DE60027539T2

DE60027539T2 - Kanalschätzung in einem Diversity-Empfänger durch gleichzeitige übertragene Trainingssequenzen

Info

Publication number: DE60027539T2
Application number: DE60027539T
Authority: DE
Inventors: Branislav Popovic; Mikael HÖÖK
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2000-02-22
Filing date: 2000-02-22
Publication date: 2007-02-15
Anticipated expiration: 2020-02-23
Also published as: ATE324714T1; DE60027539D1; EP1128575B1; EP1128575A1

Description

GEGENSTAND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Sendeverfahren in einem Funkkommunikationssystem mittels Sende-Diversity-Signalen.
STAND DER TECHNIK
Bei der Funkkommunikation wird die Information durch Frequenz-, Amplituden- oder Phasenmodulation einer Funkwelle mit einem verarbeiteten Informationssignal über einen Funkkanal gesendet. Das empfangene Funksignal, das die Information enthält, kann dann in einem Empfänger demoduliert werden, um das ursprüngliche Informationssignal durch die Frequenz-, Amplituden- oder Phasenänderungen im empfangenen Signal wiederherzustellen.
Es gibt sowohl analoge als auch digitale Kommunikationssysteme. Heute bestimmen digitale Methoden die Entwicklung neuer Kommunikationssysteme, ungeachtet der höheren Komplexität dieser Systeme. Das digitale Senden wird verwendet, weil digitale Signale aus einer rauschenden und verzerrten Version des Signals vollkommen rekonstruiert werden können, vorausgesetzt, dass die Verzerrung und das Rauschen nicht zu gravierend sind.
In einem digitalen System muss das Informationssignal zuerst aus einer analogen Informationsquelle, die zum Beispiel Sprache sein kann, durch Abtasten und Quantisieren in einen digitalen Bitstrom umgewandelt werden. Der digitale Bitstrom besteht aus einer Sequenz von Datensymbolen in einer gegebenen Reihenfolge, die über den Funkkanal an den Empfänger gesendet wird.
Da der physische Funkkanal analog ist, müssen die über den Funkkanal übertragenen Signale auf analoge Funkwellen aufmoduliert werden, die die digitale Information in Form von Amplituden-, Phasen- oder Frequenzänderungen in der Funkwelle übermitteln können. Im Empfänger wird das empfangene Signal in umgekehrter Reihenfolge im Vergleich zum Sender verarbeitet, und zwar mit dem Ziel, das ursprüngliche Informationssignal durch Demodulation zu rekonstruieren. Der Demodulator konvertiert dann die Wellenform aus dem verzerrten empfangenen Signal in einen Schätzwert des übertragenen Symbols.
Der analoge Funkkanal ist kein ideales Übertragungsmedium, da er unterschiedlichen Störungen wie etwa Rauschen, Störsignalen und Mehrwegübertragung ausgesetzt ist, und das führt zu einer Fehlerwahrscheinlichkeit beim Schätzen der Symbole des Informationssignals im Empfänger.
Die resultierende Bitfehlerwahrscheinlichkeit hängt zum Beispiel von den Eigenschaften des Modulationsverfahrens, dem Signal-Rausch-Verhältnis und den Eigenschaften des Kanals ab. Der Unterschied zwischen dem ursprünglichen Signal und dem rekonstruierten Signal ist ein Maß der Verzerrung, die durch das digitale Kommunikationssystem eingeführt wird.
Eine von einem Sender übertragene Funkwelle kann im Empfänger über mehrere verschiedene Signalwege ankommen, abhängig von der geographischen Umgebung und den physikalischen Bedingungen. Gebäude, Berge und andere Hindernisse sind Gründe für diese Mehrwegübertragung des übertragenen Signals mit einem verzerrten Signals als Ergebnis. Auch viele andere Faktoren verzerren das übertragene Signal, und in zellularen digitalen Kommunikationssystemen ist das empfangene Signal deshalb eine Kombination aus dem erwünschten Informationssignal, Rauschen, Gleichkanalstörung und Nachbarkanalstörung.
Mehrwegübertragung, die durch den Funkkanal, über den das Funksignal gesendet wird, selbst hervorgerufen wird, kann Schwund hervorrufen. Die Mehrwegübertragung kann deshalb zu einer Intersymbolstörung (ISI) führen, da die Symbole, die das Signal bilden, zu unterschiedlichen Zeiten ankommen. Somit stört das Signal sich bei der Mehrwegübertragung selbst.
Diversity-Methoden werden verwendet, um die Leistungsfähigkeit der Datenübertragung über schwundbehaftete Kanäle zu verbessern. Diversity bedeutet, dass dem Empfänger mehrere Kopien der über zwei oder mehr unabhängige Kanäle übertragenen Information übergeben werden. Die Grundidee von Diversity-Methoden besteht darin, daß die Wiederholung der Information zusammen mit einer geeigneten Kombination der empfangenen Signale die negativen Auswirkungen des Schwunds stark verringert. Die verschiedenen Diversity-Methoden sind Frequenz-Diversity, Zeit-Diversity, Polarisations-Diversity, Winkel-Diversity, Auswahl-Diversity und Raum-Diversity.
Raum-Diversity, auch Antennen-Diversity genannt, ist weithin in vielen Anwendungen verwendet worden und ist vielleicht die bekannteste der Diversity-Methoden. Bei dieser Methode sind Antennen an unterschiedlichen Standorten angeordnet, was zu unterschiedlichen Signalpegeln führt. Der Sender und/oder Empfänger sind mit zwei oder mehr Antennen versehen, die als Kanäle gelten, von denen man annimmt, daß sie auf unterschiedliche Weise vom Schwund betroffen sind.
Wenn mehr als eine Sendeantenne (N Sendeantennen) verwendet werden, um das Informationssignal an einen Empfänger zu senden, wird der gleiche Informationsstrom gleichzeitig von allen N Antennen über unterschiedliche Kanäle übertragen.
