KR100336544B1 - 부호분할다중접속(cdma)통신시스템및이시스템의수신기용검출기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 데이터 순차가 코드 순차로서 확산되는 경우에 적어도 송신기와 상기 데이터 순차가 검출기에 의해 회복되는 경우에 적어도 수신기를 포함하며, 상기 송신된 데이터 순차의 값에 대한 추정 순차가 송신기 또는 송신기들과 수신기 사이의 통신 채널의 디스크립션이 통합되는 동안에 검출을 목적으로 계산되는 CDMA 통신 시스템에 관한 것이다. 데이터 순차의 검출에 대하여 이것은 연관 모멘트를 계산하여 송신된 데이터 순차용 결합 확률 분포를 계산하고 이로 부터 송신된 데이터 순차용 추정 순차를 결정하는 데에 제공된다.

Description

부호분할 다중접속(CDMA) 통신 시스템 및 이 시스템의 수신기용 검출기{CDMA communication system}

CDMA(부호분할 다중접속: Code-Division Multiple Access)에 기초한 통신 시스템에서, 다양한 유저들의 신호들은 공통 주파수 대역에서 공통 캐리어(carrier) 주파수를 가지고 동시에 송신된다. CDMA 시스템들은 확산(spread) 대역 기술에 기초하며, 즉 송신될 신호는 신호를 송신하는 데 필요한 최소 주파수보다 실질적으로 더 넓은 주파수 대역을 통해 확산된다. 대역의 확산 결과, CDMA 시스템들은 일반적으로 간섭에 매우 둔감하다.

디지털 통신 시스템들에서 확산하는 주파수 대역에 대하여, 예를 들면, 송신될 각각의 비트는 송신기와 수신기에 의해 상호 일치된 코드워드(codeword)에 의해 곱해진다. 상호 직교인(orthogonal) 코드워드들이 이용되었을 때, 각 유저들로부터의 신호들에 의한 상호 간섭은 원리적으로는 배제된다. 그러나, 다중 경로 전파(propagation)과 같이 지표를 통한 파의 전파에 대한 실제적인 요구들을 통해 이 직교성이 더 이상 고수되지 않는다는 사실을 알 수 있다. 부가하여 각 유저들에 의한 액세스들의 동기화가 공통 주파수 대역으로의 매우 간단한 액세스를 실현하기 위해서 불필요하다거나 다른 비트 속도들이 허용된다면, 더 많은 회로와 비용 혹은 저하된 품질로서만 유저의 신호가 검출될 수 있는데, 그 이유는 신호들이 더 이상 서로 직교할 수 없기 때문이다.

"정보 이론상의 IEEE 트랜잭션" 1989년 1월 발행, vol 35, no 1, 123 내지 136면에 출판된 루산드라 루퍼스와 서지오 베르두에 의한 "동기 CDMA 채널용 선형 다중 유저 검출기들"로부터, 여러 유저들이 동시에 검출되는 CDMA 수신기용 검출기가 이미 공지되어 있다. 여러 유저를 동시에 검출하는 것에 의해, 검출의 품질은, 회로를 증가시켜서, 다른 유저들의 신호부들 사이의 교차-상관(cross-correlation) 이 선형 영상에 의해 소거되거나 감소되어진다는 점에서 개선될 수 있다. 결과적으로, 수신기 잡음에 의해 야기된 간섭이 또한 증폭된다. 나머지 상기 검출기들은 비트 오류율에 관해서 부분적으로 최적(sub-optimum)이다.

"정보 이론 상의 IEEE 트랜잭션" 1986년 1월, vol. IT-32, no. 1, 85 내지 96면에 출판된 서지오 베르두에 의한 "비동기 가우시안 다중 액세스 채널용 최소확률"에서 비트 오류율에 대해 거의 최적인 비선형 검출기들을 서술하고 있다. 그러나, 그런 이상적인 비선형 검출기들을 실현하는 비용은 CDMA 통신 시스템의 유저들의 수와 함께 지수적으로 증가한다.

