関をとり、各
々の新しいサンプルに対しては別の相関計算が行われ、
その新しいサンプルと先の31サンプルについて計算され
る。雑音やランダムデータを受信している一方で，同期
相関器303及び305の出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は，小さ
な数の両極性（either polarity）のものであり,A/Dサ
ンプリングレート（4per chip interval）と同じ割合で
発生している。もしもラジオチヤネルが雑音に対して障
害を受けず，かつマルチパス（multipath）によつて劣
化されないのであれば，捕捉（acquisition）シーケン
スは受信され,2値化されかつ相関器303及び305に入力さ
れた時,CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は雑音やランダムデータ
が存在するときに生成されるものよりも充分に大きな１
対のピーク波形（時として隣接したピーク対）を示すで
あろう。すなわち，これらの数の２乗のルート和（root
sum of squares）は受信された信号の大きさに比例す
るであろう。そして局部リフアレンス発振器に対する位
相角γは次式で与えられるであろう，即ち， γ＝arc tan〔CQ（ｔ）/CI（ｔ）〕． （13） マルチパスを考慮した場合も、結果としてCI（ｔ）及び
CQ（ｔ）上にこのような１対のピーク波形が生じるであ
ろう。そして，各々のピークにおける各々のペアの出力
の符号や大きさはそのパスの全体に対する遅延や，位相
角や振幅の寄与を，（11）式及び（12）式を満足するよ
うに，定義しているのである。従つて，各々のシーケン
スの数（each sequence of numbers）CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）は,2極性（bipolar）のマルチパスチヤネルプロ
フイールのための評価関数（estimates）を与えてお
り，古典的なマルチパスチヤネルプロフイールにそれら
が２極性であるということを除けば良く似ている。
isition）シーケンスを最後の32個の受信された（the l
ast 32 received）A/Dサンプルに対して相関をとり、各
々の新しいサンプルに対しては別の相関計算が行われ、
その新しいサンプルと先の31サンプルについて計算され
る。雑音やランダムデータを受信している一方で，同期
相関器303及び305の出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は，小さ
な数の両極性（either polarity）のものであり,A/Dサ
ンプリングレート（4per chip interval）と同じ割合で
発生している。もしもラジオチヤネルが雑音に対して障
害を受けず，かつマルチパス（multipath）によつて劣
化されないのであれば，捕捉（acquisition）シーケン
スは受信され,2値化されかつ相関器303及び305に入力さ
れた時,CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は雑音やランダムデータ
が存在するときに生成されるものよりも充分に大きな１
対のピーク波形（時として隣接したピーク対）を示すで
あろう。すなわち，これらの数の２乗のルート和（root
sum of squares）は受信された信号の大きさに比例す
るであろう。そして局部リフアレンス発振器に対する位
相角γは次式で与えられるであろう，即ち， γ＝arc tan〔CQ（ｔ）/CI（ｔ）〕． （13） マルチパスを考慮した場合も、結果としてCI（ｔ）及び
CQ（ｔ）上にこのような１対のピーク波形が生じるであ
ろう。そして，各々のピークにおける各々のペアの出力
の符号や大きさはそのパスの全体に対する遅延や，位相
角や振幅の寄与を，（11）式及び（12）式を満足するよ
うに，定義しているのである。従つて，各々のシーケン
スの数（each sequence of numbers）CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）は,2極性（bipolar）のマルチパスチヤネルプロ
フイールのための評価関数（estimates）を与えてお
り，古典的なマルチパスチヤネルプロフイールにそれら
が２極性であるということを除けば良く似ている。
M/PATH相関器312,313,315及び317の各々は少なくとも
32タツプ（taps）のFIRフイルタである。望ましい実施
例において，各々のM/PATH相関器は通常，相関器として
接続されたIMS A 100カスケーダブルシグナルプロセツ
サ（Cascadable Signal Processor）（インモスコーポ
レーシヨン，コロラドスプリングス，コロラド州，から
商品化されている）によつて実現されている。相関計算
を要する所望のタイムスロットの初めにおいて、捕捉シ
ーケンスの間C1（ｔ）は相関が完了するまでM/PATH相関
器312,317のタップ制御入力（entry）に連続的にシフト
されて入力され、CQ（ｔ）はM/PATH相関器313,315のタ
ップ制御入力にシフトされて入力される。図４に示され
るピーク検出器318は、二乗ルート和概算器401、および
検出された第１のピーク相関により示される第１の重要
なマルチパスによる信号（ray）をシーケンスコントロ
ーラ311に知らせる出力を有するしきい値検出器403を備
える。シーケンスコントローラ311は、M/PATH相関器を
経由させることに加えて、このピークをシフトさせるた
めに丁度充分な参照クロック・サイクルを提供し、それ
らのM/PATH相関器におけるC1（ｔ）及びCQ（ｔ）をとら
える。望ましい実施例において，概算（近似）器（appr
oximator）401の２乗のルート和は,|CI（ｔ）｜と（1/
2）|CQ（ｔ）｜を加える絶対値（magnitude）加算器（a
dder）405及び|CQ（ｔ）｜と（1/2）|CI（ｔ）｜を加え
る絶対値（magnitude）加算器（adder）407を用いるこ
とで実現されている。絶対値（magnitude）加算器（add
er）405及び407の出力は従来型の絶対値比較器（magnit
ude comparator）409及び411にそれぞれ入力され，ここ
で近似値（approximation）の２乗のルート和は予め決
められたしきい値に比較されシーケンスコントローラ31
1（ORゲート413を介して）への１つの出力を発生してい
る。２乗の和の２乗ルート（square root of the sum o
f the squares）に対するこの近似及び他の近似は例え
ば，エー・イー・フイリツプ（A.E.Filip）による“Bak
er's Dozen Magnitude Approximations and Their Dete
ction Statistics,"（ベーカーの１ダースの大きさの近
似とその検出統計）,IEEE Transactions on Aerospace
and Electronic Systems,Vol.AES−12,pp.86−89,Janua
ry 1976において見出されるであろう。シーケンスコン
トローラ311へのこの出力は，第５図の例におけるtdと
して示されている。従つて，ピーク検出器318は第１の
重要なピークをシーケンスコントローラ311へ伝送し，
そして今度は，シーケンスコントローラ311はEMSストツ
プ（stop）で，ローデイング（loading）をスタート
し，各々のM/PATH相関器におけるチヤネルプロフイール
を獲得するようになる。
32タツプ（taps）のFIRフイルタである。望ましい実施
例において，各々のM/PATH相関器は通常，相関器として
接続されたIMS A 100カスケーダブルシグナルプロセツ
サ（Cascadable Signal Processor）（インモスコーポ
レーシヨン，コロラドスプリングス，コロラド州，から
商品化されている）によつて実現されている。相関計算
を要する所望のタイムスロットの初めにおいて、捕捉シ
ーケンスの間C1（ｔ）は相関が完了するまでM/PATH相関
器312,317のタップ制御入力（entry）に連続的にシフト
されて入力され、CQ（ｔ）はM/PATH相関器313,315のタ
ップ制御入力にシフトされて入力される。図４に示され
るピーク検出器318は、二乗ルート和概算器401、および
検出された第１のピーク相関により示される第１の重要
