DE60215945T2 - Entzerrer mit zwei Raum-Zeit Filtern und mit einem Selektor zum Wählen des Filters mit der besten Symbolschätzung - Google Patents

Entzerrer mit zwei Raum-Zeit Filtern und mit einem Selektor zum Wählen des Filters mit der besten Symbolschätzung Download PDF

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Description

  • Erfindungsgebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger von digitalen Datenbursts, umfassend ein Antennenarray. Die vorliegende Erfindung betrifft außerdem ein Verfahren zum Empfangen digitaler Datenbursts unter Verwendung eines Empfängers, umfassend ein Antennenarray.
  • Allgemeiner Stand der Technik
  • Jüngst wurde erkannt, daß adaptive oder intelligente Antennen für Basisstationen ein leistungsfähiges Werkzeug zur Verbesserung von Kapazität und Datenraten sind, und zwar hauptsächlich aufgrund ihrer Fähigkeit zum Unterdrücken von Gleichkanalinterferenz (CCI). Üblicherweise wird zwischen dem Nutzsignal und der Interferenz eine Zeitschlitzsynchronisation vorausgesetzt. In diesem Fall können bekannte Antennenarrayverarbeitungstechniken angewendet werden, siehe zum Beispiel Z. Zvonar, P. Jung, L. Kammerlander, (Herausgeber), „GSM evolution towards 3rd generation systems", Kluwer Academic Publishers, Boston/Dordreht/London, 1999. Diese Annahme einer Zeitschlitzsynchronisation zwischen dem Nutzsignal und der Interferenz ist gültig, wenn die benachbarten Basisstationen synchronisiert und die Zellen klein sind. Wenn unsynchronisierte Basisstationen oder große Zellen verwendet werden, ist die Zeitschlitzsynchronisation zwischen Signalen eine Herausforderung. 1 zeigt ein typisches kurzes Burstszenarium mit (a) synchroner Gleichkanalinterferenz (CCI) und (b) asynchroner Gleichkanalinterferenz (CCI). Das Nutzsignal und die Zweikomponenten-Gleichkanalinterferenz-(CCI)-Bursts sind aufgetragen. In dem asynchronen Fall kommen die Gleichkanalinterferenz-(CCI)-Bursts mit der Zufallsverzögerung gi, i = 1, ..., M, an, wobei M die Anzahl der Gleichkanalinterferenz-(CCI)-Komponenten ist. In dem synchronen Fall kommen alle Bursts gleichzeitig an, das heißt gi = 0, i = 1, ..., M. Eine Zufallsänderung der Interferenzstruktur während des Nutzsignalbursts verursacht eine signifikante Leistungsverschlechterung für bekannte Algorithmen in dem asynchronen Fall. Solche bekannten Algorithmen sind in der oben erwähnten Literaturstelle Zvonar und auch in J. Karlsson, „Adaptive antennas in GSM systems with non-synchronized base stations" beschrieben, Diplomarbeit, Dept. Off Signals, Sensors and Systems, Royal Inst. Of Technology, Schweden, 1997, und auch E. Villier, L. Lopes, S. Aftelak, „On the application of uplink optimum combining to base station reception", in Proc. IEEE 48ste VTC, S. 747-752, Ottawa, Kanada 1998.
  • In M.C. Wells „Increasing the capacity of GSM cellular radio using adaptive antennas" IEE Proc. Communications, 1996, Band 143, Nr. 5, S. 304-310, wurde darauf hingewiesen, daß ein stationäres Raum-Zeit-Filter (STF – Space-Time Filter) dazu verwendet werden kann, das Nutzsignal zu entzerren und die asynchrone Gleichkanalinterferenz (CCI) zu unterdrücken, wenn die Abmessung des Raum-Zeit-Filters (STF) groß genug ist; wobei stationär in diesem Kontext bedeutet, daß Gewichtskoeffizienten über einen unter stationären Ausbreitungskanälen empfangenen Burst festgelegt sind. Das Problem besteht darin, daß die bekannten trainingsbasierten Gewichtsabschätzungsalgorithmen, zum Beispiel ein Schätzer der kleinsten Quadrate (LS – Least Squares) möglicherweise wegen der Burststruktur nicht effektiv sind, wenn die Trainingssequenz in einem Teil des Bursts konzentriert ist, zum Beispiel dem Midambles von Bursts in Systemen gemäß der GSM (Global System for Mobiles)- oder EDGE-Telekommunikationsnorm oder Preambles von Bursts in Systemen gemäß der HIPERLAN/2-Telekommunikationsnorm. Der GSM-Midamble-Fall ist in 1 gezeigt. Aus 1(b) kann man erkennen, daß die Trainingssequenz des Nutzsignals für GSM-Bursts möglicherweise aufgrund anderer Bursts einige der Gleichkanalinterferenz-(CCI)-Komponenten noch nicht einmal teilweise überlappt.