본 발명은 데이터 순차가 코드 순차에 의해 확산되는 적어도 하나의 송신기와, 데이터 순차들이 검출기에 의해 복구되는 적어도 하나의 수신기를 포함하며, 송신기 또는 송신기들과 수신기 사이에 위치된 통신 채널의 디스크립션(description)이 통합되는 동안에 송신된 데이터 순차들에 대한 추정들의 순차들이 검출 목적으로 계산되는, CDMA 통신 시스템에 관한 것이다. 유사하게, 본 발명은 CDMA 통신 시스템용 수신기에 관한 것으로, 특히 그러한 수신기용 검출기에 관한 것이다.

제 1 도는 N 개 이동국과 하나의 기지국을 갖는 CDMA 통신 시스템 도시도.

제 2 도는 상기 CDMA 통신 시스템용 수신기 도시도.

제 3 도는 검출기의 기능 블럭도.

제 4 도는 CDMA 통신시스템의 다수 유저의 송신된 데이터 순차를 나타내는타임 다이어그램도.

제 5 도는 송신된 데이터 신호를 추정하는 수정된 칼만(kalman) 필터의 상태 다이어그램도.

제 6 도는 제 5 도에 도시한 상태 다이어그램도에서 피드백 단계의 블럭 회로 다이어그램 도시도.

제 7 도는 공분산(covariance) 행렬의 추정을 위한 상태 다이어그램도.

제 8 도는 제 7 도에서 도시한 상태 다이어그램도에서 피드백 단계의 블럭회로 다이어그램도.

본 발명의 목적은 선형 검출기들에 대한 성능이 개선되는 CDMA 통신 시스템용 검출기를 제공하는 것이지만, 구현비용은 최적 검출기의 비용보다 적게 든다.

본 발명의 목적은 송신된 데이터 순차들에 대한 결합 확률분포들이, 연관된 모멘트들을 계산하고 이로부터 송신된 데이터 순차들에 대한 추정들의 순차들을 유도해서 계산된다는 점에서 달성된다.

통신시, 새로운 데이터는 연속해서 송신되고 수신기는 송신된 데이터 값들에 대한 결정을 한다. 결과적으로, 결합확률 분포가 연속해서 변화함으로써, 결합 확률 분포들의 순차가 계산된다. 더군다나, 결합 확률 분포는 인입하는 수신신호에 의해 지속적으로 개선될 수 있다. 결합 확률 분포들이 계산될 때, 통신 채널에 대한 정보와 잡음의 성질들이 충분히 고려될 수 있다.

또한, 확률분포들은 자동적으로 추정들에 대한 품질 정보를 제공한다. 이 품질 정보는 회로에서의 디코더 다운 스트림에서 유익하게 평가될 수 있다.

확률 분포를 서술하기 위한 모멘트들의 이용은 확률분포의 매우 간단한 서술을 모멘트들로써 얻을 수 있다는 점에서 유리하다.

본 발명의 다른 실시예에서 결합 확률 분포는 모멘트들의 제한된 세트로써만 계산된다.

모멘트들의 제한된 세트는 결합 확률 분포들의 근사적 서술만을 제공할 것이다. 그러나, 모멘트들의 제한된 세트의 이용은, 검출시 현저한 품질의 손실들 없이, 검출기의 비용을 감소시킨다.

본 발명의 다른 실시예에서, 결합 확률 분포의 제 1 차 및 제 2 차 모멘트들 만이 근사적 결합 확률 분포를 계산하기 위해 계산된다.

일반적으로, 결합 확률 분포의 제 1 및 제 2 모멘트를 계산해서 평균값과 공분산(covariance)을 계산하는 것이 실질적으로 최적인 검출을 위해 충분하다는 것으로 나타났다.

본 발명의 특수한 실시예에서, 칼만 필터(kalman filter)가 검출기로서 제공된다.

