DE60214061T2

DE60214061T2 - Turbo-Empfänger und das entsprechende Verfahren für ein MIMO System

Info

Publication number: DE60214061T2
Application number: DE2002614061
Authority: DE
Inventors: Tetsushi Yokohama-shi Abe; Hiromasa Yokosuka-shi Fujii; Shigeru Yokohama-shi Tomisato; Tadashi Ebina-shi Matsumoto
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2001-02-20
Filing date: 2002-02-20
Publication date: 2007-01-11
Anticipated expiration: 2022-02-21
Also published as: EP1233565A3; EP1233565B1; CN1277356C; CN1373561A; JP3714910B2; EP1233565A2; JP2003152603A; DE60214061D1; US20020161560A1; US7027533B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft ein Turbo-Empfangsverfahren und einen Turbo-Empfänger, die beispielsweise bei der Mobilkommunikation anwendbar sind und die eine iterative Entzerrung unter Verwendung einer Turbo-Codiertechnik auf Wellenformenverzerrungen anwenden, die aus Interferenzen resultieren.
Eine Aufgabe im Mobilstationskommunikationsgeschäft ist die Konstruktion eines Systems, das in der Lage ist, eine Vielzahl von Nutzern mit hoher Qualität in einem begrenzten Frequenzbereich aufzunehmen. Im Stand der Technik ist als Mittel zum Lösen einer solchen Aufgabe ein Multiinput-Multioutput-System (MIMO) bekannt. Die Architektur dieses Systems ist in 30A gezeigt, wo eine Mehrzahl von Sendern S1 bis SN Symbole c₁(i) bis c_N(i) gleichzeitig auf der gleichen Frequenz senden und die übertragenen Signale von einem MIMO-Empfänger empfangen werden, der mit einer Mehrzahl von Antennen #1 bis #M ausgestattet ist. Die empfangenen Signale werden vom Empfänger verarbeitet, der von den jeweiligen Sendern S1 bis SN gesendete Symbole c₁(i) bis c_N(i) abschätzt und sie getrennt als c ^₁(i) bis c ^_N(i) an Ausgangsanschlüsse Out 1 bis Out N liefert.
Bislang gibt es noch keine befriedigende Untersuchung einer speziellen Implementierung eines MIMO-Empfängers in einem MIMO-System. Wenn man versucht, einen MIMO-Empfänger in einem MIMO-System auf der Grundlage von MLSE (Maximum Likelihood-Abschätzungs)-Kriterien zu konstruieren, wobei die Anzahl von Empfängern mit N und die Anzahl von Mehrfachwegen, über die eine von jedem Sender gesendete Welle den MIMO-Empfänger erreicht, mit Q bezeichnet wird, liegt die für den MIMO-Empfänger benötigte Rechenmenge in der Größenordnung von 2^(Q–1)N und nimmt mit zunehmender Zahl von Sendern N und von Mehrfachwegen Q noch mehr zu. Wenn Information von einem einzelnen Nutzer als parallele Signale übertragen wird, die dann empfangen werden, erfordert eine Trennung einzelner paralleler Signale voneinander einen Rechenaufwand, der exponentiell mit der Zahl der Mehrfachwege zunimmt. Folglich schlägt die vorliegende Erfindung hier ein Turbo-Empfangsverfahren mit verbesserter Recheneffektivität für eine Mehrzahl von Kanalsignalen vor. Zunächst wird ein existierender Turbo-Empfänger für einen einzelnen Nutzer (einen einzelnen Sender) oder ein Einzelkanalsendesignal beschrieben, der den Bedarf nach der vorliegenden Erfindung verdeutlicht.
Turbo-Empfänger für Einzelnutzer
Eine exemplarische Anordnung eines Senders und eines Empfängers ist in 31 gezeigt. In einem Sender 10 wird eine Informationsfolge c(i) in einem Encoder 11 codiert, und eine codierte Ausgabe wird von einem Verschachteler 12 verschachtelt (oder umgeordnet), bevor sie in einen Modulator 13 eingegeben wird, wo sie ein Trägersignal moduliert, wobei die resultierende modulierte Ausgabe gesendet wird. Das Sendesignal wird von einem Empfänger 20 über einen Übertragungsweg (jeden Kanal eines Mehrfachweges) empfangen. In dem Empfänger 20 führt ein Softinput-Softoutput-(SISO: single-input single output)-Entzerrer 21 eine Entzerrung von verzögerten Wellen aus. Am Eingang des Entzerrers 21 wird das empfangene Signal allgemein in ein Basisband konvertiert, und das empfangene Basisbandsignal wird mit einer Frequenz abgetastet, die gleich oder größer als die Frequenz von Symbolsignalen der Informationsfolge in dem übertragenen Signal ist, das in ein digitales Signal umgewandelt werden soll, welches dann in den Entzerrer 21 eingegeben wird.
Für den einzelnen Nutzer entspricht dies in 30A N = 1, und eine empfangene Ausgabe von jeder Empfangsantenne #m in m = 1, 2, ..., M) kann wie folgt dargestellt werden: rm(k) = Σq=0 Q–1 hm(q)·b(k – q) + vm(k) (1)wobei m einen Antennenindex, h einen Kanalwert (eine Übertragungspfad-Impulsantwort: eine Charakteristik des Übertragungsweges), b(k – q) ein von einem Nutzer (Sender 1) übertragenes Symbol und v_m(k) an internes thermisches Rausches des Empfängers 20 darstellt. Alle Ausgaben der Antennen #1 bis #M werden durch eine Matrix wie angegeben durch Gleichung (2) bezeichnet, um eine Gleichung (3) zu definieren. r(k) = [r1(k) r2(k)...rM(k)]T (2) = Σq=0 Q–1 H(q)·b(k – q) + v(k) (3)wobei v(k) = [v1(k)v2(k)...vM(k)]T (4) H(q) = [h1(q)...hM(q)]T (5)
Zu beachten ist, dass []^T eine transponierte Matrix darstellt. Unter Berücksichtigung der Zahl von Kanälen Q des Mehrfachweges werden die folgenden Matrizen und die folgende Matrix definiert: y(k) ≡ [rT(k + Q – 1)rT(k + Q – 2)...rT(k)]T (6) ≡ H·b(k) + n(k) (7)wobei
b(k – q) = [b(k + Q – 1)b(k + Q – 2)...b(k – Q + 1)]T (9) n(k) = [vT(k + Q – 1)vT(k + Q – 2)...vT(k)]T (10)r(k) wie oben definiert wird in den SISO-Entzerrer 21 eingegeben, der ein linearer Entzerrer ist, der ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁(LLR) einer Wahrscheinlichkeit, dass jedes codierte Bit {b(i)} gleich +1 ist, zu einer Wahrscheinlichkeit, dass es –1 ist, als Entzerrungsausgabe ableitet.
wo λ P / 2[b(k)] eine extrinsische Information, die einem nachfolgenden Decoder 24 zugeführt wird, und λ P / 2[b(k)] an den Entzerrer 21 angelegte à-priori-Information ist. Das logische Likelihood-Verhältnis Λ₁[b(k)] wird einem Subtrahierer 22 zugeführt, wo die à-priori-Information λ₂[b(k)] davon subtrahiert wird. Das Ergebnis wird dann über einen Entschachteler 23 einem SISO-Kanaldecoder 24 zugeführt, der ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₂ wie folgt berechnet:
wobei λ₂[b(i)] eine extrinsische Information darstellt, die während der Iteration als λ P / 2[b(k)] an den Entzerrer 21 angelegt wird, während λ₁[b(k)] als a priori-Information λ P / 1[b(i)] an den Decoder 24 angelegt wird. In einem Subtrahierer 25 wird λ₁[b(i)] von Λ₂[b(i)] subtrahiert, und das Ergebnis wird über einen Verschachteler 26 dem Entzerrer 21 und dem Subtrahierer 22 zugeführt. Auf diese Weise werden die Entzerrung und die Decodierung iteriert, um eine Verbesserung einer Fehlerrate zu erzielen.
Um den Vorstufenentzerrer 21 im Detail zu beschreiben, wird die Berechnung einer auf eine empfangene Matrix y(k) angewandten linearen Filterantwort beschrieben. Unter Verwendung der à-priori-Information λ P / 2[b(k)] für den Entzerrer 21 wird eine weiche Entscheidungssymbolabschätzung b'(k) = tan h[λP2 [b(k)]/2] (15)berechnet. Unter Verwendung der Abschätzung und einer Kanalmatrix H wird eine Interferenzkomponente oder eine Nachbildung H·b'(k) der Interferenzkomponente reproduziert und von dem empfangenen Signal subtrahiert. So gilt y'(k) ≡ y(k) – H·b'(k) (16) = H·(b(k) – b'(k)) + n(k) (17)wobei b'(k) = [b'(k + Q – 1)...0...b'(k – Q + 1)]T (18)
Da die Nachbildung H·b'(k) der Interferenzkomponente nicht immer eine korrekte Nachbildung sein kann, kann die Interferenzkomponente durch Gleichung (16) nicht vollständig beseitigt werden. So wird ein linearer Filterkoeffizient w(k), der jeden Rest der Interferenzkomponente beseitigt, mit der nachfolgend angegebenen MMSE-(minimum mean square error, minimales mittleres Fehlerquadrat)-Technik bestimmt. w(k) = arg min ||wH(k)·y'(k) – b(k)||2 (19)wobei ^H eine konjugierte Transposition und ∥ ∥ eine Norm bezeichnet. Es wird das w(k) bestimmt, das die Gleichung (19) minimiert.