  • Eine mögliche Lösung, die in dem obigen Papier von Wells vorgeschlagen wird, basiert auf dem Einsatz des halbblinden Algorithmus mit Projektionen auf das Finite Alphabet (FA), mit anderen Worten eine Auswahl dessen, welches der finiten Anzahl von Zeichen (z.B. 2 in einem binären Modulationsverfahren, 4 in einem QPSK-(Quadrature Phase Shift Keying)-Modulationsverfahren) beabsichtigt war. Eine Finite-Alpabet-(FA)-Projektion beinhaltet den ganzen Zeitschlitz des Nutzsignals und kann zum Einstellen von Koeffizienten eines Raum-Zeit-Filters (STF) im asynchronen Fall verwendet werden. Andere halbblinde Techniken zum Beispiel auf der Basis der Constant-Modulus-Eigenschaft des Nutzsignals können ebenfalls ausgenutzt werden, wie in A.M. Kuzminskiy, P. Strauch „Space-time filtering with suppression of asynchronous co-channel interference" in Proc. Symposium 2000: Adaptive Syst. for Signal Proc., Commun., and Control, Lake Louise, Oktober 2000, und der europäischen Patentveröffentlichung EP-A-1100211 beschrieben.
  • 2 zeigt die Struktur des Empfängers, aus dem oben erwähnten Wells-Papier bekannt, mit den folgenden Notationen:
    A ist eine Empfangsantenne aus K Elementen,
    LST (was eine Abschätzung der kleinsten Quadrate über Trainingsdaten bezeichnet) ist der Schätzer kleinster Quadrate (LS – Least Squares) des anfänglichen Raum-Zeit-Filter-(STF)-Gewichtsvektors über das Trainingsintervall des Bursts und STF-LSP (I0) ist das mit Hilfe des Algorithmus der kleinsten Quadrate (LS) eingestellte Raum-Zeit-Filter (STF) mit Projektionen (LSP) auf das finite Alphabet (FA) wobei I0 die Anzahl der Iterationen ist.
  • Der Schätzer 10 in 2 funktioniert wie folgt. Eine Mehrfachelementeantenne A, 12 empfängt das empfangene Signal 14, das eine additive Mischung des Nutzsignals und der Gleichkanalinterferenz (CCI) ist. Das zeichenabgetastete Empfangssignal wird in eine Datenmatrix X gesammelt. Der LST-Schätzerblock 16 erhält Trainingsdaten und schätzt den Gewichtsvektor
    Figure 00040001
    worin
    Figure 00040002
    die Korrelationsmatrizen des Empfangssignals und der Kreuzkorrelationsvektor des Nutz- und Empfangssignals über das Trainingsintervall geschätzt, St der Vektor der Trainingsdaten und Xt die Eingabedatenmatrix entsprechend dem Trainingsintervall (Teilmatrix von Matrix X) ist. Diese initialisierenden Schätzwerte 18 werden an den Raum-Zeit-Filter-Schätzer der kleinsten Quadrate mit Projektionen-(STF-LSP (I0))-Schätzerblock 20 geliefert, der die Vektoren des Nutzsignals auf der Basis der Schätzung der kleinsten Quadrate (LS) der Gewichte über den ganzen Burst iterativ schätzt:
    Figure 00040003
    wobei Q ein Projektor auf das finite Alphabet (FA) (Slicer), I0 die Anzahl der Iterationen und W ^0 = W ^LST, ist, das heißt, die Ausgabe des LST-Schätzerblocks 16 wird für die Initialisierung von STF-LSP (I0) verwendet, wie in 2 gezeigt.