Sende-Diversity unter Verwendung mehrerer Sendeantennen hat in jüngster Zeit eine beachtliche Aufmerksamkeit in der Kommunikationsliteratur und in den Standardisierungsgremien auf sich gezogen. Sende-Diversity bietet durch die Bereitstellung der Anzahl räumlich getrennter Kopien des übertragenen Signals eine verbesserte Leistungsfähigkeit über einen Mehrwegeschwundkanal. Diese Kopien durchlaufen die unterschiedlichen und weitläufig von einander abhängigen Kommunikationskanäle, so daß es eine erhöhte Wahrscheinlichkeit gibt, daß der Empfänger einige Signalkopien empfängt, die weniger durch Schwund gedämpft sind. Die relativen Verzögerungen zwischen den Kanälen, die den unterschiedlichen Sendeantennen entsprechen, werden bei den meisten Sende-Diversity-Methoden als vernachlässigbar, das heißt innerhalb der Dauer eines einzelnen übertragenen Symbols liegend, angenommen.
Die gleichzeitigen Signale von den unterschiedlichen Sendeantennen sollten im Empfänger auf irgendeine Weise getrennt werden. Mehrere Sendeantennen können für diesen Zweck auf unterschiedliche Weise bereitgestellt werden.
Eine Möglichkeit besteht darin, das Informationssignal zwischen unterschiedlichen Antennen ohne Zeit- oder Frequenzüberschneidung umzuschalten. Dieses Prinzip funktioniert aber nicht gut in Situationen, wo sich der Kanal schnell verändert, wie in Mobilfunksystemen.
Eine andere übliche Lösung, die zum Beispiel im US-Patent Nr. 5479448 vorgestellt wird, besteht darin, Signale von unterschiedlichen Antennen, die zeitlich getrennt sind, mittels eines Verfahrens zu überfragen, das als Raum-Zeit-Codierung bezeichnet wird. Die gleichzeitigen Signale von den unterschiedlichen Sendeantennen unterscheiden sich im Zeitbereich, um sie für die Decodierung zu trennen und den maximalen Raum-Diversity-Gewinn durch Kombinieren der Signale zu erreichen. Unabhängig davon, welche Art von Raum-Zeit-Codes verwendet wird, ist es für die optimale Codierung erforderlich, dass Kanal-Impulsantworten, die den Signalwegen zwischen unterschiedlichen Sende- und Empfangsantennen entsprechen, bekannt sind, das heißt, im Empfänger geschätzt werden.
Auch in A. Wittneben, "Base Station Modulation Diversity for Digital SIMULCAST", 41. IEEE Vehicular Technology Society Conference Proceedings, Seiten 848–853, wird die Sendebandbreite über die Diversity-Anordnung durch Aufteilung des Informationssignals in beispielsweise zwei Wege in zwei Kanäle verbessert, von denen der zweite ein Verzögerungselement hat. Das zu irgendeinem gegebenen Zeitpunkt an der Antenne B auftretende Signal ist daher das gleiche Signal, wie es zum vorhergehenden Zeitpunkt an der Antenne A aufgetreten ist. Die beiden Signale werden gleichzeitig übertragen, in der Empfangsstation getrennt und rekonstruiert, und verarbeitet, um das erwünschte Informationssignal abzutrennen.
In der Europäischen Patentanmeldung EP 0741465 wird ein Sende-Diversity-System zum Auswählen eines aus einer Vielzahl von Funkübertragungssystemen in einer Basisstation vorgestellt. Die Basisstation fügt die Übertragung von Daten- und Identifikationssignalen, die sich in der Vielzahl von Funkübertragungssysteme unterscheiden, resultierenden Funksendesignale von der Vielzahl der Funkübertragungssysteme hinzu. Die unterschiedlichen Sendesignale werden getrennt, indem bestimmt wird, welches die höhere Feldstärke hat.
In WO 97/41670 werden Signale unterschiedlicher Kanalcodes gleichzeitig von unterschiedlichen Sendeantennen mit oder ohne Verzögerung parallel gesendet. Es wird eine Intersymbolstörung (ISI) hervorgerufen, die im Empfänger unter Verwendung der Kanalcodierung und der Maximum-Likelihood-Sequenzerkennung oder anderer in der Fachwelt bekannter Methoden aufgelöst wird.
Mit Entzerrungsmethoden können unbekannte zeitlich veränderliche Kommunikationskanalmerkmale, die zu Intersymbolstörung (ISI) führen, durch Kanalschätzung mit Hilfe von Trainingssequenzen, die im Empfänger bekannt sind, geschätzt werden.
Die Trainingssequenz mit bekannten Symbolen wird vor dem echten Informationssignal gesendet oder alternativ in der Mitte des Informationssignals, wobei sie in diesem Fall als Midambel-Sequenz bezeichnet wird. Das empfangene Signal ist eine Faltung zwischen der übertragenen Trainingssequenz und der Kanal-Impulsantwort. Die Kanalschätzung kann dann mit unterschiedlichen Signalverarbeitungsverfahren durchgeführt werden, wie etwa das in S. N. Crozier, D. D. Falconer und S. A. Mahmoud, "Least sum of squared errors (LSSE) channel estimation", Proc. Inst. Elect. Eng., Bd. 138, Seiten 371–378, Teil F, August 1991, beschriebene (LSSE-)Verfahren, oder durch Durchführen einer Korrelation zwischen den empfangenen Signalen und einer Trainingssequenz, wie es in J. C. L. Ng, K. Ben Letaief und R. D. Murch "Complex Optimal Sequences with constant magnitude for Fast Channel Estimation initialization", IEEE Trans. On Communications, Bd. 46, Nr. 3, Seiten 305–308, März 1998, oder in B. M. Popović, "Class of binary sequences for mobile channel estimation", Electronics Letters, Bd. 31, Nr. 12, Seiten 9944–945, Juni 1995, beschrieben wird. (ERRATA – Druckkorrektur: Bd. 31, Nr. 15, S. 1299, Juli 1995).
