JP2904493B2 - データの無線伝送において迅速な基準の補捉および位相誤差補償を行なう装置および方法 - Google Patents
データの無線伝送において迅速な基準の補捉および位相誤差補償を行なう装置および方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、一般的には多相データ伝送に関し、更に具
体的には、高速位相捕捉が重要となる多相変調を利用す
る時分割多重アクセス（Time Division Multiple Acces
s,TDMA）無線方式におけるディジタル無線受信機及び該
ディジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復
調方法に関する。
体的には、高速位相捕捉が重要となる多相変調を利用す
る時分割多重アクセス（Time Division Multiple Acces
s,TDMA）無線方式におけるディジタル無線受信機及び該
ディジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復
調方法に関する。
本発明は、米国特許出願シリアルNo.128,976,“Phase
−Coherent TDMA Quadrature Receiver for Multipath
Fading Channels"（マルチパスフェーディングチャネル
に対する位相同期式のTDMA直角位相受信機）及び同じく
米国特許出願シリアルNo.128,677“TDMA Radio System
Employing BPSK Synchronization for QPSK Signals Su
bject to Random Phase Variation and Multipath Fadi
ng,"（ランダムな位相変化およびマルチパスフェーデン
グを受けるQPSK信号に対して２相PSK同期を受けるTDMA
無線システム）に関係し、これらはいずれもデビット・
イー・ボース（David E.Borth）らによって、本発明と
同日に出願されており、関連事項を含む。
−Coherent TDMA Quadrature Receiver for Multipath
Fading Channels"（マルチパスフェーディングチャネル
に対する位相同期式のTDMA直角位相受信機）及び同じく
米国特許出願シリアルNo.128,677“TDMA Radio System
Employing BPSK Synchronization for QPSK Signals Su
bject to Random Phase Variation and Multipath Fadi
ng,"（ランダムな位相変化およびマルチパスフェーデン
グを受けるQPSK信号に対して２相PSK同期を受けるTDMA
無線システム）に関係し、これらはいずれもデビット・
イー・ボース（David E.Borth）らによって、本発明と
同日に出願されており、関連事項を含む。
時分割多重アクセス（TDMA）無線方式、或いは、一般
的に云って高速の捕捉及び高いデータレート（速度）が
重要事項であるすべての通信システムにおいては、受信
機１個或いはそれ以上の送信機からのデータの短いバー
ストを、それぞれそれ自身のタイムスロット内において
け受信することが要求される。各々のタイムスロットに
対して、同期復調器を利用する受信機は、そのタイムス
ロット内において伝送されたデータを適正にデコードす
るために位相基準を高速に捕捉しなければならない。典
型的に、各々の送信機は、この目的に対して、タイムス
ロットデータに先立って捕捉シーケンス（プリアンブ
ル）を送出する。同期検波技術が使用されているとき、
受信機は、典型的には、ある形式の、キャリア再生回路
から伝送されたキャリア位相を再生する。
的に云って高速の捕捉及び高いデータレート（速度）が
重要事項であるすべての通信システムにおいては、受信
機１個或いはそれ以上の送信機からのデータの短いバー
ストを、それぞれそれ自身のタイムスロット内において
け受信することが要求される。各々のタイムスロットに
対して、同期復調器を利用する受信機は、そのタイムス
ロット内において伝送されたデータを適正にデコードす
るために位相基準を高速に捕捉しなければならない。典
型的に、各々の送信機は、この目的に対して、タイムス
ロットデータに先立って捕捉シーケンス（プリアンブ
ル）を送出する。同期検波技術が使用されているとき、
受信機は、典型的には、ある形式の、キャリア再生回路
から伝送されたキャリア位相を再生する。
通常の多位相データ変調技術の１つに、直角位相変調
（Quadrature Phase Shift Keying,QPSK）がある。QPSK
技術においては、伝送すべきデータの半分は０°（及び
180°）位相を有するキャリア（Ｉチャンル）上で変調
され、半分は90°（及び270°）の直角位相キャリア
（Ｑチャネル）上で伝送される。この信号は、位相がラ
ンダムにそして甚だしく様々にシフト変化する無線チャ
ネル上で伝送可能である。受信すると、データを適正に
回復できるようにＩ及びＱチャネルを認識するための基
準を設定しなければならない。Ｉ及びＱチャネルの位相
を識別するために従来の技術においては、一般的にＩ及
びＱチャネルにおいて異なるか或いは独立の捕捉シーケ
ンスを利用していた。無線チャネルパスによって導入さ
れた位相オフセットを修正するために、受信機の局部発
振器の位相を変化させることもまた知られている。しか
しながら、変化する無線チャネル上で高速のTDMA通信を
企図しようとする時には、更に高速度の捕捉方法が望ま
しい。
（Quadrature Phase Shift Keying,QPSK）がある。QPSK
技術においては、伝送すべきデータの半分は０°（及び
180°）位相を有するキャリア（Ｉチャンル）上で変調
され、半分は90°（及び270°）の直角位相キャリア
（Ｑチャネル）上で伝送される。この信号は、位相がラ
ンダムにそして甚だしく様々にシフト変化する無線チャ
ネル上で伝送可能である。受信すると、データを適正に
回復できるようにＩ及びＱチャネルを認識するための基
準を設定しなければならない。Ｉ及びＱチャネルの位相
を識別するために従来の技術においては、一般的にＩ及
びＱチャネルにおいて異なるか或いは独立の捕捉シーケ
ンスを利用していた。無線チャネルパスによって導入さ
れた位相オフセットを修正するために、受信機の局部発
振器の位相を変化させることもまた知られている。しか
しながら、変化する無線チャネル上で高速のTDMA通信を
企図しようとする時には、更に高速度の捕捉方法が望ま
しい。
従って、本発明の１つの目的は、高速位相捕捉が可能
なディジタル無線受信機及び該ディジタル無線受信機に
おける復調器及び該復調器の復調方法を提供することに
ある。
なディジタル無線受信機及び該ディジタル無線受信機に
おける復調器及び該復調器の復調方法を提供することに
ある。
本発明の別の目的の１つは、同期プリアンブルを直角
変調チャネルの１つのみにおいて伝送するディジタル無
線受信機及び該ディジタル無線受信機における復調器及
び該復調器の復調方法を提供することにある。
変調チャネルの１つのみにおいて伝送するディジタル無
線受信機及び該ディジタル無線受信機における復調器及
び該復調器の復調方法を提供することにある。
更に本発明の別の目的の１つは、局部基準発振器の位
相の瞬間的な修正の必要なしに、Ｉ及びＱチャネルを識
別するディジタル無線受信機及び該ディジタル無線受信
機における復調器及び該復調器の復調方法を提供するこ
とにある。
相の瞬間的な修正の必要なしに、Ｉ及びＱチャネルを識
別するディジタル無線受信機及び該ディジタル無線受信
機における復調器及び該復調器の復調方法を提供するこ
とにある。
従って、これらの目的及び他の目的は、時分割直角位
相信号を復調するディジタル無線受信機及を含む本発明
において達成される。ディジタル無線受信機は直角変調
されたデータ信号を第１及び第２の中間信号に分離する
ために、発振器から発生された基準信号を利用する。所
定の同期用信号はディジタル無線受信機によって検出さ
れ、基準信号と第１及び第２の中間信号との間の位相差
を計算し除去するために用いられる。
相信号を復調するディジタル無線受信機及を含む本発明
において達成される。ディジタル無線受信機は直角変調
されたデータ信号を第１及び第２の中間信号に分離する
ために、発振器から発生された基準信号を利用する。所
定の同期用信号はディジタル無線受信機によって検出さ
れ、基準信号と第１及び第２の中間信号との間の位相差
を計算し除去するために用いられる。
従って、本発明の構成は以下の通りである。即ち、所
定の同期信号に対して指定された多相変調データ信号の
第１の部分と、メツセージに対して指定された前記多相
変調データ信号の第２の部分とを有する時分割多相変調
データ信号を復調するディジタル無線受信機（103）に
おいて、 前記時分割多相変調データ信号を復調する期間中に一
定の直角位相を有する基準信号発生器（105）を含み、
前記多相変調データ信号を、各々前記所定の同期信号に
対して指定された第１の部分及び前記メツセージに対し
て指定された第２の部分を含む、第１及び第２の中間デ
ータ信号に分離する手段（15,107,111）と、 前記第１及び第２の中間データ信号から前記所定の同
期信号を検出する手段と、及び、 前記検出する手段に応答して、前記基準信号発生器
（105）の出力と前記多相変調データ信号との間の位相
差を計算し、前記計算された位相差を前記第１及び第２
の中間データ信号から除去する手段とから構成されるデ
ィジタル無線受信機としての構成を有する。
定の同期信号に対して指定された多相変調データ信号の
第１の部分と、メツセージに対して指定された前記多相
変調データ信号の第２の部分とを有する時分割多相変調
データ信号を復調するディジタル無線受信機（103）に
おいて、 前記時分割多相変調データ信号を復調する期間中に一
定の直角位相を有する基準信号発生器（105）を含み、
前記多相変調データ信号を、各々前記所定の同期信号に
対して指定された第１の部分及び前記メツセージに対し
て指定された第２の部分を含む、第１及び第２の中間デ
ータ信号に分離する手段（15,107,111）と、 前記第１及び第２の中間データ信号から前記所定の同
期信号を検出する手段と、及び、 前記検出する手段に応答して、前記基準信号発生器
（105）の出力と前記多相変調データ信号との間の位相
差を計算し、前記計算された位相差を前記第１及び第２
の中間データ信号から除去する手段とから構成されるデ
ィジタル無線受信機としての構成を有する。
或いはまた、時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットを受信するディジ
タル無線受信機における復調器において、 前記直角位相変調（QPSK）データ信号タイムスロット
は、所定の同期信号に対して指定された前記直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットの第１の部分と、
メッセージに対して指定された前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットの第２の部分とを有し、 前記ディジタル無線受信機は前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットを直角位相の第１及び第
２の中間データ信号（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））に分離す
る基準信号を有し、前記第１及び第２の中間データ信号