なマルチパスによる信号（ray）をシーケンスコントロ
ーラ311に知らせる出力を有するしきい値検出器403を備
える。シーケンスコントローラ311は、M/PATH相関器を
経由させることに加えて、このピークをシフトさせるた
めに丁度充分な参照クロック・サイクルを提供し、それ
らのM/PATH相関器におけるC1（ｔ）及びCQ（ｔ）をとら
える。望ましい実施例において，概算（近似）器（appr
oximator）401の２乗のルート和は,|CI（ｔ）｜と（1/
2）|CQ（ｔ）｜を加える絶対値（magnitude）加算器（a
dder）405及び|CQ（ｔ）｜と（1/2）|CI（ｔ）｜を加え
る絶対値（magnitude）加算器（adder）407を用いるこ
とで実現されている。絶対値（magnitude）加算器（add
er）405及び407の出力は従来型の絶対値比較器（magnit
ude comparator）409及び411にそれぞれ入力され，ここ
で近似値（approximation）の２乗のルート和は予め決
められたしきい値に比較されシーケンスコントローラ31
1（ORゲート413を介して）への１つの出力を発生してい
る。２乗の和の２乗ルート（square root of the sum o
f the squares）に対するこの近似及び他の近似は例え
ば，エー・イー・フイリツプ（A.E.Filip）による“Bak
er's Dozen Magnitude Approximations and Their Dete
ction Statistics,"（ベーカーの１ダースの大きさの近
似とその検出統計）,IEEE Transactions on Aerospace
and Electronic Systems,Vol.AES−12,pp.86−89,Janua
ry 1976において見出されるであろう。シーケンスコン
トローラ311へのこの出力は，第５図の例におけるtdと
して示されている。従つて，ピーク検出器318は第１の
重要なピークをシーケンスコントローラ311へ伝送し，
そして今度は，シーケンスコントローラ311はEMSストツ
プ（stop）で，ローデイング（loading）をスタート
し，各々のM/PATH相関器におけるチヤネルプロフイール
を獲得するようになる。
４つのM/PATH相関器（第３図における312,313,315及
び317）は，従つて，下に示す（14）式−（17）式を演
算するのに与えられる情報を有しており，それらの結果
（A,B,C及びＤ）はそれぞれ312,313,315及び317のM/PAT
H相関器の出力に表われている。即ち， ＡからＤの間の量を適当に組み合わせることによつ
て，時刻ｔ＝０でのレシーバの同相及び直交出力に対す
る次の表現が得られる。即ち， 従来の加算器331では（18）式を利用して回復された
（recovered）同相信号Ｉを発生し，かつ加算器335では
（19）式を利用して回復された（recovered）直交位相
信号Ｑを発生しており，それぞれそれらは，伝送された
Ｉ及びＱチヤネルデータのレプリカ（複製品）となつて
いる。出力Ｉ及びＱは実際的にはチツプインターバル当
り４つのシーケンシヤルな数（すなわち、A,B,C,D）（s
equential numbers per chip interval）を表わしてい
る。それらを積分し,2値データストリーム（binary dat
a stream）に対して簡単なしきい値を与えることは可能
である。或いは簡単にそれらを積分しともにオリジナル
なレートで相対的な重み付けを与えることも可能であ
り，或いはそれらの４つの個別サンプルを更なる処理の
ために提供することも可能である。
び317）は，従つて，下に示す（14）式−（17）式を演
算するのに与えられる情報を有しており，それらの結果
（A,B,C及びＤ）はそれぞれ312,313,315及び317のM/PAT
H相関器の出力に表われている。即ち， ＡからＤの間の量を適当に組み合わせることによつ
て，時刻ｔ＝０でのレシーバの同相及び直交出力に対す
る次の表現が得られる。即ち， 従来の加算器331では（18）式を利用して回復された
（recovered）同相信号Ｉを発生し，かつ加算器335では
（19）式を利用して回復された（recovered）直交位相
信号Ｑを発生しており，それぞれそれらは，伝送された
Ｉ及びＱチヤネルデータのレプリカ（複製品）となつて
いる。出力Ｉ及びＱは実際的にはチツプインターバル当
り４つのシーケンシヤルな数（すなわち、A,B,C,D）（s
equential numbers per chip interval）を表わしてい
る。それらを積分し,2値データストリーム（binary dat
a stream）に対して簡単なしきい値を与えることは可能
である。或いは簡単にそれらを積分しともにオリジナル
なレートで相対的な重み付けを与えることも可能であ
り，或いはそれらの４つの個別サンプルを更なる処理の
ために提供することも可能である。
マルチパス信号のパスの各々において含まれた情報は
コヒーレントに（coherently）レシーバの中で組み合わ
され，従つて，レシーバにおいて，複数のマルチパス信
号を組み合せて伝送源からの主経路信号を求める実行時
間（effective time）ダイバーシチ利得（diversity ga
in）を与えるということは一般的な入力の（３）式から
（18）式及び（19）式によつて明らかにされるであろ
う。
コヒーレントに（coherently）レシーバの中で組み合わ
され，従つて，レシーバにおいて，複数のマルチパス信
号を組み合せて伝送源からの主経路信号を求める実行時
間（effective time）ダイバーシチ利得（diversity ga
in）を与えるということは一般的な入力の（３）式から
（18）式及び（19）式によつて明らかにされるであろ
う。
望ましい実施例において,4つのM/PATH相関器312,313,
315及び317は,128個のサンプル，すなわち32個のチツプ
インターバル（chip interval）上において，どの１つ
も他のものに対して，パス遅延上８μｓの変動内で適応
するように動作している。このことは，また捕捉（acqu
isition）シーケンスが９μｓと同程度の持続時間を持
つか，望ましくはその長さの２〜４倍の時間をもつこと
の必要性を示している。
315及び317は,128個のサンプル，すなわち32個のチツプ
インターバル（chip interval）上において，どの１つ
も他のものに対して，パス遅延上８μｓの変動内で適応
するように動作している。このことは，また捕捉（acqu
isition）シーケンスが９μｓと同程度の持続時間を持
つか，望ましくはその長さの２〜４倍の時間をもつこと
の必要性を示している。
望ましい実施例においては,Iチヤネルだけにおける同
期シーケンスの伝送が用いられているけれども，同様に
Ｑチヤネルだけを同期シーケンスの伝送に対して用いる
ことも当業者であれば容易に行なえることであろう。さ
らに,I及びＱに対するいくつかの他の角度で，例えばＩ
及びＱにおいてともに45゜シフトさせて同時にかつ同様
に捕促（acquisition）シーケンスを伝送することは望
ましいことであろう。どのような角度に対してもマルチ
パスプロフイール評価関数（estimates）CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）を，それらをM/PATH相関器に印加する時に，動
作させることによつて適用することが可能である。
期シーケンスの伝送が用いられているけれども，同様に
Ｑチヤネルだけを同期シーケンスの伝送に対して用いる
ことも当業者であれば容易に行なえることであろう。さ
らに,I及びＱに対するいくつかの他の角度で，例えばＩ
及びＱにおいてともに45゜シフトさせて同時にかつ同様
に捕促（acquisition）シーケンスを伝送することは望
ましいことであろう。どのような角度に対してもマルチ
パスプロフイール評価関数（estimates）CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）を，それらをM/PATH相関器に印加する時に，動
作させることによつて適用することが可能である。
加算器（adder）331及び335からの出力Ｉ及びＱは，
引き続いて，データ信号回復（リカバリー）回路へ印加
されるであろう。このリカバリー回路は例えば，前述の
米国特許出願第009,973号において記述された従来のベ
ースバンド同期フイードバツク等化器（equalizer）の
