JPH10173716A - 位相検出器 - Google Patents
位相検出器Info
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- JPH10173716A JPH10173716A JP8328377A JP32837796A JPH10173716A JP H10173716 A JPH10173716 A JP H10173716A JP 8328377 A JP8328377 A JP 8328377A JP 32837796 A JP32837796 A JP 32837796A JP H10173716 A JPH10173716 A JP H10173716A
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- Japan
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- Measuring Phase Differences (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ディジタル無線受信器の位相検出において、周
波数選択性フェージングの影響を軽減して安定かつ高精
度の位相出力を得る。 【解決手段】伝搬路係数推定器、既知シンボル系列メモ
リ、模擬伝搬路フィルタ、位相比較器を設け、伝搬路係
数推定器で得られる推定係数で特性が定められる模擬伝
搬路フィルタに既知シンボル系列を入力し、該模擬伝搬
路フィルタの出力と受信信号との位相比較を行う。この
結果、周波数選択性フェージングの影響を軽減して位相
を検出でき、移動体無線による高速データ伝送受信機の
搬送波再生を可能にする。
波数選択性フェージングの影響を軽減して安定かつ高精
度の位相出力を得る。 【解決手段】伝搬路係数推定器、既知シンボル系列メモ
リ、模擬伝搬路フィルタ、位相比較器を設け、伝搬路係
数推定器で得られる推定係数で特性が定められる模擬伝
搬路フィルタに既知シンボル系列を入力し、該模擬伝搬
路フィルタの出力と受信信号との位相比較を行う。この
結果、周波数選択性フェージングの影響を軽減して位相
を検出でき、移動体無線による高速データ伝送受信機の
搬送波再生を可能にする。
Description
【０００１】
【発明の属する利用分野】本発明は、ディジタル無線受
信機の搬送波同期回路に関り、高速でデータ伝送を行う
移動体無線通信で用いる位相検出器に関る。
信機の搬送波同期回路に関り、高速でデータ伝送を行う
移動体無線通信で用いる位相検出器に関る。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話等に代表される近年の移動体無
線に顕著に見られるように、データ伝送の多様化により
無線変調方式の主流は従来のアナログ変調からディジタ
ル変調に急速に移行しつつある。ディジタル変調方式の
ほとんどは搬送波の振幅だけではなくその位相に情報を
のせているため、基準搬送波の周波数および位相の制御
には高い精度が要求される。このことを以下に説明す
る。図4はディジタル無線伝送のモデルの一例を示した
ものである。11は符号化器、12はシンボルマッピング
器、13は低域通過フィルタ、15は周波数混合器、17は搬
送波、18は伝搬路、16は受信端、19は雑音加算器、20は
基準搬送波、21はシンボル判定器、22は復号器、5は位
相検出部を表わす。1は送信機、2は受信機で、図4のそ
れぞれの枠内に前述の要素が入って構成されている。伝
送の対象である画像や音声などの情報は符号化器11で
‘０’と‘１’で構成されるビット系列に符号化し、シ
ンボルマッピング器12で変調方式によって定められた信
号点系列(シンボル系列)に変換する。このシンボル系列
は低域通過フィルタ13で波形整形を行った後に、周波数
混合器15で搬送波を乗じて無線伝送が可能な周波数に変
調して送信する。送信された信号は伝搬路18で表わした
経路を通り受信機2の受信端16に到達する。この到達し
た信号には雑音成分が含まれるが、この雑音成分は主に
受信端16で生じる成分が支配的であり Ｎ(ｔ)のように
表わすことができる。従って受信機2においては、受信
信号4と雑音成分Ｎ(ｔ)が雑音加算器19で合成された信
号に基準搬送波20を乗じて、低域通過フィルタ13を通過
させ信号成分を抽出することになる。この信号からシン