（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））はそれぞれ前記所定の同期信
号に対して指定された第１の部分と前記メッセージに対
して指定された第２の部分とを含み、 前記ディジタル無線受信機における復調器（115）
は、 前記第１の中間データ信号（LPI（ｔ））からの前記
所定の同期信号と所定の局部同期信号との相関をとり、
第１の相関出力信号（CI（ｔ））を発生する第１の手段
（313）と、 前記所定の第２の中間データ信号（LPQ（ｔ））から
の前記所定の同期信号と前記所定の局部同期信号との相
関をとり、第２の相関出力信号（CQ（ｔ））を発生する
第２の手段（315）と、 前記第１の相関出力信号（CI（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保持し、第１の保持振幅信号（HI（ｔ））を発生
する手段（320）と、 前記第２の相関出力信号（CQ（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保存し、第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））を発生
する手段（322）と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する第１の乗算手段
（340）と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））を乗算する第２の乗算手段
（352）と、 前記第１の乗算手段（340）の出力を前記第２の乗算
手段（352）の出力と加算する手段（360）と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））を乗算する第２の乗算手段
（344）と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する第４の乗算手段
（348）と、及び、 前記第３の乗算手段（344）からの出力と前記第４の
乗算手段（348）からの出力との差を加算する手段（36
4）とから構成されたディジタル無線受信機における復
調器（115）としての構成を有する。
調（QPSK）データ信号タイムスロットを受信するディジ
タル無線受信機における復調器において、 前記直角位相変調（QPSK）データ信号タイムスロット
は、所定の同期信号に対して指定された前記直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットの第１の部分と、
メッセージに対して指定された前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットの第２の部分とを有し、 前記ディジタル無線受信機は前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットを直角位相の第１及び第
２の中間データ信号（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））に分離す
る基準信号を有し、前記第１及び第２の中間データ信号
（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））はそれぞれ前記所定の同期信
号に対して指定された第１の部分と前記メッセージに対
して指定された第２の部分とを含み、 前記ディジタル無線受信機における復調器（115）
は、 前記第１の中間データ信号（LPI（ｔ））からの前記
所定の同期信号と所定の局部同期信号との相関をとり、
第１の相関出力信号（CI（ｔ））を発生する第１の手段
（313）と、 前記所定の第２の中間データ信号（LPQ（ｔ））から
の前記所定の同期信号と前記所定の局部同期信号との相
関をとり、第２の相関出力信号（CQ（ｔ））を発生する
第２の手段（315）と、 前記第１の相関出力信号（CI（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保持し、第１の保持振幅信号（HI（ｔ））を発生
する手段（320）と、 前記第２の相関出力信号（CQ（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保存し、第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））を発生
する手段（322）と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する第１の乗算手段
（340）と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））を乗算する第２の乗算手段
（352）と、 前記第１の乗算手段（340）の出力を前記第２の乗算
手段（352）の出力と加算する手段（360）と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））を乗算する第２の乗算手段
（344）と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する第４の乗算手段
（348）と、及び、 前記第３の乗算手段（344）からの出力と前記第４の
乗算手段（348）からの出力との差を加算する手段（36
4）とから構成されたディジタル無線受信機における復
調器（115）としての構成を有する。
或いはまた時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変調
（QPSK）データ信号タイムスロットを受信するディジタ
ル無線受信機における復調器の復調方法において、 前記直角位相変調（QPSK）データ信号タイムスロット
は、所定の同期信号に対して指定された前記直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットの第１部分と、メ
ッージに対して指定された前記直角位相変調（QPSK）デ
ータ信号タイムロットの第２の部分とを有し、 前記ディジタル無線受信機は前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットを直角位相の第１及び第
２の中間データ信号（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））に分離す
る基準信号を有し、前記第１及び第２の中間データ信号
（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））はそれぞれ所定の同期信号に
対して指定された第１の部分と前記メッセージに対して
指定された第２の部分とを含み、 前記ディジタル無線受信機における復調器（115）の
復調方法は、 前記第１の中間データ信号（LPI（ｔ））からの前記
所定の同期信号と所定の局部同期信号との相関をとり、
第１の相関出力信号（CI（ｔ））を発生する工程と、 前記第２の中間データ信号（LPQ（ｔ））からの前記
所定の同期信号と所定の局部同期信号との相関をとり、
第２の相関出力信号（CQ（ｔ））を発生する工程と、 前記第１の相関出力信号（CI（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保持し、第１の保持振幅信号（HI（ｔ））を発生
する工程と、 前記第２の相関出力信号（CQ（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保持し、第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））を発生
する工程と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する工程と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ）を乗算する工程と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））と前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））との積と、前記第２の保持
振幅信号（HQ（ｔ））と前記第２の中間データ信号LPQ
（ｔ））との積とを加算する工程と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））を乗算する工程と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する工程と、及び、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））と前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））との積と、前記第２の保持
振幅信号（HQ（ｔ））と前記第１の中間データ信号（LP
I（ｔ））との積との差を加算する工程とから構成され
たディジタル無線受信機における復調器の復調方法とし
て構成を有する。
（QPSK）データ信号タイムスロットを受信するディジタ
ル無線受信機における復調器の復調方法において、 前記直角位相変調（QPSK）データ信号タイムスロット
は、所定の同期信号に対して指定された前記直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットの第１部分と、メ
ッージに対して指定された前記直角位相変調（QPSK）デ
ータ信号タイムロットの第２の部分とを有し、 前記ディジタル無線受信機は前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットを直角位相の第１及び第
２の中間データ信号（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））に分離す
る基準信号を有し、前記第１及び第２の中間データ信号
（LPI（ｔ）,LPQ（ｔ））はそれぞれ所定の同期信号に
対して指定された第１の部分と前記メッセージに対して
指定された第２の部分とを含み、 前記ディジタル無線受信機における復調器（115）の
復調方法は、 前記第１の中間データ信号（LPI（ｔ））からの前記
所定の同期信号と所定の局部同期信号との相関をとり、
第１の相関出力信号（CI（ｔ））を発生する工程と、 前記第２の中間データ信号（LPQ（ｔ））からの前記
所定の同期信号と所定の局部同期信号との相関をとり、
第２の相関出力信号（CQ（ｔ））を発生する工程と、 前記第１の相関出力信号（CI（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保持し、第１の保持振幅信号（HI（ｔ））を発生
する工程と、 前記第２の相関出力信号（CQ（ｔ））のピーク振幅値
を１つの時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの
期間中保持し、第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））を発生
する工程と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する工程と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ）を乗算する工程と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））と前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））との積と、前記第２の保持