Diese Ableitung von w(k) ist beschrieben bei Daryl Reynolds und Xiandong Wang, "Low Complexity Turbo-Equalization for Diversity Channels" (http:/ee.tamu.edu/Reynolds/). Ein wesentliches Verdienst dieser Technik liegt in einer signifikanten Verringerung des Rechenaufwandes. Der Rechenaufwand bei herkömmlichem MLSE-Turbo wird proportional zu 2^Q–1, während durch diese Technik eine Verringerung auf die Größenordnung von Q³ ermöglicht wird. Wie man sehen wird, stellt w^H(k)·y'(k) eine Ausgabe des Entzerrers 21 dar und wird verwendet, um λ₁[b(k)] zu berechnen, das dann über den Entschachteler 23 dem Decoder 24 zugeführt wird, um bei der Decodierungsrechnung verwendet zu werden.
Für die Entzerrung im Entzerrer 21 ist es notwendig, den Kanalwert (die Übertragungswegimpulsantwort) h zu schätzen, die in der Gleichung (1) vorkommt. Diese Schätzung wird im Folgenden als Kanalschätzung bezeichnet. Die Kanalschätzung findet statt durch Verwendung eines Empfangssignals einer bekannten Trainingsfolge wie etwa eines eindeutigen Wortes, das als Vorspann eines Rahmens verwendet wird, sowie einer gespeicherten Trainingsfolge. Eine schlechte Genauigkeit der Kanalschätzung verhindert dass die Entzerrung im Entzerrer 21 korrekt abläuft. Die Genauigkeit der Kanalschätzung kann verbessert werden durch Erhöhen des Anteiles, den die Trainingsfolge in einem Rahmen einnimmt, doch beeinträchtigt dies die Übertragungseffizienz der gewünschten Daten. Folglich ist es wünschenswert, dass die Genauigkeit der Kanalschätzung verbessert werden könnte, wenn gleichzeitig der Anteil der Trainingsfolge an einem Rahmen verringert wird.
Dies gilt nicht nur für einen Empfänger für Vielkanalsendesignale einschließlich MIMO, sondern das Gleiche gilt bei der Kanalschätzung eines Empfängers wie etwa eines RAKE-Empfängers oder eines Empfängers, der eine adaptive Array-Antenne verwendet, wo die Gewissheit eines decodierten Ergebnisses durch einen iterativen Decodierprozess verbessert wird.
Der beschriebene Turbo-Empfänger hat die folgenden Einschränkungen:

– Er ist nur für einen einzigen Nutzer (einen einzigen Sender) oder nur eine Sendesignalfolge geeignet.
– Ein Kanalwert (Matrix H) ist zur Reproduzierung einer Interferenzkomponente notwendig und muss bei praktischen Implementierungen abgeschätzt werden. Ein Schätzfehler führt zu einer Beeinträchtigung der Wirkung einer iterativen Entzerrung.

Das Dokument "Turbo-Blast for high speed wireless communications, 2000 IEEE Wireless Communications and Networking Conference, Conference Record (cat. Nr. 00th8540), Verhandlungen der IEEE Conference on Wireless Communications and Networking, Chicago, IL, USA, 23. bis 28. September 2000, 315-320 Band 1 offenbart eine Grundanordnung eines Turbo-Empfängers für ein Multisender-Multiempfängersystem, bei dem Kanalmerkmale aus dem Empfangssignalvektor und einem Trainingssignal (Referenzsignal) abgeschätzt werden und Interferenz aus dem empfangenen Signalvektor basierend auf den geschätzten Kanalmerkmalen beseitigt wird. Gemäß diesem Stand der Technik wird das k-te Element a ^_j eines geschätzten Symbolvektors im k-ten Teilstrom von der Berechnung von Interferenzkomponenten h_ja ^_j, wie durch Gleichung (5) in dem Dokument angegeben, und von der Berechnung einer durch Gleichung (10) in dem Dokument angegebenen Interferenzschätzung ausgeschlossen. Diese Technik ist die gleiche wie oben im Abschnitt Hintergrund der Erfindung erläutert, wobei das n-te Element des geschätzten Symbolvektors b'(k) auf Null gesetzt wird, wie in Gleichung (31) der Beschreibung angegeben, so dass nur Interferenzen von anderen Kanälen als dem n-ten Kanal berücksichtigt werden.
Das Dokument "Iterative (Turbo) soft interference cancellation of multiple antenna systems", IEEE Transactions on Communications, Juli 1999, IEEE, USA, 47(7), 1046-1061 offenbart ein Verfahren und einen Empfänger nach den Oberbegriffen der Ansprüche 1 bzw. 11. Genauer gesagt betrifft das Dokument einen Multikanal-Turbo-Empfänger für ein codiertes CDMA-System, bei dem Vielkanalinterferenzen in einem SISO-Multinutzerdetektor durch Berechnen von Gleichungen (31) und (32) des Dokumentes beseitigt werden und Restinterferenzen in SISO-Decodern durch MMSE-Filter weiter unterdrückt werden, die die Gleichung (33) des Dokumentes berechnen. Nach Gleichung (31) ist das K-te Element des geschätzten Symbolvektors b ~_K(i) wie im Fall des oben diskutierten Dokumentes auf Null gesetzt.
Ein Ziel der Erfindung ist, ein Empfangsverfahren und einen Empfänger dafür anzugeben, bei denen ein Kanalwert eines empfangenen Signals aus dem empfangenen Signal und einem als Referenzsignal dienenden bekannten Signal geschätzt wird, das empfangene Signal unter Verwendung des geschätzten Kanalwertes verarbeitet wird und das verarbeitete Signal so decodiert wird, dass die Verarbeitung unter Verwendung des geschätzten Kanalwertes und die Decodierung an dem gleichen empfangenen Signal iteriert werden, und die die Kanalschätzung mit guter Genauigkeit unter Verwendung eines relativ kurzen bekannten Signals ermöglichen.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Dieses Ziel wird erreicht durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und einen Empfänger nach Anspruch 11. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm, das eine Funktionsanordnung eines Systems zeigt, das eine Ausgestaltung eines Turbo-Empfängers gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält;
2 ist eine schematische Ansicht eines speziellen Beispiels einer Funktionsanordnung eines in 1 gezeigten Multioutput-Entzerrers 31;
3 ist ein Flussdiagramm einer Ausgestaltung eines Turbo-Empfangsverfahrens gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
4A ist ein Diagramm eines exemplarischen Rahmens;
4B ist eine Darstellung von Verarbeitungen, die während jeder Iteration durchgeführt werden und die dargestellt werden, um ein iteratives Kanalschätzungsverfahren gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung zu verdeutlichen.
5 ist ein Diagramm einer exemplarischen Funktionsanordnung zum Ableiten eines harten Entscheidungssymbols, das wahrscheinlich gewiss ist;
6 ist ein Flussdiagramm einer exemplarischen Verarbeitungsprozedur für die Kanalschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung;
7A ist ein Diagramm einer exemplarischen Funktionsanordnung eines Teiles des Entzerrers 31 gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung, das ein Fehlerkorrektur-Decodierungsergebnis eines erfassten Signals widerspiegelt;
7B ist ein Diagramm, das eine exemplarische Verarbeitungsprozedur hierfür zeigt;
8 ist ein Diagramm eines Beispiels eines Empfängers, der einen Turbo-Entzerrer iterativ verwendet;
9 ist ein Diagramm eines exemplarischen Empfängers, der RAKE-Empfangs-Turbo-Decodierung iterativ ausführt;
10 ist ein Diagramm eines exemplarischen Empfängers, der iterativ Turbo-Decodierung bei Empfang über eine adaptive Array-Antenne durchführt;
11A ist eine schematische Ansicht eines Turbo-Entzerrers;
11B ist eine schematische Ansicht eines Turbo-Decoders;
12 ist eine schematische Ansicht eines Empfängers, der eine Verarbeitung eines empfangenen Signals unter Verwendung eines geschätzten Kanals und eine Decodierungsverarbeitung des verarbeiteten Signals iteriert;
13 ist ein Flussdiagramm einer exemplarischen Verarbeitungsprozedur eines Empfangsverfahrens, welches eine Verarbeitung eines empfangenen Signals unter Verwendung eines geschätzten Kanals und eine Decodierungsverarbeitung des verarbeiteten Signals iteriert;
14A ist ein Diagramm einer exemplarischen Rahmenanordnung;
14B ist eine schematische Darstellung einer iterativen Verarbeitung einer Schätzung eines Kanals H und einer Rausch-Kovarianzmatrix U, wenn ein empfangenes Signal anderes als weißes gaußsches Rauschen enthält;
15 ist eine schematische Ansicht einer exemplarischen Funktionsanordnung eines Teiles eines Entzerrers, der bei der Schätzung der Rausch-Kovarianzmatrix U verwendet wird;
16 ist ein Flussdiagramm einer exemplarischen Verarbeitungsprozedur, die die Schätzung eines Kanalwertes iteriert, der bei der Schätzung der Rausch-Kovarianzmatrix U und der Decodierungsverarbeitung verwendet wird;
17 ist ein Diagramm, das das Prinzip eines Turbo-Empfängers gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung zeigt;
18 ist ein Diagramm einer exemplarischen Funktionsanordnung eines Turbo-Empfängers gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
19 ist ein Diagramm, das eine spezifische Anordnung einer Funktionsanordnung eines in 18 gezeigten Multinutzer-(Vorstufen)-Entzerrers 71 zeigt;
20 ist ein Flussdiagramm einer exemplarischen Verarbeitungsprozedur eines Turbo-Empfangsverfahrens gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
21 ist ein Diagramm, das eine andere exemplarische Funktionsanordnung eines vielstufigen Entzerrungsabschnitts gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung zeigt;
22 ist ein Diagramm eines Beispiels einer Systemanordnung, bei der eine Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung (2) angewandt wird;
23 zeigt grafisch eine Fehlerratenkennlinie eines Turbo-Empfängers gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung (1) unter der Annahme, dass der Kanal perfekt geschätzt worden ist, wobei E_b eine Bitleistung und N₀ eine Rauschleistung darstellt;
24 zeigt grafisch eine Fehlerratenkennlinie, wenn die iterative Kanalabschätzung unter Änderung eines Schwellwertes (Th) durchgeführt wurde;
25 zeigt grafisch eine Fehlerratenkennlinie eines Turbo-Empfängers, insbesondere gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung, der die iterative Kanalschätzung verwendet;
26 zeigt grafisch eine Fehlerratenkennlinie des Turbo-Empfängers, der eine Schätzung einer Rausch-Kovarianzmatrix U verwendet;
27 zeigt grafisch eine Fehlerratenkennlinie des in 1 gezeigten Turbo-Empfängers;
28A zeigt grafisch eine Fehlerratenkennlinie, aufgetragen gegen E_b/N₀, einer Ausgestaltung gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung, die ein Fehlerkorrektur-Decodierergebnis eines erfassten Signals widerspiegelt;
28B zeigt grafisch eine gegen α aufgetragene Fehlerratenkennlinie der Ausgestaltung gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
29 zeigt grafisch ein Ergebnis einer Simulation einer Fehlerratenkennlinie eines Turbo-Empfängers gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung;
30A ist ein Diagramm, das das Konzept eines MIMO-Systems veranschaulicht;
30B ist ein Diagramm einer Anordnung, in der empfangene Signale von einem Paar von Antennen in einen Turbo-Empfänger als vier Empfangssignalsequenzen eingegeben werden; und
31 ist ein Diagramm einer Funktionsanordnung eines herkömmlichen Turbo-Senders und Empfängers für einen einzelnen Nutzer.