ような回路である。
引き続いて，データ信号回復（リカバリー）回路へ印加
されるであろう。このリカバリー回路は例えば，前述の
米国特許出願第009,973号において記述された従来のベ
ースバンド同期フイードバツク等化器（equalizer）の
ような回路である。
ここで第５図を参照すると，出力CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）の代表的なグラフが１つの軸上に示され，他の
軸上には時間をとつて示されている。同期相関器（sync
hronization correlator）303及び305の出力は各々のク
ロツクパルスでの記号化された（signed）応答を有して
おり，予め決められた同期シーケンスaT（ｔ）との相関
が実現されるまでは，その応答のうちのどれ１つも一定
の確立された（established）しきい値強度（magnitud
e）をこえることはない。（第５図に）図示されている
ように，相関関係は時刻tdで見出されている。
Q（ｔ）の代表的なグラフが１つの軸上に示され，他の
軸上には時間をとつて示されている。同期相関器（sync
hronization correlator）303及び305の出力は各々のク
ロツクパルスでの記号化された（signed）応答を有して
おり，予め決められた同期シーケンスaT（ｔ）との相関
が実現されるまでは，その応答のうちのどれ１つも一定
の確立された（established）しきい値強度（magnitud
e）をこえることはない。（第５図に）図示されている
ように，相関関係は時刻tdで見出されている。
従つて，まとめると，本発明は，マルチパスフエーデ
イングラジオチヤネルにさらされてきたQPSKラジオ信号
を復調するためのユニークな（他に類のない）位相コヒ
ーレント法を述べている。チヤネルに対して適用される
レイリー（Rayleigh）及びマルチパスフエーデイングに
さらされたラジオ信号を受信するための等化（equaliza
tion）の目的で，トレーニング（training）或いは同期
（synchronization）信号が垂直位相変調された信号の
ベクトルの１つとして伝送されている。チヤネルマルチ
パスによつて信号に加えられた変調信号のコピーのラン
ダム（random）な振幅及び位相は，同期信号から発生さ
れたマルチパスプロフイール信号に従つて相関関係を取
られたり，組み合わされたりしている。従つて，本発明
の特別の実施例が示され，記述されてきたが，本発明は
それらに限定されるものではないということは理解され
るであろう。なぜならば，本発明の本質的な精神や範囲
に関係していない変更等は当業者によつてなされるから
である。従つて，本発明及び，どのようないかなるそし
てすべてのこのような改良変更を本発明の特許請求範囲
によつて包含することが期待されている。
イングラジオチヤネルにさらされてきたQPSKラジオ信号
を復調するためのユニークな（他に類のない）位相コヒ
ーレント法を述べている。チヤネルに対して適用される
レイリー（Rayleigh）及びマルチパスフエーデイングに
さらされたラジオ信号を受信するための等化（equaliza
tion）の目的で，トレーニング（training）或いは同期
（synchronization）信号が垂直位相変調された信号の
ベクトルの１つとして伝送されている。チヤネルマルチ
パスによつて信号に加えられた変調信号のコピーのラン
ダム（random）な振幅及び位相は，同期信号から発生さ
れたマルチパスプロフイール信号に従つて相関関係を取
られたり，組み合わされたりしている。従つて，本発明
の特別の実施例が示され，記述されてきたが，本発明は
それらに限定されるものではないということは理解され
るであろう。なぜならば，本発明の本質的な精神や範囲
に関係していない変更等は当業者によつてなされるから
である。従つて，本発明及び，どのようないかなるそし
てすべてのこのような改良変更を本発明の特許請求範囲
によつて包含することが期待されている。
以下本発明の実施の態様を記載する。
1.（ａ） 受信されたデータ信号を第１及び第２の中間
信号に分離し，各々の前記第１及び第２の中間信号は同
期信号部分とメツセージ信号部分を有している分離ステ
ツプ， （ｂ） 受信された同期信号を検出し，更に， （１） 第１の相関信号を発生するために，前記第１の
中間信号同期信号部分を予め決められた信号に相関させ
るステツプ， （２） 第２の相関信号を発生するために，前記第２の
中間信号同期信号部分を予め決められた信号に相関させ
るステツプ，を具える検出ステツプ， （ｃ） 受信されたメツセージ信号を復調し，更に， （１） 第１の重み付けされた（weighted）信号を発生
するために，前記第１の中間信号メツセージ信号部分を
前記第１の相関信号に相関させるステツプ， （２） 第２の重み付けされた（weighted）信号を発生
するために，前記第１の中間信号メツセージ信号部分を
前記第２の相関器信号に相関させるステツプ， （３） 第３の重み付けされた（weighted）信号を発生
するために，前記第２の中間信号メツセージ信号部分を
前記第１の相関器信号と相関させるステツプ， （４） 第４の重み付けされた信号を発生するために，
前記第２の中間信号メツセージ信号部分を前記第２の相
関器信号と相関させるステツプ， （５） 多相変調された信号の復調された第１の位相を
発生するために，前記第１の重み付けされた（weighte
d）信号と前記第４の重み付けされた信号を加算するス
テツプ， （６） 多相変調された信号の復調された第２の位相を
発生するために，前記第３の重み付けされた信号から前
記第２の重み付けされた信号を減算するステツプ，を具
える復調ステツプ， を具備することを特徴とするデイジタルラジオレシーバ
において，ラジオチヤネルから時分割多相変調されたデ
ータ信号を復調し，該データ信号は同期信号部分とメツ
セージ信号部分とを有する復調方法。
信号に分離し，各々の前記第１及び第２の中間信号は同
期信号部分とメツセージ信号部分を有している分離ステ
ツプ， （ｂ） 受信された同期信号を検出し，更に， （１） 第１の相関信号を発生するために，前記第１の
中間信号同期信号部分を予め決められた信号に相関させ
るステツプ， （２） 第２の相関信号を発生するために，前記第２の
中間信号同期信号部分を予め決められた信号に相関させ
るステツプ，を具える検出ステツプ， （ｃ） 受信されたメツセージ信号を復調し，更に， （１） 第１の重み付けされた（weighted）信号を発生
するために，前記第１の中間信号メツセージ信号部分を
前記第１の相関信号に相関させるステツプ， （２） 第２の重み付けされた（weighted）信号を発生
するために，前記第１の中間信号メツセージ信号部分を
前記第２の相関器信号に相関させるステツプ， （３） 第３の重み付けされた（weighted）信号を発生
するために，前記第２の中間信号メツセージ信号部分を
前記第１の相関器信号と相関させるステツプ， （４） 第４の重み付けされた信号を発生するために，
前記第２の中間信号メツセージ信号部分を前記第２の相
関器信号と相関させるステツプ， （５） 多相変調された信号の復調された第１の位相を
発生するために，前記第１の重み付けされた（weighte
d）信号と前記第４の重み付けされた信号を加算するス
テツプ， （６） 多相変調された信号の復調された第２の位相を
発生するために，前記第３の重み付けされた信号から前
記第２の重み付けされた信号を減算するステツプ，を具
える復調ステツプ， を具備することを特徴とするデイジタルラジオレシーバ
において，ラジオチヤネルから時分割多相変調されたデ
ータ信号を復調し，該データ信号は同期信号部分とメツ
セージ信号部分とを有する復調方法。
第１図は，直交（quadrature）デイジタル伝送及び受信
を用いるデータ伝送システムのブロツク図である。 第2A図及び第2B図は，共に,QPSK信号を受信するTDMAレ
シーバのブロツク図である。 第３図は本発明を有利に利用するTDMAレシーバ信号プロ
セツサのブロツク図である。 第４図は，第３図のレシーバのピーク検出回路のブロツ
ク図である。 第５図は，時間に対してプロツトされた同期相関器（co
rrelator）出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）のグラフであり，
相関検出（correlation detection）を含む可能なセツ