振幅信号（HQ（ｔ））と前記第２の中間データ信号LPQ
（ｔ））との積とを加算する工程と、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））に前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））を乗算する工程と、 前記第２の保持振幅信号（HQ（ｔ））に前記第１の中
間データ信号（LPI（ｔ））を乗算する工程と、及び、 前記第１の保持振幅信号（HI（ｔ））と前記第２の中
間データ信号（LPQ（ｔ））との積と、前記第２の保持
振幅信号（HQ（ｔ））と前記第１の中間データ信号（LP
I（ｔ））との積との差を加算する工程とから構成され
たディジタル無線受信機における復調器の復調方法とし
て構成を有する。
時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変調（QPSK）受
信機に対する高速位相捕捉及び無線チャネルのランダム
位相誤差補償のためのディジタル無線受信機及び該ディ
ジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復調方
法が開示されている。ベクトルの１つにおいて送信され
た既知の同期シーケンスを有する直角位相信号が受信さ
れたとき、このシーケンスの局部的なレプリカと相関が
とられる。出力相関検出信号は、TDMAタイムスロットの
期間中保持され、受信された直角位相信号によって乗算
され、２対の積を発生する。互いに排他的な積の対が加
算され、ランダムな位相誤差補償を有するデータを回復
する。
信機に対する高速位相捕捉及び無線チャネルのランダム
位相誤差補償のためのディジタル無線受信機及び該ディ
ジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復調方
法が開示されている。ベクトルの１つにおいて送信され
た既知の同期シーケンスを有する直角位相信号が受信さ
れたとき、このシーケンスの局部的なレプリカと相関が
とられる。出力相関検出信号は、TDMAタイムスロットの
期間中保持され、受信された直角位相信号によって乗算
され、２対の積を発生する。互いに排他的な積の対が加
算され、ランダムな位相誤差補償を有するデータを回復
する。
第１図はデータ信号をQPSK送信機101から受信機103へ
伝送する無線周波数システムであって、直角位相ディジ
タル送信及び受信を実行するデータ伝送システムの模式
的ブロック構成図を示す。第１図において、ｘ（ｔ）は
送信信号、ｈ（ｔ）は無線チャネル、ｙ（ｔ）は受信信
号、101は直角位相変調（QPSK）送信機、103は受信機、
105は局部発振器、107,111はミキサ、109,113はローパ
スフィルタ、114はA/D変換部、115は信号処理部（復調
器）、117はデータ信号回復部を示す。望ましい実施例
においては、チャネルのスループットを増すために直角
位相変調（QPSK）が知られている。他の多次元信号方式
（multi−dimensional signalling）も等価的に使用可
能である。更に、本発明においては、多数のユーザ間で
限られたチャネルリソースを共用する、よく知られた時
分割多重アクセス（TDMA）技術を使用することができ
る。各ユーザには、短い時間（タイムスロット）が割当
てられ、この時間内にメッセージが他のユーザへ送信さ
れるか、或いは他のユーザから受信される。このような
時分割多重アクセス（TDMA）技術の、他の技術（例え
ば、周波数分割多重アクセス、FDMA）に優る利点は、
ａ）全二重通信に対してデュプレクサが不要であるこ
と、ｂ）隣接するタイムスロットの多重使用によって可
変データ速度伝送に適応可能であること、ｃ）どんな電
力レベルにおいても、周波数分割多重アクセス（FDMA）
技術に存在する結合損失または相互変調ひずみなしに、
多重チャネルを増幅するために共通の無線周波数電力増
幅器を使用できること、及びｄ）分離れた受信機を要求
することなく他の“チャネル”（タイムスロット）を走
査する能力が与えられること、である。
伝送する無線周波数システムであって、直角位相ディジ
タル送信及び受信を実行するデータ伝送システムの模式
的ブロック構成図を示す。第１図において、ｘ（ｔ）は
送信信号、ｈ（ｔ）は無線チャネル、ｙ（ｔ）は受信信
号、101は直角位相変調（QPSK）送信機、103は受信機、
105は局部発振器、107,111はミキサ、109,113はローパ
スフィルタ、114はA/D変換部、115は信号処理部（復調
器）、117はデータ信号回復部を示す。望ましい実施例
においては、チャネルのスループットを増すために直角
位相変調（QPSK）が知られている。他の多次元信号方式
（multi−dimensional signalling）も等価的に使用可
能である。更に、本発明においては、多数のユーザ間で
限られたチャネルリソースを共用する、よく知られた時
分割多重アクセス（TDMA）技術を使用することができ
る。各ユーザには、短い時間（タイムスロット）が割当
てられ、この時間内にメッセージが他のユーザへ送信さ
れるか、或いは他のユーザから受信される。このような
時分割多重アクセス（TDMA）技術の、他の技術（例え
ば、周波数分割多重アクセス、FDMA）に優る利点は、
ａ）全二重通信に対してデュプレクサが不要であるこ
と、ｂ）隣接するタイムスロットの多重使用によって可
変データ速度伝送に適応可能であること、ｃ）どんな電
力レベルにおいても、周波数分割多重アクセス（FDMA）
技術に存在する結合損失または相互変調ひずみなしに、
多重チャネルを増幅するために共通の無線周波数電力増
幅器を使用できること、及びｄ）分離れた受信機を要求
することなく他の“チャネル”（タイムスロット）を走
査する能力が与えられること、である。
本発明は、比較的速いデータ速度（200キロビット／
秒から、２メガヒット／秒）、更に一般的に云えば、チ
ャネル特性の変化速度がタイムスロットの持続時間より
も遅いときに、時分割多重アクセス（TDMA）メッセージ
送信を利用するディジタル無線システムにおいて利用す
ることができる。
秒から、２メガヒット／秒）、更に一般的に云えば、チ
ャネル特性の変化速度がタイムスロットの持続時間より
も遅いときに、時分割多重アクセス（TDMA）メッセージ
送信を利用するディジタル無線システムにおいて利用す
ることができる。
都会、郊外および田園環境に対する無線チャネル〔ｈ
（ｔ）で示す〕は、受信機103がQPSK送信機101から離れ
る距離に比例する伝播遅延を受ける。付加的なランダム
変動伝播遅延が、無線信号の反射によって無線チャネル
ｈ（ｔ）に導入される。全遅延は、送信信号ｘ（ｔ）と
受信信号ｙ（ｔ）との間の位相誤差として表われる。
（ｔ）で示す〕は、受信機103がQPSK送信機101から離れ
る距離に比例する伝播遅延を受ける。付加的なランダム
変動伝播遅延が、無線信号の反射によって無線チャネル
ｈ（ｔ）に導入される。全遅延は、送信信号ｘ（ｔ）と
受信信号ｙ（ｔ）との間の位相誤差として表われる。
本発明はデータ検出器において１つのタイムスロット
期間中に、位相誤差を識別しかつこの誤差を補償するこ
とを指向している。このことは、タイムスロット中にお
ける直角位相変調（QPSK）データに対して所定の位相を
有するバイナリー位相変調信号（BPSK）として、捕捉同
期シーケンスをタイムスロット期間中に（タイムスロッ
トの初めが好ましい）送信することによって達せられ
る。望ましい実施例においては、捕捉同期シーケンス
は、直角位相変調チャネルのＩベクトル上においてのみ
送信される。直角位相変調チャネルのＱベクトル上にお
ける送信も同様に有効である。第２図Ａ及び第２図Ｂ
は、直角位相変調（QPSK）信号を受信するために使用可
能であり、時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変調デ
ータを回復可能な時分割多重アクセス（TDMA）受信機の
模式的ブロック構成図である。第２図Ａにおいて、ｙ
（ｔ）は受信信号、105は局部発振器、107,111はミキ
サ、109,113はローパスフィルタ、209,211はA/D変換機,
213は同相（Ｉ）相関器、215は直角位相（Ｑ）相関器、
223,225は２乗器、227は加算器を示す。第２図Ｂにおい
て、217,219は信号バッファ、221はTDMA同期メモリ、22
9はタイムスロット検出器、231はタイミング制御器、23
3はアンドゲート、234はベースバンド同期判定帰還等化
器、235は順方向リニアトランスバーサルフィルタ、237
は帰還用リニアトランスバーサルフィルタ、238は量子
化回路、239は2:1マルチプレクサを示す。この時分割多
重アクセス（TDMA）受信機は、デビッド・イー・ボース
（David E.Borth）によって発明され、1987年２月２日
に出願された、現在の譲受人による米国特許出願シリア
ルNo.009,973“適応等化機能を有するTDMA通信システム
（TDMA Communications System with Adaptive Equaliz
ation）においても記載され、参考のためにここに組み
入れられている。ここでは、A/D変換器209及び211のデ
ィジタル信号出力は、それぞれ同相（Ｉ）タイムスロッ
ト相関器213及び直角位相（Ｑ）相関器215に印加され、
同様にまた、それぞれの信号バッファ217及び219に印加
される。同相（Ｉ）相関器213は、入力信号の受信した
全ビットと同相タイムスロット同期ワードに対応して予
め設定された同期ワード〔同相（Ｉ）同期ワード〕との
間の相関関数を作成する。
期間中に、位相誤差を識別しかつこの誤差を補償するこ
とを指向している。このことは、タイムスロット中にお
ける直角位相変調（QPSK）データに対して所定の位相を
有するバイナリー位相変調信号（BPSK）として、捕捉同
期シーケンスをタイムスロット期間中に（タイムスロッ
トの初めが好ましい）送信することによって達せられ
る。望ましい実施例においては、捕捉同期シーケンス
は、直角位相変調チャネルのＩベクトル上においてのみ
送信される。直角位相変調チャネルのＱベクトル上にお
ける送信も同様に有効である。第２図Ａ及び第２図Ｂ
は、直角位相変調（QPSK）信号を受信するために使用可
能であり、時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変調デ
ータを回復可能な時分割多重アクセス（TDMA）受信機の
模式的ブロック構成図である。第２図Ａにおいて、ｙ
（ｔ）は受信信号、105は局部発振器、107,111はミキ
サ、109,113はローパスフィルタ、209,211はA/D変換機,
213は同相（Ｉ）相関器、215は直角位相（Ｑ）相関器、
223,225は２乗器、227は加算器を示す。第２図Ｂにおい
て、217,219は信号バッファ、221はTDMA同期メモリ、22
9はタイムスロット検出器、231はタイミング制御器、23
3はアンドゲート、234はベースバンド同期判定帰還等化
器、235は順方向リニアトランスバーサルフィルタ、237
は帰還用リニアトランスバーサルフィルタ、238は量子
化回路、239は2:1マルチプレクサを示す。この時分割多
重アクセス（TDMA）受信機は、デビッド・イー・ボース
（David E.Borth）によって発明され、1987年２月２日
に出願された、現在の譲受人による米国特許出願シリア
ルNo.009,973“適応等化機能を有するTDMA通信システム
（TDMA Communications System with Adaptive Equaliz
ation）においても記載され、参考のためにここに組み
入れられている。ここでは、A/D変換器209及び211のデ