ボル判定器21がシンボル判定を行い、得られたシンボル
系列から復合器22でビット系列を求めて伝送情報を再生
する。以下、QPSK変調を例にとる。送信機1において、
伝送しようとするビット情報に応じて図5に示すように
配置される４つの信号点A、B、C、Dから選択されたシン
ボル系列が図4の送信信号3として順次送信される。一例
として、図5のA→B→C→D→…の順序で送信されるとす
る。これを受信して同期検波した後の信号は一般に図6
に示したa→b→c→d→…のように送信シンボル系列とは
位相がq i ( i =1,2,3,4, …)だけ異なった信号とな
る。これは主に送信側の搬送波17と受信側の基準搬送波
20の周波数の差に起因する位相差であり、このような信
号で正しく復号を行うためには、この位相差を補償する
必要が生じる。すなわち、受信側の基準搬送波20の周波
数を送信側の搬送波17の周波数と一致させることが必須
であり、このためには、受信信号4から搬送波位相を検
出する技術が必要となる。
線に顕著に見られるように、データ伝送の多様化により
無線変調方式の主流は従来のアナログ変調からディジタ
ル変調に急速に移行しつつある。ディジタル変調方式の
ほとんどは搬送波の振幅だけではなくその位相に情報を
のせているため、基準搬送波の周波数および位相の制御
には高い精度が要求される。このことを以下に説明す
る。図4はディジタル無線伝送のモデルの一例を示した
ものである。11は符号化器、12はシンボルマッピング
器、13は低域通過フィルタ、15は周波数混合器、17は搬
送波、18は伝搬路、16は受信端、19は雑音加算器、20は
基準搬送波、21はシンボル判定器、22は復号器、5は位
相検出部を表わす。1は送信機、2は受信機で、図4のそ
れぞれの枠内に前述の要素が入って構成されている。伝
送の対象である画像や音声などの情報は符号化器11で
‘０’と‘１’で構成されるビット系列に符号化し、シ
ンボルマッピング器12で変調方式によって定められた信
号点系列(シンボル系列)に変換する。このシンボル系列
は低域通過フィルタ13で波形整形を行った後に、周波数
混合器15で搬送波を乗じて無線伝送が可能な周波数に変
調して送信する。送信された信号は伝搬路18で表わした
経路を通り受信機2の受信端16に到達する。この到達し
た信号には雑音成分が含まれるが、この雑音成分は主に
受信端16で生じる成分が支配的であり Ｎ(ｔ)のように
表わすことができる。従って受信機2においては、受信
信号4と雑音成分Ｎ(ｔ)が雑音加算器19で合成された信
号に基準搬送波20を乗じて、低域通過フィルタ13を通過
させ信号成分を抽出することになる。この信号からシン
ボル判定器21がシンボル判定を行い、得られたシンボル
系列から復合器22でビット系列を求めて伝送情報を再生
する。以下、QPSK変調を例にとる。送信機1において、
伝送しようとするビット情報に応じて図5に示すように
配置される４つの信号点A、B、C、Dから選択されたシン
ボル系列が図4の送信信号3として順次送信される。一例
として、図5のA→B→C→D→…の順序で送信されるとす
る。これを受信して同期検波した後の信号は一般に図6
に示したa→b→c→d→…のように送信シンボル系列とは
位相がq i ( i =1,2,3,4, …)だけ異なった信号とな
る。これは主に送信側の搬送波17と受信側の基準搬送波
20の周波数の差に起因する位相差であり、このような信
号で正しく復号を行うためには、この位相差を補償する
必要が生じる。すなわち、受信側の基準搬送波20の周波
数を送信側の搬送波17の周波数と一致させることが必須
であり、このためには、受信信号4から搬送波位相を検
出する技術が必要となる。
【０００３】一方、ディジタル無線機では一般的に図7
で示すようなフレーム構成がとられる。伝送しようとす
る情報に対応する情報シンボル系列25の前後にそれぞれ
プリアンブル33-1、ポストアンブル33-2と呼ばれる既知
シンボル系列33が配置され、1フレーム27が構成され
る。この既知シンボル系列33は通信制御や復調に必要な
各種同期の確立に用いられる。搬送波位相検出もこの既
知シンボル系列33を利用して行われる。図8は図4位相検
出部5の一例を示したもので、図9は、位相比較器34の具
体的な処理を示した一例である。図8において、31は同
期検波器、32はサンプリング器、34は位相比較器で、受