AUSGESTALTUNGEN DER ERFINDUNG
Erster Aspekt der Erfindung (1)
1 zeigt eine exemplarische Anordnung eines MIMO-Systems, auf das die vorliegende Erfindung angewandt wird.
Bei jedem der N Sender S1 ... SN werden Informationsfolgen c₁(i) bis c_N(i) in Codierern 11-1, ..., 11-N codiert, und die codierten Ausgaben werden über Verschachteler 12-1, ..., 12-N Modulatoren 13-1, ..., 13-N als Modulationssignale zugeführt, wodurch ein Trägersignal entsprechend diesen Modulationssignalen moduliert wird, um Signale b₁(k) bis b_N(k) zu senden. Auf diese Weise bilden gesen dete Signale b₁(k) ... b_N(k) von den Sendern S1, ..., SN N Sendesignalfolgen.
Ein empfangenes Signal r(k), das von einem Empfänger mit mehreren Ausgängen (Multioutput-Empfänger) über Übertragungswege (Kanäle) empfangen wird, wird in einen Entzerrer 31 mit mehreren Ausgängen (Multioutput-Entzerrer) eingegeben. Ein von dem Empfänger empfangenes Signal wird in ein Basisbandsignal umgewandelt, das dann zum Beispiel mit der halben Symbolperiode abgetastet wird, um in ein digitales Signal umgewandelt zu werden, das dann in den Entzerrer 31 eingegeben wird. Es wird angenommen, dass es ein oder mehr digitale Signale gibt, deren Anzahl durch eine ganze Zahl M angegeben ist. Zum Beispiel werden empfangene Signale von M Antennen zu empfangenen Signalen in Form von M digitalen Signalen umgeformt.
Der Entzerrer 31 liefert N logische Likelihood-Verhältnisse Λ₁[b₁(k)], ... Λ₁[b_N(k)]. In Subtrahierern 22-1, ..., 22-N wird à-priori-Information λ₁[b₁(k)], ... λ₁[b_N(k)] von Λ₁[b₁(k)], ... Λ₁[b_N(k)] subtrahiert, und die Ergebnisse werden über Entschachteler 23-1, ..., 23-N in Soft-input-Soft-output-(SISO)-Decoder (Kanaldecoder) 24-1, ..., 24-N zur Decodierung eingegeben, wobei die Decoder 24-1, ..., 24-N decodierte Informationsfolgen c'₁(i) ... c'_N(i) zusammen mit Λ₂[b₁(i)], ..., Λ₂[b_N(i)] liefern. In Subtrahierern 25-1, ..., 25-N werden λ₁[b₁(i)], ... λ₁[b_N(i)] von Λ₂[b₁(i)], ..., bzw. Λ₂[b_N(i)] subtrahiert, und die Ergebnisse werden über Verschachteler 26-1, ..., 26-N in den Entzerrer 31 mit mehreren Ausgängen bzw. die Subtrahierer 22-1, ..., 22-N als λ₂[b₁(k)], ..., λ₂[b_N(k)] eingegeben.
Ein empfangenes Signal r_m(k) (m = 1, ..., M) von mehreren Nutzern (mehreren Sendern) ist eine Summe von empfangenen Signalen von den mehreren Nutzern, wenn es in den Entzerrer 31 eingegeben wird, wie unten angegeben. rm(k) = Σq=0 Q–1 Σn=1 N hmn(q)·bn(k – q) + vm(k) (20)wobei q = 0, ..., Q – 1 und Q die Anzahl von Mehrfachwegen für jede übertragene Welle darstellt. Wenn man eine Matrix y(k) durch eine ähnliche Prozedur wie beim einzelnen Nutzer definiert, erhalten wir y(k) ≡ [rT(k + Q – 1)rT(k + Q – 2)...rT(k)]T (21) = H·B(k) + n(k) (22)wobei r(k) = [r1(k)...rM(k)]T
und
B(k) = [bT(k + Q – 1)...bT(k)...bT(k – Q + 1)]T (25) b(k + q) = [b1(k + q)b2(k + q)...bN(k + q)]T q = Q – 1, Q – 2, ..., –Q + 1 (26)
In einem Interferenzbeseitigungsschritt wird angenommen, dass es wünschenswert ist, ein Signal von einem n-ten Nutzer (Sender) zu erhalten. In diesem Beispiel werden eine weiche Entscheidungssymbolabschätzung für Signale von allen Nutzern (Sendern) und eine Kanalmatrix (Übertragungsweg-Impulsantwortmatrix) H verwendet, um eine Synthese von Interferenzen durch andere Nutzersignale als die des n-ten Nutzers und von durch das n-te Nutzersignal selbst erzeugten Interferenzen zu erzeugen, oder es wird eine Interferenznachbildung H·B'(k) reproduziert. Dann wird die Interferenznachbildung von y(k) abgezogen, um eine Differenzmatrix y'(k) zu erzeugen. y'(k) ≡ y(k) – H·B'(k) (27) = H·(B(k) – B'(k)) + n(k) (28)wobei B'(k) = [b'T(k + Q – 1)...b'T(k)...b'T(k – Q + 1)]T (29) b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q)...b'N(k + q)]T : q = Q – 1, ..., –Q + 1, q ≠ 0 (30) b'(k) = [b'1(k)...0...b'N(k)]T : q = 0 (31)b'(k) hat ein Null-Element an n-ter Position. Es versteht sich, dass b'_n(k) eine Sendesymbolschätzung durch weiche Entscheidung darstellt, die erhalten wird durch Berechnung von b'_n(k) = tan h[λ₂[b_n(k)]/2]. Die Matrix B'(k) stellt eine Nachbildungsmatrix des Interferenzsymbols dar.
Ein Filterkoeffizient w_n(k) für den n-ten Nutzer, der verwendet wird, um den Rest der Interferenzkomponente zu beseitigen, nämlich eine Restinterferenz, die auf der Nicht-Perfektheit der Interferenzkomponentennachbildung H·B'(k) und einer von dem n-ten Signal selbst erzeugten Interferenzkomponente basiert, wird mit einem MMSE (minimum mean square error, kleinstes mittleres Fehlerquadrat)-Kriterium festgelegt als einer, der die folgende Gleichung (32) minimiert: wn(k) = arg min||wn H(k)·y'(k) – bn(k)||2 (32)
Die nachfolgende Verarbeitung bleibt die gleiche wie beim einzelnen Nutzer. Genauer gesagt wird das so erhaltene w_n(k) verwendet, um w_n ^H(k)·y'(k) zu berechnen, und ein Rechenergebnis wird durch den Entschachteler 23-n hindurchgeführt, um als λ₁[b_n(i)] in den Decoder 24-n eingegeben zu werden, wo eine Decodierberechnung gemacht wird.
Das bestimmte Verfahren des Anwendens einer Filterverarbeitung (lineare Entzerrung) auf das empfangene Signal r_m wird für alle Nutzer 1 bis N wiederholt. Infolgedessen ist die Anzahl der Ausgaben aus dem Entzerrer 31 gleich, und alle diese Ausgaben werden von jeweiligen Decodern 24-1, ..., 24-N decodiert. Was oben erwähnt wurde, ist eine Erweiterung eines Turbo-Empfängers für einen einzelnen Nutzer auf einen Empfänger für mehrere Nutzer (MIMO).
Aus der obigen Beschreibung sieht man, dass eine funktionale Anordnung des Entzerrers 31 mit mehreren Ausgängen wie in 2 gezeigt sein muss. Genauer gesagt werden M empfangene Signale r_m(k) einem Empfangsmatrixgenerator 311 zugeführt, wo eine Empfangsmatrix y(k) erzeugt und Entzerrern 312-1 bis 312-N für jeden Nutzer zugeführt wird. Die Kanalmatrix H, die durch einen Kanalschätzer 28 berechnet wird, wird auch den Entzerrern 312-1 bis 312-N zugeführt. à-priori-Information λ₂[b_n(k)] von jedem Kanaldecoder 24-n wird einem Weichentscheidungs-Symbolschätzer 313 zugeführt, wo eine Weichentscheidungs-Sendesymbolschätzung b'_n(k) = tan h[λ₂[b_n(k)]/2] berechnet wird. Alle Entzerrer 312-1 bis 312-N haben gleiche funktionale Anordnungen und verarbeiten in gleicher Weise, und deswegen wird ein typischer unter ihnen (312-1) beschrieben.