통상적으로 소프트 디시젼(soft decision)의 피드백 등화기(equalizer)로 언급되는 수정된 칼만 필터의 이용은 인터심볼(intersymbol) 간섭을 소거하기 위한 종래의 TDMA 통신 시스템에 대한, ICASSP 90(음향, 언어 및 신호처리에 관한 국제회의; 1990년 4 월 3-6일) 회보의 1667-1670 페이지, "이동 무선 채널용의 새 비선형 등화기"에 보고되었다. TDMA 시스템에 있어서, 시간분산 통신 채널이 주로 인터심벌 간섭을 발생하게 한다. CDMA 시스템에 있어서, 이 인터심볼 간섭은 다른 유저에 의해 야기된 간섭과 비교해 단지 작은 역할을 수행한다. 본 기술에 숙련된 사람에 대하여, 상기 보고서는 이 칼만 필터 기술을 CDMA 시스템 및 이들 다른 형태들의 문제들에 적용할 어떤 표시도 나타내지 않았다.

일반적으로, 칼만 필터로 계산된 추정 벡터와, 연관된 오류 공분산 행렬은 확률분포에 할당되지 않는다. 그러나, 공지된 바와 같이, 추정 벡터는 결합 확률분포의 평균 벡터(결합 확률 분포의 제 1 모멘트)가 고려될 수 있고 오차 공분산 확률은 결합 확률 분포의 공분산 행렬(결합 확률 분포의 제 2 모멘트)이 고려될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에서, 데이터 순차의 값에 대한 결정은 추정을 기초로 행해지고 이들 결정은 검출기 내부에서 피드백 된다.

피드백 되었던 결정의 결과로서, 검출과정의 품질은 급격하게 개선될 수 있는데, 그 이유는 송신된 데이터 순차의 불연속한 성질이 고려되기 때문이다. 특히, 칼만 필터에서 상기 피드백은 일어나지 않는다.

본 발명의 다른 실시예에서, 상기 값이 피드백될 때, 추정의 품질은 피드백 된 값을 고려해야 한다.

결정하기 어려운 것을 피함으로써, 검출 과정의 품질은 훨씬 더 개선될 수 있다. 상기 검출기가 회로내의 디코더에 이어 연결되면, 이 디코더는 품질 등급을 가지고 결정(소프트 디시젼)을 처리할 수 있고 통신의 신뢰성은 매우 높아진다.

이제 첨부도면에 나타낸 실시예를 참조로 본 발명을 서술하고 좀더 설명하겠다.

제 1 도에 도시한 CDMA 데이터 통신 시스템에 있어서, 송신 데이터는 2 진 데이터 순차(sequence)(b_i)로서 이용할 수 있다. 본 실시예에서, 2 진 데이터 순차(b_i)는 적절한 코딩에 의해 음성 신호로부터 회복된다. 이들 2 진 데이터 순차(b_i)는 각각의 이동무선세트와 이들의 기지국 사이에서 교환되는데, 이의 유효범위에서 이동 무선기 세트가 위치하게 된다. N 데이터 원(data source)(b_i)은 동시에 송신하는 N 개의 이동국의 수와 대응하며, 도면에서 아래첨자 i=1 . . . N 는 각 데이터 원 사이의 구분을 나타낸다. 데이터 순차를 확산시키기 위해서, 각 데이터 순차(b_i)는 코드순차(s_i)로서 곱해진다. 다음에서 1 비트의 코드 순차는 1 비트의 송신된 데이터 순차와 구별하기 위해서 칩(chip)으로 인용된다.

수신측에서 분리될 송신 신호를 위하여, 각각의 코드 순차는 명확하게 선택된다. 이런 목적을 위해서, 예를 들면 이동국은 코드순차를 임의로 선택하고 접속이 이동국과 기지국 간에 이루어질 때 그 선택을 기지국에 송신한다.

각기 이동국의 상이한 위치는 송신 신호가 다른 무선 채널에 의해 기지국에 도착하는 것을 제공한다. 이런 무선채널에 의해서 송신된 신호는 예를 들어 반사와 다중 경로 전파에 의해서 야기된 왜곡(distortion)들에 노출되게 된다. 이들 왜곡된 신호는 잡음 신호부 n(t)를 포함하는 신호를 수신하는 연속 수신 신호 y(t)를 형성하기 위해 기지국 BS 의 안테나에서 서로 중첩되게 된다.

