DE4316939A1

DE4316939A1 - CDMA-Übertragungssystem

Info

Publication number: DE4316939A1
Application number: DE4316939A
Authority: DE
Inventors: Joern Dr Ing Thielecke
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1993-05-21
Filing date: 1993-05-21
Publication date: 1994-11-24
Also published as: CZ14895A3; EP0656162A1; AU6686994A; CN1110072A; TW241419B; KR100336544B1; WO1994028642A1; CZ286408B6; JPH07509356A; HUT68377A; KR950702767A; CN1063600C; AU682689B2; HU215623B

Description

Die Erfindung betrifft ein CDMA-Übertragungssystem mit mindestens einem Sender, in welchem jeweils eine Datenfol ge mit einer Codesequenz gespreizt wird und mit mindestens einem Empfänger, in welchem die Datenfolgen mittels eines Detektors zurückgewonnen werden, wobei zur Detektion unter Zuhilfenahme einer Beschreibung des zwischen dem Sender bzw. den Sendern und einem jeweiligen Empfänger liegenden Übertragungskanals Schätzwertefolgen für die gesendeten Datenfolgen ermittelt werden. Die Erfindung betrifft auch einen Empfänger für ein CDMA-Übertragungssystem und insbe sondere einen Detektor für einen solchen Empfänger.

In einem Übertragungssystem, das auf Codevielfachzugriff (code division multiple access = CDMA) basiert, werden die Signale verschiedener Benutzer gleichzeitig in einem ge meinsamen Frequenzband und auf einer gemeinsamen Träger frequenz übermittelt. Codevielfachzugriffssysteme basieren auf einer Spreizbandtechnik, das heißt, das zu übertragen de Signal wird über ein Frequenzband gespreizt, welches wesentlich breiter ist, als das für eine Übertragung des Signals mindestens erforderliche Frequenzband. Durch die Bandspreizung sind Codevielfachzugriffssysteme in der Re gel besonders unempfindlich gegenüber Interferenzstörun gen.

Zur Frequenzbandspreizung wird bei digitalen Kommuni kationssystemen beispielsweise jedes zu sendende Bit mit einem zwischen Sender und Empfänger vereinbarten Codewort multipliziert. Durch Verwendung zueinander orthogonaler Codeworte ist prinzipiell eine gegenseitige Störung der Signale der einzelnen Benutzer ausgeschlossen. Reelle Wel lenausbreitungsbedingungen auf der Erdoberfläche wie Mehr wegeausbreitung (multipath) führen jedoch dazu, daß diese Orthogonalität nicht mehr gewahrt bleibt. Wird außerdem, um einen möglichst einfachen Zugriff auf das gemeinsame Frequenzband zu realisieren, auf eine Synchronisation der Zugriffe der einzelnen Benutzer verzichtet, oder werden unterschiedliche Bitraten zugelassen, so ist eine Detek tion des Signals eines Benutzers nur noch mit größerem Aufwand, beziehungsweise mit schlechterer Qualität mög lich, da die Signale nicht mehr orthogonal zueinander sein können.

Aus "Linear Multiuser Detectors for Synchronous Code-Divi sion Multiple-Access Channels" von Ruxandra Lupas und Ser gio Verdú, erschienen in IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 35, No. 1, January 1989, Seiten 123-136 sind bereits Detektoren für einen CDMA-Empfänger bekannt, bei denen gleichzeitig mehrere Benutzer detektiert werden. Durch gleichzeitige Detektion mehrerer Benutzer kann auf diese Weise die Qualität der Detektion unter Erhöhung des Aufwands verbessert werden, indem durch eine lineare Ab bildung die Kreuzkorrelation zwischen den Signalanteilen unterschiedlicher Benutzer eliminiert bzw. verringert wird. Dadurch werden allerdings auch Störungen durch Emp fängerrauschen verstärkt. Des weiteren sind solche Detekto ren hinsichtlich der Bitfehlerrate nicht optimal.