  • Der Nachteil einer derartigen LST-Initialisierung besteht darin, daß sie möglicherweise darunter leidet, daß eine unzureichende Menge an Trainingsdaten mit der asynchronen Gleichkanalinterferenz (CCI) überlappt, was zu der Leistungsverschlechterung des iterativen Empfängers in 2, insbesondere in Situationen mit überhaupt keiner Überlappung führt.
  • Es wurde beispielsweise in den oben erwähnten Zvonar und Villier-Papieren angemerkt, daß die Trainingsdaten für die Abschätzung der Korrelationsmatrix in Gleichung 1 nicht erforderlich sind. Somit kann die Korrelationsmatrix über den ganzen Burst des Empfangssignals berechnet werden, was zu dem modifizierten burstbasierten Schätzer (in dem oben erwähnten Zvonar-Papier erwähnt) führt, wie folgt:
    Figure 00050001
  • Diese Initialisierung gemäß Gleichung 4 ist in einem weiteren bekannten iterativen Empfänger 10' enthalten, der in 3 gezeigt ist. Das System von 3 ist ähnlich dem in 2 gezeigten außer im Hinblick auf die Initialisierung. Ein Vorteil dieser Initialisierung besteht darin, daß sie selbst dann immer Informationen über die Interferenz enthält, wenn keine Überlappung mit dem Trainingsintervall des Nutzsignals vorliegt. Ein Nachteil dieser Lösung besteht darin, daß der bekannte Schätzer der kleinsten Quadrate (LS) von Gleichung 1 in dem Fall, daß die interferierenden Bursts die Trainingsdaten in dem Signalburst überlappen, den durch Gleichung 4 definierten Schätzer streng und signifikant übertrifft (siehe beispielsweise die Referenzen in A.M. Kuzminsky „Finite amount of data effects in spatio-temporal filtering for equalisation and interference rejection in short burst wireless communications", Signal Processing, Elsevier, Band 80, Nr. 10, S. 1987-1997, Oktober 2000.).
  • Bei dem in 1(b) dargestellten asynchronen Szenarium kann eine beliebige Kombination von zeitlichen Positionen des Nutzsignals und der Gleichkanalinterferenz (CCI) auf einer Zufallsbasis auftreten. Somit ist ein fester Empfänger wie in 2 oder 3 gezeigt möglicherweise für einige empfangene Datenbursts ungeeignet.
  • Kurze Darstellung der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung stellt einen Empfänger von digitalen Datenbursts bereit, umfassend ein Antennenarray, ein erstes Raum-Zeit-Filter mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung lediglich über Trainingsdaten in einem empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, und ein zweites Raum-Zeit-Filter mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung über den empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, wobei bei mindestens einem Durchgang von jedem Raum-Zeit-Filter zum Bestimmen eines Zeichenschätzwerts in dem empfangenen Burst unternommen wird, und einen Wähler, der dahingehend arbeitet, zu bestimmen, welches des ersten und zweiten Filters den Zeichenschätzwert bereitstellt, der näher an einem erwarteten Wert liegt.
  • Bevorzugt wird das Filter, das den Zeichenschätzwert abgibt, der näher an dem erwarteten Wert liegt, von dem Wähler ausgewählt, mit mindestens einem weiteren Durchgang weiterzuarbeiten, um einen aktualisierten Zeichenschätzwert an einen Projektor auf das finite Alphabet zu liefern, damit eine Entscheidung hinsichtlich der Identität dieses Zeichens getroffen werden kann.
  • Bevorzugt führen für jeden neuen empfangenen Burst beide Filter mindestens einen Durchgang aus, um einen jeweiligen Zeichenschätzwert in dem empfangenen Burst zu bestimmen, und der Wähler dahingehend arbeitet zu bestimmen, welches des ersten und zweiten Filters den Zeichenschätzwert liefert, der einem erwarteten Wert näher liegt.
  • Bevorzugt ist die Abschätzung durch das erste Filter und das zweite Filter eine Abschätzung der kleinsten Quadrate.