Die Trainingssequenz kann durch ein- oder beidseitige periodische Erweiterung einer sogenannten Grundtrainingssequenz um D Bits gebildet werden. Im Empfänger wird die Trainingssequenz mit der Grundsequenz korreliert, was zu einem Signal führt, das gleich der periodischen Autokorrelation der Grundsequenz für Verzögerungswerte ist (= 0, ±1, ±2, ..., ±D). Die Zahl der Erweiterungsbits, das heißt D, wird entsprechend der Annahme darüber ausgewählt, was hinreichend ist, um die ISI zu überdecken, die durch die Kombination von Modulation, Impulsformung, Filtern und so weiter zuzüglich der zeitlichen Streuung des Kanals hervorgerufen wird. Ein Beispiel für Trainingssequenzen sind diejenigen, die im GSM-Mobilfunk-Kommunikationssystem verwendet werden. In diesen Trainingssequenzen gibt es acht unterschiedliche 26-Bit-Midambel-Sequenzen. Jede 26-Bit-Midambel-Sequenz wird aus einer 16-Bit-Grundsequenz zuzüglich 5 zyklisch wiederholten Bits an jedem Ende (D = 5) gebildet.
Um die genaue Kanal-Impulsantwort zu erhalten, sollte die Trainingssequenz im Bereich der maximalen erwarteten Verzögerungsüberschreitung des Mehrwegkanals eine periodische Autokorrelation gleich null für Verzögerungen ungleich null haben.
Mathematisch ausgedrückt heißt das, wenn die binäre Grundsequenz durch folgende Formel gekennzeichnet ist: a(k),k = 0, 1, 2, ..., N – 1
dann lautet die komplexe Referenzsequenz (die Korrelation muss vor der Demodulation durchgeführt werden, weshalb eine Referenzsequenz gebildet wird), die durch lineare Transformation der Grundsequenz entsprechend der GMSK-Modulation der Grundtrainingssequenz entsteht, folgendermaßen: v(k) = jka(k)k = 0, 1, 2, ..., N – 1 j = √(–1)
Das empfangene Signal x(n) ist eine Faltung zwischen der übertragenen Midambel-Sequenz v_e(k) und der Kanal-Impulsantwort h(l), l = 0, 1, 2, ..., L – 1:
Wenn die Midambel-Sequenz durch eine beidseitige periodische Erweiterung der Grundsequenz um D Bits gebildet wird, ist die Kreuzkorrelation zwischen der Referenzsequenz und den Abtastwerten des empfangenen Signals gleich:
wobei * das komplex Konjugierte bezeichnet und Θ_vv die periodische Autokorrelation der komplexen Sequenz v(k) ist. Für nach Art der MSK (Minimale Phasenumtastung) modulierte Signale ist die Referenzsequenz durch die obige Gleichung für v(k) gegeben, und wir haben:
wobei Θ_aa die periodische Autokorrelation der binären Grundsequenz a(k) ist.
Um die exakte Schätzung der Kanal-Impulsantwort (multipliziert mit einer Konstante) zu erhalten, um folgendes zu haben: Θxv(p) = Ch(p)p = 0, 1, 2, ..., L – 1
sollte die periodische Autokorrelationsfunktion Θ_aa(p) null sein für: 0 < |p| ≤ L – 1 ≤ D,das heißt Θaa = N für p = 0 0 für 0 < |p| ≤ D
Wenn D = N – 1, wird die Sequenz als eine perfekte (ideale) Autokorrelationssequenz bezeichnet. Ideale binäre Autokorrelationssequenzen mit Längen N > 4 sind nicht bekannt. Binäre "nahezu ideale" Autokorrelationssequenzen, bei denen alle Nebenzipfel bis auf einen gleich null sind, sind in Wolfmann, J., "Almost perfect auto-correlation sequences", IEEE Trans, 1992, IT-38, (4), Seiten 1412–1418 dargestellt. Wie alle anderen Sequenzen, die die obige Gleichung erfüllen, sind diese Sequenzen D-ideale Autokorrelations-Sequenzen mit D = N/2 – 1. Midambel-GSM-Grundsequenzen sind ebenfalls D-ideale Autokorrelations-Sequenzen. Vier GSM-Sequenzen haben D = 6, während die anderen vier fast fast-ideale Autokorrelations-Sequenzen mit D = 7 sind.
Wenn D = N/4, wird die Sequenz halbideal genannt und hat eine periodische Autokorrelationsfunktion gleich null für alle Verzögerungen ungleich null im Bereich von ±N/4-Bit-Intervallen. Solche Sequenzen werden in B. M. Popović, "Class of binary sequences for mobile channel estimation", Electronics Letters, Bd. 31, Nr. 12, Seiten 9944–945, Juni 1995, vorgestellt. (ERRATA – Druckkorrektur: Bd. 31, Nr. 15, S. 1299, Juli 1995). Für die Bildung von halbidealen Sequenzen der Länge 2N mit erforderlicher Autokorrelation werden in dem Artikel Paare halbidealer Sequenzen verwendet. Für jede halbideale Sequenz a(k) kann eine andere halbideale Sequenz b(k) gebildet werden, so daß eine periodische Kreuzkorrelation zwischen diesen beiden Sequenzen für alle Verzögerungen im Bereich von ±N/4-Bit-Intervallen, einschließlich der Verzögerung gleich null, null beträgt. Mathematisch kann dies wie folgt beschrieben werden θab(p) = θba(p) = 0 für |p| ≤ N/4wobei N die Anzahl der Bits in jeder Sequenz ist. Jedes solches Paar, das verwendet wird, um die Sequenzen mit erforderlicher Autokorrelation zu bilden, wird als semiorthogonales Paar bezeichnet.