Ferner werden Weichentscheidungs-Sendesymbolschätzungen b'₁(k) bis b'_N(k) einem Interferenznachbildungsmatrixgenerator 314-1 zugeführt, wo eine Interferenznachbildungsmatrix B'₁(k) gemäß den Gleichungen (29) bis (31) erzeugt wird, dann wird die Matrix B'₁(k) einer Filterverarbeitung gemäß der Kanalmatrix H in einem Filterprozessor 315-1 unterzogen, und eine resultierende Interferenznachbildungskomponente H·B'₁(k) wird in einem Differenzrechner 316-1 von der empfangenen Matrix y₁(k) abgezogen, um eine Differenzmatrix y'₁(k) zu erzeugen.
Zuletzt wird die Kanalmatrix H oder ein Referenzsignal, das später beschrieben wird, in einen Filterkoeffizientenschätzer 317-1 eingegeben, um den Filterkoeffizienten w₁(k) festzulegen, der verwendet wird, um den Rest der Interferenzkomponente zu beseitigen. In dem gezeigten Beispiel werden die Kanalmatrix H und eine Kovarianz σ² einer Rauschkomponente und Weichentscheidungs-Sendesymbole b'₁(k) bis b'_N(k) vom Weichentscheidungs-Symbolgenerator 313-1 in den Filterkoeffizientenschätzer 317-1 eingegeben, um den Filterkoeffizienten w₁(k) festzulegen, der die Gleichung (32) nach dem Kleinstes-mittleres-Fehlerquadrat-Kriterium minimiert. Ein spezielles Beispiel der Festlegung des Filterkoeffizienten w₁(k) wird später beschrieben. Die Differenzmatrix y'₁(k) wird mit dem Filterkoeffizienten w₁(k) in einem adaptiven Filterprozessor 318-1 verarbeitet, und
Λ₁[b₁(k)] wird als eine entzerrte Ausgabe für das empfangene Signal ausgegeben, das dem vom Nutzer 1 gesendeten Signal entspricht.
Eine Verarbeitungsprozedur für das Multi-input-multi-output-Turbo-Empfangsverfahren gemäß der beschriebenen Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung ist in 3 gezeigt. In Schritt S1 werden ein Kanalwert h_mn(q) und eine Kovarianz σ² einer Rauschkomponente aus einem empfangenen Signal r(k) und jedem Trainingssignal b_n(k) berechnet. In Schritt S2 wird die Kanalmatrix H aus dem Kanalwert h_mn(q) berechnet. In Schritt S3 wird die Weichentscheidungs-Sendesymbolschätzung b'_n(k) = tan h[λ₂[b_n(k)]/2] auf der Grundlage einer à-priori-Information λ₂[b_n(k)] berechnet, die in einer vorhergehenden Operation der Turbo-Empfangsverarbeitung erhalten wird.
In Schritt S4 wird das empfangene Signal y(k) aus dem empfangenen Signal r(k) erzeugt. In Schritt S5 wird die Interferenznachbildungsmatrix B'_n(k) anhand der Gleichungen (29) bis (31) unter Verwendung der Weichentscheidungs-Sendesymbolschätzungen b'_n(k) erzeugt. In Schritt S6 wird die Interferenzkomponentennachbildung H·B'_n(k) für das empfangene Signal vom n-ten Sender berechnet. In Schritt S7 wird die Interferenzkomponentennachbildung H·B'_n(k) von der empfangenen Matrix y(k) subtrahiert, um die Differenzmatrix y'_n(k) zu bilden. In Schritt S8 wird unter Verwendung der Kanalmatrix H, der Weichentscheidungs-Sendesymbole b'₁(k) bis b'_N(k) und der Kovarianz σ² der Rauschkomponente der Filterkoeffizient w_n(k), der verwendet wird, um den Rest der im empfangenen Signal von n-ten Sender enthaltenen Interferenz zu beseitigen, nach dem Kleinstes-mittleres-Fehlerquadrat-Kriterium so festgelegt, dass die Gleichung (32) minimiert wird.
In Schritt S9 wird eine Filterverarbeitung entsprechend dem Filterkoeffizienten w_n(k) auf die Differenzmatrix y'_n(k) angewandt, um das logische Likelihood-Verhältnis Λ₁[b_n(k)] zu erhalten. In Schritt S10 wird die à-priori-Information λ₂[b_n(k)] von Λ₁[b_n(k)] subtrahiert, und das Ergebnis wird entschachtelt und decodiert, um das logische Likelihood-Verhältnis Λ₂[b_n(k)] zu erhalten. Die Schritte S4 bis S10 werden entweder gleichzeitig oder sequentiell für n = 1 bis N durchgeführt. Anschließend wird in Schritt S11 eine Untersuchung durchgeführt, um festzustellen, ob die Anzahl von Decodieroperationen, insbesondere die Anzahl von Turbo-Empfangsverarbeitungen eine gegebene Anzahl erreicht hat. Wenn die gegebene Anzahl nicht erreicht ist, geht die Verarbeitung zu Schritt S12, wo die extrinsische Information λ₁[b_n(k)] von dem logischen Likelihood-Verhältnis Λ₂[b_n(k)] subtrahiert wird, und das Ergebnis wird verschachtelt, um die à-priori-Information Λ₂[b_n(k)] festzulegen und dann zu Schritt S3 zurückzukehren. Wenn in Schritt S11 festgestellt wird, dass die Anzahl von Decodieroperationen die gegebene Anzahl erreicht hat, wird eine resultierende Decodierungsausgabe in Schritt S13 ausgegeben.
Der Kanalschätzer 28 wird nun beschrieben. Jedes empfangene Signal r_m(k) kann wie folgt dargestellt werden: rm(k) = Σq=0 Q–1 Σn=1 N hmn(q)·bn(k – q) + vm(k) (33)
Der Kanalschätzer 28 bestimmt den Kanalwert (die Übertragungswegimpulsantwort) h_mn(q), die in Gleichung (33) vorkommt, und die mittlere Leistung (≡ σ²) des Rauschens v_m(k). Normalerweise wird ein eindeutiges Wort (Trainingssignal), das dem Empfänger bekannt ist, am Anfang jedes zu sendenden Rahmens auf der Senderseite eingefügt, wie in 4A gezeigt, und der Empfänger verwendet das eindeutige Wort (das bekannte Signal) als eine Trainingsfolge, um den Kanalwert h_mn(q) unter Verwendung von RLS (recursive least square, rekursive kleinste Quadrate)-Technik zu schätzen. Jeder Kanaldecoder 24-1, ..., 24-N liefert +1, wenn ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₂[b₁(i)], ..., Λ₂[b_N(i)] positiv ist, und –1, wenn letzteres negativ ist, als ein decodiertes Codesignal (oder einen harten Entscheidungswert für ein gesendetes codiertes Symbol) b ^₁(i), ..., b ^_N(i), die iterativ über Verschachteler 27-1, ..., 27-N dem Kanalschätzer 28 zugeführt werden. Das empfangene Signal r(k) wird in den Kanalschätzer 28 zusammen mit einem eindeutigen Wort eingegeben, das von einem eindeutigen Wortspeicher 29 zugeführt wird, um als ein Referenzsignal zu dienen. Auf der Grundlage dieser Eingangssignale schätzt der Kanalschätzer 28 jedes h_mn(q) nach Gleichung (33) und jeden σ²-Wert nach der kleinste-Quadrate-Technik. Diese Schätzung kann in ähnlicher Weise erfolgen wie die Schätzung einer Impulsantwort, wenn das empfangene Signal mit einem adaptiven Filter unter Verwendung einer Impulsantwort eines Übertragungsweges adaptiv entzerrt wird.
Die Verwendung der Trainingsfolge in dieser Weise ist herkömmlich, doch um die Netto-Übertragungsrate zu erhöhen, ist es notwendig, den Anteil, den das eindeutige Wort in jedem Rahmen belegt, zu verringern, doch erhöht dies den Fehler der Kanalschätzung. Wenn ein solcher Fehler vorliegt, führt er zu einer Beeinträchtigung der oben erwähnten iterativen Entzerrungsantwort. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine iterative Schätzung des Kanalwertes in folgender Weise vorgeschlagen.
Das Konzept gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 4B dargestellt. Der Zweck des Konzeptes ist, den Kanalwert iterativ in jeder Stufe der iterierten Entzerrungsverarbeitung des gleichen Signals oder während jeder Iteration der Turbo-Empfangsverarbeitung zu schätzen. Während des ersten Durchgangs wird für eine Informationssymbolfolge, die dem eindeutigen Wort nachfolgt, der Kanalwert nur unter Verwendung des eindeutigen Wortes als Referenzsignal geschätzt, und der geschätzte Kanalwert wird verwendet, um das empfangene Signal zu entzerren und das gesendete Symbol zu schätzen. Vor der zweiten Iteration der Entzerrungsverarbeitung jedoch wird die Kanalschätzung unter Verwendung des eindeutigen Wortes als das Referenzsignal durchgeführt, und die Symbolschätzung (der Hartentscheidungswert), die in der vorhergehenden Decodierverarbeitung erhalten wurde, wird ebenfalls als das Referenzsignal verwendet, um eine Kanalschätzung des gesamten Rahmens durchzuführen. Auf diese Weise wird nicht jeder Hartentscheidungswert als Referenzsignal verwendet, sondern nur derjenige oder diejenigen Hartentscheidungswerte, die als wahrscheinlich sicher festgelegt worden sind. Die Hartentscheidung wird getroffen, indem +1 ausgegeben wird, wenn das logische Likelihood-Verhältnis Λ₂[b_n(i)] vom Decoder 24-n positiv ist, und –1 ausgegeben wird, wenn letzteres negativ ist. Je größer der Betrag des logischen Likelihood-Verhältnisses Λ₂[b_n(i)] ist, um so größer ist die Wahrscheinlichkeit, dass der Hartentscheidungswert wohl sicher ist. Zum Beispiel ist die Sicherheit, die erreicht wird, wenn die logische Likelihood 5 als +1 festgelegt wird, größer als die Gewissheit, wenn die logische Likelihood 0,3 als +1 festgelegt wird. Entsprechend wird ein interaktives Kanalschätzungsverfahren, das einen Schwellenwert verwendet, um einen Hartentscheidungswert b_n(i) zu bezeichnen, der wahrscheinlich gewiss ist, im Folgenden beschrieben.