  • Die vorliegende Erfindung stellt auch ein Terminal für Mobiltelekommunikation bereit, das den bevorzugten Empfänger umfaßt. Bevorzugt ist das Terminal eine Basisstation oder ein mobiles Benutzerterminal. Bevorzugt arbeitet das Terminal dahingehend, Datenbursts zu empfangen, die unter Verwendung von OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) gesendet wurden.
  • Alternativ arbeitet das Terminal bevorzugt dahingehend, Datenbursts zu empfangen, die unter Verwendung von TDMA (Time Division Multiple Access) gesendet wurden.
  • Die vorliegende Erfindung stellt auch entsprechende Verfahren bereit. Die vorliegende Erfindung stellt auch ein Verfahren bereit zum Empfangen digitaler Datenbursts unter Verwendung eines Empfängers, umfassend ein Antennenarray, ein erstes Raum-Zeit-Filter mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung lediglich über Trainingsdaten in einem empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, und ein zweites Raum-Zeit-Filter mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung über den empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, mindestens einen Durchgang, der von jedem Raum-Zeit-Filter unternommen wird, um einen Zeichenschätzwert in dem empfangenen Burst zu bestimmen, und einen Wähler, der bestimmt, welches des ersten und zweiten Filters den Zeichenschätzwert bereitstellt, der näher an einem erwarteten Wert liegt.
  • Zu den Vorteilen der vorliegenden Erfindung in ihren bevorzugten Ausführungsformen zählt, daß die Fähigkeit einer Basisstation oder eines mobilen Terminalempfängers verbessert ist, die Gleichkanalinterferenz (CCI) zu unterdrücken, wo die Basisstation und das Benutzerterminal nicht synchronisiert sind und mit Antennenarrays ausgestattet sind.
  • Die Burst-für-Burst-Auswahl der entsprechenden Initialisierung für das Raum-Zeit-Filter eingestellt mit Hilfe des iterativen Schätzers kleinster Quadrate (LS) mit Projektionen zu dem finiten Alphabet verbessert die Interferenzunterdrückungsfähigkeit für Basisstations- und/oder mobile Terminalempfänger, die nicht synchronisiert sind und mit Antennenarrays ausgestattet sind.
  • In dem asynchronen Szenarium ist es besonders vorteilhaft, einen so auf einer Burst-für-Burst-Basis eingestellten bevorzugten Empfänger zu verwenden.
  • Die bevorzugten Anwendungsbereiche sind TDMA-(Time Division Multiple Access)- und OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)-Funkkommunikationssysteme.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Es wird nun beispielhaft und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Es zeigen:
  • 1 ein Diagramm, das ein bekanntes Signal/Interferenz-Szenarium (Stand der Technik) zeigt: a) synchroner Fall, b) asynchroner Fall,
  • 2 ein Diagramm, das einen von dem LST initialisierten iterativen Empfänger darstellt (Stand der Technik),
  • 3 ein Diagramm, das einen von dem LSB initialisierten iterativen Empfänger darstellt (Stand der Technik),
  • 4 ein Diagramm, das einen bevorzugten geschalteten (rekonfigurierbaren) Empfänger darstellt,
  • 5 graphische Darstellungen, die eine Rohbitfehlerrate (BER) über einem Signal-Interferenzverhältnis (SIR) in dem (a) synchronen und (b) asynchronen Szenarium darstellen: HIPERLAN/2 „A" Ausbreitungskanäle, QPSK-Zeichengebung, 12 Zeichen in einem Burst, 2 Zeichen-Präambel, 4 unabhängige Antennen, 2 Interferenzen, I1 = 3, I0 = 5, und
  • 6 eine graphische Darstellung, die eine Rohbitfehlerrate (BER) gegenüber einem Signal-Interferenzverhältnis (SIR) in dem asynchronen Szenarium in 5 darstellt.