ィジタル信号出力は、それぞれ同相（Ｉ）タイムスロッ
ト相関器213及び直角位相（Ｑ）相関器215に印加され、
同様にまた、それぞれの信号バッファ217及び219に印加
される。同相（Ｉ）相関器213は、入力信号の受信した
全ビットと同相タイムスロット同期ワードに対応して予
め設定された同期ワード〔同相（Ｉ）同期ワード〕との
間の相関関数を作成する。
同相（Ｉ）相関器213の出力は、タイムスロットに対
して蓄積された同期ワードレプリカと受信データとのサ
ンプル毎の相関を表わすディジタルビットの流れであ
る。相関関数は同相（Ｉ）同期ワードが受信サンプルデ
ータ内に配置されているときピークを示す。同様に、直
角位相（Ｑ）相関器215は、TDMA同期メモリ221からの予
め蓄積された直角位相（Ｑ）同期ワードと標本化直角位
相（Ｑ）入力との間の相関関数を作成する。
して蓄積された同期ワードレプリカと受信データとのサ
ンプル毎の相関を表わすディジタルビットの流れであ
る。相関関数は同相（Ｉ）同期ワードが受信サンプルデ
ータ内に配置されているときピークを示す。同様に、直
角位相（Ｑ）相関器215は、TDMA同期メモリ221からの予
め蓄積された直角位相（Ｑ）同期ワードと標本化直角位
相（Ｑ）入力との間の相関関数を作成する。
同相（Ｉ）相関器213及び直角位相（Ｑ）相関器215の
出力はそれぞれ２乗器223及び225に印加される。２乗器
出力信号は、それぞれ分離された同相（Ｉ）及び直角位
相（Ｑ）の相関演算の２乗値を示す。これら２乗器出力
は、次に加算器227に印加される。同相（Ｉ）及び直角
位相8Q）の相関信号は、加算され、相関信号の２乗和を
表わす２乗エンベロープ信号を形成する。相関信号の２
乗エンベロープは位相のあいまいを明白に決定すること
を不要とする。従って、あいまいさを識別することなし
に、加算器227のブロックからの大振幅信号出力は、特
定のタイムスロットに対して可能なスタート位置を示
す。加算器227の出力は、次に、タイムスロット検出器2
29に経路接続され、加算された相関信号は所定の閾値と
比較される。この閾値は、検出されたタイムスロットを
表わす最小許容相関値を示す。もしも加算された出力
が、閾値よりも大きければ、タイムスロット検出信号が
発生し、システムのタイミング制御器231に印加され
る。
出力はそれぞれ２乗器223及び225に印加される。２乗器
出力信号は、それぞれ分離された同相（Ｉ）及び直角位
相（Ｑ）の相関演算の２乗値を示す。これら２乗器出力
は、次に加算器227に印加される。同相（Ｉ）及び直角
位相8Q）の相関信号は、加算され、相関信号の２乗和を
表わす２乗エンベロープ信号を形成する。相関信号の２
乗エンベロープは位相のあいまいを明白に決定すること
を不要とする。従って、あいまいさを識別することなし
に、加算器227のブロックからの大振幅信号出力は、特
定のタイムスロットに対して可能なスタート位置を示
す。加算器227の出力は、次に、タイムスロット検出器2
29に経路接続され、加算された相関信号は所定の閾値と
比較される。この閾値は、検出されたタイムスロットを
表わす最小許容相関値を示す。もしも加算された出力
が、閾値よりも大きければ、タイムスロット検出信号が
発生し、システムのタイミング制御器231に印加され
る。
タイミング制御器231は、タイムスロット検出信号を
有効とし、かつ有効な検出出力信号を送信するために安
定なタイミング基準を使用する、位相同期ループ（PL
L）として機能する。有効なタイムスロット検出信号
は、ビットクロック出力とともにアンドゲート233に印
加される。タイムスロット検出信号とビットクロック信
号との結合信号は、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）信号
バッファ217及び219にそれぞれ経路接続され、データ信
号は、タイムスロット検出信号とビットクロック信号と
の結合信号を使用して、信号バッファ217及び219にクロ
ック入力される。
有効とし、かつ有効な検出出力信号を送信するために安
定なタイミング基準を使用する、位相同期ループ（PL
L）として機能する。有効なタイムスロット検出信号
は、ビットクロック出力とともにアンドゲート233に印
加される。タイムスロット検出信号とビットクロック信
号との結合信号は、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）信号
バッファ217及び219にそれぞれ経路接続され、データ信
号は、タイムスロット検出信号とビットクロック信号と
の結合信号を使用して、信号バッファ217及び219にクロ
ック入力される。
第２図Ａ及び第２図Ｂに示す実施例においては、デー
タ信号の回復には、従来のベースバンド同期判定帰還等
化器（DFE）234が使用される。ベースバンド同期判定帰
還等化器（DFE）234は基本的には、順方向リニアトラン
スバーサルフィルタ235と帰還用リニアトランスバーサ
ルフィルタ237との２つの部分からなる。順方向リニア
トランスバーサルフィルタ235は、符号間干渉（intersy
mbol interference,ISI）による平均２乗誤差（MSE）を
最小化し、また帰還リニアトランスバーサルフィルタ23
7は以前に検出された符号による符号間干渉（ISI）を除
去しようとするものである。
タ信号の回復には、従来のベースバンド同期判定帰還等
化器（DFE）234が使用される。ベースバンド同期判定帰
還等化器（DFE）234は基本的には、順方向リニアトラン
スバーサルフィルタ235と帰還用リニアトランスバーサ
ルフィルタ237との２つの部分からなる。順方向リニア
トランスバーサルフィルタ235は、符号間干渉（intersy
mbol interference,ISI）による平均２乗誤差（MSE）を
最小化し、また帰還リニアトランスバーサルフィルタ23
7は以前に検出された符号による符号間干渉（ISI）を除
去しようとするものである。
ベースバンド同期判定帰還等化器234の構成は、等化
器同期ワードの受信中に、各タイムスロットにおいて少
なくとも１回、時間とともに変動する多重パスのプロフ
ィール（profile）の効果を補償するために適応され
る。適応化は、受信機内に蓄積される受信同期ワード間
における平均２乗誤差（MSE）の差を最小化することに
よって行なわれる。量子化回路238から出力される等化
されかつ量子化された複合データは、マルチプレクサ23
9に印加され、データクロックと出力データワードとし
ての出力とともに2:1多重化される。
器同期ワードの受信中に、各タイムスロットにおいて少
なくとも１回、時間とともに変動する多重パスのプロフ
ィール（profile）の効果を補償するために適応され
る。適応化は、受信機内に蓄積される受信同期ワード間
における平均２乗誤差（MSE）の差を最小化することに
よって行なわれる。量子化回路238から出力される等化
されかつ量子化された複合データは、マルチプレクサ23
9に印加され、データクロックと出力データワードとし
ての出力とともに2:1多重化される。
第１図に戻り説明する。直角位相変調（QPSK）通信シ
ステムにおいは、送信信号ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ）＝ａ（ｔ）cosωCｔ＋ｂ（ｔ）sinωCｔ …（１） で表わされる。ここで、ａ（ｔ）及びｂ（ｔ）は同相及
び直角位相情報信号であり、ωcは直角位相変調（QPS
K）信号のキャリア周波数をラジアン／秒で示すもので
ある。
ステムにおいは、送信信号ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ）＝ａ（ｔ）cosωCｔ＋ｂ（ｔ）sinωCｔ …（１） で表わされる。ここで、ａ（ｔ）及びｂ（ｔ）は同相及
び直角位相情報信号であり、ωcは直角位相変調（QPS
K）信号のキャリア周波数をラジアン／秒で示すもので
ある。
受信機103に入力する信号は、チャネルインパルス応
答を受け、 ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＊ｈ（ｔ） で与えられる。
答を受け、 ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＊ｈ（ｔ） で与えられる。
直角位相変調（QPSK）伝送による受信信号ｙ（ｔ）
は、局部発振器105のcos（ωcｔ）の基準周波数に関す
る位相オフセットγを有する。望ましい実施例において
使用されるデータ速度では、位相オフセットγは、１個
の時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの期間中
は本質的に一定である。（アンテナはミキサ107及び111
に接続されて示されているが、更に高い周波数の無線信
号に対しては付加的な信号処理が必要となるであろう。
中間周波数の周波数低減変換が用いられるならば、局部
発振器105の出力周波数は異なるものとなる。） 従って、 ｙ（ｔ）＝ａ（ｔ）cos（ωC（ｔ）＋γ）＋ｂ（ｔ）si
n（ωC（ｔ）＋γ） …（２） が成立する。
は、局部発振器105のcos（ωcｔ）の基準周波数に関す
る位相オフセットγを有する。望ましい実施例において
使用されるデータ速度では、位相オフセットγは、１個
の時分割多重アクセス（TDMA）タイムスロットの期間中
は本質的に一定である。（アンテナはミキサ107及び111
に接続されて示されているが、更に高い周波数の無線信
号に対しては付加的な信号処理が必要となるであろう。
中間周波数の周波数低減変換が用いられるならば、局部
発振器105の出力周波数は異なるものとなる。） 従って、 ｙ（ｔ）＝ａ（ｔ）cos（ωC（ｔ）＋γ）＋ｂ（ｔ）si
n（ωC（ｔ）＋γ） …（２） が成立する。
ミキサ107及び111の出力はそれぞれローパスフィルタ
109及び113に供給され、次に波された信号は高速A/D
変換部114に印加される。中間周波アナログ信号のディ
ジタル表示は、信号処理部115及びデータ信号回復部117
へ順次に印加される。
109及び113に供給され、次に波された信号は高速A/D
変換部114に印加される。中間周波アナログ信号のディ
ジタル表示は、信号処理部115及びデータ信号回復部117
へ順次に印加される。
第３図は、無線チャネルに導入される位相誤差を補償
するために本発明を有利に使用することができる時分割
多重アクセス（TDMA）受信機の模式的ブロック構成図を
示す。第３図において、105は局部発振器、107,111はミ
キサ、109,113はローパスフィルタ、114はA/D変換部、1
15は信号処理部（復調器）、117はデータ信号回復部、3
09,311はA/D変換器、313,315は相関器、318は判定及び
タイミング機能部、320,322は振幅保持機能部、340は第
１の乗算器,344は第３の乗算器、348は第４の乗算手
段、352は第２の乗算手段、360,364は並列加算器、ｙ
（ｔ）は受信信号、LPI（ｔ）は（A/D変換器309の）出
力番号シーケンス（第１の中間データ信号）、LPQ
（ｔ）は（A/D変換器311の）出力番号シーケンス（第２
の中間データ信号）、CI（ｔ）は相関器313の出力（第
１の相関出力信号）CQ（ｔ）は相関器315の出力（第２
の相関出力信号）、HI（ｔ）は振幅保持機能部320の出
力（第１の保持振幅信号）、HQ（ｔ）は振幅保持機能部
322の出力（第２の保持振幅信号）、Ｋ（ｔ）は乗算器3
40の出力、Ｌ（ｔ）は乗算器344の出力、Ｍ（ｔ）は乗
算器348の出力、Ｎ（ｔ）は乗算器352の出力を示す。こ
こで第３図のブロック図に示される本発明の好ましい実
施例を参照すると、A/D変換部114は２個の通常の４ビッ