信信号4は同期検波器31でアナログ出力され、同相及び
直交成分がサンプリング器32でそれぞれサンプリングさ
れ、既知シンボル系列33との間で、位相比較器34で位相
比較する。位相比較器34では図9のように、共役複素演
算器35では共役復素演算を行い、複素乗算器35で複素乗
算を行い、位相注抽出器37で位相比較を行うことにより
位相の検出を行う。図9において、既知シンボル系列33
は図6に示したＡ→B→C→D→・・・に対応し、受信シン
ボル系列40は図6に示したａ→ｂ→ｃ→ｄ→・・・に対
応する。
で示すようなフレーム構成がとられる。伝送しようとす
る情報に対応する情報シンボル系列25の前後にそれぞれ
プリアンブル33-1、ポストアンブル33-2と呼ばれる既知
シンボル系列33が配置され、1フレーム27が構成され
る。この既知シンボル系列33は通信制御や復調に必要な
各種同期の確立に用いられる。搬送波位相検出もこの既
知シンボル系列33を利用して行われる。図8は図4位相検
出部5の一例を示したもので、図9は、位相比較器34の具
体的な処理を示した一例である。図8において、31は同
期検波器、32はサンプリング器、34は位相比較器で、受
信信号4は同期検波器31でアナログ出力され、同相及び
直交成分がサンプリング器32でそれぞれサンプリングさ
れ、既知シンボル系列33との間で、位相比較器34で位相
比較する。位相比較器34では図9のように、共役複素演
算器35では共役復素演算を行い、複素乗算器35で複素乗
算を行い、位相注抽出器37で位相比較を行うことにより
位相の検出を行う。図9において、既知シンボル系列33
は図6に示したＡ→B→C→D→・・・に対応し、受信シン
ボル系列40は図6に示したａ→ｂ→ｃ→ｄ→・・・に対
応する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前述の位相検出方法を
周波数選択性フェージング環境下での高速ディジタル無
線通信に適用しようとすると、符号間干渉のために障害
が生じる。これは、異なる伝搬経路長を持つ複数の到来
波が同時に受信端16に到達し、その到達時間差がシンボ
ルの伝送時間間隔(シンボル間隔)を超えるような場合、
受信信号4は相前後する複数のシンボル系列が互いに干
渉するものになるためである。このような性質を有する
伝搬路は図10のようにモデル化できることが知られてい
る。図10の41から45は伝搬路係数と呼ぶ複素係数hiを乗
じる複素乗算器、46から49はシンボル間隔に等しい遅延
時間を有するシンボル遅延器、50は複素加算器を表わ
す。図10で明らかなように、n番めの受信シンボルは、
n番めとそれ以前の送信シンボルが重ね合ったものとな
り、単純に既知シンボル系列33と受信シンボル系列40間
の位相を比較すると、符号間干渉による誤差が生じるた
め位相検出精度が低下するという問題があった。
周波数選択性フェージング環境下での高速ディジタル無
線通信に適用しようとすると、符号間干渉のために障害
が生じる。これは、異なる伝搬経路長を持つ複数の到来
波が同時に受信端16に到達し、その到達時間差がシンボ
ルの伝送時間間隔(シンボル間隔)を超えるような場合、
受信信号4は相前後する複数のシンボル系列が互いに干
渉するものになるためである。このような性質を有する
伝搬路は図10のようにモデル化できることが知られてい
る。図10の41から45は伝搬路係数と呼ぶ複素係数hiを乗
じる複素乗算器、46から49はシンボル間隔に等しい遅延
時間を有するシンボル遅延器、50は複素加算器を表わ
す。図10で明らかなように、n番めの受信シンボルは、
n番めとそれ以前の送信シンボルが重ね合ったものとな
り、単純に既知シンボル系列33と受信シンボル系列40間
の位相を比較すると、符号間干渉による誤差が生じるた
め位相検出精度が低下するという問題があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
めに、送信データ中に挿入された既知シンボル系列と受
信シンボル系列との比較するときに、伝搬路係数推定部
によって得られた推定伝搬路係数を用いて模擬伝搬路フ
ィルタを構成し、前記既知シンボルが該模擬伝搬路フィ
ルタに通って得られたシンボル系列を、受信シンボル系
列とを比較することにより位相比較を行ったものであ
る。
めに、送信データ中に挿入された既知シンボル系列と受