In "Minimum Probability of Error for Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channels" von Sergio Verdú, erschienen in IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-32, No. 1, January 1986, Seiten 85-96, sind auch schon bezüglich der Bitfehlerrate nahezu optimale nicht-lineare Detektoren beschrieben worden. Der Aufwand zur Realisierung solcher idealer nicht-linearer Detektoren steigt jedoch exponen tiell mit der Anzahl der Benutzer des CDMA-Übertragungssy stems.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Detektor für CDMA-Kom munikationssysteme anzugeben, dessen Leistungsvermögen ge genüber linearen Detektoren gesteigert ist, dessen Reali sierungsaufwand jedoch unterhalb des Aufwandes für einen optimalen Detektor bleibt.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß vorgesehen ist, für die gesendeten Datenfolgen Verbund-Wahrscheinlichkeitsver teilungen durch Berechnung der zugehörigen Momente zu er mitteln und daraus die Schätzwertefolgen für die gesende ten Datenfolgen zu gewinnen.

Während der Übertragung werden ständig neue Daten gesendet und vom Empfänger Entscheidungen über die gesendeten Da tenwerte getroffen. Demzufolge ändert sich auch laufend die Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilung, so daß eine Folge von Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilungen berech net werden muß. Zudem läßt sich durch das einlaufende Emp fangssignal die Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilung ständig verbessern. Bei der Berechnung von Verbund-Wahr scheinlichkeitsverteilungen können die Kenntnisse über den Übertragungskanal und die Eigenschaften von Rauschstörun gen in optimaler Weise berücksichtigt werden.

Außerdem liefern Wahrscheinlichkeitsverteilungen automa tisch Qualitätsangaben über die Schätzwerte. Diese Quali tätsangaben können in einem nachgeschalteten Dekoder ge winnbringend ausgewertet werden.

Die Verwendung von Momenten zur Beschreibung von Wahr scheinlichkeitsverteilungen bietet den Vorteil, daß mit den Momenten eine besonders einfache Beschreibung der Wahrscheinlichkeitsverteilung erreicht werden kann.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen bei der Ermittelung der Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilung die Berechnung nur mit einem eingeschränkten Satz von Mo menten durchzuführen.

Durch einen beschränkten Satz von Momenten erhält man le diglich eine näherungsweise Beschreibung der Verbund-Wahr scheinlichkeitsverteilungen. Durch Verwendung eines be schränkten Satzes von Momenten läßt sich jedoch der Auf wand beim Detektor verringern, ohne signifikante Quali tätseinbußen bei der Detektion hinnehmen zu müssen.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen zur näherungsweisen Berechnung der Verbund-Wahrscheinlich keitsverteilung nur Momente erster und zweiter Ordnung der Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilung zu berechnen.

Es hat sich erwiesen, daß im Regelfall die Berechnung der ersten und zweiten Momente der Verbund-Wahrscheinlich keitsverteilung, also die Berechnung von Mittelwert und Kovarianz für eine nahezu optimale Detektion ausreichend ist.

In einer speziellen Ausgestaltung der Erfindung ist als Detektor ein Kalman-Filter vorgesehen.

Üblicherweise werden bei einem Kalman-Filter der dort be rechnete Schätzvektor und die zugehörige Fehler-Kovarianz matrix keiner Wahrscheinlichkeitsverteilung zugeordnet. Bekanntermaßen kann jedoch der Schätzvektor als Mittel wertvektor der Verbundwahrscheinlichkeitsverteilung (er stes Moment der Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilung) und die Fehler-Kovarianzmatrix als Kovarianzmatrix der Ver bund-Wahrscheinlichkeitsverteilung (zweites Moment der Verbundwahrscheinlichkeitsverteilung) angesehen werden.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, aus den Schätzwerten Entscheidungen über die Werte der Daten folge zu treffen und diese Entscheidung innerhalb des De tektors zurückzukoppeln.

Durch die rückgekoppelten Entscheidungen läßt sich in der Regel die Qualität des Detektionsprozesses drastisch ver bessern, da dadurch der diskrete Charakter der gesendeten Datenfolgen berücksichtigt wird. Insbesondere bei einem Kalman-Filter ist eine solche Rückkopplung nicht vorgese hen.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, daß bei der Rückkoppelung der Werte die Qualität des Schätz wertes für den jeweils rückgekoppelten Wert berücksichtigt wird.

Durch die Vermeidung harter Entscheidungen läßt sich die Qualität des Detektionsprozesses nochmal verbessern. Ist dem Detektor ein Decoder nachgeschaltet, der Entscheidun gen mit Qualitätsangaben (soft decision) verarbeiten kann, so wird die Übertragungssicherheit deutlich erhöht.