Anfangs wird unter Verwendung des logischen Likelihood-Verhältnisses Λ₂[b_n(i)] vom Decoder 24-n ein Weichentscheidungssymbolwert b'_n(i) wie folgt festgelegt: b'n(i) = tan h[Λ2[bn(i)]/2]
Diese Operation wird durchgeführt, um den logischen Likelihood-Wert auf 1 zu normieren und so zu verhindern, dass sein Betrag 1 überschreitet. Als Nächstes wird eine Schwelle zwischen 0 und 1 bereitgestellt, und wenn der Betrag eines Weichentscheidungswertes b'_n(i) größer als der Schwell wert ist, wird ein entsprechender Hartentscheidungswert b ^_n(i) zur Verwendung in der iterativen Kanalschätzung beibehalten. Wenn zum Beispiel der Schwellwert als 0,9 gewählt wird, werden diejenigen Hartentscheidungswerte b ^_n(i) gewählt, die Weichentscheidungswerten b'_n(i) mit Beträgen von 0,9 oder größer entsprechen. Es wird angenommen, dass die Gewissheit des ausgewählten Hartentscheidungswertes b'_n(i) hoch ist, da der Schwellwert mit 0,9 hoch ist, und entsprechend wird angenommen, dass die Genauigkeit der iterativen Kanalschätzung, die unter Verwendung solcher Hartentscheidungswerte getroffen wird, verbessert werden kann. Es wird jedoch auch berücksichtigt, dass aufgrund der verringerten Zahl von ausgewählten Symbolen die Genauigkeit der iterativen Kanalschätzung beeinflusst werden kann und beeinträchtigt wird. Folglich ist es notwendig, dass ein optimaler Schwellwert zwischen 0 und 1 gewählt wird. Wenn der Schwellwert gleich 1 gewählt wird, folgt, dass kein Hartentscheidungswert b ^_n(i) gewählt wird, was dazu führt, dass keine iterative Kanalschätzung stattfindet. Folglich wird, wie später beschrieben wird, ein Schwellwert in der Größenordnung von 0,2 bis 0,8 gewählt.
Folglich werden diejenigen der Sendesymbolschätzungen (Hartentscheidungswerte) b ^₁(i), ..., b ^_N(i) für die Informationssymbolfolge während der ersten Übertragung, die anhand des Schwellwertes als wahrscheinlich sicher festgelegt werden, von den Ausgängen der Verschachteler 27-1, ..., 27-N einem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 zugeführt, um darin als eine frühere Sendesymbolschätzung gespeichert zu werden. Während der zweiten Iteration der Entzerrungs- und Decodierverarbeitung des empfangenen Signals r(k) (wobei festzuhalten ist, dass das empfangene Signal r(k) in einem Speicher gespeichert ist) wird das eindeutige Wort anfangs verwendet, um eine Kanalschätzung zu machen, und diejenigen der Hartentscheidungsschätzungen b ^₁(i), ..., b ^_N(i) geschätzter Sendesymbole, die als wahrscheinlich sicher festgelegt worden sind, werden aus dem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 gelesen, um dem Kanalschätzer 28 für die Kanalschätzung, nämlich eine Kanalschätzung für den gesamten Rahmen, zugeführt zu werden. Eine resultierende Schätzung h_mn(q) und σ² werden verwendet, um eine Entzerrung und Decodierung (Sendesymbolschätzung) mit Bezug auf das empfangene Signal r(k) durchzuführen. Dabei werden diejenigen Symbolwerte unter den geschätzten Sendesymbolen, die anhand der Schwelle als wahrscheinlich sicher festgelegt worden sind, verwendet, um den Inhalt des Vorhergehende-Symbole-Speichers 32 zu aktualisieren. Anschließend werden eine Schätzung, die das eindeutige Wort verwendet, und eine Schätzung, die diejenigen der zuvor geschätzten gesendeten Signale verwendet, die als wahrscheinlich sicher festgelegt worden sind, verwendet, um eine Kanalschätzung für den gesamten Rahmen während einer nachfolgenden Iteration von Entzerrung und Decodierung durchzuführen. Der geschätzte Kanal wird verwendet, um die Entzerrung und Decodierung (die Sendesymbolschätzung) durchzuführen und den Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 zu aktualisieren. Alternativ werden diejenigen der Sendesymbol-Hartentscheidungswerte b ^₁(i), ..., b ^_N(i) von den Decodern, die anhand des Schwellwertes als wahrscheinlich sicher festgelegt worden sind, direkt in dem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 gespeichert werden, um ihn zu aktualisieren, und wenn die in dem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 gespeicherten Symbolwerte verwendet werden sollen, werden sie über die Verschachteler 27-1, ..., 27-8 zugeführt, um in den Kanalschätzer 28 eingegeben zu werden.
Durch auf diese Weise vorgehende Iterationen kann ein Fehler der Kanalschätzung verringert werden, die Genauigkeit der Symbolschätzung kann verbessert werden, und das Problem einer verschlechterten Antwort der Turbo-Entzerrung aufgrund eines Fehlers einer Kanalschätzung kann verbessert werden.
Wenn eine Kanalschätzung mit Bezug auf Informationssymbolfolgen gemacht wird, die die Symbol-Hartentscheidungswerte verwenden, die wahrscheinlich sicher sind, wie oben erwähnt, wird eine Funktion wie in 5 angegeben zu jedem Decoder 24-n hinzugefügt. Das logische Likelihood-Verhältnis Λ₂[b_n(i)] wird in einen Weichentscheidungswertschätzer 241 eingegeben, um b'_n(i) = tan h[Λ₂[b_n(i)]/2] zu berechnen und so einen Weichentscheidungs-Sendesymbolschätzwert b'_n(i) zu schätzen. Der Wert b'_n(i) wird mit einem Schwellwert Th von einem Schwellwertvoreinsteller 243 verglichen und ergibt 1, wenn b'_n(i) gleich oder größer als Th ist und ergibt 0, wenn es kleiner als Th ist. Andererseits wird das logische Likelihood-Verhältnis Λ₂[b_n(i)] in eine Hartentscheidungseinheit 244 eingegeben, die als einen Hartentscheidungssymbolwert b ^_n(i) von +1 liefert, wenn Λ₂[b_n(i)] positiv ist, und –1 liefert, wenn letzteres negativ ist. Der Hartentscheidungssymbolwert b ^_n wird über ein Gatter 245, das geöffnet wird, wenn ein entsprechender Weichentscheidungswert größer oder gleich dem Schwellwert ist, durchgegeben und durch den in 1 gezeigten Verschachteler 27-n durchgeführt, um in den Vorherige-Symbole-Speicher 32 eingegeben zu werden und so die gespeicherten Symbole zu aktualisieren.
Eine Prozedur der Kanalschätzung, die ebenfalls einen Hartentscheidungssymbolwert oder wahrscheinlich gewisse Werte verwendet, ist in 6 gezeigt. Anfangs wird eine Kanalschätzung in Schritt S1 mit einem empfangenen Signal r(k) und einem eindeutigen Wort gemacht. In Schritt S2 wird eine Untersuchung gemacht, um festzustellen, ob die Decodierverarbeitung erstmalig ist, und wenn ja, wird in Schritt S3 der geschätzte Kanalwert h_mn(q) verwendet, um die Entzerrungs- und Decodierverarbeitung oder die in Schritt S3 bis S10 in 3 gezeigten Operationen durchzuführen.
In Schritt S4 wird eine Sendesymbolhartentscheidung mit Bezug auf das logische Likelihood-Verhältnis Λ₂[b_n(i)] getroffen, um einen Hartentscheidungswert b ^_n(i) festzulegen. In Schritt S5 wird b'_n(i) = tan h[Λ₂[b_n(i)]/2] aus dem logischen Likelihood-Verhältnis [Λ₂[b_n(i)] berechnet und so ein Sendesymbol-Weichentscheidungswert b'_n(i) geschätzt. In Schritt S6 werden durch Untersuchen, ob der Weichentscheidungssymbolwert b'_n(i) größer oder gleich dem Schwellwert Th ist oder nicht, diejenigen Hartentscheidungssymbolwerte b ^_n(i) festgelegt, die wahrscheinlich sicher sind. In Schritt S7 werden der oder die Hartentscheidungssymbolwerte, die wahrscheinlich sicher sind, verwendet, um den Inhalt des Vorherige-Symbole-Speichers 32 zu aktualisieren. In Schritt S8 wird eine Untersuchung durchgeführt, um festzustellen, ob die Anzahl der Decodieroperationen einen gegebenen Wert erreicht hat, und wenn nicht, kehrt die Operation zu Schritt S1 zurück oder geht genauer gesagt über den in 3 gezeigten Schritt S12 und kehrt zu dem in 3 gezeigten Schritt S1 zurück.
Wenn in Schritt S2 festgestellt wird, dass die Decodierverarbeitung nicht erstmalig ist, wird in Schritt S9 ein zuvor gespeichertes Symbol, nämlich ein wahrscheinlich sicheres Hartentscheidungssymbol, aus dem Vorherige-Symbole-Speicher 32 gelesen und wird zusammen mit der Informationssymbol folge des empfangenen Signals r(k) verwendet, um eine Kanalschätzung durchzuführen, wonach auf Schritt S3 übergegangen wird.