トA/D変換器309及び311によって実現されている。これ
らのA/D変換器309,311は、ビット間隔に当たり４個のサ
ンプルの速度で動作し、各々、波された直角位相の補
償されていないデータ信号の波形を表わす数字の列を生
成する。
するために本発明を有利に使用することができる時分割
多重アクセス（TDMA）受信機の模式的ブロック構成図を
示す。第３図において、105は局部発振器、107,111はミ
キサ、109,113はローパスフィルタ、114はA/D変換部、1
15は信号処理部（復調器）、117はデータ信号回復部、3
09,311はA/D変換器、313,315は相関器、318は判定及び
タイミング機能部、320,322は振幅保持機能部、340は第
１の乗算器,344は第３の乗算器、348は第４の乗算手
段、352は第２の乗算手段、360,364は並列加算器、ｙ
（ｔ）は受信信号、LPI（ｔ）は（A/D変換器309の）出
力番号シーケンス（第１の中間データ信号）、LPQ
（ｔ）は（A/D変換器311の）出力番号シーケンス（第２
の中間データ信号）、CI（ｔ）は相関器313の出力（第
１の相関出力信号）CQ（ｔ）は相関器315の出力（第２
の相関出力信号）、HI（ｔ）は振幅保持機能部320の出
力（第１の保持振幅信号）、HQ（ｔ）は振幅保持機能部
322の出力（第２の保持振幅信号）、Ｋ（ｔ）は乗算器3
40の出力、Ｌ（ｔ）は乗算器344の出力、Ｍ（ｔ）は乗
算器348の出力、Ｎ（ｔ）は乗算器352の出力を示す。こ
こで第３図のブロック図に示される本発明の好ましい実
施例を参照すると、A/D変換部114は２個の通常の４ビッ
トA/D変換器309及び311によって実現されている。これ
らのA/D変換器309,311は、ビット間隔に当たり４個のサ
ンプルの速度で動作し、各々、波された直角位相の補
償されていないデータ信号の波形を表わす数字の列を生
成する。
A/D変換器309の出力において、サンプリング速度にお
ける出力番号はシーケンスLPI（ｔ）に簡単化され、次
のように表わされる。即ち、 LPI（ｔ）＝（1/2）ａ（ｔ）cosγ＋（1/2）ｂ（ｔ）si
nγ …（３） そしてA/D変換器311の出力において、出力番号シーケ
ンスLPQ（ｔ）は次式によって表わされる。即ち、 LPQ（ｔ）＝−（1/2）ａ（ｔ）sinγ＋（1/2）ｂ（ｔ）
cosγ …（４） 本発明の好ましい実施例においては、各々のタイムス
ロットに対する捕捉同期シーケンスaT（ｔ）は、例えば
バーカー（Barker）シーケンスの内の１つのような、良
好な非周期的自己相関特性を有するものとして選択され
た既知の一連のデータビット列である。第１図の直角位
相変調（QPSK）送信機101は、タイムスロットの初めに
おいて、この受信機103に対して、 ｘ′（ｔ）＝aT（ｔ）cosωC（ｔ） …（５） を送信する。
ける出力番号はシーケンスLPI（ｔ）に簡単化され、次
のように表わされる。即ち、 LPI（ｔ）＝（1/2）ａ（ｔ）cosγ＋（1/2）ｂ（ｔ）si
nγ …（３） そしてA/D変換器311の出力において、出力番号シーケ
ンスLPQ（ｔ）は次式によって表わされる。即ち、 LPQ（ｔ）＝−（1/2）ａ（ｔ）sinγ＋（1/2）ｂ（ｔ）
cosγ …（４） 本発明の好ましい実施例においては、各々のタイムス
ロットに対する捕捉同期シーケンスaT（ｔ）は、例えば
バーカー（Barker）シーケンスの内の１つのような、良
好な非周期的自己相関特性を有するものとして選択され
た既知の一連のデータビット列である。第１図の直角位
相変調（QPSK）送信機101は、タイムスロットの初めに
おいて、この受信機103に対して、 ｘ′（ｔ）＝aT（ｔ）cosωC（ｔ） …（５） を送信する。
従って、本発明の１つの実施例においては、aT（ｔ）
は、直角位相信号の単一位相或いはベクトル上で送信さ
れる（ｂ（ｔ）は存在しない）。従って、受信され、処
理された出力番号シーケンスLPI′（ｔ）は（６）式に
等しく、またLPQ′（ｔ）は（７）式に等しい。従っ
て、この同期シーケンスの受信後は、未知の位相シフト
γが受信機103に対して与えられるということがわか
る。そこで解決すべき問題は、位相シフトγを抽出し、
これを補償することである。
は、直角位相信号の単一位相或いはベクトル上で送信さ
れる（ｂ（ｔ）は存在しない）。従って、受信され、処
理された出力番号シーケンスLPI′（ｔ）は（６）式に
等しく、またLPQ′（ｔ）は（７）式に等しい。従っ
て、この同期シーケンスの受信後は、未知の位相シフト
γが受信機103に対して与えられるということがわか
る。そこで解決すべき問題は、位相シフトγを抽出し、
これを補償することである。
LPI′（ｔ）＝（1/2）aT（ｔ）cosγ …（６） LPQ′（ｔ）＝−（1/2）aT（ｔ）sinγ …（７） 第３図に示す時分割多重アクセス（TDMA）受信機にお
いては、２個の相関器311及び315は、例えば、コロラド
州、コロラド スプリングス（Colrado Springs,Clorad
o）のInmos Corp.より入手可能なIMSA100 Cascadable S
ignal Processors（カスケード信号プロセッサ）のよう
なプログラム可能なディジタル出力相関器である。しか
しながら、相関機能は、判定とタイミング、振幅保持及
び代数的演算とともに、信号処理部115の機能を実行す
るカスタムディジタル信号プロセッサにおいて実行する
ことが望ましい。特定のタイムスロットを受信する本発
明の時分割多重アクセス（TDMA）受信機においては、そ
のタイムスロットを受信する前に、判定及びタイミング
機能部318が、タイムスロットの捕捉同期シーケンスaT
（ｔ）の規格化された局部的なレプリカによって相関器
313及び315を初期化する。本発明の範囲を限定すること
なく、捕捉同期シーケンスaT（ｔ）を入力するのに、ハ
ードワイヤ技術を含む、他の手段を使用することもでき
る。各相関器313,315は、それぞれの入力番号シーケン
スと局部的なレプリカとの相関を求め、A/D変換のサン
プリング速度と同一の速度で表われる一連の符号付きデ
ィジタル相関値の列を生成する。捕捉同期シーケンスの
受信中の発生する、相関器313,315の出力CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）は第４図に示す波形を有する。ここで第４図
は、第３図の時分割多重アクセス（TDMA）受信機におけ
る、相関検知信号と修正信号との関係を示すタイミング
図を示す。第４図に示すタイミング図は、相関器313の
出力CI（ｔ）、相関器315のCQ（ｔ）、振幅保持機能部3
20の出力HI（ｔ）、振幅保持機能部322の出力HQ（ｔ）
及び時分割多重アクセス（TDMA）メッセージの１つのタ
イムスロットとの関係を示す。相関器313及び315のこれ
らの出力は、振幅保持機能部320及び322に与えられ、ま
た該振幅保持機能部320の及び322における振幅のピーク
値を保持する動作を制御する判定及びタイミング機能部
318に供給される。
いては、２個の相関器311及び315は、例えば、コロラド
州、コロラド スプリングス（Colrado Springs,Clorad
o）のInmos Corp.より入手可能なIMSA100 Cascadable S
ignal Processors（カスケード信号プロセッサ）のよう
なプログラム可能なディジタル出力相関器である。しか
しながら、相関機能は、判定とタイミング、振幅保持及
び代数的演算とともに、信号処理部115の機能を実行す
るカスタムディジタル信号プロセッサにおいて実行する
ことが望ましい。特定のタイムスロットを受信する本発
明の時分割多重アクセス（TDMA）受信機においては、そ
のタイムスロットを受信する前に、判定及びタイミング
機能部318が、タイムスロットの捕捉同期シーケンスaT
（ｔ）の規格化された局部的なレプリカによって相関器
313及び315を初期化する。本発明の範囲を限定すること
なく、捕捉同期シーケンスaT（ｔ）を入力するのに、ハ
ードワイヤ技術を含む、他の手段を使用することもでき
る。各相関器313,315は、それぞれの入力番号シーケン
スと局部的なレプリカとの相関を求め、A/D変換のサン
プリング速度と同一の速度で表われる一連の符号付きデ
ィジタル相関値の列を生成する。捕捉同期シーケンスの
受信中の発生する、相関器313,315の出力CI（ｔ）及びC
Q（ｔ）は第４図に示す波形を有する。ここで第４図
は、第３図の時分割多重アクセス（TDMA）受信機におけ
る、相関検知信号と修正信号との関係を示すタイミング
図を示す。第４図に示すタイミング図は、相関器313の
出力CI（ｔ）、相関器315のCQ（ｔ）、振幅保持機能部3
20の出力HI（ｔ）、振幅保持機能部322の出力HQ（ｔ）
及び時分割多重アクセス（TDMA）メッセージの１つのタ
イムスロットとの関係を示す。相関器313及び315のこれ
らの出力は、振幅保持機能部320及び322に与えられ、ま
た該振幅保持機能部320の及び322における振幅のピーク
値を保持する動作を制御する判定及びタイミング機能部
318に供給される。
振幅保持機能部320及び322は、マイクロプロセッサと
その関連するメモリ（例えば、モトローラ社から入手可
能のMC68HC11マイクロプロセッサ）或いは、第５図Ａ及
び第５図Ｂに図示された処理を実行するためのカスタム
ディジタルシグナルプロセッサの一部分を使用して実現
できる。ここで第５図Ａ及び第５図Ｂは、本発明の望ま
しい実施例において第３図の時分割多重アクセス（TDM
A）受信機の相関、振幅保持、判定及びタイミング、及
び代数的機能を実現するために使用されている処理のフ
ローチャート図である。第５図Ａ及び第５図Ｂにおい
て、501,503,505,507,509,511,513,515,517,519,521,52
3は各々ステップを示す。
その関連するメモリ（例えば、モトローラ社から入手可
能のMC68HC11マイクロプロセッサ）或いは、第５図Ａ及
び第５図Ｂに図示された処理を実行するためのカスタム
ディジタルシグナルプロセッサの一部分を使用して実現
できる。ここで第５図Ａ及び第５図Ｂは、本発明の望ま
しい実施例において第３図の時分割多重アクセス（TDM
A）受信機の相関、振幅保持、判定及びタイミング、及
び代数的機能を実現するために使用されている処理のフ
ローチャート図である。第５図Ａ及び第５図Ｂにおい
て、501,503,505,507,509,511,513,515,517,519,521,52
3は各々ステップを示す。
相関器313の信号出力CI（ｔ）は第４図に示されてお
り、一般的には次のように表わされる。即ち、 ここにｒ（ｔ）は同期シーケンス、Ｔは相関器313の
各相関サイクルに対応するサンプリング周期の増分であ
る。設計によってｒ（ｔ）＝aT（ｔ）であり、また、LP
I′（ｔ）＝（1/2）aT（ｔ−Ｔ）cosγであるとき、サ
ンプリング周期の増分（Ｔ）によって所定の局部的な同
期シーケンスaT（ｔ）と入力信号LPI′（ｔ）とが相関
状態に並ぶとき、相関器313からの信号出力CI（ｔ）
は、正又は負の大きい値に到達する。従って、相関状態
においては、 が成立する。
り、一般的には次のように表わされる。即ち、 ここにｒ（ｔ）は同期シーケンス、Ｔは相関器313の
各相関サイクルに対応するサンプリング周期の増分であ
る。設計によってｒ（ｔ）＝aT（ｔ）であり、また、LP
I′（ｔ）＝（1/2）aT（ｔ−Ｔ）cosγであるとき、サ
ンプリング周期の増分（Ｔ）によって所定の局部的な同
期シーケンスaT（ｔ）と入力信号LPI′（ｔ）とが相関
状態に並ぶとき、相関器313からの信号出力CI（ｔ）
は、正又は負の大きい値に到達する。従って、相関状態