  • Ausführliche Beschreibung
  • Ein bevorzugter Empfänger 22 ist mit einer verbesserten Gleichkanalinterferenz-(CCI)-Unterdrückungsfähigkeit ausgestattet und eignet sich für den Einsatz in Basisstationen und/oder mobilen Terminalempfängern, die nicht synchronisiert sind und mit Antennenarrays ausgestattet sind. Im Grunde kann es so gesehen werden, daß die Empfänger in 2 und 3 mit Hilfe des Wählerblocks 24 wie in 4 gezeigt in dem bevorzugten Empfänger 22 kombiniert sind. Ein Raum-Zeit-Filter unter Verwendung einer Abschätzung kleinster Quadrate mit Projektionen (bezeichnet als STF-LSP-Schätzerblock 26) verwendet eine Initialisierung über eine Abschätzung kleinster Quadrate über Trainingsdaten (bezeichnet als LST), und das andere Raum-Zeit-Filter unter Verwendung einer Abschätzung mit kleinsten Quadraten mit Projektionen (bezeichnet als STF-LSP-Schätzerblock 28) verwendet Initialisierung von einer Abschätzung kleinster Quadrate über den Burst (bezeichnet als LSB). Jeder Schätzerblock 26, 28 führt parallel I1(I1 ≤ I0) Iterationen aus. Danach werden die geschätzten Zeichen mit dem geringeren Abstand von dem gegebenen finiten Alphabet (FA) in dem Wählerblock 24 für die nächste Iteration in dem Raum-Zeit-Filter-STF-LSP-Schätzerblock 26 mit einer LST-Initialisierung ausgewählt. Der Wählerblock 24 ist wie in 4 gezeigt mit den folgenden Notationen implementiert:
    D ist die Distanz von dem Finite-Alphabet-(FA)-Schätzer, der die Distanzen dn für alle N geschätzten Zeichen bei der I1-ten Iteration berechnet:
    Figure 00100001
    wobei:
    Figure 00100002
    das Element des projizierten Vektors ist (in Gleichung 2 oben dargestellt) entsprechend dem n-ten Zeichen und der I1-ten Iteration, und
    Figure 00100003
    das entsprechende Element der linearen Signalabschätzung S ~j = XW ^/–1 vor der Projektion zu dem finiten Alphabet durch einen Projektor (Slicer) ist, der in der Figur nicht gezeigt ist.
  • C ist der Vergleichsblock (Comparison), der das Zeichen mit der geringeren Distanz von dem finiten Alphabet (FA) an seinen Eingängen bei der I1-ten Iteration zeigt.
  • M ist der Multiplexierblock (Multiplexing), der das erste Eingangssignal mit seinem Ausgang für alle Iterationen mit Ausnahme der I1-ten verbindet, wenn er sein durch den Vergleichsblock angegebenes Eingangssignal anschließt.
  • Der Algorithmus des Wählerblocks 24 kann wie folgt ausgedrückt werden:
    Figure 00110001
    wobei in jenen Gleichungen Index 1 dem STF-LSP-Schätzerblock 26 (mit LST-Initialisierung) entspricht und Index 2 dem STF-LSP-Schätzerblock 28 (mit LSB-Initialisierung) entspricht, wie in 4 gezeigt.
  • Die Komplexität der vorgeschlagenen Lösung θPreferred(I1, I0) ist proportional zu der Gesamtzahl an Iterationen I0 + I1, während im Vergleich die Komplexität der bekannten Lösungen in 2 und 3 θLSP (I0) proportional zu I0 ist, z.B.
  • Figure 00110002
  • Eine mögliche Anwendung des bevorzugten Empfängers ist die Interferenzaufhebung bei OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)-Systemen wie etwa HIPERLAN/2.
  • Beispielhafte Anwendung
  • Ein typisches interferenzbegrenztes Szenarium ist ein Antennenarray aus vier gut getrennten Elementen, einem Zeit-Frequenz-Schlitz von 14 OFDM-Zeichen (einschließlich 2 binären Präambelzeichen) und 64 Zwischenträgern. QPSK-Zeichengebung und der HIPERLAN/2-Ausbreitungskanal „A" werden für das Nutzsignal und die Interferenz verwendet. Es wird angenommen, daß die Interferenz aus zwei unabhängigen Komponenten ähnlich dem Nutzsignal besteht. Die Filterkoeffizienten (Gewichte) der in dem in 4 gezeigten Empfänger verwendeten Schätzerblöcke 26, 28 kleinster Quadrate (LS) (und in 2 und 3 zum Vergleich gezeigten Schätzern) werden durch Frequenzbereichsmodellierung wie unten beschrieben geschätzt.