기지국 BS 의 수신기에서 수신 데이터 순차()는 수신된 신호 y(t)에서 각각 송신된 데이터 순차(b_i)를 추정한다. 예를 들어, 이들 입력 데이터로부터 음성 신호의 회복과 각 수신부로 수신된 데이터의 분포는 예를 들면 통신 네트워크에 전송되기 때문에 여기서 더 이상 나타내지 않겠다.

제 2 도는 본 발명에 따른 수신기의 기본 구조를 나타낸다. 수신 신호 y(t)는 HF 선증폭단(preamplifier stage)(21)에 의해 우선 미리 증폭되고 대역통과 필터링된다. HF 발진기(oscillator)(22)로부터 인입되는, 송신기에 이용되는 캐리어 주파수에 대응하는, HF 신호에 의하여, 대역통과 필터링된 수신 신호는 HF 신호 자체 및, 이 HF 신호에 대해 직각(quadruture) 위상을 갖는 신호와 혼합기(23a, 23b)에서 혼합된다. 결과적으로, 실제 입력 신호 y(t)는 실수부와 허수부를 갖는 복소수 기저대역(base band) 신호의 동작이 발생되는 동안 기저대역으로 직접 변환된다. 이들 두 신호는 저역통과 필터링될 때 표본기들(samplers)(24a, 24b)에 의해 등거리 순간 KT 에서 샘플링되며, 필터링은 제 2 도에 도시되어 있지 않다. 따라서 표본 정리가 고려되는데, 즉 샘플링 주파수는 기저대역 신호의 한정(limit) 주파수보다 2배 높게 된다. 본 실시예에서, 이것은 샘플링이 2 배의 칩 속도(chip rate)애서 실행된다는 점에서 달성된다.

계속해서, 표본들은 아날로그-디지털 변환기(25a, 25b)에서 디지털 값 순차 y(k)로 변환된다. 이 디지털 값 순차 y(k)는 예를 들어 판독 전용 메모리(ROM; 27)를 포함하는 디지털 신호 처리기(DSP)(26)에 인가되고, 또한 송신된 2 진 데이터 순차를 추정하는 프로그램에 인가된다. 추정으로부터 발생하는 중간 결과는 RAM(28)에서 신호처리기(26)에 의해 버퍼링된다. 검출할 유저들의 수에 따라, 단일 신호 처리기의 계산 용량은 특정한 환경들하에서 더 이상 충분하지 않다. 이 경우에, 더많은 신호 처리기들을 통해 계산 용량이 확대되는 상기 더많은 신호처리기들이 제공된다.

제 3 도는 신호추정을 위해 필요한 한, 각각 이들 신호 처리기(들)에 의해서 실현된 기능을 나타내는 회로 다이아그램이다. 검출기(30)에서 신호 추정을 수행하기 위하여, 통신 채널의 디스크립션은 각 유저에게 필요하며, 이 디스크립션(description)은 채널 추정기(31)에 의해 생성된다. 이에대해서, 이동국의 다른 위치로 인해, 이동국과 기지국 간의 각 무선 채널이 다르다는 점이 관찰되어야만 한다. 소위, 채널 임펄스 응답은 채널 디스크립션을 위해 종종 이용된다. 채널 디스크립션을 결정하기 위하여, 예를 들어, 트레이닝(training) 데이터 순차를 송신 신호에 삽입하는 것이 가능하며, 그 순차로부터 채널 임펄스 응답은 상관기(correlator)들에 의해 수신기에서 계산될 수 있다. 더욱이, 코드 순차 발생기(32)는 샘플링 순간(k)에서 각각의 개별적인 유저에 대해 한 칩의 값을 발생하는데 필요하다. 도시된 바와 같이, 무선 채널 임펄스 응답에 의해 형성된 채널 임펄스 응답과 코드 순차는 검출기(30)에 유리하게 이용될 것이다.