Wenn die Sende-Diversity unter Verwendung von N Sendeantennen in einem TDMA-System angewendet wird, werden in jedem Zeitschlitz N Bursts, die alle die gleichen Informationsbits enthalten, an einen einzelnen Benutzer gesendet. In jedem dieser N Bursts muss eine andere Trainingssequenz für die Schätzung eines entsprechenden Kanals eingefügt werden.
In A. F. Naguib, V. Tarokh, N. Seshadri und A. R. Calderbank, "A Space-Time Coding Modem for High-Data-rate Wireless Communications", IEEE Journal on selected Areas in Communications, Bd. 16, Nr. 8, Seiten 1459–1478, Oktober 1998, wird ein solches System mit mehreren Sende- und/oder mehreren Empfangsantennen dargestellt, wobei unterschiedliche Trainingssequenzen verwendet werden, um die parallelen Signale zur Kanalschätzung voneinander zu unterscheiden. In diesem Artikel wird die zeitliche Streuung der Kanäle entsprechend den Antennen nicht berücksichtigt, das heißt, es wird angenommen, daß die Übertragung über Kanäle mit flachem Schwund (mit einem Übertragungsweg) durchgeführt wird. Die in den unterschiedlichen Antennen verwendeten Trainingssequenzen sind orthogonal, das heißt, sie haben eine Kreuzkorrelation gleich null für die gegenseitige Verzögerung gleich null. Eine von zwei Trainingssequenzen (S1), die in der Referenz für die Sende-Diversity mit zwei Antennen verwendet wird, ist die im IS-136-Standard festgelegte π/4-DPSQ-Synchronisationssequenz. Die zweite Trainingssequenz (S2), die in der Referenz verwendet wird, ist nicht ausdrücklich festgelegt.
Diese Lösung funktioniert jedoch nicht in allen geographischen Umgebungen und unter allen physikalischen Bedingungen gut. Wenn Gebäude, Berge und andere Hindernisse eine Mehrwegübertragung des übertragenen Signals bewirken, wird das Signal verzerrt, und diese Verzerrung sollte bei der Schätzung des Signals berücksichtigt werden.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Verfahren für die Kanalschätzung für Sende-Diversity-Systeme zu entwickeln, das die Genauigkeitsanforderungen erfüllt, indem die durch Mehrwegübertragung bewirkte Verzerrung berücksichtigt wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Aufgabe der Erfindung wird mit einem Sendeverfahren in einem Funkkommunikationssystem mittels Sende-Diversity-Signalen gelöst, die gleichzeitig von zwei oder mehr Sendeantennen eines Senders über Funkkanäle an eine oder mehrere Empfangsantennen eines Empfängers gesendet werden. Der Kanal zwischen jeder Sendeantenne und jeder Empfangsantenne wird im Empfänger unter Verwendung gleichzeitig übertragener Trainingssequenzen geschätzt. Das Verfahren ist vor allem dadurch gekennzeichnet, daß jede Trainingssequenz, die aus einer Grundsequenz und einer periodischen Erweiterung der Grundsequenz auf einer Seite oder auf beiden Seiten der Grundsequenz besteht, von einer anderen Antenne übertragen wird. Jede Grundsequenz hat eine periodische Kreuzkorrelation gleich null mit jedweder anderen gleichzeitig übertragenen Grundsequenz in einem bestimmten Verzögerungsbereich, einschließlich der gegenseitigen Verzögerung gleich null, und außerdem hat jede Grundsequenz eine periodische Autokorrelation gleich null für alle Verzögerungen ungleich null innerhalb des Verzögerungsbereichs. Dabei wird der Verzögerungsbereich unter Berücksichtigung der erwarteten zeitlichen Streuung der Mehrweg-Kanalimpulsantworten ausgewählt.
Der Verzögerungsbereich entspricht vorzugsweise der maximalen erwarteten zeitlichen Streuung der Mehrweg-Kanalimpulsantworten einschließlich der ISI durch Modulation, Filtern und so weiter. In der Praxis wird die Forderung an den Verzögerungsbereich so erfüllt, daß die Grundsequenz auf einer oder beiden Seiten mit der entsprechenden Zahl von Symbolen erweitert wird und somit der periodischen Erweiterung der Grundsequenz auf einer oder auf beiden Seiten der Grundsequenz entspricht.
In der Erfindung ist berücksichtigt worden, daß in einem Mehrweg-(Schwund-)Kanal die Grundtrainingssequenzen, die für die Sende-Diversity verwendet werden, eine anspruchsvollere Anforderung erfüllen müssen, als einfach nur orthogonal zu sein. Zum Beispiel haben die acht im GSM-System verwendeten Grundtrainingssequenzen exzellente Autokorrelationseigenschaften, haben aber sehr schlechte Kreuzkorrelationseigenschaften, was sie für die Anwendung bei Sende-Diversity-Methoden ungeeignet macht.
Es zeigte sich in der Erfindung, daß, um in Sende-Diversity-Systemen eine genaue Kanal-Impulsantwort zu erlangen, die verwendeten Trainingssequenzen so sein müssen, dass die periodische Kreuzkorrelation zwischen zwei beliebigen Grundtrainingssequenzen für einen Bereich gegenseitiger Verzögerungen entsprechend einer gegebenen Verzögerungsüberschreitung, vorzugsweise der maximalen erwarteten Verzögerungsüberschreitung, das heißt, der Differenz zwischen den Verzögerungen des ersten und des letzten Wegs in der Mehrweg-Kanalimpulsantwort des Mehrwegkanals, so niedrig wie möglich ist. Idealerweise sollte diese Korrelation gleich null sein. Außerdem sollte jede der Grundsequenzen eine periodische Autokorrelation gleich null für alle Verzögerungen ungleich null innerhalb dieses Verzögerungsbereichs haben.