信シンボル系列との比較するときに、伝搬路係数推定部
によって得られた推定伝搬路係数を用いて模擬伝搬路フ
ィルタを構成し、前記既知シンボルが該模擬伝搬路フィ
ルタに通って得られたシンボル系列を、受信シンボル系
列とを比較することにより位相比較を行ったものであ
る。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施例を説明する。
位相比較の基準となる参照シンボルとして既知である送
信シンボル系列（既知シンボル系列）を直接用いるので
はなく、周波数選択性フェージングを有する伝搬路を反
映したシンボル系列を用いる必要がある。図1は解決手
段を示す構成の一例で、31から34は図8の符号と同じも
のである。また38は伝搬路係数推定器、39は模擬伝搬路
フィルタを表わす。サンプリング器32でサンプリングさ
れた信号を用いて、伝搬路係数推定器38において図10の
伝搬路係数hiを推定する。得られた伝搬路係数推定値hi
を使って模擬伝搬路フィルタ39を図2のように構成す
る。これは図10の模擬伝搬路の伝搬路係数hiを伝搬路係
数推定値hiで置き換えたものである。図1に示すよう
に、既知シンボル系列33を模擬伝搬路39フィルタに入力
し、ここで伝搬路の周波数選択性フェージングを反映し
たシンボル系列に変換し、参照シンボル系列として位相
比較器34に入力する。位相比較器34では受信シンボル系
列40と参照シンボル系列間の位相差を求めて出力する。
この結果得られる位相出力は、符号間干渉の影響が軽減
されるので位相検出精度を改善することができる。本発
明によれば、周波数選択性フェージングによる符号間干
渉の影響を軽減して搬送波の位相を検出することが可能
となる。なお、新たに伝搬路係数推定値および模擬伝搬
路フィルタが必要となるが、前者は等化器に含まれる伝
搬路推定部の推定出力から容易に得ることができ、また
後者は単純なディジタルフィルタの構成であるから、現
行のディジタル技術により実現は容易である。図3はフ
ェージング等化器として最尤系列推定等化器を用いた受
信機の搬送波再生に、本発明を適用した実施例の一つで
ある。101は電圧制御発振器、31は同期検波器、103は受
信フィルタ、38は伝搬路係数推定器、105は最尤系列推
定器、22は復号器、107は既知シンボル系列33が格納さ
れているメモリ、39は模擬伝搬路フィルタ、34は位相比
較器、110はループフィルタ、111はＤ／Ａ変換器、13は
低域通過フィルタである。受信信号4は、同期検波器31
によって同期検波され、受信フィルタ103を通した伝搬
路係数推定器38に送られ推定伝搬路係数が求められる。
該推定伝搬路係数を用いて動作が制御される最尤系列推
定器105では、受信フィルタ103の出力から送信シンボル
系列を推定し、該シンボル系列から復号器22において復
号データが得られる。一方、伝搬路係数推定器38から得
られる推定伝搬路係数により設定される特性を有する模
擬伝搬路フィルタ39に、既知シンボル系列33が格納され
ているメモリ107から既知シンボル系列33を入力するこ
とによって、該既知シンボル系列33が伝搬路を通過した
場合の受信信号を推定する。位相比較器34では、この推
定受信信号と受信フィルタ103の出力信号との間の位相
差を求め、ループフィルタ110、Ｄ／Ａ変換器111および
低域通過フィルタ13を通じて電圧制御発振器101への帰
還制御信号とすることによって、送信された搬送波17と
基準搬送波20の周波数を同期することができる。また、
電圧制御発振器101, 同期検波器31,Ｄ／Ａ変換器 111,
および低域通過フィルタ13を除く全構成要素はディジタ
ル処理により行われるため、ディジタル信号処理プロセ
ッサによる実現が可能である。
位相比較の基準となる参照シンボルとして既知である送
信シンボル系列（既知シンボル系列）を直接用いるので
はなく、周波数選択性フェージングを有する伝搬路を反
映したシンボル系列を用いる必要がある。図1は解決手
段を示す構成の一例で、31から34は図8の符号と同じも
のである。また38は伝搬路係数推定器、39は模擬伝搬路
フィルタを表わす。サンプリング器32でサンプリングさ
れた信号を用いて、伝搬路係数推定器38において図10の
伝搬路係数hiを推定する。得られた伝搬路係数推定値hi
を使って模擬伝搬路フィルタ39を図2のように構成す
る。これは図10の模擬伝搬路の伝搬路係数hiを伝搬路係