Die Erfindung wird nun anhand eines in den Figuren darge stellten Ausführungsbeispiels näher beschrieben und erläu tert. Es zeigt

Fig. 1 ein CDMA-Übertragungssystem mit N Mobilstationen und einer Basisstation;

Fig. 2 einen Empfänger für ein solches CDMA-Über tragungssystem;

Fig. 3 Funktionsblöcke eines Detektors;

Fig. 4 Zeitdiagramm mit gesendeten Datenfolgen mehrerer Benutzer eines CDMA-Übertragungssystems;

Fig. 5 Zustandsdiagramm eines modifizierten Kalman-Fil ters zur Schätzung gesendeter Datensignale;

Fig. 6 Rückkopplung entschiedener Datenwerte in das Zustandsdiagramm von Fig. 5;

Fig. 7 Zustandsdiagramm zur Schätzung der Kovarianzma trix;

Fig. 8 Zustandsdiagramm zur Rückkopplung entschiedener Datenwerte in das Zustandsdiagramm von Fig. 7.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten CDMA-Datenübertragungssy stem liegen die zu übertragenden Daten, beispielsweise Sprachsignale als Binärdatenfolgen b_i vor. Bei dem Ausfüh rungsbeispiel sind die Datenquellen Mobilfunkgeräte, die sich im Empfangsbereich einer bestimmten Basisstation BS befinden. Entsprechend der Anzahl N gleichzeitig sendender Mobilstationen sind N Datenquellen b_i vorzusehen, wobei in den Figuren der Laufindex i = 1 . . . N zwischen diesen ein zelnen Datenquellen unterscheidet. Zur Spreizung der Da tenfolge wird jede Datenfolge b_i mit einer Codesequenz s_i multipliziert. Im folgenden wird ein Bit der Codesequenz als Chip bezeichnet, um es von einem Bit der gesendeten Datenfolge unterscheiden zu können.

Damit die gesendeten Signale auf der Empfängerseite wieder getrennt werden können, müssen die einzelnen Codesequenzen unterschiedlich gewählt werden. Hierzu wird beispielweise beim Verbindungsaufbau zwischen Mobilstation und Basista tion von der Mobilstation eine Codesequenz zufällig aus gewählt und zu der Basistation übermittelt.

Durch die unterschiedlichen Aufenthaltsorte der einzelnen Mobilstationen gelangen die gesendeten Signale auf unter schiedlichen Funkkanälen zu der jeweiligen Basisstation.

Auf diesen Funkkanälen sind die gesendeten Signale bei spielsweise durch Reflexion und Mehrwegeausbreitung Ver zerrungen ausgesetzt. Diese verzerrten Signale überlagern sich an der Antenne der Basisstation BS zu einem kontinu ierlichen Empfangssignal y(t), wobei das Empfangssignal Rauschsignalanteile n(t) enthält.

Im Empfänger der Basisstation BS wird aus dem Empfangssi gnal y(t) für jede gesendete Datenfolge b_i eine Empfangsda tenfolge _i geschätzt. Nicht weiter dargestellt ist bei spielsweise die Zurückgewinnung von Sprachsignalen aus diesen Empfangsdaten und die Verteilung der Empfangsdaten an den jeweils vorgesehenen Empfangsort, beispielsweise durch Überleitung in ein öffentliches Kommunikationsnetz.

Fig. 2 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines erfindungsge mäßen Empfängers. Das Empfangssignal y(t) wird zunächst mittels einer HF-Vorstufe 21 vorverstärkt und bandpaßge filtert. Das bandpaßgefilterte Empfangssignal wird mittels eines von einem HF-Oszillator 22 stammenden HF-Signal, das der im Sender verwendeten Trägerfrequenz entspricht, in Mischern 23a, 23b einmal mit dem HF-Signal selbst und mit einem zum HF-Signal 90°-phasenverschobenen Signal ge mischt. Dadurch wird das reelle Eingangssignal y(t) direkt ins Basisband umgesetzt, wobei ein komplexes Basisbandsi gnal mit Realteil- und Imaginärteil gewonnen wird. Diese beiden Signale werden mittels Abtastern 24a, 24b zu äqui distanten Zeitpunkten kT abgetastet. Dabei ist das Abtast theorem zu beachten, das heißt die Abtastfrequenz muß dop pelt so hoch sein wie die Grenzfrequenz des Basisbandsi gnals. Im Ausführungsbeispiel wird dies dadurch erreicht, daß mit der doppelten Chipfrequenz abgetastet wird.