Im Fall eines TDMA-Systems werden in jedem TDMA-Zeitfenster N Bursts an einen einzelnen Benutzer gesendet. Alle diese Bursts müssen unterschiedliche Trainingssequenzen haben, so dass die periodische Kreuzkorrelation zwischen zwei beliebigen von ihnen sowie die phasenverschobene periodische Autokorrelation jeder Trainingssequenz für einen Bereich gegenseitiger Verzögerungen entsprechend der maximal erwarteten Verzögerungsüberschreitung des Mehrwegkanals so niedrig wie möglich ist (idealerweise null). Die Erfindung kann auch für andere Systeme angewendet werden, wie etwa CDMA- und FDMA-Systeme, wobei in diesem Fall alle gleichzeitig gesetzten Signale unterschiedliche Trainingssequenzen mit den in der Erfindung als notwendig befundenen Eigenschaften haben müssen.
Für Sende-Diversity mit zwei Antennen sind optimale Beispiele für Trainingssequenzen, die die Anforderungen erfüllen, Paare von sogenannten halbidealen binären Sequenzen, wie etwa jene, die in B. M. Popović, "Class of binary sequences for mobile channel estimation", Electronics Letters, Bd. 31, Nr. 12, Seiten 9944–945, Juni 1995, beschrieben sind. (ERRATA – Druckerkorrektur: Bd. 31, Nr. 15, S. 1299, Juli 1995). Die Existenz von semiorthogonalen Paaren halbidealer Sequenzen an sich hatte keine besondere Bedeutung für die herkömmlichen Übertragungssysteme mit einer Sendeantenne, und diese Sequenzen wurden in dem Artikel nur zur Bildung von Sequenzen mit guter Autokorrelation verwendet. Jedoch zeigte sich für die Erfindung, daß in neuen Sende-Diversity-Systemen mit zwei Sendeantennen und gleichzeitigen Übertragungen von beiden Sendeantennen, wo die Eigenschaften der Paare halbidealer binären Sequenzen von entscheidender Bedeutung sind, solche Paare von Sequenzen genutzt werden können.
Für Sende-Diversity mit zwei oder mehr, insbesondere mehr, Antennen sind optimale Beispiele für Trainingssequenzen, die die Anforderungen erfüllen, die Mengen der sogenannten binären Nullkorrelationszone-(ZCZ-)Sequenzen, wie etwa jene, die in P. Z. Fan, N. Suehiro, N. Kuroyanagi und X. M. Deng "Class of binary sequences with zero correlation zone", Electronics Letters, Bd. 35, Nr. 10, Seiten 777–779, Mai 1999, beschrieben sind. Die Mengen der sogenannten binären Nullkorrelationszone-(ZCZ-)Sequenzen wurden für die Breitband-CDMA-Systeme der dritten Generation entwickelt, in denen sie nicht als Trainingssequenzen verwendet wurden, sondern als Spreizcodes, um die unterschiedlichen Signale voneinander zu unterscheiden. In einem typischen CDMA-System sind die Spreizcodes dafür ausgelegt, sehr wenig Autokorrelations-Nebenzipfel (vorzugsweise null Nebenzipfel) und sehr wenig Kreuzkorrelationen (vorzugsweise null Kreuzkorrelationen) zu haben. Jedoch ist bewiesen worden, daß es unmöglich ist, eine Menge von Spreizcodes mit idealen impulsförmigen Autokorrelationsfunktionen und idealen Null-Kreuzkorrelationsfunktionen zu bilden, was in praktischen CDMA-Systemen zu einer Gleichkanalstörung führt. Der Artikel stellt eine Lösung dafür bereit, um Breitband-CDMA-Systeme mit Algorithmen für die Bildung solcher ZCZ-Sequenzen zur Verwendung in CDMA-Systemen zu verbessern, damit diese gegenüber dem Mehrwegproblem toleranter sind und die Gleichkanalstörung verringert wird. Erfindungsgemäß wurde festgestellt, dass diese Verfahren verwendet werden können, um Sequenzen mit den erforderlichen Eigenschaften zu bilden, damit die Trainingssequenzen im Sende-Diversity-System gemäß der Erfindung verwendet werden können.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Zeichnungen und Beispielen beschrieben, die nicht dafür bestimmt sind, die Erfindung einzuschränken. Zum Beispiel kann die Zahl der Sendeantennen im Schutzbereich der Erfindung variieren und ebenso die Zahl der Empfangsantennen, auch wenn die Zeichnungen nur eine Empfangsantenne darstellen. Außerdem können die speziellen Trainingssequenzen, die im folgenden Text in Form von Beispielen dargestellt werden, innerhalb des Schutzbereichs der Ansprüche variieren.
ZEICHNUNGEN
1 stellt eine erste Ausführungsform der Erfindung schematisch dar.
2 stellt eine zweite Ausführungsform der Erfindung schematisch dar.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
1 stellt schematisch die Umgebung dar, in der eine erste Ausführungsform der Erfindung angewendet werden kann. Der Grundgedanke in der ersten Ausführungsform besteht darin, einen Diversity-Gewinn durch Kombinieren der Mehrwegsignale von zwei Sendeantennen zu erreichen.
Wenn das Informationssignal von einer analogen Signalquelle 1 stammt, wie etwa als Sprache oder Video, wird es abgetastet und in einem A/D-Umsetzer quantisiert, um eine digitale Beschreibung des analogen Quellensignals zu bilden. Datensignale sind digitale Signalquellen. Das digitale Signal wird in einem Quellencodierer wie etwa einem Sprachcodierer codiert (2), um eine Sequenz von Symbolen zu bilden, die das Informationssignal beschreiben. Die Kanalcodierung 3 wird durch irgendein herkömmliches Kanalcodierungsverfahren durchgeführt, indem Datenbits so hinzugefügt werden, dass eine Korrektur von Symbolen, die vom Empfänger nicht fehlerfrei empfangen werden, durchgeführt werden kann.