数推定値hiで置き換えたものである。図1に示すよう
に、既知シンボル系列33を模擬伝搬路39フィルタに入力
し、ここで伝搬路の周波数選択性フェージングを反映し
たシンボル系列に変換し、参照シンボル系列として位相
比較器34に入力する。位相比較器34では受信シンボル系
列40と参照シンボル系列間の位相差を求めて出力する。
この結果得られる位相出力は、符号間干渉の影響が軽減
されるので位相検出精度を改善することができる。本発
明によれば、周波数選択性フェージングによる符号間干
渉の影響を軽減して搬送波の位相を検出することが可能
となる。なお、新たに伝搬路係数推定値および模擬伝搬
路フィルタが必要となるが、前者は等化器に含まれる伝
搬路推定部の推定出力から容易に得ることができ、また
後者は単純なディジタルフィルタの構成であるから、現
行のディジタル技術により実現は容易である。図3はフ
ェージング等化器として最尤系列推定等化器を用いた受
信機の搬送波再生に、本発明を適用した実施例の一つで
ある。101は電圧制御発振器、31は同期検波器、103は受
信フィルタ、38は伝搬路係数推定器、105は最尤系列推
定器、22は復号器、107は既知シンボル系列33が格納さ
れているメモリ、39は模擬伝搬路フィルタ、34は位相比
較器、110はループフィルタ、111はＤ／Ａ変換器、13は
低域通過フィルタである。受信信号4は、同期検波器31
によって同期検波され、受信フィルタ103を通した伝搬
路係数推定器38に送られ推定伝搬路係数が求められる。
該推定伝搬路係数を用いて動作が制御される最尤系列推
定器105では、受信フィルタ103の出力から送信シンボル
系列を推定し、該シンボル系列から復号器22において復
号データが得られる。一方、伝搬路係数推定器38から得
られる推定伝搬路係数により設定される特性を有する模
擬伝搬路フィルタ39に、既知シンボル系列33が格納され
ているメモリ107から既知シンボル系列33を入力するこ
とによって、該既知シンボル系列33が伝搬路を通過した
場合の受信信号を推定する。位相比較器34では、この推
定受信信号と受信フィルタ103の出力信号との間の位相
差を求め、ループフィルタ110、Ｄ／Ａ変換器111および
低域通過フィルタ13を通じて電圧制御発振器101への帰
還制御信号とすることによって、送信された搬送波17と
基準搬送波20の周波数を同期することができる。また、
電圧制御発振器101, 同期検波器31,Ｄ／Ａ変換器 111,
および低域通過フィルタ13を除く全構成要素はディジタ
ル処理により行われるため、ディジタル信号処理プロセ
ッサによる実現が可能である。
【０００７】
【発明の効果】本発明によれば、周波数選択性フェージ
ングによる符号間干渉が問題となる高速移動無線伝送シ
ステムにおいても正確な搬送波位相検出が行えるため、
安定した高精度の搬送波再生が可能となる。
ングによる符号間干渉が問題となる高速移動無線伝送シ
ステムにおいても正確な搬送波位相検出が行えるため、
安定した高精度の搬送波再生が可能となる。
【図１】 本発明による位相検出方式の一例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】 本発明における模擬伝搬路フィルタの構成の
一例を示すブロック図。
一例を示すブロック図。
【図３】 本発明の一実施例を示すブロック図。
【図４】 従来の技術を説明するディジタル無線の一モ
デル例を示すブロック図。
デル例を示すブロック図。
【図５】 ＱＰＳＫの送信信号点配置の一例を示す図。
【図６】 ＱＰＳＫの受信信号の信号点の一例を示す
図。
図。
【図７】 一般的なディジタル無線のフレーム構成の一
例を示す図。
例を示す図。
【図８】 従来の位相検出方式の一例を示すブロック
図。
図。
【図９】 従来の位相比較器の詳細の一例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図１０】 周波数選択性フェージング環境の伝搬路の
モデルを示すブロック図。
モデルを示すブロック図。
1：送信機、 2：受信機、 3：送信信号、 4：受信信
号、 5：位相検出部、 11：符号化器、 12：シンボ
ルマッピング器、 13：低域通過フィルタ、15：周波数
混合器、 16：受信端、 17：搬送波、 18：伝搬路、
19：雑音加算器、 20：基準搬送波、 21：シンボル
判定器、 22：復号器、 25：情報シンボル系列、 3