においては、 が成立する。
ここにＪは自己相関関数のピーク値である。
同様に、相関器315の信号出力CQ（ｔ）は第４図に示
されており、一般的に次のように表わされる。
されており、一般的に次のように表わされる。
LPQ′（ｔ）＝−（1/2）aT（ｔ−Ｔ）sinγのとき、
相関器315の出力CQ（ｔ）は、サンプリング周期の増分
（Ｔ）によって所定の局部的な捕捉同期シーケンスa
T（ｔ）と入力信号LPQ′（ｔ）とが相関状態に並ぶと
き、正又は負の大きい値に到達する。相関状態において
は、 が成立する。
相関器315の出力CQ（ｔ）は、サンプリング周期の増分
（Ｔ）によって所定の局部的な捕捉同期シーケンスa
T（ｔ）と入力信号LPQ′（ｔ）とが相関状態に並ぶと
き、正又は負の大きい値に到達する。相関状態において
は、 が成立する。
相関器の出力CI（ｔ）及びCQ（ｔ）は、相関の増分に
よって、それぞれ振幅保持機能部320及び322に、相関出
力の振幅及び符号を想定させる。相関器の出力CI（ｔ）
及びCQ（ｔ）は、相関状態において、最大振幅を達成し
ているので、この振幅がタイムスロットの残りの期間中
に保持される振幅となる。振幅保持機能部320及び322か
らの保持出力は、第４図に示す通り、 HI（ｔ）＝（1/2）Jcosγ …（12） 及び、 HQ（ｔ）＝−（1/2）Jsinγ …（13） で表わされる。
よって、それぞれ振幅保持機能部320及び322に、相関出
力の振幅及び符号を想定させる。相関器の出力CI（ｔ）
及びCQ（ｔ）は、相関状態において、最大振幅を達成し
ているので、この振幅がタイムスロットの残りの期間中
に保持される振幅となる。振幅保持機能部320及び322か
らの保持出力は、第４図に示す通り、 HI（ｔ）＝（1/2）Jcosγ …（12） 及び、 HQ（ｔ）＝−（1/2）Jsinγ …（13） で表わされる。
振幅保持機能部320及び322は、タイムスロット後に引
き続いて、判定及びタイミング機能部318によって、リ
セットされる。望ましい実施例においては、判定及びタ
イミング機能部318は、カスタムディジタルシグナルプ
ロセッサを用いて実現される。一方、通常のマイクロプ
ロセッサ（例えば、モトローラ社から入手可能なMC6802
0マイクロプロセッサ）とその関連するメモリ及びタイ
ミング分周器を使用することもできる。判定及びタイミ
ング機能部318は、復調されるべき望ましいタイムスロ
ットの前に、相関器313及び315に、所定の同期シーケン
スによって結合させることができる。TDMAフレームのタ
イミングは、タイムスロット捕捉を確認し、維持する通
常のフレーミングアルゴリズムを使用して、データ信号
回復部117によって決定される。相関器313及び315は、
各々蓄積された捕捉同期シーケンスを最後に受信された
32個のA/Dサンプルと相関させ、その各々の新しいサン
プルに対して、別の完全な相関を実行する。
き続いて、判定及びタイミング機能部318によって、リ
セットされる。望ましい実施例においては、判定及びタ
イミング機能部318は、カスタムディジタルシグナルプ
ロセッサを用いて実現される。一方、通常のマイクロプ
ロセッサ（例えば、モトローラ社から入手可能なMC6802
0マイクロプロセッサ）とその関連するメモリ及びタイ
ミング分周器を使用することもできる。判定及びタイミ
ング機能部318は、復調されるべき望ましいタイムスロ
ットの前に、相関器313及び315に、所定の同期シーケン
スによって結合させることができる。TDMAフレームのタ
イミングは、タイムスロット捕捉を確認し、維持する通
常のフレーミングアルゴリズムを使用して、データ信号
回復部117によって決定される。相関器313及び315は、
各々蓄積された捕捉同期シーケンスを最後に受信された
32個のA/Dサンプルと相関させ、その各々の新しいサン
プルに対して、別の完全な相関を実行する。
タイムスロットの残りの部分に対しては、信号出力HI
（ｔ）、即ち、振幅保持機能部320で保持された出力が
乗算器340（この望ましい実施例においてはカスタムデ
ィジタルシグナルプロセッサの部分であるが、通常の４
ビット乗算器でよい）に入力され、波されたデータLP
I（ｔ）に乗算されて、次のように定義する出力Ｋ
（ｔ）を生成する。即ち、 Ｋ（ｔ）＝［（1/2）Jcosγ］［（1/2）ａ（ｔ）cosγ
＋（1/2）ｂ（ｔ）sinγ］＝（1/4）Ja（ｔ）cos2γ＋
（1/4）Jb（ｔ）sinγcosγ …（14） 同様に振幅保持機能部320の出力HI（ｔ）は乗算器344
（同様の４ビット×４ビットの乗算器）に入力され、
波されたデータLPQ（ｔ）で乗算され、下記のように定
義される出力Ｌ（ｔ）を生成する。即ち、 Ｌ（ｔ）＝［（1/2）Jcosγ］［−（1/2）ａ（ｔ）sin
γ＋（1/2）ｂ（ｔ）cosγ］＝−（1/4）Ja（ｔ）sinγ
cosγ＋（1/4）Jb（ｔ）cos2γ …（15） 振幅保持機能部322の保持出力信号HQ（ｔ）は、乗算
器348に入力され、LPI（ｔ）と乗算されて、下記の出力
Ｍ（ｔ）を発生する。即ち、 Ｍ（ｔ）＝［−（1/2）Jsinγ］［（1/2）ａ（ｔ）cos
γ＋（1/2）ｂ（ｔ）sinγ］＝−（1/4）Ja（ｔ）cosγ
sinγ−（1/4）Jb（ｔ）sin2γ …（16） そして、振幅保持機能部322の出力HQ（ｔ）は、乗算
器352に入力され、LPQ（ｔ）と乗算されて、下記の出力
Ｎ（ｔ）を発生する。即ち、 Ｎ（ｔ）＝［−（1/2）Jsinγ］［−（1/2）ａ（ｔ）si
nγ＋（1/2）ｂ（ｔ）cosγ］＝（1/4）Ja（ｔ）sin2γ
−（1/4）Jb（ｔ）sinγcosγ …（17） 出力Ｋ（ｔ）及びＮ（ｔ）は通常の並列加算器360に
入力され、代数的にＫ（ｔ）＋Ｎ（ｔ）を演算される。
（sinγcosγ）の項は相殺され、２乗の項は加算されて
１となる。従って、並列加算器360の出力は下記の通り
となる。即ち、 （1/4）Ja（ｔ）＝Ｉチャネルデータ …（18） 出力Ｌ（ｔ）及びＭ（ｔ）は、通常の並列加算器364
に入力され、代数的にＬ（ｔ）−Ｍ（ｔ）が求められ
る。（sinγcosγ）の項は相殺され、２乗の項は加算さ
れて１となる。従って、並列加算器364の出力は下記の
通りとなる。即ち、 （1/4）Jb（ｔ）＝Ｑチャネルデータ …（19） 振幅保持機能部320及び322の保持信号出力HI及びH
Q（ｔ）が、無線チャネルの位相シフトに対して、必要
な補償を表わしている限り、ＩチャネルデータとＱチャ
ネルデータは回復される。所望のタイムスロットの持続
時間が、無線チャネルの位相変化の速度に比較して短い
時分割多重アクセス（TDMA）システムにおいては、信号
出力HI（ｔ）及びHQ（ｔ）、タイムスロットの時間間隔
の間の必要な補償を正確に表わすであろう。各タイムス
ロットの初めにおいて送信された捕捉信号の無線チャネ
ルにおいて導入された位相変化によって決定されるH
I（ｔ）及びHQ（ｔ）を各々のタイムスロットが得るこ
とは明らかである。
（ｔ）、即ち、振幅保持機能部320で保持された出力が
乗算器340（この望ましい実施例においてはカスタムデ
ィジタルシグナルプロセッサの部分であるが、通常の４
ビット乗算器でよい）に入力され、波されたデータLP
I（ｔ）に乗算されて、次のように定義する出力Ｋ
（ｔ）を生成する。即ち、 Ｋ（ｔ）＝［（1/2）Jcosγ］［（1/2）ａ（ｔ）cosγ
＋（1/2）ｂ（ｔ）sinγ］＝（1/4）Ja（ｔ）cos2γ＋
（1/4）Jb（ｔ）sinγcosγ …（14） 同様に振幅保持機能部320の出力HI（ｔ）は乗算器344
（同様の４ビット×４ビットの乗算器）に入力され、
波されたデータLPQ（ｔ）で乗算され、下記のように定
義される出力Ｌ（ｔ）を生成する。即ち、 Ｌ（ｔ）＝［（1/2）Jcosγ］［−（1/2）ａ（ｔ）sin
γ＋（1/2）ｂ（ｔ）cosγ］＝−（1/4）Ja（ｔ）sinγ
cosγ＋（1/4）Jb（ｔ）cos2γ …（15） 振幅保持機能部322の保持出力信号HQ（ｔ）は、乗算
器348に入力され、LPI（ｔ）と乗算されて、下記の出力
Ｍ（ｔ）を発生する。即ち、 Ｍ（ｔ）＝［−（1/2）Jsinγ］［（1/2）ａ（ｔ）cos
γ＋（1/2）ｂ（ｔ）sinγ］＝−（1/4）Ja（ｔ）cosγ
sinγ−（1/4）Jb（ｔ）sin2γ …（16） そして、振幅保持機能部322の出力HQ（ｔ）は、乗算
器352に入力され、LPQ（ｔ）と乗算されて、下記の出力
Ｎ（ｔ）を発生する。即ち、 Ｎ（ｔ）＝［−（1/2）Jsinγ］［−（1/2）ａ（ｔ）si
nγ＋（1/2）ｂ（ｔ）cosγ］＝（1/4）Ja（ｔ）sin2γ
−（1/4）Jb（ｔ）sinγcosγ …（17） 出力Ｋ（ｔ）及びＮ（ｔ）は通常の並列加算器360に
入力され、代数的にＫ（ｔ）＋Ｎ（ｔ）を演算される。
（sinγcosγ）の項は相殺され、２乗の項は加算されて
１となる。従って、並列加算器360の出力は下記の通り
となる。即ち、 （1/4）Ja（ｔ）＝Ｉチャネルデータ …（18） 出力Ｌ（ｔ）及びＭ（ｔ）は、通常の並列加算器364
に入力され、代数的にＬ（ｔ）−Ｍ（ｔ）が求められ
る。（sinγcosγ）の項は相殺され、２乗の項は加算さ
れて１となる。従って、並列加算器364の出力は下記の
通りとなる。即ち、 （1/4）Jb（ｔ）＝Ｑチャネルデータ …（19） 振幅保持機能部320及び322の保持信号出力HI及びH
Q（ｔ）が、無線チャネルの位相シフトに対して、必要
な補償を表わしている限り、ＩチャネルデータとＱチャ
ネルデータは回復される。所望のタイムスロットの持続
時間が、無線チャネルの位相変化の速度に比較して短い
時分割多重アクセス（TDMA）システムにおいては、信号
出力HI（ｔ）及びHQ（ｔ）、タイムスロットの時間間隔
の間の必要な補償を正確に表わすであろう。各タイムス
ロットの初めにおいて送信された捕捉信号の無線チャネ
ルにおいて導入された位相変化によって決定されるH
I（ｔ）及びHQ（ｔ）を各々のタイムスロットが得るこ
とは明らかである。
更に加えて、もしも２位相捕捉シーケスがＩ（または
Ｑ）の位相と異なる位相において送信されるとしても、
その位相角Ｚが既知である限り、補償可能である。相関
器313及び315からの出力は、それぞれLPI（ｔ）及びLPQ
（ｔ）の遅延した写し（コピー）であり、相関の発生と
乗算器へのデータの出現との間の一周期の時間によっ
て、下記に与えられる補償ベクトルCHI（ｔ）及びCH
Q（ｔ）の精密な計算を行なわせることができる。即
ち、 CHI（ｔ）＝（1/2）Jcos（γ−Ｚ） CHQ（ｔ）＝−（1/2）Jsin（γ−Ｚ） さて、第５図Ａ及び第５図Ｂを参照すると、相関器31
3及び315、振幅保持機能部320及び322、判定及びタイミ
ング機能部318、乗算器340、344、348及び352、ならび
に並列加算器360及び364による好ましい動作がフローチ
ャートの形式で示されている。望ましい実施例のこのよ
うな動作は、カスタムディジタルシグナルプロセッサの
制御プログラムにおいて実現されている。処理は、デー
タ信号回路117によって通常検出されるようにTDMAタイ
ムスロットの終りにおいて初期化される。初期化に当た
っては、最初に振幅保持機能部320及び322を零にリセッ
トし、相関器313及び315を同期シーケンスaT（ｔ）の局
部的な写し（コピー）によって再ロードする。
Ｑ）の位相と異なる位相において送信されるとしても、
その位相角Ｚが既知である限り、補償可能である。相関
器313及び315からの出力は、それぞれLPI（ｔ）及びLPQ
（ｔ）の遅延した写し（コピー）であり、相関の発生と
乗算器へのデータの出現との間の一周期の時間によっ
て、下記に与えられる補償ベクトルCHI（ｔ）及びCH
Q（ｔ）の精密な計算を行なわせることができる。即