Es wird eine Raum-Zeit-Codierung durchgeführt 4, 4', so dass die gleichzeitigen Signale von den unterschiedlichen Sendeantennen sich im Zeitbereich unterscheiden sollten, um die Decodierung der Signale zu ermöglichen, zum Beispiel durch Maximum-Likelihood-Decodierung, und um einen Raum-Diversity-Gewinn zu erreichen. Für eine optimale Decodierung ist es erforderlich, dass Kanal-Impulsantworten, die den Signalwegen von unterschiedlichen Sendeantennen entsprechen, bekannt sind oder am Empfänger geschätzt werden können.
Danach wird nach der Raum-Zeit-Decodierung 4 eine erste Trainingssequenz zum Informationssignal hinzugefügt 5, so dass der Empfänger eine erste Kanalschätzung 9 durchführen und lernen kann, wie er aus dem empfangenen Signal, das das erwünschte Signal und unerwünschte Teile enthält, das erwünschte Informationssignal schätzt. Die Modulation einer Trägerwelle mit der ersten Trainingssequenz 5 und dem Informationssignal wird dann durchgeführt 6 und über eine erste Antenne 7 an den Empfänger gesendet.
Zum Informationssignal wird nach der Raum-Zeit-Codierung 4' auch eine zweite Trainingssequenz hinzugefügt 5', so dass der Empfänger eine zweite Kanalschätzung durchführen kann. Die Modulation einer Trägerwelle mit der zweiten Trainingssequenz und dem Informationssignal wird durchgeführt 6' und über eine zweite Antenne 7' an den Empfänger gesendet.
Die gesendeten Signale werden durch die Empfangsantenne 8 empfangen. Der Empfänger führt eine erste Kanalschätzung 9 unter Verwendung der ersten Trainingssequenz 5 und eine zweite Kanalschätzung 9' unter Verwendung der zweiten Trainingssequenz 5' durch.
Die Kanalschätzungen werden mittels der Trainingssequenzen durchgeführt, die im Empfänger bekannt sind. Das empfangene Signal ist eine Faltung zwischen den gesendeten Trainingssequenzen und den Kanal-Impulsantworten. Das Informationssignal wird mittels bekannter Algorithmen für diese Faltung geschätzt, wie es bereits in dem Abschnitt dargestellt wurde, der den Stand der Technik beschreibt.
Die Trainingssequenzen werden durch ein- oder beidseitige periodische Erweiterungen einiger sogenannter Grundtrainingssequenzen um D Bits gebildet. Mit anderen Worten, man erhält die Trainingssequenzen durch Anhängen der letzten D Bits der Grundsequenzen vor den Grundsequenzen und/oder durch Anhängen der ersten D Bits der Grundsequenzen nach den Grundsequenzen. Die ersten D Erweiterungsbits, die den Grundsequenzen vorausgehen, sind die gleichen wie die letzten Bits der Grundsequenzen. Die zweiten D Erweiterungsbits nach der Grundsequenz sind die gleichen wie die ersten D Bits der Grundsequenz. Im Empfänger wird bei jeder Kanalschätzung die Trainingssequenz mit der Grundsequenz korreliert, was zu einem Signal führt, das gleich der periodischen Autokorrelation der Grundsequenz für Verzögerungswerte = (0, 1, 2, ..., ±D) ist. Die Zahl der Erweiterungsbits, das heißt D, wird gemäß dem ausgewählt, was als hinreichend angesehen wird, um die ISI zu überdecken, die durch die Kombination von Modulation, Impulsformung, Filtern und so weiter zuzüglich der zeitlichen Streuung des Kanals hervorgerufen wird.
Die geschätzten Informationssignale werden dann kombiniert 10, um einen Diversity-Gewinn der empfangenen Mehrwegkanal-Signale zu erhalten. Der Empfänger führt dann eine Kanaldecodierung 11 und eine Quellendecodierung 12 des kombinierten Informationssignals durch.
Gemäß der Erfindung haben die Trainingssequenzen bestimmte Eigenschaften, so daß die Signale voneinander unterschieden werden können.
Die erste Anforderung besteht darin, daß die periodische Kreuzkorrelation zwischen den Grundsequenzen der verwendeten Trainingssequenzen in einem geeigneten Bereich gleich null sein soll, einschließlich der gegenseitigen Verzögerung gleich null bei einem Wert innerhalb des Bereichs.
Die zweite Anforderung besteht darin, daß die periodische Autokorrelation jeder der Grundsequenzen für alle Verzögerungen ungleich null innerhalb des Verzögerungsbereichs gleich null ist.
Ein halbideale Autokorrelationssequenz ist eine Sequenz a(k) mit der periodischen Autokorrelationsfunktion Θ_aa(p) = 0 in Intervallen von ±N/4 Bit um den Ursprung herum, d.h. D = N/4 in der Gleichung: Θaa = N für p = 0 0 für 0 < |p| ≤ D
Der Name dieser Sequenzen rührt von der Tatsache her, dass die Hälfte aller periodischen Autokorrelations-Nebenzipfel gleich null ist. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können Paare von sogenannten halbidealen binären Sequenzen in Sende-Diversity-Systemen mit zwei Sendeantennen verwendet werden.
Halbideale Sequenzen existieren für die Längen Lsp = 4, 8, 16, 32, ... und so weiter, oder allgemein Lsp = 2ⁿ⁺¹, wobei n = 1, 2, 3, ... und so weiter. Jedes sogenannte semiorthogonale Paar von halbidealen Sequenzen hat die periodische Kreuzkorrelation gleich null im Bereich von ±D Symbolen rings um die und einschließlich der gegenseitigen Verzögerung gleich null, wobei D = Lsp/4 = 2ⁿ⁺¹. Gleichzeitig hat jede solche halbideale Sequenz eine periodische Autokorrelation gleich null für alle Verzögerungen ungleich null im Bereich von ±D Symbolen.