トの出力を示している。 第１図，第2A図において， 101はQPSK送信機 103は受信機 209,211はA/Dコンバータ 213,215は相関器 223,225は２乗ブロツク
を用いるデータ伝送システムのブロツク図である。 第2A図及び第2B図は，共に,QPSK信号を受信するTDMAレ
シーバのブロツク図である。 第３図は本発明を有利に利用するTDMAレシーバ信号プロ
セツサのブロツク図である。 第４図は，第３図のレシーバのピーク検出回路のブロツ
ク図である。 第５図は，時間に対してプロツトされた同期相関器（co
rrelator）出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）のグラフであり，
相関検出（correlation detection）を含む可能なセツ
トの出力を示している。 第１図，第2A図において， 101はQPSK送信機 103は受信機 209,211はA/Dコンバータ 213,215は相関器 223,225は２乗ブロツク
フロントページの続き (72)発明者 デユアン・シー・レイブ アメリカ合衆国イリノイ州60008，ロー リング・ミドウズ，ミルストン，2702番 (72)発明者 ジェラルド・ピー・ラベッツ アメリカ合衆国イリノイ州60645，シカ ゴ，エヌ・タルマン，7406番 (56)参考文献 特開 昭62−38049（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−142938（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−142730（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/22 H04J 3/00 (54)【発明の名称】 時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線システム受信機及び該時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無 線システム受信機用復調器及び該時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線システム受信機における 多相復調方法
Claims (6)
- 【請求項１】マルチパス障害を有する信号中のメッセー
ジ・データに対して割り当てられたタイム・スロットに
おいて周期シーケンスを利用して、割り当てられたタイ
ムスロットの期間中に前記マルチパス障害を有する信号
をコヒーレントに復調する時分割多重アクセス（TDMA）
無線システム受信機において、 受信されたマルチパス障害を有する信号中の同期シーケ
ンスの第１位相のものを所定のシーケンスと相関させ
て、第１相関器信号を発生する手段と、 受信されたマルチパス障害を有する信号中の同期シーケ
ンスの第２位相のものを前記所定のシーケンスと相関さ
せて、第２相関器信号を発生する手段と、 前記第１相関器信号および前記第２相関器信号に基づい
てタイミング信号を発生する手段と、 前記タイミング信号によるタイミング制御のもとで受信
されたメッセージデータを復調する手段であって、前記
第１相関器信号と前記第２相関器信号に応答して、前記
受信されたメッセージ・データの第１位相のものと前記
受信されたメッセージ・データの第２位相のものとを検
出し、マルチパス障害を有する信号をコヒーレントに時
間シフトする手段とを備えることを特徴とする時分割多
重アクセス（TDMA）無線システム受信機。 - 【請求項２】同期シーケンスはバイナリー位相シフトキ
ーイング（BPSK）信号より成ることを特徴とする請求項
１記載の時分割多重アクセス（TDMA）無線システム受信
機。 - 【請求項３】前記復調する手段は、 前記第１相関器信号および前記第２相関器信号と、受信
されたメッセージデータの前記第１位相のものとを相関
させて、それぞれ第１および第２の重み付けされた信号
を発生する第１手段と、 前記第１相関器信号および前記第２相関器信号と、受信
されたメッセージデータの前記第２位相のものとを相関
させて、それぞれ第３および第４の重み付けされた信号
を発生する第２手段と、 前記第１および第４の重み付けされた信号を加算する手
段と前記第３の重み付けされた信号から前記第２の重み
付けされた信号を減算する手段とを備えることを特徴と
する請求項１記載の時分割多重アクセス（TDMA）無線シ
ステム受信機。 - 【請求項４】時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロッ
トにおける所定の同期シーケンスおよび多重位相データ
信号を含むマルチパス障害を有するデータ信号を無線チ
ャネルからコヒーレントに復調するTDMA直交位相変調無
線システム受信機用復調器であって： 受信したマルチパス障害を有するデータ信号を第１およ
び第２直交位相成分に分離する直交分離手段と、 前記受信したデータ信号の前記直交位相成分の内少なく
とも１つから所定の同期シーケンスを検出する手段と、 前記同期シーケンスを使用して前記直交位相成分の相関
をとる相関手段と、 前記相関手段の出力に応答して、前記受信したデータ信
号の各直交位相成分に対する無線チャネルのチャネル振
幅特性を調べる手段と、 前記チャネル振幅特性と前記多重位相データ信号を組み
合わせることにより前記マルチパス障害を有するデータ
信号をコヒーレントに時間シフトさせ、コヒーレントに
復調された直交信号を形成する手段を備えることを特徴
とするTDMA無線システム受信機用復調器。 - 【請求項５】マルチパス障害を有するメッセージデータ
に割り当てられたタイムスロットにおいて同期シーケン
スを利用して、割り当てられたタイムスロットの期間中
に前記マルチパス障害を有するメッセージ・データをコ
ヒーレントに復調する時分割多重アクセス（TDMA）無線
システムにおける多相復調方法であって、 受信されたマルチパス障害を有する同期シーケンスの第
１位相のものを所定のシーケンスと相関させて、第１相
関器信号を発生する工程と、 前記受信されたマルチパス障害を有する同期シーケンス
の第２位相のものを所定のシーケンスと相関させて、第
２相関器信号を発生する工程と、 前記第１相関器信号および前記第２相関器信号に基づい
てタイミング信号を発生する行程と、 前記タイミング信号によるタイミング制御のもとで受信
されたメッセージ・データを復調する工程であって、前
記第１相関器信号と前記第２相関器信号に応答して、前
記受信されたメッセージ・データの第１位相のものと前
記受信されたメッセージ・データの第２位相のものとを
検出し、前記マルチパス障害を有するメッセージ・デー
タをコヒーレントに復調する工程より成ることを特徴と
する時分割多重アクセス（TDMA）無線システム受信機に
おける多相復調方法。 - 【請求項６】前記検出する工程は、 前記第１相関器信号および前記第２相関器信号と、受信
されたメッセージデータの前記第１位相のものとを相関
させて、それぞれ第１および第２の重み付けされた信号
を発生する工程と、 前記第１相関器信号および前記第２相関器信号と、受信
されたメッセージデータの前記第２位相のものとを相関
させて、それぞれ第３および第４の重み付けされた信号
を発生する工程と、 前記第１および第４の重み付けされた信号を加算する工
程と前記第３の重み付けされた信号から前記第２の重み
付けされた信号を減算する工程より成ることを特徴とす
る請求項５記載の時分割多重アクセス（TDMA）無線シス
テム受信機における多相復調方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US128,976 | 1987-12-04 | ||
| US07/128,976 US4829543A (en) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | Phase-coherent TDMA quadrature receiver for multipath fading channels |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01190153A JPH01190153A (ja) | 1989-07-31 |
| JP3036750B2 true JP3036750B2 (ja) | 2000-04-24 |
Family