ち、 CHI（ｔ）＝（1/2）Jcos（γ−Ｚ） CHQ（ｔ）＝−（1/2）Jsin（γ−Ｚ） さて、第５図Ａ及び第５図Ｂを参照すると、相関器31
3及び315、振幅保持機能部320及び322、判定及びタイミ
ング機能部318、乗算器340、344、348及び352、ならび
に並列加算器360及び364による好ましい動作がフローチ
ャートの形式で示されている。望ましい実施例のこのよ
うな動作は、カスタムディジタルシグナルプロセッサの
制御プログラムにおいて実現されている。処理は、デー
タ信号回路117によって通常検出されるようにTDMAタイ
ムスロットの終りにおいて初期化される。初期化に当た
っては、最初に振幅保持機能部320及び322を零にリセッ
トし、相関器313及び315を同期シーケンスaT（ｔ）の局
部的な写し（コピー）によって再ロードする。
割込みによって、この処理はステップ501において、A
/D変換器309及び311の出力をサンプリングする。アナロ
グ−ディジタル変換及びLPI（ｔ）とLPQ（ｔ）のサンプ
リングによって、１サンプリング間隔の間のディジタル
表現の数値的な精度によって制限される、時間的に変動
する信号の精密さの限界を表す粗さ（granularizatio
n）が導入されるということに注意しなければならな
い。信号の処理をディジタルシグナルプロセッサ（また
は他の一般的プロセッサ）において実行するとき、時間
領域信号を、特別の精度を有するｉ番目のサンプル信号
として表わすことは普通に行なわれている。望ましい実
施例においては、各サンプルは８ビットのバイトによっ
て表わされ、次の通りである。
/D変換器309及び311の出力をサンプリングする。アナロ
グ−ディジタル変換及びLPI（ｔ）とLPQ（ｔ）のサンプ
リングによって、１サンプリング間隔の間のディジタル
表現の数値的な精度によって制限される、時間的に変動
する信号の精密さの限界を表す粗さ（granularizatio
n）が導入されるということに注意しなければならな
い。信号の処理をディジタルシグナルプロセッサ（また
は他の一般的プロセッサ）において実行するとき、時間
領域信号を、特別の精度を有するｉ番目のサンプル信号
として表わすことは普通に行なわれている。望ましい実
施例においては、各サンプルは８ビットのバイトによっ
て表わされ、次の通りである。
LPI（ｔ）LPI（ｉ） LPQ（ｔ）LPQ（ｉ） CI（ｔ）CI（ｉ） CQ（ｔ）CQ（ｉ） HI（ｔ）HI（ｉ） HQ（ｔ）HQ（ｉ） Ｋ（ｔ）Ｋ（ｉ） ;RI Ｌ（ｔ）Ｌ（ｉ） Ｍ（ｔ）Ｍ（ｉ） Ｎ（ｔ）Ｎ（ｉ） aT（ｔ）Ref（ｉ） 第６図は第５図Ａの相関関数において使用されるレジ
スタマップである。第６図において、LPIR,LPQRはレジ
スタ番号、REFRは基準レジスタ番号を示す。LPI（ｉ）,
LPQ（ｉ）,REF（ｉ）はｉ番目のサンプル（内容）を示
す。各サンプルLPI（ｉ）及びLPQ（ｉ）は、８ビットの
バイトとして、第６図に示すようにレジスタに貯えられ
る。各新しいサンプルが採取されると、レジスタ内の最
も古いサンプルがシフトアウトされて消失する。再度第
５図Ａ及び第５図Ｂを参照すると、最も古いサンプル
は、ステップ503において各データレジスタからシフト
アウトされ、ステップ505において、他のサンプルが１
バイト分シフトされ、ステップ507において、LPI（ｉ）
及びLPQ（ｉ）の最も新しいサンプルがシフトインされ
る。これがＴ（サンプリング周期の増分）における有効
な変化である。相関器313及び315の出力CI（ｔ）及びCQ
（ｉ）は、ステップ511において相関関数の計算が実行
される以前に、ステップ509において零にセットされ
る。ディジタルシグナルプロセッサにおいて実行される
計算は、例えばIMSA100のようなカスケード型シグナル
プロセッサのような個別の相関器において実行される計
算と等価である。相関関数を求める各々の計算は、ｊ番
目のレジスタの内容に、これに対応するｊ番目の基準レ
ジスタの内容を乗算し、ｊ＝１からｊ＝ｐまでの積の集
計を行なうことである。先に説明したように、CI（ｉ）
と及びCQ（ｉ）のピーク出力は相関関係にあるとき発生
する。
スタマップである。第６図において、LPIR,LPQRはレジ
スタ番号、REFRは基準レジスタ番号を示す。LPI（ｉ）,
LPQ（ｉ）,REF（ｉ）はｉ番目のサンプル（内容）を示
す。各サンプルLPI（ｉ）及びLPQ（ｉ）は、８ビットの
バイトとして、第６図に示すようにレジスタに貯えられ
る。各新しいサンプルが採取されると、レジスタ内の最
も古いサンプルがシフトアウトされて消失する。再度第
５図Ａ及び第５図Ｂを参照すると、最も古いサンプル
は、ステップ503において各データレジスタからシフト
アウトされ、ステップ505において、他のサンプルが１
バイト分シフトされ、ステップ507において、LPI（ｉ）
及びLPQ（ｉ）の最も新しいサンプルがシフトインされ
る。これがＴ（サンプリング周期の増分）における有効
な変化である。相関器313及び315の出力CI（ｔ）及びCQ
（ｉ）は、ステップ511において相関関数の計算が実行
される以前に、ステップ509において零にセットされ
る。ディジタルシグナルプロセッサにおいて実行される
計算は、例えばIMSA100のようなカスケード型シグナル
プロセッサのような個別の相関器において実行される計
算と等価である。相関関数を求める各々の計算は、ｊ番
目のレジスタの内容に、これに対応するｊ番目の基準レ
ジスタの内容を乗算し、ｊ＝１からｊ＝ｐまでの積の集
計を行なうことである。先に説明したように、CI（ｉ）
と及びCQ（ｉ）のピーク出力は相関関係にあるとき発生
する。
振幅保持処理は、ステップ513においてCI（ｉ）の振
幅を保持された振幅HI（ｉ）と比較し、ステップ513の
テストがYESであれば、ステップ515においてHI（ｉ）を
CI（ｉ）の現在のｉ番目の値に振幅及び符号の両方の点
で等しいと置くことによって実現される。CQ（ｉ）の振
幅がHQ（ｉ）の振幅を越えているかどうかの同様のテス
トはステップ517において実行され、もしも、｜C
Q（ｉ）｜が｜HQ（ｉ）｜よりも大きければ、ステップ5
19においてHQ（ｉ）はCQ（ｉ）の現在のｉ番目の値に等
しくされる。
幅を保持された振幅HI（ｉ）と比較し、ステップ513の
テストがYESであれば、ステップ515においてHI（ｉ）を
CI（ｉ）の現在のｉ番目の値に振幅及び符号の両方の点
で等しいと置くことによって実現される。CQ（ｉ）の振
幅がHQ（ｉ）の振幅を越えているかどうかの同様のテス
トはステップ517において実行され、もしも、｜C
Q（ｉ）｜が｜HQ（ｉ）｜よりも大きければ、ステップ5
19においてHQ（ｉ）はCQ（ｉ）の現在のｉ番目の値に等
しくされる。
ＩデータとＱデータは、位相誤差（シフト）γなし
で、Ｉデータに対してステップ521及びＱデータに対し
てステップ523における代数的計算によって回復され
る。そして処理は次の割込みを待つ。
で、Ｉデータに対してステップ521及びＱデータに対し
てステップ523における代数的計算によって回復され
る。そして処理は次の割込みを待つ。
総括すると、本発明のディジタル無線受信機及び該デ
ィジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復調
方法によれば、無線システムにおいて、直角位相変調
（QPSK）及び他の多相変調信号に対する位相基準を高速
に捕捉する手段が開示され記載された。捕捉シーケンス
は、多位相信号の内の１つの位相上で送信され、無線チ
ャネルによって導入される好ましくないランダム位相変
動を受けた後に、受信機によって受信される。受信機に
おいては、受信信号は直角位相信号（或いは適当な位相
角のＮ相位信号）に分離され、直角位相入力信号と同期
シーケンスの所定のレプリカとの間の最良の相関関係に
関係する出力信号を発生する同期相関器に印加される。
この出力信号は、時分割多重アクセス（TDMA）の１タイ
ムスロットの期間保持され、受信信号及びその直角位相
信号と乗算されて、修正されたＩ及びＱチャネルデータ
を得ることができる。
ィジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復調
方法によれば、無線システムにおいて、直角位相変調
（QPSK）及び他の多相変調信号に対する位相基準を高速
に捕捉する手段が開示され記載された。捕捉シーケンス
は、多位相信号の内の１つの位相上で送信され、無線チ
ャネルによって導入される好ましくないランダム位相変
動を受けた後に、受信機によって受信される。受信機に
おいては、受信信号は直角位相信号（或いは適当な位相
角のＮ相位信号）に分離され、直角位相入力信号と同期
シーケンスの所定のレプリカとの間の最良の相関関係に
関係する出力信号を発生する同期相関器に印加される。
この出力信号は、時分割多重アクセス（TDMA）の１タイ
ムスロットの期間保持され、受信信号及びその直角位相
信号と乗算されて、修正されたＩ及びＱチャネルデータ
を得ることができる。
第１図は、直角位相ディジタル送信及び受信を行なうデ
ータ伝送システムの模式的ブロック図、 第２図Ａ及び第２図Ｂは、直角位相変調（QPSK）信号を
受信する時分割多重アクセス（TDMA）受信機の模式的ブ
ロック構成図、 第３図は、無線チャネルに導入される位相誤差を補償す
るために本発明を有利に使用することができる時分割多
重アクセス（TDMA）受信機の模式的ブロック構成図、 第４図は、第３図の時分割多重アクセス（TDMA）受信機
における、相関検知信号と修正信号との関係を示すタイ
ミング図、 第５図Ａ及び第５図Ｂは、本発明の望ましい実施例にお
いて第３図の時分割多重アクセス（TDMA）受信機の相
関、振幅保持、判定及びタイミング、及び代数的機能を
実現するために使用されている処理のフローチャート
図、 第６図は第５図Ａの相関関数において使用されるレジス
タマップである。 101…直角位相変調（QPSK）送信機 103…受信機 105…局部発振器 107,111…ミキサ 109,113…ローパスフィルタ 114…A/D変換部 115…信号処理部（復調器） 117…データ信号回復部 209,211…A/D変換器 213…同相（Ｉ）相関器 215…直角位相（Ｑ）相関器 217,219…信号バッファ 221…TDMA同期メモリ 223,225…２乗器 227…加算器 229…タイムスロット検出器 231…タイミング制御器 233…アンドゲート 234…ベースバント同期判定帰還等化器 235…順方向リニアトランスバーサルフィルタ 237…帰還用リニアトランスバーサルフィルタ 238…量子化回路 239…2:1マルチプレクサ 309,311…A/D変換器 313,315…相関器 318…判定及びタイミング機能部 320,322…振幅保持機能部 340…第１の乗算器 344…第３の乗算器 348…第４の乗算手段 352…第２の乗算手段 360,364…並列加算器 ｘ（ｔ）,x（ｔ）′…送信信号 ｈ（ｔ）…無線チャネル ｙ（ｔ）…受信信号 Ｉ…同相 Ｑ…直角位相 ωC…キャリア周波数 CI（ｔ）…相関器313の出力（第１の相関出力信号） CQ（ｔ）…相関器315の出力（第２の相関出力信号） HI（ｔ）…振幅保持機能部320の出力（第１の保持振幅
信号） HQ（ｔ）…振幅保持機能部322の出力（第２の保持振幅
信号） γ…位相誤差（シフト）（位相オフセット） aT（ｔ）…捕捉同期シーケンス LPI（ｔ）,LPI′（ｔ）…（A/D変換器309）出力番号シ
ーケンス（第１の中間データ信号） LPQ（ｔ）,LPQ′（ｔ）…（A/D変換器311）出力番号シ