결합 확률 분포의 모멘트의 순차를 계산하기 위하여, 상태 공간에서 통신 채널의 디스크립션을 이용하는 것이 유리하다. 이러한 목적을 위해서, 샘플링 순간 k 에 이산 시간 수신 신호 y(k)에 영향을 미치는 각 유저의 데이터는 벡터 b(k)에 결합된다. 서로 다른 유저들로부터의 비트는 시간 분산 통신 채널에서 상호 간섭을 야기할 수 있을 뿐만 아니라, 한 유저로부터 연속비트도 마찬가지이며, 벡터 b(k)는 유저당 하나의 비트뿐만 아니라 시간 분산에 의존하여 유저당 여러 비트를 포함한다. 추가적인 잡음에 의해 왜곡되는 선형 통신채널의 단순화를 가정하면, 다음 관측식은 샘플링 순간 k 에 수신기에서 관측된 입력신호 y(k)에 이용될 수 있다.

벡터 h(k)는 송신된 비트가 서로 어떻게 간섭을 일으키는지를 서술한다. 벡터는 실제 무선 채널과 통신회로에서의 필터와 확산 순차를 고려한 것이다.

h(k)에서의 코드 순차의 영향을 명확히 하기 위하여, 제 4 도는 매우 간단한 실시예를 나타낸다. 본 실시예에서, CDMA 통신 시스템은 세 유저를 갖는다. 변조 방법은 위상변화 키잉(Phase Shift Keying)이며, 각 유저용 무선 채널은 직접 링크(다중 경로 전파없음, 페이딩없음, 감쇠없음)를 포함하며, 이 링크는 AWGN(부가 백색 가우스 잡음; Additive White Gaussian Noise)에 의해서만 분배된다. 순간 k₀동안에 벡터 b(k₀)로서 다음 식을 얻게 되는데, 이 벡터는 상호 간섭을 일으키는 송신 비트를 포함한다.

b(k₀) =[+1, +1, -1]^T

임펄스 응답 벡터 h(k₀)는 이 간단한 경우에 확산에 이용되는 코드 순차에 의해서만 결정된다. 제 4 도로부터 이 벡터는 다음과 같다:

h(k₀) =[+1, -1, +1]^T

칩의 값이 연속적으로 변화하기 때문에, 새로운 임펄스 응답 벡터 h(k)는 실제적으로 모든 신규 샘플링 순간마다 계산되며, 이 벡터는 칩의 현재값들을 고려하고 있다.

임펄스 응답 벡터 h(k)에서 코드 순차의 통합은 검출기가 높은 가요성(flexible) 구조를 갖기 때문에 유리하다. 예를 들어, 코드 순차들의 기간이 이용된 데이터 기간에 대응하지 않는 코드 순차는 허용될 수 있다. 또한, 유저는 서로 다르고 가변적인 데이터 속도를 갖도록 허용될 수 있다. 제 4 도에 도시한 실시예는 2 진 코드 순차를 임펄스 응답 벡터 h(k)로 통합하는 것이 매우 간단하다는 것을 나타내는데, 임펄스 벡터 h(k)에서 부호(sign)들이 칩에 의존하여서만 변경될 수 있기 때문이다.

관측식은 벡터 b(k)의 성분이 샘플링 순간(k)으로부터 샘플링 순간(k+1)으로의 전이(transition)에서 어떻게 변화되는지를 서술하는 상태 전이 방정식에 의해서 완전하게될 수 있다.

b(k+1) = A(k)^*b(k)+b_△(k+1)

행렬 A(k)의 도움으로 벡터 b(k) 또는 b(k+l)로부터 어떤 데이터가 생략 (omit)되었는지를 분명히 서술하는 이유는 이들이 순간 k+1 에 수신된 신호 y(k+1)에 더 이상 기여하지 않기 때문이다. 벡터 b_△(k+l)에 의하여, 데이터가 벡터 b(k) 또는 b(k+l)에 각각 부가되는데, 이 데이터는 순간 k+1 에 송신되고, 수신된 신호에 첫 번째로 영향을 준다.

이런 형태의 상태 방정식은 데이터가 벡터 b(k+l)에 어떻게 부가되고 또는 이 벡터로부터 어떻게 판독되는지를 공식에 의하며 일반적으로 서술하는데 이용된다. b(k+l)가 신호처리기에서 계산될 때, 그런 동작은 행렬 곱셈 및 행렬 덧셈에 의해 양호하게 수행되는 것이 아니라 특별히 기억 동작에 의해 양호하게 수행된다. 새로운 데이터가 순간 k+1로 송신되는 경우에, 벡터 b(k)는 전이시에 b(k+1)로 변경된다.