  • Gewichtsabschätzung durch Frequenzbereichsmodellierung
  • Es wird die folgende Notation verwendet: X ist die Matrix der Eingangssignale, St ist der Vektor der Trainingsdaten, Xt ist die Matrix der Eingangssignale entsprechend den Trainingsdaten (Teilmatrix von X), θ{•} ist ein Projektor das finite Alphabet und U ist die parameterabbildende Matrix definiert als
    Figure 00120001
    wobei IK ×K die K × K-Identitätsmatrix, K die Anzahl von Empfangsantennen, L die Anzahl von Zwischenträgern und G < L die Modellordnung ist.
  • Für den bevorzugten Empfänger (in 4 gezeigt):
    Durchführen von I1 Iterationen des ersten STF-LSP-Schätzerblocks 26 folgt:
    Figure 00120002
    und Durchführen von I1 Iterationen des zweiten STF-LSP-Schätzerblocks 28 folgt:
    Figure 00130001
    wobei Nd die Gesamtzahl an Zeichen in einem Datenschlitz ist und Nt die Anzahl an Pilotzeichen ist.
  • Die Auswahlregel (Gleichung 7) wird zum Ausbilden des Vektors S ^0 mit den folgenden Elementen angewendet:
    Figure 00130002
  • Das Durchführen (I0 – I1) weiterer Iterationen des ersten STF-LSP-Schätzerblocks 26 ergibt:
    Figure 00130003
  • Für den in 2 gezeigten vergleichenden bekannten Empfänger folgt unter Verwendung der gleichen Notation die Gewichtsabschätzung:
    Figure 00130004
  • Für den in 3 gezeigten vergleichenden bekannten Empfänger folgt unter Verwendung der gleichen Notation die Gewichtsabschätzung:
    Figure 00140001
  • Simulationsergebnisse
  • Simulationsergebnisse für die oben beschriebene beispielhafte Anwendung (mit G = 12) sind in 5 gezeigt. Die geschätzte Rohbitfehlerrate (BER) ist über dem Signal-Interferenzverhältnis (SIR) für eine festes Signal-Rauschverhältnis SNR von 20 dB aufgetragen. (Wie auf diesem Gebiet wohl bekannt ist, bezieht sich Rauschen auf unkorrelierte interferierende Impulssignale von Antennenelementen, während Interferenz das korrelierte Ergebnis ist). In 5 ist die Anzahl der Iterationen in Klammern als I0 für die bekannten Lösungen und als (I1, I0) für die vorgeschlagene Lösung angegeben, wobei I0 die Gesamtzahl an Iterationen bezeichnet und für die bevorzugte Lösung I1 die Anzahl an Iterationen vor Treffen einer Auswahl bezeichnet (wie zuvor erwähnt). In 5(a) kann man die erwartete Überlegenheit des in 2 gezeigten bekannten Empfängers 10 gegenüber dem in 3 gezeigten bekannten Empfänger 10' für den ganzen Bereich des Signal-Interferenzverhältnisses (SIR) in dem synchronen Fall sehen (es gibt keinen Überkreuzungspunkt zwischen zwei Kurven); und das entgegengesetzte Verhalten dieser bekannten Empfänger für das niedrige und moderate Signal-Interferenzverhältnis (SIR) in dem asynchronen Fall (wo ein Überkreuzungspunkt zwischen zwei Kurven vorliegt) ist in 5(b) zu sehen. Es ist jedoch aus 5 bedeutenderweise zu ersehen, daß der bevorzugte geschaltete (rekonfigurierbare) Empfänger 22 die beste Leistung in beiden Szenarien für den ganzen Bereich des Signal-Interferenzverhältnisses (SIR) demonstriert. Insbesondere ist aus 5(b) zu ersehen, daß in dem asynchronen Fall die vorgeschlagene Lösung Verstärkungsfaktoren von mehr als 5 dB bzw. 7 dB gegenüber den in 2 und 3 gezeigten bekannten Empfängern 10, 10' bei einer Bitfehlerrate (BER) von 0,1% sowie Verstärkungsfaktoren von mehr als 7 dB bzw. 3 dB bei einer Bitfehlerrate (BER) von 0,5% zeigt.