ーケンス（第２の中間データ信号） Ｌ（ｔ）…乗算器344の出力 Ｎ（ｔ）…乗算器352の出力 Ｋ（ｔ）…乗算器340の出力 Ｍ（ｔ）…乗算器348の出力 Ｊ…自己相関関数のピーク値 Ｔ…サンプリング周期の増分 ｒ（ｔ）…同期シーケンス LPI（ｉ）,LPQ（ｉ）,REF（ｉ）…ｉ番目のサンプル
（内容） LPIR,LPQR…レジスタ番号 REFR…基準レジスタ番号 501,503,505,507,509,511,513,515,517,519,521,523…
ステップ
ータ伝送システムの模式的ブロック図、 第２図Ａ及び第２図Ｂは、直角位相変調（QPSK）信号を
受信する時分割多重アクセス（TDMA）受信機の模式的ブ
ロック構成図、 第３図は、無線チャネルに導入される位相誤差を補償す
るために本発明を有利に使用することができる時分割多
重アクセス（TDMA）受信機の模式的ブロック構成図、 第４図は、第３図の時分割多重アクセス（TDMA）受信機
における、相関検知信号と修正信号との関係を示すタイ
ミング図、 第５図Ａ及び第５図Ｂは、本発明の望ましい実施例にお
いて第３図の時分割多重アクセス（TDMA）受信機の相
関、振幅保持、判定及びタイミング、及び代数的機能を
実現するために使用されている処理のフローチャート
図、 第６図は第５図Ａの相関関数において使用されるレジス
タマップである。 101…直角位相変調（QPSK）送信機 103…受信機 105…局部発振器 107,111…ミキサ 109,113…ローパスフィルタ 114…A/D変換部 115…信号処理部（復調器） 117…データ信号回復部 209,211…A/D変換器 213…同相（Ｉ）相関器 215…直角位相（Ｑ）相関器 217,219…信号バッファ 221…TDMA同期メモリ 223,225…２乗器 227…加算器 229…タイムスロット検出器 231…タイミング制御器 233…アンドゲート 234…ベースバント同期判定帰還等化器 235…順方向リニアトランスバーサルフィルタ 237…帰還用リニアトランスバーサルフィルタ 238…量子化回路 239…2:1マルチプレクサ 309,311…A/D変換器 313,315…相関器 318…判定及びタイミング機能部 320,322…振幅保持機能部 340…第１の乗算器 344…第３の乗算器 348…第４の乗算手段 352…第２の乗算手段 360,364…並列加算器 ｘ（ｔ）,x（ｔ）′…送信信号 ｈ（ｔ）…無線チャネル ｙ（ｔ）…受信信号 Ｉ…同相 Ｑ…直角位相 ωC…キャリア周波数 CI（ｔ）…相関器313の出力（第１の相関出力信号） CQ（ｔ）…相関器315の出力（第２の相関出力信号） HI（ｔ）…振幅保持機能部320の出力（第１の保持振幅
信号） HQ（ｔ）…振幅保持機能部322の出力（第２の保持振幅
信号） γ…位相誤差（シフト）（位相オフセット） aT（ｔ）…捕捉同期シーケンス LPI（ｔ）,LPI′（ｔ）…（A/D変換器309）出力番号シ
ーケンス（第１の中間データ信号） LPQ（ｔ）,LPQ′（ｔ）…（A/D変換器311）出力番号シ
ーケンス（第２の中間データ信号） Ｌ（ｔ）…乗算器344の出力 Ｎ（ｔ）…乗算器352の出力 Ｋ（ｔ）…乗算器340の出力 Ｍ（ｔ）…乗算器348の出力 Ｊ…自己相関関数のピーク値 Ｔ…サンプリング周期の増分 ｒ（ｔ）…同期シーケンス LPI（ｉ）,LPQ（ｉ）,REF（ｉ）…ｉ番目のサンプル
（内容） LPIR,LPQR…レジスタ番号 REFR…基準レジスタ番号 501,503,505,507,509,511,513,515,517,519,521,523…
ステップ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/18 H04B 7/005 - 7/01 H04L 27/00 - 27/22
Claims (3)
- 【請求項１】所定の同期信号に対して指定された多相変
調データ信号の第１の部分と、メツセージに対して指定
された前記多相変調データ信号の第２の部分とを有する
時分割多相変調データ信号を復調するディジタル無線受
信機において、 前記時分割多相変調データ信号を復調する期間中に一定
の直角位相を有する基準信号発生器を含み、前記多相変
調データ信号を、各々前記所定の同期信号に対して指定
された第１の部分及び前記メツセージに対して指定され
た第２の部分を含む、第１及び第２の中間データ信号に
分離する手段と、 前記第１及び第２の中間データ信号から前記所定の同期
信号を検出する手段と、及び、 前記検出する手段に応答して、前記基準信号発生器の出
力と前記多相変調データ信号との間の位相差を計算し、
前記計算された位相差を前記第１及び第２の中間データ
信号から除去する手段とから構成されるディジタル無線
受信機。 - 【請求項２】時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変調
（QPSK）データ信号タイムスロットを受信するディジタ
ル無線受信機における復調器において、 前記直角位相変調（QPSK）データ信号タイムスロット
は、所定の同期信号に対して指定された前記直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットの第１の部分と、
メッセージに対して指定された前記直角位相変調（QPS
K）データ信号タイムスロットの第２の部分とを有し、 前記ディジタル無線受信機は前記直角位相変調（QPSK）
データ信号タイムスロットを直角位相の第１及び第２の
中間データ信号に分離する基準信号を有し、前記第１及
び第２の中間データ信号はそれぞれ前記所定の同期信号
に対して指定された第１の部分と前記メッセージに対し
て指定された第２の部分とを含み、 前記ディジタル無線受信機における復調器は、 前記第１の中間データ信号からの前記所定の同期信号と
所定の局部同期信号との相関をとり、第１の相関出力信
号を発生する第１の手段と、 前記所定の第２の中間データ信号からの前記所定の同期
信号と前記所定の局部同期信号との相関をとり、第２の
相関出力信号を発生する第２の手段と、 前記第１の相関出力信号のピーク振幅値を１つの時分割
多重アクセス（TDMA）タイムスロットの期間中保持し、
第１の保持振幅信号を発生する手段と、 前記第２の相関出力信号のピーク振幅値を１つの時分割
多重アクセス（TDMA）タイムスロットの期間中保持し、
第２の保持振幅信号を発生する手段と、 前記第１の保持振幅信号に前記第１の中間データ信号を
乗算する第１の乗算手段と、 前記第２の保持振幅信号に前記第２の中間データ信号を
乗算する第２の乗算手段と、 前記第１の乗算手段の出力を前記第２の乗算手段の出力
と加算する手段と、 前記第１の保持振幅信号に前記第２の中間データ信号を
乗算する第３の乗算手段と、 前記第２の保持振幅信号に前記第１の中間データ信号を
乗算する第４の乗算手段と、及び、 前記第３の乗算手段からの出力と前記第４の乗算手段か
らの出力との差を加算する手段とから構成されたディジ
タル無線受信機における復調器。 - 【請求項３】時分割多重アクセス（TDMA）直角位相変調
（QPSK）データ信号タイムスロットを受信するディジタ
ル無線受信機における復調器の復調方法において、 前記直角位相変調（QPSK）データ信号タイムスロット
は、所定の同期信号に対して指定された前記直角位相変
調（QPSK）データ信号タイムスロットの第１の部分と、
メッージに対して指定された前記直角位相変調（QPSK）
データ信号タイムロットの第２の部分とを有し、 前記ディジタル無線受信機は前記直角位相変調（QPSK）
データ信号タイムスロットを直角位相の第１及び第２の
中間データ信号に分離する基準信号を有し、前記第１及
び第２の中間データ信号はそれぞれ所定の同期信号に対
して指定された第１の部分と前記メッセージに対して指
定された第２の部分とを含み、 前記ディジタル無線受信機における復調器の復調方法
は、 前記第１の中間データ信号からの前記所定の同期信号と
所定の局部同期信号との相関をとり、第１の相関出力信
号を発生する工程と、 前記第２の中間データ信号からの前記所定の同期信号と
所定の局部同期信号との相関をとり、第２の相関出力信
号を発生する工程と、 前記第１の相関出力信号のピーク振幅値を１つの時分割
多重アクセス（TDMA）タイムスロットの期間中保持し、
第１の保持振幅信号を発生する工程と、 前記第２の相関出力信号のピーク振幅値を１つの時分割
多重アクセス（TDMA）タイムスロットの期間中保持し、
第２の保持振幅信号を発生する工程と、 前記第１の保持振幅信号に前記第１の中間データ信号を
乗算する工程と、 前記第２の保持振幅信号に前記第２の中間データ信号を
乗算する工程と、 前記第１の保持振幅信号と前記第１の中間データ信号と
の積と、前記第２の保持振幅信号と前記第２の中間デー
タ信号との積とを加算する工程と、 前記第１の保持振幅信号に前記第２の中間データ信号を
乗算する工程と、 前記第２の保持振幅信号に前記第１の中間データ信号を
乗算する工程と、及び、 前記第１の保持振幅信号と前記第２の中間データ信号と
の積と、前記第２の保持振幅信号と前記第１の中間デー
タ信号との積との差を加算する工程とから構成されたデ
ィジタル無線受信機における復調器の復調方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US128,975 | 1987-12-04 | ||
| US07/128,975 US4847869A (en) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | Rapid reference acquisition and phase error compensation for radio transmission of data |
Publications (2)
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| JPH022725A JPH022725A (ja) | 1990-01-08 |
| JP2904493B2 true JP2904493B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=22437884
Family Applications (1)
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| JP63305901A Expired - Fee Related JP2904493B2 (ja) | 1987-12-04 | 1988-12-02 | データの無線伝送において迅速な基準の補捉および位相誤差補償を行なう装置および方法 |
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| Country | Link |
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| US (1) | US4847869A (ja) |
| EP (1) | EP0318684B1 (ja) |
| JP (1) | JP2904493B2 (ja) |
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| CA (1) | CA1295755C (ja) |
| DE (1) | DE3851208T2 (ja) |
| ES (1) | ES2058207T3 (ja) |
| FI (1) | FI95524C (ja) |
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1988
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