Bei der obigen Beschreibung wird auch während einer zweiten und folgenden Iteration die Kanalschätzung vom Beginn an unter Verwendung des eindeutigen Wortes als ein Referenzsignal durchgeführt, doch ist es auch möglich, dass nur das Hartentscheidungssymbol, das wahrscheinlich sicher ist, während einer zweiten und nachfolgenden Iteration als Referenzsignal verwendet wird. In diesem Fall wird, wie in 6 durch gestrichelte Linien dargestellt, in Schritt S1' eine Untersuchung durchgeführt, um festzustellen, ob die Verarbeitung erstmalig ist, und wenn ja, wird das eindeutige Wort als ein Referenzsignal zusammen mit empfangenen Signal verwendet, um den Kanalwert zu schätzen. Nach Speichern des geschätzten Kanalwertes und der bei der Schätzung verwendeten Parameterwerte in einem Speicher in Schritt S3' geht die Operation zur Entzerrung und Decodierverarbeitung über, die in Schritt S3 stattfinden.
Wenn in Schritt S1' festgestellt wird, dass die Verarbeitung nicht erstmalig ist, bevor die Kanalschätzung durchgeführt wird, werden eine zuvor gespeicherte Kanalschätzung und diverse Verarbeitungsparameter in Schritt S4' eingerichtet, woraufhin die Operation zu Schritt S9 übergeht.
Zu beachten ist, dass eine Lösung der Gleichung (32) gegeben ist wie folgt: wn(k) = (HG(k)HH + σ2I)–1·h (34)wobei I eine Einheitsmatrix, σ² eine interne Rauschleistung eines Empfängers (Kovarianz der Rauschkomponente), σ²I eine Kovarianzmatrix der Rauschkomponente darstellt und G(k) einem quadratischen Fehler der Kanalschätzung entspricht. G(k) ≡ E[(B(k) – B'(k))·(B(k) – B'(k))H] = diag[D(k + Q – 1), ..., D(k), ..., D(k – Q + 1)] (35)wobei E[ ] ein Mittelwert, diag eine Diagonalmatrix (bei der nicht auf der Diagonalen liegende Elemente Null sind) ist. D(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n(k + b), ..., 1 – b'2 N(k + q)] q = Q – 1, Q – 2, ..., –Q + 1, q ≠ 0 (36)und wenn q = 0 D(k) = diag[1 – b'2 1(k), ..., 1, ..., 1 – b'2 N(k)] (37)
Eine '1', die in der Matrix D(k) vorkommt, stellt ein n-tes Element dar (es wird angenommen, dass das gesendete Signal eines n-ten Nutzers ein gewünschtes Signal ist).
So umfasst h alle Elemente in der (Q – 1).N + n-ten Spalte von H, die in Gleichung (23) auftreten. In den Filterkoeffizientenschätzer 317-1 des Entzerrers 31 mit mehreren Ausgängen werden, wie in 2 gezeigt, die Kanalmatrix H und die Rauschleistung σ², die im Kanalschätzer 28 geschätzt werden, und die Weichentscheidungs-Sendesymbole b'₁(k) bis b'_N(k) von dem Weichentscheidungssymbolgenerator 313-1 eingegeben, um den Restinterferenzbeseitigungsfilterkoeffizienten w_n(k) nach Gleichungen (34) bis (38) zu berechnen.
Wie man sehen wird, erfordert (34) eine Matrixumkehrungsoperation, doch kann der benötigte Rechenaufwand verringert werden, indem für die inverse Matrix das Matrixinversionslemma benutzt wird. Genauer gesagt folgt, wenn jedes in den Gleichungen (36) und (37) auftretende b'² durch 1 angenähert wird, dass D(k + q) = diag[0, ..., 0] = 0 (q ≠ 0) (39) D(k) = diag[0, ..., 1, ..., 0] (40)
D(k) hat also Elemente mit Wert 1 für diejenigen Elemente, die sich in der n-ten Zeile und n-ten Spalte befinden, während alle anderen Elemente gleich 0 sind. Wenn die Fehlermatrix G(k) aus Gleichung (35), die durch die Gleichungen (39) und (40) bestimmt wird, in Gleichung (34) eingesetzt wird, ergibt sich wn(k) = (h·hH + σ2I)–1·h (41)wobei h wie durch Gleichung (38) definiert ist.
Bei dieser Näherung hängt w_n(k) nicht von k ab, und dementsprechend kann eine Berechnung der inversen Matrix zu jeder diskreten Zeit k entfallen, wodurch der Rechenaufwand verringert wird.
Das Matrixinversionslemma für die inverse Matrix wird auf Gleichung (41) angewandt. Das Lemma sagt, dass unter der Annahme, dass A und B quadratische (M,M)-Matrizen, C eine (M,N)-Matrix und D eine quadratische (N,N)-Matrix ist, wenn A gegeben ist durch A^–1 = B^–1 + CD^–1C^H, die inverse Matrix zu A gegeben ist wie folgt: A–1 = B – BC(D + CH BBC)–1CH B (42)
Indem man das Lemma auf die in Gleichung (41) vorkommende Matrixinversionsoperation anwendet, erhält man h(k)·h(k)H + σ2I = B–1 + CD–1CH h(k)·h(k)H = CD–1CH, σ2I = B–1, h(k) = C I = D–1, h(k)H = CH
Wenn man diese Gleichungen verwendet, um Gleichung (42) zu berechnen, kann die in Gleichung (41) auftretende Matrixinversionsoperation berechnet werden. Während Gleichung (42) eine Matrixinversionsoperation (D + C^HBBC)^–1 enthält, wird diese inverse Matrix skalar und kann einfach berechnet werden.
So wird sie in diesem Fall zu folgender Form reduziert: wn(k) = 1/(σ2 + hH·h)h (41-1)
1/() auf der rechten Seite dieser Gleichung ist skalar oder nimmt einen konstanten Wert an, der gleich 1 gewählt werden kann. So können wir w_n(k) = h setzen, was zeigt, dass w(k) durch h allein festgelegt sein kann. Wie durch gestrichelte Linien in 2 gezeigt, darf nur h, das durch Gleichung (38) in der Kanalmatrix H vom Kanalschätzer 28 dargestellt ist, in den Filterkoeffizientenschätzer 317-1 eingegeben werden.
Ohne auf die Verwendung des Matrixinversionslemmas für die inverse Matrix zur Näherung durch die Gleichungen (39) und (40) beschränkt zu sein, ermöglicht die Näherung auch, den Rechenaufwand für die Gleichung (34) zu verringern. Insbesondere kann wenn diese Näherung verwendet wird und das Matrixinversionslemma für die inverse Matrix verwendet wird, der Rechenaufwand weiter verringert werden. Außerdem kann, wenn die Kovarianzmatrix der Rauschkomponente gegeben ist durch σ²I eine Näherung w_n(k) = h wie durch Gleichung (41-1) angegeben verwendet werden, so dass sie unabhängig von der Kovarianzmatrix ist, was eine weitere Vereinfachung der Berechnung ermöglicht.
Zweiter Aspekt der Erfindung (Widerspiegeln einer Fehlerkorrektur)
Bei der Entzerrungsverarbeitung, bei der H·B'(k) von der durch Gleichung (27) dargestellten empfangenen Matrix y(k) subtrahiert wird, spiegelt sich ein Fehlerkorrekturdecodierungsergebnis in einem Weichentscheidungs-Sendesignalwert für ein anderes Signal als das erfasste Signal b_n(k) wider, nicht aber ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis, welches auf das erfasste Signal b_n(k) bezogen ist. Aus diesem Grund ist bevorzugt, die folgende Verarbeitung anzuwenden:
b'(k), das in Gleichung (29) oder Gleichung (31) vorkommt, wird wie folgt geändert: b'(k) = [b'1(k) b'2(k) ... b'n–1(k) – f(b'n(k)) b'n+1(k) ... b'N(k)] (43)wobei f(b'_n(k)) eine willkürliche Funktion mit b'_n(k) als Argument ist.
Wenn eine solche Änderung gemacht wird, wird es möglich, ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis mit Bezug auf das erfasste Signal b_n(k) widerzuspiegeln. Anstatt b'_n(k) = 0 zu setzen, ist durch Addieren eines geeigneten, von b'_n(k) abhängigen Wertes möglich, ein zu erfassendes Signal hervorzuheben, das in Rauschen oder einem interferierenden Signal verborgen ist, so dass b_n(k) korrekt erfasst werden kann.
Da das Vorzeichen von b'_n(k) sich auf das Ergebnis einer harten Entscheidung bezieht, die für ein b'_n(k) entsprechendes Symbol getroffen wurde, und im Hinblick auf die Tatsache, dass je größer der Betrag von b'_n(k) ist, die Zuverlässigkeit des b'_n(k) entsprechenden Hartentscheidungssymbols um so höher ist, ist es erforderlich, dass f(b'_n(k)) die folgenden Anforderungen erfüllt.