Die Abtastproben werden anschließend in Analog-Digital- Umsetzern 25a, 25b in eine Digitalwertefolge y(k) umge setzt. Diese Digitalwertefolge y(k) ist einem digitalen Signalprozessor 26 zugeführt, welcher unter anderem in ei nen Festwertspeicher 27 ein Programm zur Schätzung der ge sendeten Binärdatenfolgen enthält. Bei der Schätzung an fallende Zwischenergebnisse werden von dem Signalprozessor 26 in einem Schreib-Lese-Speicher 28 zwischengespeichert. Je nach Anzahl der zu detektierenden Benutzer ist unter Umständen die Rechenleistung eines einzelnen Signalprozes sors nicht mehr ausreichend. In diesem Fall müssen eventu ell mehrere Signalprozessoren, unter welchen die Rechen leistung aufgeteilt wird, vorgesehen sein.

Fig. 3 zeigt schematisch die Funktionen, die mittels die ses bzw. dieser Signalprozessoren realisiert sind, soweit sie zur Signalschätzung benötigt werden. Zur Durchführung der Signalschätzung im Detektor 30 wird für jeden Benut zer eine Beschreibung des Übertragungskanals benötigt, die mittels eines Kanalschätzers 31 gewonnen wird. Dabei ist zu beachten, daß wegen der unterschiedlichen Aufenthalts orte der Mobilstationen jeder Funkkanal zwischen Mobilsta tion und Basisstation unterschiedlich ist. Häufig wird zur Kanalbeschreibung eine sogenannte Kanalimpulsantwort ver wendet. Zur Ermittlung der Kanalbeschreibung, kann bei spielsweise in bekannter Weise in das zu sendende Signal eine Trainingsdatenfolge eingefügt werden, aus welcher sich im Empfänger mittels Korrelatoren die Kanalimpulsant wort errechnen läßt. Ferner wird ein Codesequenzgenerator 32 benötigt, welcher die zum jeweiligen Abtastzeitpunkt k den Wert eines jeweiligen Chips eines jeden Benutzers lie fert. Wie noch gezeigt wird, wird in vorteilhafterweise dem Detektor 30 eine aus Funkkanalimpulsantwort und den Codesequenzen zusammengesetzte Kanalimpulsantwort bereit gestellt.

Zur Berechnung der Folge von Momenten der Verbund-Wahr scheinlichkeitsverteilungen ist es vorteilhaft, eine Be schreibung des Übertragungskanals im Zustandsraum zu ver wenden. Dazu faßt man die Daten der unterschiedlichen Be nutzer, die Einfluß auf das zeitdiskretisierte Empfangs signal y(k) zum Abtastzeitpunkt k haben, in einem Vektor b(k) zusammen. Da bei zeitdispersiven Übertragungskanälen nicht nur Bits unterschiedlicher Benutzer miteinander in terferieren, sondern auch aufeinanderfolgende Bits eines Benutzers, enthält der Vektor b(k) nicht nur ein Bit pro Benutzer, sondern entsprechend der Zeitdispersion mehrere Bits pro Benutzer. Unter der Vereinfachung, daß ein linea rer Übertragungskanal angenommen wird, der durch additives Rauschen gestört ist, kann für das zum Abtastzeitpunkt k am Empfänger beobachtete Eingangssignal y(k) folgende Be obachtungsgleichung verwendet werden:

y(k) = h ^T(k) b(k) + n(k).

Der Vektor h(k) beschreibt, wie die gesendeten Bits mit einander interferieren. Er berücksichtigt den eigentlichen Funkkanal, Filter in der Übertragungskette und die verwen deten Spreizsequenzen.

Zur Verdeutlichung des Einflusses der Codesequenzen auf h(k) zeigt Fig. 4 ein sehr einfaches Beispiel. Bei diesem Beispiel besteht das CDMA-Übertragungssystem aus drei Be nutzern. Das Modulationsverfahren ist Phase Shift Keying und der Funkkanal für jeden Benutzer besteht aus einer direkten Verbindung (keine Mehrwegeausbreitung, kein Fa ding, keine Dämpfung), die nur durch additives weißes gaußsches Rauschen (AWGN) gestört ist. Für den Zeitpunkt k₀ erhält man für den Vektor b(k₀), der die gesendeten, mit einander interferierenden Bits enthält

b(k₀) = [+1, +1, -1].