Das einzige existierende semiorthogonale Paar von halbidealen Sequenzen der Länge 4 ist:

1. S₄(0, k) = [0 1 1 1] S₄(1, k) = [0 0 1 0]

Dies sind halbideale Sequenzen, weil die Autokorrelationseigenschaft der beiden, das heißt die Ähnlichkeit zwischen der Grundsequenz und ihrer zeitlich verschobenen Version, null beträgt, und sie bilden ein semiorthogonales Paar, weil ihre zyklische Kreuzkorrelation im Bereich von plus oder minus 4 Bit null beträgt.
Der Artikel "Class of binary sequences for mobile channel estimation" von B. M. Popović, Electronics Letters, 8. Juni, Bd. 31, Nr. 12, stellt den Algorithmus für die Bildung von mehr solchen Sequenzen mit unterschiedlichen Längen vor. Durch Verwendung der im Artikel beschriebenen rekursiven Bildungsverfahren erhält man alle zyklisch verschiedenen semiorthogonalen Paare beispielsweise der Länge 16:

1. S₁₆(0, k) = [0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1] S₁₆(1, k) = [0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 0]
2. S₁₆(2, k) = [0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1 1 1 0] S₁₆(3, k) = [0 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1]
3. S₁₆(4, k) = [0 0 0 1 1 0 1 1 1 1 1 0 1 0 1 1] S₁₆(5, k) = [0 0 1 0 1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0]
4. S₁₆(6, k) = [0 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 1 1 0] S₁₆(7, k) = [0 1 1 1 1 1 0 1 1 0 0 0 1 1 0 1]
5. S₁₆(8, k) = [0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0] S₁₆(9, k) = [0 1 0 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1 1 1]
6. S₁₆(10, k) = [0 0 1 0 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 1] S₁₆(11, k) = [0 1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0]
7. S₁₆(12, k) = [0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0] S₁₆(13, k) = [0 0 1 0 0 1 1 1 1 1 0 1 0 1 1 1]
8. S₁₆(14, k) = [0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0 1] S₁₆(15, k) = [0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 1 0]

Die erwartete Verzögerungsüberschreitung kann im Bereich von 4 Symbolen liegen.
2 stellt schematisch die Umgebung dar, in der eine zweite Ausführungsform der Erfindung angewendet werden kann. Die Idee bei dieser Ausführungsform besteht darin, einen Diversity-Gewinn durch Kombinieren der Mehrwegsignale von vier Sendeantennen zu erreichen.
In 2 werden die gleichen Funktionen 1, 2, 3 und 4 wie in 1 durchgeführt, abgesehen davon, dass die Raum-Zeit-Codierung nun für vier Antennen durchgeführt wird 4, 4', 4'', 4'''.
Danach werden zum Informationssignal nach der Raum-Zeit-Codierung vier unterschiedliche Trainingssequenzen hinzugefügt 5, 5', 5'' und 5''', so dass der Empfänger vier Kanalschätzungen durchführen und lernen kann, wie er aus dem empfangenen Signal, das das erwünschte Signal und unerwünschte Teile enthält, das erwünschte Informationssignal schätzt. Die Modulation einer Trägerwelle mit den Trainingssequenzen 5, 5', 5'' und 5''' und dem Informationssignal wird dann durchgeführt 6, 6', 6'' und 6''' und durch vier verschiedene Antennen 7, 7', 7'', 7''' an den Empfänger gesendet.
Die gesendeten Signale werden durch die Empfängerantenne 8 empfangen. Der Empfänger führt vier Kanalschätzungen 9, 9', 9'' und 9''' unter Verwendung der vier unterschiedlichen Trainingssequenzen 5, 5', 5'' und 5''' durch. Die Kanalschätzungen werden wie oben durchgeführt.
Das geschätzte Informationssignal wird dann kombiniert 10, um einen Diversity-Gewinn der empfangenen Mehrwegkanal-Signale zu erlangen. Der Empfänger führt dann wie oben die Kanaldecodierung 11 und die Quellendecodierung 12 des kombinierten Signals durch.
Auch in dieser Ausführungsform haben die Trainingssequenzen die obigen Autokorrelations- und Kreuzkorrelationseigenschaften, so dass die Signale voneinander unterschieden werden können. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können Mengen sogenannter binärer Nullkorrelationszonen-(ZCZ-)Sequenzen in Sende-Diversity-Systemen mit zwei oder mehr, vorzugsweise mehr, Sendeantennen verwendet werden, wie etwa vier Sendeantennen, wie in dieser Ausführungsform.
Die Mengen von ZCZ-Sequenzen enthalten M Sequenzen der Länge Lzcz, so dass Lzcz > M > 1, und ihre Nullkorrelationszone ZCZ ist ZCZ = 2D + 1 = Lzcz/M + 1. Das bedeutet, dass die periodische Kreuzkorrelation zweier beliebiger Sequenzen aus der Menge der ZCZ-Sequenzen im Bereich von ±D Symbolen rings um die und einschließlich der gegenseitigen Verzögerung gleich null, null ist, wobei D = Lzcz/2M. Gleichzeitig ist die periodische Autokorrelation jeder ZCZ-Sequenz gleich null für alle Verzögerungen ungleich null im Bereich von ±D Symbolen.
Solche ZCZ-Sequenzen existieren für Sequenzlängen Lzcz = 8, 32, 128, 512 und so weiter oder allgemein Lzcz = 2²ⁿ⁺¹, wobei n = 1, 2, ... und so weiter. Die Anzahl der Sequenzen in der Menge ist M = 4, 8, 16, 32, ... und so weiter oder allgemein M = 2ⁿ⁺¹. Die Mengen der ZCZ-Sequenzen mit anderen Sequenzlängen kann man durch Kürzen der obigen ZCZ-Mengen erhalten, aber in diesem Fall wird auch die Nullkorrelationszone gekürzt.
Andere Verfahren zur Bildung von Mengen von binären ZCZ-Sequenzen sind in P. Z. Fan, N. Suehiro, N. Kuroyanagi und X. M. Deng, "Class of binary sequences with zero correlation zone", Electronic Letters, Bd. 35, Nr. 10, Seiten 777–779, Mai 1999, beschrieben.