Die Funktion f hat einen Wert 0 für b'_n(k) = 0 oder wenn die Zuverlässigkeit des Hartentscheidungssymbols 0 ist. Oder f(0) = 0 (44)
Zusätzlich ist der Wert der Funktion f um so größer, je größer der Wert von b'_n(k) ist. Oder d{f(b'n(k))}/d{b'n(k)} ≥ 0 (45)
Beispiele für solche f(b'_n(k)) umfassen die folgenden: f(b'n(k)) = α × b'n(k) (46) f(b'n(k)) = α × b'n(k)2 (47)
Wenn zum Beispiel die Gleichung (46) verwendet wird und α als eine Konstante gewählt wird, kann Gleichung (43) auf einfache Weise implementiert werden. Hier muss α die Anforderungen 0 < α < 0,6 erfüllen. Wenn α größer als 0,6 ist, ist die BER (Bitfehlerrate) beeinträchtigt, was die Erhaltung eines korrekten Decodierergebnisses verhindert. Es wird auch in Betracht gezogen, α entsprechend der Zuverlässigkeit eines Decodierergebnisses variabel zu machen. Zum Beispiel kann α für jede Iteration der Decodierverarbeitung gewählt werden. In diesem Fall wird die Zuverlässigkeit des Decodierergebnisses normalerweise mit der Anzahl von Iterationen der Decodierverarbeitungen verbessert, und dementsprechend kann je nach Anzahl der Iterationen der Decodierverarbeitung ein erhöhter Wert für α gewählt werden. Alternativ kann die Zuverlässigkeit eines gesamten decodierten Rahmens bei jeder Iteration der Decodierverarbeitung festgelegt werden, und der Wert von α kann entsprechend der so festgelegten Zuverlässigkeit gewählt werden. Um die Zuverlässigkeit des decodierten Rahmens zu bestimmen, kann ein Decodierergebnis mit einem Decodierergebnis verglichen werden, das in einer unmittelbar vorhergehenden Iteration erhalten ist, und zum Beispiel kann die Anzahl von Hartentscheidungssymbolen gezählt werden, die sich seit der vorhergehenden Decodieroperation geändert haben. Wenn es eine erhöhte Anzahl von geänderten Entscheidungssymbolen gibt, kann die Zuverlässigkeit als niedrig festgelegt werden, während, wenn die Anzahl von geänderten Hartentscheidungssymbolen klein ist, die Zuverlässigkeit als hoch festgelegt werden kann.
Wenn b'_n(k) auf diese Weise geändert wird, wird die Gleichung (35), die bei der Bestimmung des Filterkoeffizienten w_n(k) für ein MMSE (kleinste Fehlerquadrate-)-Filter verwendet wird, wünschenswert wie folgt geändert: G(k) = E[(B(k) – B'(k))·(B(k) – B'(k))H] = diag[D(k + Q – 1), ..., D(k), ..., D(k – Q + 1)]
Unter Verwendung der Gleichungen (29) und (31) folgt, dass unter der Annahme B'(k) = [b'(k + Q – 1)b'(k + Q – 2) ... b'(k) ... b'(k – Q + 1)]T b'(k) = [b'1(k)b'2(k) ... –f(b'n(k)) ... b'N(k)]T b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q) ... –f(b'n(k + q)) ... b'N(k + q)]T : q ≠ 0, q = Q – 1, ..., –Q + 1
D(k) in der n-ten Zeile und n-ten Spalte angeordnete Elemente hat, die wie folgt dargestellt werden: E[(bn(k) + f(b'n(k)))·(bn(k) + f(b'n(k)))*]wobei () eine komplexe Konjugation bezeichnet. Für BPSK-Modulation wird dieser Ausdruck zu dem folgenden Ausdruck: E[bn(k)2 + 2bn(k)f(b'n(k)) + f(b'n(k))2] = E[bn 2(k)] + 2E[bn(k)f(b'n(k)) + E[f(b'n(k)2)
Der erste Term hat einen Mittelwert von 1. Wenn b_n(k) durch b'(k) angenähert wird, nimmt Gleichung (37) die folgende Form an: D(k) = diag[1 – b'2 1(k) 1 – b'2 2(k)...1 – b'2 n–1(k) 1 + 2E[f(b'n(k)b'n(k)) + E[f(b'n(k)2) 1 – b'2 n+1(k)...1 – b'2 1(k)] (48)
Wenn zum Beispiel Gleichung (46) für f(b'_n(k)) gewählt wird, nimmt D(k) die folgende Form an: D(k) = diag[1 – b'2 1(k) 1 – b'2 2(k)...1 – b'2 n–1(k) 1 + (2α + α2)b'2 n(k) 1 – b'2 n+1(k)...1 – b'2 1(k)] (49)
Eine exemplarische Funktionsanordnung, die einen adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) schätzt und dabei ein Fehlerdecodierergebnis in ein erfasstes Signal widerspiegelt, ist in 7A gezeigt, wo ein erfasstes Signal als Sendesignal b₁(k) von einem ersten Sender gewählt wird. Ein Weichentscheidungs-Sendesymbol b'₁(k) wird in einen Funktionsrechner 331-1 eingegeben, um eine Funktion f(b'₁(k)) zu berechnen. Weichentscheidungs-Sendesignale b'₁(k) bis b'_n(k) von N Decodern und f(b'₁(k)) werden in einen Fehlermatrixgenerator 332-1 eingegeben, um eine Fehlermatrix G(k) gemäß den Gleichungen (35), (36) und (48) zu berechnen und zu erzeugen. Die Fehlermatrix G(k), eine geschätzte Kanalmatrix H und die Rauschleistung σ² werden in einen Filterkoeffizientengenerator 333-1 eingegeben, wo eine Berechnung der Gleichung (34) durchgeführt wird, um einen adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) zu schätzen. Dabei wird f(b'_n(k)) auch in einen Interferenznachbildungsmatrixgenerator 314-1 eingegeben, wodurch eine Interferenznachbildungsmatrix B'(k) erzeugt wird, die durch Gleichung (29) gemäß Gleichungen (30) und (43) dargestellt ist. Der Filterkoeffizient w_n(k) wird beim Filtern einer Differenzmatrix y'(k) in einem adaptiven Filter 318-1 verwendet und liefert so ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁[b₁(k)]. Wie man sieht, ist bei dem in 2 gezeigten Filterkoeffizientenschätzer 317-1 der in 7A gezeigte Funktionsrechner 331-1 weggelassen, und nur die Weichentscheidungs-Sendesymbole b'₁(k) bis b'_N(k) werden in den Fehlermatrixgenerator 332-1 eingegeben, um die Gleichung (34) zu berechnen.
In dem Flussdiagramm von 3 wird die Interferenznachbildungsmatrix B'(k) in Schritt S4 erzeugt, und nach den Verarbeitungen der Schritte S5 bis S7 wird in Schritt S8 der Filterkoeffizient w_n(k) festgelegt. Wenn eine Berechnung der Gleichung (34) während der Verarbeitung in Schritt S8 erfolgt, werden die Weichentscheidungs-Sendesymbole b'₁(k) bis b'_N(k) verwendet, um die Gleichungen (35) bis (37) zu berechnen, um eine Fehlermatrix G(k) in Schritt S8-2 zu erzeugen, und die Fehlermatrix G(k), die Kanalschätzmatrix H und die Rauschleistung σ² werden verwendet, um Gleichung (34) zu berechnen und einen adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) in Schritt S8-3 festzulegen, wie in 7B gezeigt.
Wenn wie oben erwähnt ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis in einem zu erfassenden Signal widergespiegelt werden soll, kann ein Weichentscheidungs-Sendesymbol b'_n(k) eines zu erfassenden Signals in Schritt S8-1 vor Beginn des Schrittes S4 berechnet werden und kann in Schritt S4 verwendet werden, wo die Gleichung (31) durch die Gleichung (43) ersetzt wird, oder, mit anderen Worten, die Gleichungen (29), (30) und (43) können verwendet werden, um eine Interferenznachbildungsmatrix B'(k) zu erzeugen, und in Schritt S8-2 kann die Gleichung (37) durch die Gleichung (48) ersetzt werden. Falls f(b'_n(k)) gleich α b'_n(k) oder α b'_n(k)² gewählt wird und α variabel gewählt wird, kann α entsprechend der Anzahl von Verarbeitungsoperationen oder der Zuverlässigkeit des gesamten decodierten Rahmens in Schritt S8-1-1 festgelegt werden, und 1 + (2α + α²)b'_n(k)² kann in Schritt S8-1-2 berechnet und als f(b'_n(k)) verwendet werden.
Die Technik des Widerspiegelns eines Fehlerkorrekturergebnisses in ein zu erfassendes Signal ist auch anwendbar auf einen Einzelnutzer-Turbo-Empfänger, der anfangs in Verbindung mit dem Stand der Technik beschrieben wurde. Bei der Technik des Widerspiegelns eines Fehlerkorrekturergebnisses in ein zu erfassendes Signal kann die durch die Gleichungen (39) und (40) dargestellte Näherung verwendet werden, und in diesem Fall kann nur eine Matrix h, die durch Gleichung (38) gegeben ist und von dem Kanalschätzer 28 bereitgestellt wird, in den Filterkoeffizientengenerator 333-1 eingegeben werden, wie gestrichelt in 7A dargestellt.
Bei der obigen Beschreibung wird der adaptive Filterkoeffizient w_n(k) gemäß Gleichung (34) oder unter Verwendung der Kanalmatrix H festgelegt, doch ist die Nutzung für die Kanalmatrix H verzichtbar. Insbesondere während der anfänglichen Decodierverarbeitung (Turbo-Empfangsverarbeitung) wird die Fehlermatrix G, die in Gleichung (34) vorkommt, zur Einheitsmatrix. Entsprechend werden die Differenzmatrix y'(k) und das Trainingssignal entweder allein oder in Kombination mit einem Hartentscheidungs-Sendesymbol b ^_n(k), vorzugsweise b ^_n(k), das im oben erwähnten Sinne eine hohe Zuverlässigkeit hat, in den Filterkoeffizientengenerator 333-1 eingegeben, um den adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) sequentiell durch Anwendung von RLS-(recursive least square)-Technik zu berechnen. Da die Fehlermatrix G von einer diskreten Zeitlage k während einer zweiten und nachfolgenden Iteration der Decodieroperation abhängt, wird es notwendig, den adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) symbolweise zu aktualisieren, und wie zuvor erwähnt, ist es bevorzugt, den adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) durch Verwendung der Kanalmatrix H herauszufinden.