Der Impulsantwortvektor h(k₀) wird in diesem einfachen Fall nur durch die zum Spreizen verwendeten Codesequenzen be stimmt. Aus Fig. 4 ergibt sich

h(k₀) = [+1, -1, +1].

Da sich die Werte der Chips ständig ändern, muß praktisch für jeden neuen Abtastzeitpunkt ein neuer Impulsantwort vektor h(k) bestimmt werden, der die jeweils gerade aktu ellen Werte der Chips berücksichtigt.

Die Einbeziehung der Codesequenzen in den Impulsantwort vektor h(k) ist von Vorteil, weil dadurch der Detektor sehr flexibel ausgelegt werden kann: So können Codese quenzen zugelassen werden, deren Periode nicht mit der verwendeten Datenperiode übereinstimmt. Ferner können un terschiedliche und variable Datenraten bei den Benutzern zugelassen werden. Aus dem in Fig. 4 dargestellten Bei spiel läßt sich erkennen, daß die Berücksichtigung binärer Codesequenzen im Impulsantwortvektor h(k) sehr einfach ist, da im Impulsvektor h(k) nur Vorzeichenmanipulationen entsprechend der Chips vorzunehmen sind.

Die Beobachtungsgleichung läßt sich durch eine Zustands überführungsgleichung ergänzen, die beschreibt wie sich beim Übergang vom Abtastzeitpunkt k auf den Abtastzeit punkt k+1 die Zusammensetzung des Vektors b(k) ändert.

b(k+1) = A(k) * b(k) + b _Δ(k+1).

Mit Hilfe der Matrix A(k) wird formal beschrieben, welche Daten aus dem Vektor b(k) beziehungsweise b(k+1) ausschei den, weil sie im Zeitpunkt k+1 nicht mehr zum Empfangssi gnal y(k+1) beitragen. Mit Hilfe des Vektors b _Δ(k+1) werden die Daten dem Vektor b(k) beziehungsweise b(k+1) hinzuge fügt, die im Zeitpunkt k+1 neu gesendet wurden, und damit das Empfangssignal zum ersten Mal beeinflussen.

Die Zustandsgleichung in dieser Form dient lediglich dazu allgemein formelmäßig zu beschreiben, wie Daten dem Vektor b(k+1) hinzugefügt, beziehungsweise aussortiert werden. Bei der Berechnung von b(k+1) in einem Signalprozessor werden solche Operationen zweckmäßigerweise nicht durch Matrixmultiplikationen und Matrixadditionen durchgeführt, sondern durch gezielte Speicheroperationen. Für den Fall daß zum Zeitpunkt k+1 keine neuen Daten gesendet wurden, ändert sich der Vektor b(k) beim Übergang auf b(k+1) nicht.

Mit den durch die Zustandsraumbeschreibung eingeführten Größen und Bezeichnungen läßt sich jetzt beschreiben, wel che Rechenoperationen im Detektor durchgeführt werden müs sen, um die Daten zu schätzen. Der Einfachheit halber neh men wir für das bevorzugte Ausführungsbeispiel an, daß als Daten Binärwerte gesendet werden und daß das Basisbandemp fangssignal reellwertig ist. Im real vorliegenden Fall eines komplexwertigen Basisbandsignals werden in dem be vorzugten Ausführungsbeispiel der Real- und Imaginärteil eines komplexen Abtastwertes y(k) wie zwei getrennte reellwertige Empfangssignalwerte behandelt, die nachein ander empfangen wurden. Bei Kalmanfiltern sind damit sogar leichte Qualitätsvorteile verbunden, ohne daß sich der Rechenaufwand erhöht.