  • 6 zeigt die Bitfehlerrate (BER) des bevorzugten Empfängers 22 für verschiedene I1 in dem in 5(b) gezeigten asynchronen Fall. Man kann einen Kompromiß zwischen der Leistung und Komplexität für den bevorzugten Empfänger sehen. Beispielsweise ergibt die Version mit I1 = 3 und I0 = 5 eine Verbesserung um 1 dB gegenüber der Version mit I1 = 1 und I0 = 5 bei einer Bitfehlerrate (BER) von 0,1%. Gemäß Gleichung 6 erfordert der letzte Fall 60% zusätzlicher Komplexität, während der erste nur 20% komplizierter ist verglichen mit den in 2 und 3 gezeigten bekannten Lösungen.

Claims (9)

  1. Empfänger von digitalen Datenbursts, umfassend ein Antennenarray, wobei der Empfänger gekennzeichnet ist durch ein erstes Raum-Zeit-Filter (26) mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung lediglich über Trainingsdaten in einem empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, und ein zweites Raum-Zeit-Filter (28) mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung über den empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, wobei bei Verwendung mindestens ein Durchgang von jedem Raum-Zeit-Filter unternommen wird, um einen Zeichenschätzwert in dem empfangenen Burst zu bestimmen, und einen Wähler (24), der dahingehend arbeitet zu bestimmen, welches des ersten und zweiten Filters den Zeichenschätzwert bereitstellt, der näher an einem erwarteten Wert liegt.
  2. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem das Filter, das den Zeichenschätzwert abgibt, der näher an dem erwarteten Wert liegt, von dem Wähler ausgewählt wird, mit mindestens einem weiteren Durchgang weiterzuarbeiten, um einen aktualisierten Zeichenschätzwert an einen Projektor auf das finite Alphabet zu liefern, damit eine Entscheidung hinsichtlich der Identität dieses Zeichens getroffen werden kann.
  3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, bei dem für jeden neuen empfangenen Burst beide Filter mindestens einen Durchgang ausführen, um einen jeweiligen Zeichenschätzwert in dem empfangenen Burst zu bestimmen, und der Wähler dahingehend arbeitet zu bestimmen, welches des ersten und zweiten Filters den Zeichenschätzwert liefert, der einem erwarteten Wert näher liegt.
  4. Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Abschätzung durch das erste Filter und das zweite Filter eine Abschätzung der kleinsten Quadrate ist.
  5. Terminal für Mobiltelekommunikation, umfassend einen Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
  6. Terminal für Mobiltelekommunikation nach Anspruch 5, das eine Basisstation oder ein mobiles Benutzerterminal ist.
  7. Terminal nach Anspruch 6 oder 7, das dahingehend arbeitet, Datenbursts zu empfangen, die unter Verwendung von OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) gesendet wurden.
  8. Terminal nach Anspruch 6 oder 7, das dahingehend arbeitet, Datenbursts zu empfangen, die unter Verwendung von TDMA (Time Division Multiple Access) gesendet wurden.
  9. Verfahren zum Empfangen digitaler Datenbursts unter Verwendung eines Empfängers, umfassend ein Antennenarray, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch Betreiben eines ersten Raum-Zeit-Filters (26) mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung lediglich über Trainingsdaten in einem empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, und Betreiben eines zweiten Raum-Zeit-Filters (28) mit Filterkoeffizienten, initialisiert durch Abschätzung über den empfangenen Burst und Zeichenschätzwerte bereitstellend, wobei mindestens ein Durchgang von jedem Raum-Zeit-Filter unternommen wird, um einen Zeichenschätzwert in dem empfangenen Burst zu bestimmen, und Betreiben eines Wählers (24), der bestimmt, welches des ersten und zweiten Filters den Zeichenschätzwert bereitstellt, der näher an einem erwarteten Wert liegt.
DE60215945T 2002-09-26 2002-09-26 Entzerrer mit zwei Raum-Zeit Filtern und mit einem Selektor zum Wählen des Filters mit der besten Symbolschätzung Expired - Lifetime DE60215945T2 (de)

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