ID=22437891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63305902A Expired - Lifetime JP3036750B2 (ja) | 1987-12-04 | 1988-12-02 | 時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機及び該時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機用復調器及び該時分割多重アクセス（ｔｄｍａ）無線システム受信機における多相復調方法 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4829543A (ja) |
| EP (1) | EP0318685B1 (ja) |
| JP (1) | JP3036750B2 (ja) |
| AT (1) | ATE103743T1 (ja) |
| CA (1) | CA1291280C (ja) |
| DE (1) | DE3888793T2 (ja) |
| ES (1) | ES2050692T3 (ja) |
| FI (1) | FI87417B (ja) |
| HK (1) | HK99897A (ja) |
Families Citing this family (83)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01191462A (ja) * | 1988-01-27 | 1989-08-01 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
| JPH065822B2 (ja) * | 1989-01-19 | 1994-01-19 | 日本電気株式会社 | 並列処理形トランスバーサル等化器 |
| CA2053313C (en) * | 1989-05-26 | 1994-12-06 | Gerald P. Labedz | Rapid received signal strength indication |
| IL94773A (en) * | 1989-06-26 | 1994-11-11 | Motorola Inc | Synchronization and equivalence in a cellular AMDT system |
| FR2650456A1 (fr) * | 1989-07-28 | 1991-02-01 | Trt Telecom Radio Electr | Procede de synchronisation par correlation |
| US5271042A (en) * | 1989-10-13 | 1993-12-14 | Motorola, Inc. | Soft decision decoding with channel equalization |
| US5144644A (en) * | 1989-10-13 | 1992-09-01 | Motorola, Inc. | Soft trellis decoding |
| US5031193A (en) * | 1989-11-13 | 1991-07-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals |
| US5134635A (en) * | 1990-07-30 | 1992-07-28 | Motorola, Inc. | Convolutional decoder using soft-decision decoding with channel state information |
| US5121414A (en) * | 1990-08-09 | 1992-06-09 | Motorola, Inc. | Carrier frequency offset equalization |
| US5150384A (en) * | 1990-09-28 | 1992-09-22 | Motorola, Inc. | Carrier recovery method and apparatus having an adjustable response time determined by carrier signal parameters |
| US5182749A (en) * | 1990-12-21 | 1993-01-26 | Motorola, Inc. | Receiver for recovering data in a forward and reverse direction in time |
| US5251233A (en) * | 1990-12-20 | 1993-10-05 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for equalizing a corrupted signal in a receiver |
| JP3172198B2 (ja) * | 1991-03-01 | 2001-06-04 | 株式会社東芝 | 等化方式 |
| US5245611A (en) * | 1991-05-31 | 1993-09-14 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for providing carrier frequency offset compensation in a tdma communication system |
| US5233633A (en) * | 1991-06-28 | 1993-08-03 | Motorola, Inc. | Automatic frequency control by an adaptive filter |
| JPH0529879A (ja) * | 1991-07-22 | 1993-02-05 | Toshiba Corp | 無線通信装置の自動周波数制御回路 |
| DE69233096T2 (de) * | 1991-07-30 | 2003-12-11 | Nec Corp | Einzelwortdetektorschaltung zur Verwendung in einem kohärenten Demodulator |
| US5299235A (en) * | 1991-09-10 | 1994-03-29 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Time synchronization of a receiver in a digital radio telephone system |
| JP3100447B2 (ja) * | 1992-01-10 | 2000-10-16 | 三菱電機株式会社 | 適応等化器および受信機 |
| US5402450A (en) * | 1992-01-22 | 1995-03-28 | Trimble Navigation | Signal timing synchronizer |
| JPH05315977A (ja) * | 1992-05-12 | 1993-11-26 | Hitachi Ltd | 軟判定最尤復号方法および復号器 |
| US5299199A (en) * | 1992-06-05 | 1994-03-29 | Motorola, Inc. | Channel re-assignment method for time division multiple access (TDMA) trunked systems |
| US5347548A (en) * | 1992-06-19 | 1994-09-13 | Motorola Inc. | Circuit for simultaneous recovery of bit clock and frame synchronization |
| JP2780576B2 (ja) * | 1992-08-05 | 1998-07-30 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| ES2071554B1 (es) * | 1992-12-30 | 1996-01-16 | Alcatel Standard Electrica | Metodo y dispositivo de recuperacion de datos en sistemas de comunicacion a rafagas. |