In der bevorzugten Ausführung werden rekursiv Momente er ster und zweiter Ordnung berechnet, das heißt Mittelwert vektoren (k) und ₊(k) sowie zugehörige Kovarianzmatrizen P(k) und P ₊(k). Diese Momente lassen sich Verbund-Wahr scheinlichkeitsverteilungen zuordnen, die die wahren Wahr scheinlichkeitsverteilungen approximieren. Fig. 5 zeigt einen Ausschnitt aus einem Zustandsdiagramm, mit dessen Hil fe die vom Signalprozessor 26 auszuführenden Berechnungs schritte schematisch wiedergegeben werden. Der Detektor selbst kann als ein modifiziertes Kalmanfilter aufgefaßt werden, modifiziert durch Rückkoppelung von Entscheidungen mit Qualitätsangabe (soft decision). Die Berechnung der zur Schätzung der Datenfolgen benötigte Kovarianzmatrix ist in dem in Fig. 7 dargestellten Zustandsdiagramm schematisch wiedergegeben. Die Berechnungen, die vom Si gnalprozessor 26 für die Rückkopplung auszuführen sind, sind in Fig. 6, beziehungsweise Fig. 8 dargestellten Zustandsdiagrammen schematisiert dargestellt.

Aber auch ohne rückgekoppelte Entscheidungen bietet das erfindungsgemäß verwendete Kalman-Filter bereits wesent lich verbesserte Eigenschaften gegenüber bekannten subop timalen Detektoren.

Am Anfang einer Datenübertragung werden beim Verbindungs aufbau üblicherweise Trainingsdaten übertragen. Daher ist eine Initialisierung des Detektors hinsichtlich eines neu hinzukommenden Benutzers einfach, da im Mittelwertvektor nur das bzw. die entsprechenden Daten einzutragen sind. In der Kovarianzmatrix müssen die zugehörigen Kovarianzwerte zu Null gesetzt werden. Somit ist für den Zeitpunkt k der Mittelwertvektor ₊(k) zusammen mit der passenden Kova rianzmatrix P ₊(k) bekannt. Der im Zeitpunkt k empfangene Signalwert y(k) sei dabei noch nicht ausgewertet worden.

Ein verbesserter Schätz- bzw. Mittelwertvektor (k) für den Zustandsvektor b(k) wird dadurch berechnet, indem der alte Schätzvektor ₊(k) anhand des Empfangswertes y(k) korrigiert wird. Dies geschieht mit Hilfe der Filterglei chung eines Kalmanfilters, die auf der Beobachtungsglei chung der Zustandsraumbeschreibung basiert. Für den kor rigierten Mittelwertvektor ergibt sich:

(k) = ₊(k) + g(k) e(k).

Der Korrekturterm errechnet sich aus dem Kalmanverstär kungsvektor

und dem Schätzfehler e(k) für das Empfangssignal y(k)

e(k) = y(k) - h ^T(k) ₊(k).

In der Kalmanverstärkung g(k) ist die Leistung σ²_n des Emp fangsrauschens n(k) zu berücksichtigen. Sie läßt sich leicht im Empfänger schätzen, z. B. im Rahmen der Kanali dentifikation. Eine genaue Schätzung ist nicht erforder lich, da Kalmanfilter bekanntermaßen tolerant gegen Fehler in der Rauschleistung sind.

Ebenso wie der Mittelwertvektor korrigiert wurde, muß auch die zugehörige Kovarianzmatrix korrigiert werden. Die ent sprechende Kalmanfiltergleichung lautet:

P(k) = P ₊(k) - g(k) h ^T(k) P ₊(k),

wobei wieder der Kalmanverstärkungsvektor g(k) verwendet wurde. Mit (k) und P(k) liegen Momente erster und zweiter Ordnung vor, die den aktuell empfangenen Abtastwert y(k) berücksichtigen.

Bevor man nun vom Abtastzeitpunkt k auf k+1 übergeht, wird die erwähnte Rückkopplung (soft decision) eingeführt, vor ausgesetzt ein Bit soll entschieden werden. Eine Entschei dung wird dann getroffen, wenn das Bit im Zeitpunkt k+1 nicht mehr im Zustandsvektor b(k+1) des Kanalmodells auf tritt. Durch die Rückkopplung werden die Schätzungen ver bessert, da das Kalman-Filter (ohne Rückkopplung) nicht berücksichtigt, daß binäre Signale gesendet werden. Das Kalman-Filter geht implizit vielmehr von gaußschen Wahr scheinlichkeitsverteilungen aus, d. h. von gaußverteilten Sendedaten. Bei der Rückkopplung wird in die zu (k) und P(k) gehörige (gaußsche) Wahrscheinlichkeitsverteilung eingebracht, daß das beim Übergang von k auf k+1 ausschei dende i-te Element des Zustandsvektors b(k) binär ist. Die resultierende Wahrscheinlichkeitsverteilung besitze die Momente _*(k) und P _*(k). Besonders vorteilhaft ist, daß beim Ausführungsbeispiel die verbesserten Momente mit Gleichungen errechnet werden, die den Filtergleichungen des Kalman-Filters ähneln. Dadurch kann zur Berechnung der gleiche Algorithmus, nur mit einem anderen Satz von Parametern benutzt werden.