Zum Beispiel kann die folgende Menge von ZCZ-Sequenzen mit den obigen Verfahren gebildet werden:
S1: [––+++––+]
S2: [––––+–+–]
S3: [+––+––++]
S4: [+–+–––––]
Diese Menge hat die erforderliche Eigenschaft, dass die periodische Kreuzkorrelation zwischen zwei beliebigen Sequenzen aus der Menge im Verzögerungsbereich von ±1-Bit-Intervallen, einschließlich der Verzögerung gleich null, null ist. Auch die periodische Autokorrelation jeder solchen Sequenz ist für Verzögerungen ungleich null im gleichen Verzögerungsbereich null.
Ein anderes Beispiel ist:
S1: [++–+++–+–––+–––+]
S2: [––+–++–++++––––+]
S3: [+–––+––––+–––+––]
S4: [–++++–––+–++–+––]
Diese Menge hat die erforderliche Eigenschaft, dass die periodische Kreuzkorrelation zwischen zwei beliebigen Sequenzen aus der Menge im Verzögerungsbereich von ±2-Bit-Intervallen, einschließlich der Verzögerung gleich null, null ist. Auch die periodische Autokorrelation jeder solchen Sequenz ist für Verzögerungen ungleich null im gleichen Verzögerungsbereich null.
Die Mengen der ZCZ-Sequenzen können auch für die Sende-Diversity mit N = 2 Antennen verwendet werden, aber in diesem Fall sind sie weniger effizient als die Paare halbidealer Sequenzen, was die relative Größe ihrer Nullkorrelationszone im Vergleich zur Länge der Sequenzen betrifft. Wenn zum Beispiel die Länge der Grundtrainingssequenz gleich L = 16 ist (die gleiche wie in GSM oder EDGE), dann gibt es 8 Paare halbidealer Sequenzen, wie oben dargestellt wurde. Jedes Paar hat die periodische Kreuzkorrelation gleich null im Bereich von ±D Symbolen rings um die und einschließlich der gegenseitigen Verzögerung gleich null, wobei D = 4. Gleichzeitig hat jede solche halbideale Sequenz eine periodische Autokorrelation gleich null für alle Verzögerungen ungleich null im Bereich von ±D Symbolen, wobei D = 4. Um die gleiche Größe D = 4 der Nullkorrelationszone zu haben, müssen die ZCZ-Sequenzen der Länge L = 32 verwendet werden.
Im Vergleich zur Anzahl der GSM-Midambeln ist die Anzahl der Sende-Diversity-Paare auf der Grundlage von halbidealen Sequenzen mit der Länge von 16 Symbolen die gleiche. Der Bereich der Verzögerungen, die eine Null-Autokorrelation erzeugen, ist ein wenig kleiner. In GSM haben vier Midambel D = 6, wohingegen die anderen vier D = 7 haben. Andererseits haben die GSM-Midambel sehr schlechte Kreuzkorrelationsfunktionen. Insgesamt passt das obige Beispiel von Trainingspaaren mit der Länge von 16 Symbolen für Sende-Diversity mit zwei Antennen sehr gut zur Struktur der GSM-Schnittstelle wie auch zur Struktur des EDGE-Burst-Formats. Dies gestattet die Anwendung bereits bestehender GSM- und EDGE-Kanalentzerrungsmethoden in den entsprechenden Systemen mit Sende-Diversity.
Wenn ein größeres D erforderlich ist, um längere Kanalantworten zu schätzen, kann die Länge der Trainingssequenzen L = 32 gewählt werden, wobei in diesem Fall D = 8 ist.

Claims

Sendeverfahren in einem Funkkommunikationssystem mittels Sende-Diversity-Signalen, die gleichzeitig von zwei oder mehr Sendeantennen (7, 7') eines Senders an eine oder mehr Empfangsantennen (8) eines Empfängers über Funkkanäle gesendet werden, wobei der Kanal zwischen jeder Sendeantenne und jeder Empfangsantenne im Empfänger durch Verwendung gleichzeitig gesendeter Trainingssequenzen geschätzt wird (9, 9'), dadurch gekennzeichnet, daß a) jede Trainingssequenz, die aus einer Grundsequenz und einer periodischen Erweiterung der Grundsequenz auf einer oder auf beiden Seiten der Grundsequenz besteht, von einer anderen Antenne gesendet wird, b) jede Grundsequenz mit jeder anderen gleichzeitig gesendeten Grundsequenz in einem bestimmten Verzögerungsbereich, einschließlich der gegenseitigen Null-Verzögerung, eine periodische Kreuzkorrelation hat, die gleich null ist, und c) jede Grundsequenz für alle Nicht-null-Verzögerungen in dem Verzögerungsbereich eine periodische Autokorrelation hat, die gleich null ist, wobei der Verzögerungsbereich unter Berücksichtigung der erwarteten zeitlichen Streuung der Mehrwegkanal-Impulsantworten ausgewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungsbereich so ausgewählt wird, daß er der maximalen erwarteten zeitlichen Streuung der Mehrwegkanal-Impulsantworten entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungsbereich der periodischen Erweiterung der Grundsequenz auf einer oder auf beiden Seiten der Grundsequenz entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn zwei Antennen verwendet werden, die verwendeten Trainingssequenzen ein Paar semiperfekte und semiorthogonale binäre Sequenzen sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn zwei oder mehr, vorzugsweise wenn mehr Antennen verwendet werden, um die Signale zu senden, die verwendeten Trainingssequenzen eine Menge binärer Nullkorrelationszonen-(ZCZ-)Sequenzen sind.
Verwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 5 in TDMA-Kommunikationssystemen mit Sende-Diversity, wobei die Länge der Grund-Trainingssequenzen 16 Symbole beträgt.