1：同期検波器、 32：サンプリング器、 33：既知シ
ンボル系列、 34：位相比較器、 35：共役複素演算
器、 36：複素乗算器、 37：位相抽出器、 38：伝搬
路係数推定器、 39：模擬伝搬路フィルタ、 40：受信
シンボル系列、 41〜45：複素乗算器、 46〜49：シン
ボル遅延器、 50：複素加算器、 101：電圧制御発振
器、 103：受信フィルタ、 105：最尤系列推定器、10
7：既知シンボル系列メモリ、 110：ループフィルタ、
111：Ｄ／Ａ変換器。
号、 5：位相検出部、 11：符号化器、 12：シンボ
ルマッピング器、 13：低域通過フィルタ、15：周波数
混合器、 16：受信端、 17：搬送波、 18：伝搬路、
19：雑音加算器、 20：基準搬送波、 21：シンボル
判定器、 22：復号器、 25：情報シンボル系列、 3
1：同期検波器、 32：サンプリング器、 33：既知シ
ンボル系列、 34：位相比較器、 35：共役複素演算
器、 36：複素乗算器、 37：位相抽出器、 38：伝搬
路係数推定器、 39：模擬伝搬路フィルタ、 40：受信
シンボル系列、 41〜45：複素乗算器、 46〜49：シン
ボル遅延器、 50：複素加算器、 101：電圧制御発振
器、 103：受信フィルタ、 105：最尤系列推定器、10
7：既知シンボル系列メモリ、 110：ループフィルタ、
111：Ｄ／Ａ変換器。
Claims (3)
- 【請求項１】 フェージング等化器を備えたディジタル
無線受信機で、送信データ中に挿入された既知シンボル
系列と受信シンボル系列との比較によって、搬送波位相
情報を得る位相検出器において、前記フェージング等化
器に含まれる伝搬路係数推定部によって得られた推定伝
搬路係数を用いて模擬伝搬路フィルタを構成し、前記既
知シンボルを該模擬伝搬路フィルタに通して得られたシ
ンボル系列と、受信シンボル系列とを比較することによ
り位相比較を行うことを特徴とする位相検出器。 - 【請求項２】 請求項１記載の位相検出器を、基準搬送
波の周波数および位相の制御に用いることにより搬送波
再生を行うことを特徴とする位相検出器。 - 【請求項３】 請求項１および請求項２記載の位相検出
の機能を、ディジタル信号処理を用いたデータ演算によ
り実現することを特徴とした位相検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8328377A JPH10173716A (ja) | 1996-12-09 | 1996-12-09 | 位相検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8328377A JPH10173716A (ja) | 1996-12-09 | 1996-12-09 | 位相検出器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10173716A true JPH10173716A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18209576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8328377A Pending JPH10173716A (ja) | 1996-12-09 | 1996-12-09 | 位相検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10173716A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008219517A (ja) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | 適応等化装置 |
-
1996
- 1996-12-09 JP JP8328377A patent/JPH10173716A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008219517A (ja) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | 適応等化装置 |
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