상태 공간의 서술에 의해 도입된 크기와 디스크립션에 의해, 데이터를 추정하기 위해 검출기에서 수행되는 계산동작을 설명하겠다. 간단히 하기 위해서, 2진 값이 데이터로서 송신되고 기저대역 수신신호가 실제 값 신호라고 양호한 실시예에서 가정하였다. 이 경우에 복소값 기저대역 신호에서, 양호한 실시예의 복소 표본값 y(k)의 실수부와 허수부는 연속해서 수신된 두개의 분리된 실수값 신호로서 취급된다. 칼만 필터에서 품질에 대한 약간의 이점조차도, 향상된 회로없이 비용의 증가없이 얻어진다.

양호한 실시예에서 제 1 차 및 제 2 차 모멘트는 순환적으로 계산되며, 즉 평균 벡터값및와 관련 공분산 행렬 (P(k) 및 P+(k)))도 계산된다. 이 모멘트는 결합 확률 분포에 할당될 수 있는데, 이 분포는 실수 확률분포에 접근한다. 제 5 도는 신호처리기(26)에 의해 수행될 계산 단계가 다이아그램 형태로 도시된 상태 다이어그램의 섹션이다. 검출기는 수정된 칼만 필터를 고려해 넣을 수 있는데, 이 필터도 품질에 대한 정보를 갖는 피드백 결정(소프트 디시젼)들에 의해 수정된다. 데이터 순차를 추정하는데 필요한 공분산 행렬의 계산은 제 7 도에 도시한 상태 다이어그램의 도식적 형태로 제공된다. 피드백용 신호 처리기(26)에 의해 수행되는 계산은 각각의 상태 다이어그램으로 제 6 도 및 제 8 도에 도시했다. 보다 잘 이해하기 위해 블럭을 특징짓는 제 5 도 및 제 6 도에서 피드백 단계가 10으로 지정되어 있고 또한 제 7 도 및 제 8 도에서 11 로 지정되어 있다.

그러나 피드백 결정 없이도 본 발명에 따라 이용된 칼만 필터는 종래의 보조 최적 검출기에 비해 특히 가요성면에 매우 개선된 특징이 있다.

데이터 송신의 초기에 트레이닝(training) 데이터는 접속이 이루어질 때 통상적으로 송신된다. 따라서, 부가적인 유저용 검출기의 초기화는 단지 적절한 데이터가 평균치 벡터에 기입되기 때문에 단순하다. 공분산 행렬에서, 해당 공분산 값은 0으로 세트되어야 한다, 순간 k 에서의 이러한 방법에서 해당 공분산 행렬 P+(k)과 함께 평균치 벡터가 공지되어 있다, 따라서 순간 k에서 수신된 신호치 y(k)는 아직 평가되지 않았다.

앞의 추정 벡터는 수신된 값 y(k)를 기초로 보정된 후 개선된 추정치 나 상태 벡터에 대한 평균치 벡터가 계산된다. 이것은 칼만 필터의 필터 방정식에 의해 수행되는데, 이 방정식은 상태 공간의 디스크립션의 관측식에 기초하고 있다. 다음 식은 보정된 평균치 벡터에 적용된다.

보정항은 칼만 이득 벡터, 즉 다음식,

과, 수신된 신호 y(k)에 대해 추정된 에러 e(k), 즉 다음식,

으로부터 계산될 수 있다.

칼만 이득 벡터 g(k)에서 수신 잡음 n(k)의 전력(power)이 고려된다. 이 전력은 예를 들어 채널 식별의 범위내에서 수신기로 쉽게 추정될 수 있다. 칼만 필터는 공지된 바와 같이 잡음전력(noisepower)의 에러에 강하기 때문에 정확한 추정이 불필요하다.