| JP2661534B2 (ja) * | 1993-12-28 | 1997-10-08 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信方法及び受信機 |
| JP2731722B2 (ja) * | 1994-05-26 | 1998-03-25 | 日本電気株式会社 | クロック周波数自動制御方式及びそれに用いる送信装置と受信装置 |
| US5598429A (en) * | 1994-07-15 | 1997-01-28 | Marshall; Kenneth E. | Multi-level correlation system for synchronization detection in high noise and multi-path environments |
| US5963586A (en) * | 1994-09-09 | 1999-10-05 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for parallel noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5754584A (en) * | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Non-coherent spread-spectrum continuous-phase modulation communication system |
| US5754585A (en) * | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for serial noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5881100A (en) * | 1994-09-09 | 1999-03-09 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for coherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5757847A (en) * | 1994-09-09 | 1998-05-26 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for decoding a phase encoded signal |
| US5648985A (en) * | 1994-11-30 | 1997-07-15 | Rockwell Semiconductor Systems, Inc. | Universal radio architecture for low-tier personal communication system |
| DE19614979C2 (de) | 1995-04-20 | 2001-05-17 | Fujitsu Ltd | Hochfrequenz-Sende-Empfangs-Vorrichtung zur Datenkommunikation |
| GB9519087D0 (en) * | 1995-09-19 | 1995-11-22 | Cursor Positioning Sys Ltd | Navigation and tracking system |
| US5699389A (en) * | 1995-09-28 | 1997-12-16 | Motorola, Inc. | Oversampling correlator with virtual clock phase for a telecommunications device |
| US5745524A (en) * | 1996-01-26 | 1998-04-28 | Motorola, Inc. | Self-initialized coder and method thereof |
| US6252863B1 (en) | 1996-04-09 | 2001-06-26 | Trimble Navigation Limited | Multipath compensation for pseudorange signals |
| JP3039365B2 (ja) * | 1996-04-15 | 2000-05-08 | 日本電気株式会社 | 受信同期位置制御方式 |
| US6002361A (en) * | 1996-04-30 | 1999-12-14 | Trimble Navigation Limited | Direct integrated approach to multipath signal identification |
| US5963601A (en) * | 1996-05-20 | 1999-10-05 | Trimble Navigation Limited | Variable suppression of multipath signal effects |
| US5903597A (en) * | 1996-05-20 | 1999-05-11 | Trimble Navigation Limited | Suppression on multipath signal effects |
| JP3624547B2 (ja) * | 1996-05-21 | 2005-03-02 | ソニー株式会社 | バースト信号受信方法及び装置 |
| US5828694A (en) * | 1996-07-01 | 1998-10-27 | Trimble Navigation Limited | Determination of multipath tracking error |
| KR100193837B1 (ko) * | 1996-08-24 | 1999-06-15 | 윤종용 | 시분할다윈접속 디지탈 이동통신 시스템의 주파수 교정 버스트 검출방법 |
| FR2760920B1 (fr) | 1997-03-12 | 2000-08-04 | Sagem | Procede de transmission de donnees entre des moyens de traitement de donnees et un reseau de radiocommunication et module et terminal mobile pour la mise en oeuvre du procede |
| US5917866A (en) * | 1997-04-04 | 1999-06-29 | Trimble Navigation Limited | Code multipath estimation for weighted or modified tracking using weighted or modified correlations |
| US6009334A (en) * | 1997-11-26 | 1999-12-28 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Method and system for determining position of mobile radio terminals |
| US6175588B1 (en) | 1997-12-30 | 2001-01-16 | Motorola, Inc. | Communication device and method for interference suppression using adaptive equalization in a spread spectrum communication system |
| US6175587B1 (en) | 1997-12-30 | 2001-01-16 | Motorola, Inc. | Communication device and method for interference suppression in a DS-CDMA system |
| US6137844A (en) * | 1998-02-02 | 2000-10-24 | Oki Telecom, Inc. | Digital filter for noise and error removal in transmitted analog signals |