Für den Mittelwertvektor _*(k) erhält man

_*(k) = (k) + g _*(k) e_*(k)

mit dem modifizierten Kalmanverstärkungsvektor

und dem Schätzfehlerterm e _*(k)

e_*(k) = α(k) - u ^T _i (k).

Für α(k) ist dabei zu setzen:

Der Vektor u ist ein Einheitsvektor, bei dem lediglich das i-te Element von Null verschieden, d. h. gleich eins ist. Dabei wurde angenommen, daß das i-te Element des Zustands vektors b(k) entschieden und aus dem Vektor ausgemustert werden soll.

Eine andere Ausführungsform mit einer "harten" Entschei dung über die gesendeten Daten erhält man dadurch, daß in der Gleichung für α(k) der tangens hyperbolicus (tanh) durch die Signumfunktion (sign) ersetzt wird.

Für die Kovarianzmatrix ergibt sich die modifizierte Kal man-Filtergleichung

P _*(k) = P(k) - g _*(k) u ^T _i P(k) β(k)

mit dem Korrekturfaktor

Damit liegen Momente _*(k) und P _*(k) vor, die berück sichtigen, daß das i-te Element des Zustandsvektors b(k) ein Bit ist. Bevor auf den Abtastzeitpunkt k+1 übergegan gen wird und dabei das Bit aus dem Zustandsvektor b(k) ausscheidet, wird anhand des zugehörigen Elements des Schätz- bzw. Mittelwertvektors _*(k) die Bitentscheidung gefällt. Ferner läßt sich die Bitfehlerwahrscheinlichkeit näherungsweise angeben, da die Momente _*(k) und P _*(k) einer Wahrscheinlichkeitsverteilung zugeordnet sind. Man erhält für die Bitfehlerwahrscheinlichkeit:

Dieses Qualitätsmaß kann in einem nachgeschalteten Decoder gewinnbringend ausgewertet werden, um die Informations übertragung sicherer zu machen.

Scheiden mehrere Bits beim Übergang von k auf k+1 aus, so sind die modifizierten Filtergleichungen entsprechend oft auszuwerten, wobei dann die bereits verbesserten Momente _*(k) und P _*(k) anstelle von (k) und P(k) einzusetzen sind. Scheidet kein Bit aus, so entfallen die modifizier ten Filtergleichungen und es ist _*(k) = (k) und P _*(k)=P(k) zu setzen. Dies wäre auch der Fall, wenn ge nerell auf eine Rückkopplung verzichtet werden würde.

Der Übergang vom Abtastzeitpunkt k auf k+1 erfolgt ent sprechend der Übergangsgleichung der Zustandsraumbeschrei bung. Die zugehörige Kalmanprädiktionsgleichung für den Mittelwertvektor lautet:

₊(k+1) = A(k) _*(k).

Für die Kovarianzmatrix erhält man:

P ₊(k+1) = A(k) P _*(k) A ^T(k) + O _b _Δ(k).

Die Matrix O _b _Δ(k) ist eine Diagonalmatrix, die die Varian zen der im Zeitpunkt k+1 neu gesendeten Bits enthält, d. h. einen Wert 1 (sonst 0) in der Zeile, in der das zugehörige Bit im unbekannten Vektor b(k+1) erscheint. Im Schätz- bzw. Mittelwertvektor _*(k+1) erscheint in der entspre chenden Zeile eine Null, da angenommen wird, daß die Bits gleichverteilt sind, d. h. mittelwertfrei. Damit ist der zur Zustandsüberführungsgleichung gehörende Prädiktions schritt beschrieben und der Zyklus geschlossen. Im Ausfüh rungsbeispiel wird beim Prädiktionsschritt im Signalpro zessor keine Matrixmultiplikationen durchgeführt, sondern lediglich Speicheroperationen, wie sie bereits im Zusam menhang mit der Zustandsüberführungsgleichung erläutert wurden.