평균치 벡터가 단지 보정되기 때문에, 해당 공분산 행렬이 보정되어야만 한다. 해당하는 칼만 필터 방정식은, 다음식,

이 되고, 한편 칼만 이득 벡터 g(k)가 다시 사용되었다. 모멘트및는 현재의 수신된 표본치 y(k)를 고려할 경우에 제 1 차 및 제 2 차 모멘트이다.

표본(sampling) 순간 k 에서 k+1 로 변화하기 전에, 비트가 결정된다면 상기 피드백(소프트 디시젼)이 도입된다. 따라서 순간 k+1에서의 비트가 채널 모델의 상태 벡터에서 더 이상 발생하지 않을 때 결정이 행해진다. (피드백이 없는) 칼만 필터는 2 진 신호가 송신되는 것을 고려하지 않기 때문에 피드백으로 인해 추정이 개선된다. 칼만 필터는 가우시안 확률 분포, 즉 가우시안 분포 송신 데이터로 가정한다. 피드백으로, k 로부터 k+1 까지의 전이에서 생략된 상태 벡터의 i 번째 요소는 2 진수라는 것이,와에 속하는 (가우시안) 확률 분포에 포함되어 있다. 결과적인 확률 분포는와를 갖는다. 본 실시예에서, 특히 개선된 모멘트는 칼만 필터의 필터방정식과 유사한 식으로 계산되는 장점이 있다. 결과로서, 본질적으로 동일한 알고리즘이 계산을 위해 이용될 수 있다.

평균치 벡터의 경우, 다음식,

가 얻어진다. 여기서 수정된 칼만 이득 벡터는, 다음식,

이고 추정 에러항은이다.

α(k)에 대하여,

가 된다.

벡터는 i 번째 요소가 0 과 다른 경우, 즉 1인 경우에만 단위 벡터이다. 상태 벡터의 i번째 요소는 정해지며 벡터로부터 샘플링된다고 가정되었다.

송신된 데이터에 대해 "어려운(hard)" 결정을 갖는 다른 실시예는 α(k)에 대한 식에서 쌍곡 탄젠트(tanh)를 사인함수로 대체함으로써 얻어진다. 공분산 행렬에 있어서, 수정된 칼만 필터 방정식은

이고, 여기서 보정요소는 다음과 같다.

따라서, 상태 벡터의 i 번째 요소가 한 비트라는 것이 고려된 모멘트및가 발생한다. 샘플링 순간 k+1 로 변화시키기 전에, 비트는 상태 벡터로부터 생략되고 비트 결정은 추정 벡터나 평균치 벡터의 관련 요소를 기초로 행해진다. 더욱이, 상기 비트 에러 확률은 모멘트및가 확률분포에 할당되기 때문에 근사될 수 있다. 비트 에러 확률에 대하여 다음식을 얻게 된다.

품질 기준은 더욱 신뢰할 수 있는 정보 송신을 위해 회로내의 디코더 다운스트림에서 유리하게 평가될 수 있다.

다수의 비트가 k 에서 k+1 까지의 전이에서 생략되면, 수정된 필터 방정식들은 그에 따라서 종종 평가될 수 있으며,및대신에 이미 개선된 모멘트및가 삽입될 수 있다. 어떤 비트도 생략되지 않으면, 수정된 필터방정식들은 취소되고,=및=라고 할 수 있다. 이 경우에는 통상적으로 피드백이 필요없게 되는 것이다.

샘플링 순간 k 에서 k+1 까지의 전이는 상태 공간 서술의 전이 방정식에 따라 일어난다. 평균치 벡터에 대하여 연관된 칼만 예측식은

가 된다.

공분산 행렬에 대하여, 다음식이 얻어진다.

행렬는 순간 k+1 에서 송신되는 비트의 변화를 포함하는, 즉 관련 비트가 비공지된 벡터에 나타나는 행에서의 값이 1(그렇지 않으면 0)인 직교 행렬이다. 추정 벡터 혹은 평균치 벡터의 대응하는 행에서 0 이 나타나는데, 그 이유는 비트들이, 평균치가 없이, 균일하게 분포되어 있다고 가정되기 때문이다. 상태 전이 방정식과 관련된 예시 단계가 기재되고 순환은 폐쇄된다. 본 실시예에서, 행렬곱은 예시 단계 동안에 신호처리기에서 수행되는 것이 아니라, 상태전이 방정식에 대하여 이미 설명된 저장 동작만이 수행된다.