| US6567474B1 (en) | 1999-03-02 | 2003-05-20 | Phonex Corporation | Digital wireless phone/modem jack capable of communications over the power lines using differential binary phase shift keying (DBPSK) |
| US6445745B1 (en) * | 1999-05-06 | 2002-09-03 | Nortel Networks Limited | Phase encoding methods for handling multiple phase modulated signals on a single channel |
| US6546026B1 (en) | 1999-06-17 | 2003-04-08 | Lucent Technologies Inc. | Multi-diversity synchronization technique for improving synchronization performance in wireless applications over fading channels |
| US6483885B1 (en) | 1999-09-03 | 2002-11-19 | Prairiecomm, Inc. | Frame synchronizer |
| JP2001103033A (ja) | 1999-09-30 | 2001-04-13 | Hitachi Denshi Ltd | データ伝送装置 |
| US6882680B1 (en) * | 2000-06-09 | 2005-04-19 | Umbrella Capital, Llc | Quadrature phase modulation receiver for spread spectrum communications system |
| US7209524B2 (en) * | 2001-04-27 | 2007-04-24 | The Directv Group, Inc. | Layered modulation for digital signals |
| US7583728B2 (en) * | 2002-10-25 | 2009-09-01 | The Directv Group, Inc. | Equalizers for layered modulated and other signals |
| US8005035B2 (en) | 2001-04-27 | 2011-08-23 | The Directv Group, Inc. | Online output multiplexer filter measurement |
| US7471735B2 (en) * | 2001-04-27 | 2008-12-30 | The Directv Group, Inc. | Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations |
| US7423987B2 (en) * | 2001-04-27 | 2008-09-09 | The Directv Group, Inc. | Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals |
| US7483505B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-01-27 | The Directv Group, Inc. | Unblind equalizer architecture for digital communication systems |
| US7778365B2 (en) * | 2001-04-27 | 2010-08-17 | The Directv Group, Inc. | Satellite TWTA on-line non-linearity measurement |
| US7639759B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-12-29 | The Directv Group, Inc. | Carrier to noise ratio estimations from a received signal |
| US7512189B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-03-31 | The Directv Group, Inc. | Lower complexity layered modulation signal processor |
| US7822154B2 (en) | 2001-04-27 | 2010-10-26 | The Directv Group, Inc. | Signal, interference and noise power measurement |
| US7173981B1 (en) | 2001-04-27 | 2007-02-06 | The Directv Group, Inc. | Dual layer signal processing in a layered modulation digital signal system |
| US7245671B1 (en) * | 2001-04-27 | 2007-07-17 | The Directv Group, Inc. | Preprocessing signal layers in a layered modulation digital signal system to use legacy receivers |
| US7502430B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-03-10 | The Directv Group, Inc. | Coherent averaging for measuring traveling wave tube amplifier nonlinearity |
| US7139340B2 (en) * | 2002-06-28 | 2006-11-21 | Hitachi, Ltd. | Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus |
| TWI324463B (en) * | 2002-07-01 | 2010-05-01 | Hughes Electronics Corp | Improving hierarchical 8psk performance |
| AU2003281452A1 (en) * | 2002-07-03 | 2004-01-23 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for layered modulation |
| US7529312B2 (en) | 2002-10-25 | 2009-05-05 | The Directv Group, Inc. | Layered modulation for terrestrial ATSC applications |
| US7474710B2 (en) | 2002-10-25 | 2009-01-06 | The Directv Group, Inc. | Amplitude and phase matching for layered modulation reception |
| US7463676B2 (en) * | 2002-10-25 | 2008-12-09 | The Directv Group, Inc. | On-line phase noise measurement for layered modulation |
| EP1559009A4 (en) * | 2002-10-25 | 2010-03-31 | Grand Virtual Inc | FIXED CLIENT IDENTIFICATION SYSTEM FOR POSITIVE CUSTOMER IDENTIFICATION WITH A SERVER |
| US7502429B2 (en) | 2003-10-10 | 2009-03-10 | The Directv Group, Inc. | Equalization for traveling wave tube amplifier nonlinearity measurements |