Zusammenfassend läßt sich feststellen, daß der Rechenauf wand des beschriebenen Detektors drastisch gegenüber dem optimalen Detektor reduziert wurde, ohne die Bitfehlerrate nennenswert zu erhöhen. Ferner liefert der Detektor Schät zungen für die Bitfehlerwahrscheinlichkeiten. Dies läßt sich in einem Decoder ausnutzen, um die Übertragungs sicherheit zu erhöhen. Der Detektor nutzt auch Mehrwege ausbreitung gewinnbringend aus. Bei den Codesequenzen müs sen keine Einschränkungen hinsichtlich der verwendeten Periodenlängen hingenommen werden. Unterschiedliche und variable Datenraten der Benutzer sind zugelassen. Die Be nutzer brauchen auch nicht synchronisiert werden. All dies sind Vorteile, die üblicherweise bei suboptimalen Detekto ren nicht vorliegen.

Claims

1. CDMA-Übertragungssystem mit mindestens einem Sender, in welchem jeweils eine Datenfolge mit einer Codesequenz ge spreizt wird und mit mindestens einem Empfänger, in wel chem die Datenfolgen mittels eines Detektors zurückgewon nen werden, wobei zur Detektion unter Zuhilfenahme einer Beschreibung des zwischen dem Sender bzw. den Sendern und einem jeweiligen Empfänger liegenden Übertragungskanals Schätzwertefolgen für die Werte der gesendeten Datenfolgen ermittelt werden, dadurch gekennzeichnet, daß vorgesehen ist, für die gesendeten Datenfolgen Ver bund-Wahrscheinlichkeitsverteilungen durch Berechnung der zugehörigen Momente zu ermitteln und daraus die Schätzwer tefolgen für die gesendeten Datenfolgen zu ermitteln.

2. CDMA-System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vorgesehen ist, bei der Ermittelung der Verbund-Wahr scheinlichkeitsverteilung die Berechnung nur mit einem eingeschränkten Satz von Momenten durchzuführen.

3. CDMA-System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Ermittelung der Verbund-Wahrscheinlichkeitsverteilung vorgesehen ist, nur Momente erster und zweiter Ordnung zu berechnen.

4. CDMA-System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Detektor ein Kalman-Filter vorgesehen ist.

5. CDMA-System nach einem der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4 dadurch gekennzeichnet, daß vorgesehen ist, aus den Schätzwerten Entscheidungen über den Wert der Datenfolge zu treffen und diese Ent scheidung innerhalb des Detektors zurückzukoppeln.

6. CDMA-System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Rückkoppelung der Werte die Qualität des Schätzwertes für den jeweils rückgekoppelten Wert berück sichtigt wird.

7. Empfänger für ein CDMA-Übertragungssystem, in welchem mittels Codesequenzen gespreizte Datenfolgen mittels eines Detektors zurückgewonnen werden, wobei zur Detektion unter Zuhilfenahme einer Beschreibung des zwischen einem Sender bzw. mehreren Sendern und dem Empfänger liegenden Übertra gungskanals Schätzwertefolgen für die Werte der gesendeten Datenfolgen ermittelt werden, dadurch gekennzeichnet, daß vorgesehen ist, für die gesendeten Datenfolgen Ver bund-Wahrscheinlichkeitsverteilungen durch Berechnung der zugehörigen Momente zu ermitteln und daraus die Schätzwer tefolgen für die gesendeten Datenfolgen zu ermitteln.

8. Detektor für einen Empfänger eines CDMA-Übertragungssy stem, wobei vorgesehen ist, daß der Detektor aus einer Be schreibung des zwischen einem Sender bzw. mehreren Sendern und dem Empfänger liegenden Übertragungskanals Schätzwer tefolgen für die Werte der gesendeten Datenfolgen ermit telt, dadurch gekennzeichnet, daß vorgesehen ist, für die gesendeten Datenfolgen Ver bund-Wahrscheinlichkeitsverteilungen durch Berechnung der zugehörigen Momente zu ermitteln und daraus die Schätzwer tefolgen für die gesendeten Datenfolgen zu ermitteln.

9. Detektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Spreizung verwendeten Codesequenzen in die Kanalbeschreibung mit einbezogen werden.

10. Detektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einbeziehung der Codesequenzen in die Kanalbe schreibung vorgesehen ist, an der Kanalbeschreibung Vorzei chenoperationen vorzunehmen.