상술한 바를 요약하면 서술된 검출기의 계산 비용은 비트, 에러율이 상당히 증가하지 않고도 최적 검출기와 비교해서 현저하게 감소되었다. 더욱이, 검출기는 비트 에러 확률에 대한 추정치를 생성한다. 이것은 송신의 신뢰성을 향상시키기 위해 디코더에 이용될 수 있다. 또한 디코더는 다중경로 전파를 유리하게 이용한다. 코드 순차에 대하여 이용되는 주기 지속기간들에 대한 제한은 고려될 필요가 없다. 유저들의 서로다르고 가변적인 데이터 속도들이 허용된다. 유저들은 동기화 될 필요가 없다. 이들 모두는 일반적으로 보조-최적 검출기에는 없는 장점들이다.

Claims (10)

1. 데이터 순차가 코드 순차에 의해 확산되는 적어도 하나의 송신기와, 상기 데이터 순차들이 검출기에 의해 복구되는 적어도 하나의 수신기를 포함하며, 송신된 데이터 순차들에 대한 추정들의 순차들은 상기 송신기 또는 송신기들과 수신기 사이에 위치된 통신 채널의 디스크립션이 통합되는 동안 검출 목적으로 계산되는, CDMA 통신 시스템에 있어서,

   상기 송신된 데이터 순차들에 대한 결합 확률 분포들은 연관된 모멘트들을 계산하고 이로부터 상기 송신된 데이터 순차들에 대한 추정들의 순차들을 유도하는 것에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 결합 확률 분포는 제한된 세트의 모멘트들만으로 계산되는 것을 특징으로 하는 CDMA통신 시스템.
3. 제 2 항에 있어서,

   제 1 차 및 제 2 차 모멘트들만이 상기 결합 확률 분포가 계산될 때 계산되는 것을 특징으로 하는 CDMA통신 시스템.
4. 제 3 항에 있어서,

   칼만 필터가 검출기로서 이용되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 데이터 순차의 값들에 대한 결정들은 추정들을 기초로하여 이루어지고, 이들 결정들은 상기 검출기 내에서 피드백되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 값들이 피드백될 때, 상기 추정의 품질이 피드백된 값에 대해서 고려되는 것을 특징으로 하는 CDMA통신 시스템.
7. 코드 순차들에 의해 확산되는 수신기 데이터 순차들은 검출기에 의해 회복되고, 송신된 데이터 순차들의 값들에 대한 추정들의 순차들은 송신기 또는 다양한 송신기들과 수신기 사이에 위치한 통신채널의 디스크립션이 통합되는 동안 검출 목적으로 계산되는, CDMA 통신 시스템용 수신기에 있어서,

   상기 송신된 데이터 순차들에 대한 결합 확률 분포는 연관된 모멘트들을 계산하고 이로부터 상기 송신된 데이터 순차들에 대한 추정들의 순차들을 유도하는 것에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템용 수신기.
8. 검출기가 송신기 또는 다양한 송신기들과 수신기 사이에 위치된 통신 채널의디스크립션을 기초로하여 송신된 데이터 순차들의 값들에 대한 추정들의 순차들을 계산하는 CDMA 통신 시스템의 수신기용 검출기예 있어서,

   상기 송신된 데이터 순차들에 대한 결합 확률 분포들은 연관 모멘트들을 계산하고 이로부터 상기 송신된 데이터 순차들에 대한 추정들의 순차들을 유도하여 계산되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템의 수신기용 검출기.
9. 제 8 항에 있어서,

   확산을 위해 이용되는 코드 순차들은 상기 채널 디스크립션에 통합되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템의 수신기용 검출기.
10. 제 9 항에 있어서,

    상기 채널 디스크립션에서 상기 코드 순차들을 통합하기 위하여, 상기 채널 디스크립션에 대해 부호 동작(sign operation)들을 수행하는 것이 제공되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 시스템의 수신기용 검출기.