| KR100613602B1 (ko) * | 2005-02-07 | 2006-08-21 | 삼성전자주식회사 | Ｖｓｂ 수신기에 적용되는 심벌 타이밍 복원 장치 및 그방법 |
| US7042382B1 (en) | 2005-05-19 | 2006-05-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Method of time synchronization of multiple A/D sample data records |
| US8466836B2 (en) * | 2005-08-31 | 2013-06-18 | CSR Technology Holdings Inc. | Fast fourier transform with down sampling based navigational satellite signal tracking |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1151248A (en) * | 1980-08-27 | 1983-08-02 | Gerald O. Venier | Convoluted code matched filter |
| US4475214A (en) * | 1982-10-12 | 1984-10-02 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | CW Interference cancelling sytem for spread spectrum signals utilizing active coherent detection |
| US4484335A (en) * | 1982-10-14 | 1984-11-20 | E-Systems, Inc. | Method and apparatus for despreading a spread spectrum signal at baseband |
| DE3302828A1 (de) * | 1983-01-28 | 1984-08-02 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Empfangsgeraet |
| US4575861A (en) * | 1983-04-08 | 1986-03-11 | The Charles Stark Draper Laboratory | Quadrature multiplexed post correlation IF channel |
| US4672638A (en) * | 1983-10-24 | 1987-06-09 | Nec Corporation | Multipath canceller for cancelling a distortion caused to a radio frequency pulse by multipath transmission |
| US4606051A (en) * | 1983-11-10 | 1986-08-12 | Universal Data Systems, Inc. | QPSK demodulator with I and Q post-detection data correction |
| JPS60220635A (ja) * | 1984-04-17 | 1985-11-05 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散送受信機 |
| US4599732A (en) * | 1984-04-17 | 1986-07-08 | Harris Corporation | Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format |
| US4707841A (en) * | 1984-08-21 | 1987-11-17 | University Of Toronto, Innovations Foundation | Digital data receiver for preamble free data transmission |
| FR2571566B1 (fr) * | 1984-10-09 | 1987-01-23 | Labo Electronique Physique | Dispositif de reception de donnees numeriques comportant un dispositif de recuperation adaptative de rythme |
| DE3444449A1 (de) * | 1984-12-06 | 1986-06-12 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Demodulator fuer digitale empfaenger |
| US4669091A (en) * | 1986-02-10 | 1987-05-26 | Rca Corporation | Adaptive multipath distortion equalizer |
| SE457399B (sv) * | 1987-04-23 | 1988-12-19 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning i en koherrent mobiltelefonmottagare foer reducering av bitfel |
-
1987
- 1987-12-04 US US07/128,976 patent/US4829543A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-09-07 CA CA000576640A patent/CA1291280C/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-10-17 ES ES88117270T patent/ES2050692T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1988-10-17 AT AT88117270T patent/ATE103743T1/de not_active IP Right Cessation
- 1988-10-17 EP EP88117270A patent/EP0318685B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-10-17 DE DE3888793T patent/DE3888793T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-10-26 FI FI884941A patent/FI87417B/fi not_active Application Discontinuation
- 1988-12-02 JP JP63305902A patent/JP3036750B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-06-26 HK HK99897A patent/HK99897A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4829543A (en) | 1989-05-09 |
| EP0318685B1 (en) | 1994-03-30 |
| EP0318685A3 (en) | 1990-08-29 |
| DE3888793D1 (de) | 1994-05-05 |
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| ES2050692T3 (es) | 1994-06-01 |
| FI87417B (fi) | 1992-09-15 |
| JPH01190153A (ja) | 1989-07-31 |
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| EP0318685A2 (en) | 1989-06-07 |
| ATE103743T1 (de) | 1994-04-15 |
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