Dritter Aspekt der Erfindung (Kanalschätzung)
Die Verwendung nicht nur von bekannter Information wie etwa einem eindeutigen Wort bei der iterativen Kanalschätzung, sondern auch eines Hartentscheidungswertes eines Informationssymbols, insbesondere eines wahrscheinlich gewissen Informationssymbols als Referenzsignal, ist nicht nur auf das beschriebene Turbo-Empfangsverfahren mit mehreren Eingaben und Ausgaben anwendbar, sondern allgemein auf ein Turbo-Empfangsverfahren, bei dem ein Kanal (Übertragungsweg) eines empfangenen Signals aus dem empfangenen Signal und dem bekannten Signal geschätzt wird, der geschätzte Kanalwert verwendet wird, um das empfangene Signal zu verarbeiten und zu decodieren, und das decodierte Signal bei einer Iteration der Verarbeitung entsprechend dem geschätzten Kanalwert und der Decodierverarbeitung des gleichen empfangenen Signals verwendet wird.
8 zeigt ein Beispiel, bei dem ein Hartentscheidungswert eines Informationssymbols in einem Kanalschätzungs-Turbo-Entzerrer 41 verwendet wird. Der Turbo-Entzerrer 41 legt entsprechend einem geschätzten Kanalwert einen linearen Filterentzerrungskoeffizienten fest. Das empfangene Signal wird mit einem solchen linearen Entzerrungsfilter verarbeitet, das verarbeitete Signal wird decodiert, und das decodierte Signal wird bei der iterativen Verarbeitung des gleichen empfangenen Signals verwendet. Ein empfangenes Signal r(k) wird in den Turbo-Entzerrer eingegeben und wird auch einem Kanalschätzer 42 zugeführt, wo ein Kanalwert (Übertragungswegcharakteristik) auf der Grundlage des empfangenen Signals r(k) und eines eindeutigen Wortes aus einem Speicher 29 geschätzt wird. Das empfangene Signal r(k) wird einer Entzerrungsverarbeitung in dem Turbo-Entzerrer 41 entsprechend dem geschätzten Kanalwert unterzogen und wird dann einer Entzerrungsverarbeitung unterzogen, wodurch decodierte Daten c'(i) und ein Weichentscheidungswert b'(i) geliefert werden. Der Weichentscheidungswert b'(i) wird in einen Symbolbezeichner 43 eingegeben. Wenn sein Weichentscheidungswert b'(i) einen Betrag hat, der größer oder gleich einem Schwellwert ist, wird der entsprechende Hartentscheidungswert b ^(i) in einem Vorherige-Symbole-Speicher 32 als ein wahrscheinlich gewisser Wert (ein Wert mit hoher Zuverlässigkeit) gespeichert, um diesen zu aktualisieren. Während einer nachfolgenden iterativen Empfangsverarbeitung (Entzerrungsverarbeitung) des gleichen empfangenen Signals r(k) findet die Kanalschätzung, die in dem Kanalschätzer 42 stattfindet, nicht nur unter Verwendung des eindeutigen Wortes statt, sondern auch des Hartentscheidungswertes b ^(i) des Informationssymbols, der in dem vorherigen Symbolspeicher 32 gespeichert ist.
Der Turbo-Entzerrer 41 kann zum Beispiel den in 1 gezeigten Empfänger umfassen, aus dem der iterative Kanalschätzer 28, der Speicher 29 für das eindeutige Wort und der Vorhergehende- Symbole-Speicher 32 entfernt sind. Er kann einen in 31 gezeigten Empfänger umfassen. Wiederum hat eine Lösung der Gleichung (19) gemäß der Wiener-Lösung die folgende Form: w(k) = E[y'(k)y'H(k)]·E[b(k)·y'(k)] = [HΛ(k)H + σ2I]·h (50)wobei H durch Gleichung (8) definiert ist und h ≡ [H(Q – 1), ..., H(0)]T wobei H() wie in Gleichung (5) definiert ist, σ² = E[∥ v ∥²] (Rauschvarianz) und Λ(k) = diag[1 – b'2(k + Q – 1), ..., 1, ..., 1 – b'2(k – Q + 1)]
Auf diese Weise wird auch in dem in 31 gezeigten Empfänger die Kanalmatrix H() geschätzt, und die Kanalmatrix H() wird verwendet, um den Entzerrungsfilterkoeffizienten w(k) festzulegen, das empfangene Signal wird gemäß dem Filterkoeffizienten w(k) gefiltert, und die verarbeitete Ausgabe wird einer Decodierverarbeitung unterzogen. Folglich kann durch Verwendung eines Hartentscheidungsinformationssymbols von hoher Zuverlässigkeit bei der Kanalschätzung während der iterativen rezessiven Verarbeitung eine korrektere Kanalschätzung erhalten werden.
9 zeigt ein Beispiel eines Turbo-Empfängers, bei dem das iterative Kanalschätzungsverfahren angewandt wird auf iterativen Empfang, bei dem eine RAKE-Synthese stattfindet. Ein empfangenes Signal r(k) wird einem RAKE-Syntheseprozessor 45 und einem Kanalschätzer 42 zugeführt. Während einer anfänglichen Verarbeitung wird ein Kanalwert auf der Grundlage des empfangenen Signals r(k) und eines eindeutigen Wortes in dem Kanalschätzer 42 geschätzt, und eine Kompensation für eine Phasendrehung, die jedes Symbol auf einen Übertragungsweg erfahren hat, sowie eine RAKE-Synthese finden entsprechend dem geschätzten Kanalwert in dem RAKE-Syntheseprozessor 45 statt, oder eine Zeitdiversitätsverarbeitung findet statt, um an einen Turbo-Decoder 46 ausgegeben zu werden. Der Turbo-Decoder 46 liefert decodierte Daten c'(i) und einen Weichentscheidungswert b'(i). Der Weichentscheidungswert b'(i) wird einen Symbolbezeichner 43 eingegeben, und wie in den beschriebenen Beispielen wird ein Hartentscheidungswert b ^(i) eines Informationssymbols, der wahrscheinlich gewiss ist, in einem Vorherige-Symbole-Speicher 32 durch Aktualisieren desselben gespeichert. Während einer zweiten und nachfolgenden iterativen Empfangsverarbeitung der RAKE-Empfangs-Turbo-Decodierung wird nicht nur das eindeutige Wort, sondern auch der Hartentscheidungswert des Informationssymbols, der während der vorhergehenden Iteration erhalten ist, in dem Kanalschätzer 42 zur Kanalschätzung verwendet, wodurch die Kanalschätzung genauer gemacht wird, um die Qualität zu verbessern.
10 zeigt ein Beispiel eines Turbo-Empfängers, bei dem das beschriebene iterative Kanalschätzungsverfahren beim iterativen Empfang unter Verwendung einer adaptiven Array-Antenne angewandt wird. Ein empfangenes Signal r(k) wird von einem adaptiven Array-Antennen-Empfänger 47 empfangen und dann in einen Kanalschätzer 42 verzweigt, wo eine Kanalschätzung anhand des empfangenen Signals in Kombination mit einem eindeutigen Wort stattfindet. Der geschätzte Kanalwert wird verwendet, um die auf jedes Antennenelement oder entsprechende Empfangswege anzuwendenden Gewichtungen in einer Array-Gewichtungsfestlegungseinheit festzulegen, so dass der Hauptstrahl der Antennen-Richtantwort des adaptiven Array-Antennen-Empfängers 47 in die Eintreffrichtung einer gewünschten Welle gerichtet ist, während Null in die Eintreffrichtung einer Interferenzwelle gerichtet ist, und solche Gewichtungen werden an anwendbaren Orten angewandt. Eine empfangene Ausgabe vom adaptiven Array-Antennen-Empfänger 47 wird einem Turbo-Decodierer 46 zur Decodierung zugeführt, wodurch decodierte Daten c'(i) und ein Weichentscheidungswert b'(i) geliefert werden. Der Weichentscheidungswert b'(i) wird in einen Symbolbezeichner 43 eingegeben, und ein Hartentscheidungswert, der wahrscheinlich sicher ist, wird in einem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 durch Aktualisieren desselben gespeichert. Während einer zweiten und nachfolgenden iterativen Empfangsverarbeitung des Turbo-Decoders 46 des adaptiven Array-Antennen-Empfängers wird der während der vorhergehenden Iteration erhaltene Hartentscheidungswert des Informationssymbols bei der Kanalschätzung im Kanalschätzer 42 zusammen mit dem eindeutigen Wort verwendet. Auf diese Weise findet die Kanalschätzung korrekter statt, was zu einer genaueren Steuerung der Antennen-Richtantwort und einer Verbesserung der Qualität führt.
Der in 8 gezeigte Turbo-Entzerrer 41 ist schematisch in 11A gezeigt, und wie gezeigt, umfasst er eine Reihenschaltung aus einem Soft-input-Soft-output-(SISO)-Entzerrer 41a und einen SISO-Decoder 41b, und der Betrieb iteriert zwischen dem Entzerrer 41a und dem Decoder 41b. Der in 9 und 10 gezeigte Turbo-Decoder 46 ist schematisch in 11B gezeigt, und wie gezeigt umfasst er eine Reihenschaltung aus einem SISO-Decoder 46a und einem SISO-Decoder 46b und eine iterative Decodieroperation findet zwischen den Decodern 46a und 46b statt. Der in 9 und 10 gezeigte Turbo-Decoder 46 kann einen einzigen SISO-Decoder umfassen.
Die in 8 und 10 gezeigten Beispiele sind kollektiv in 12 dargestellt. So wird ein empfangenes Signal zunächst in einem iterativen Empfänger (Turbo-Empfänger) 49 entsprechend einem Kanalwert verarbeitet, der von einem Kanalschätzer 42 geschätzt ist, das verarbeitete Signal wird decodiert, und ein Ergebnis der Decodieroperation wird in Form von decodierten Daten (Symbolen) c'(i) und deren Weichentscheidungswert b'(i) geliefert. Der Weichentscheidungswert b'(i) wird in einem Symbolbezeichner 43 mit einem Schwellwert verglichen, um festzulegen, ob ein entsprechender decodierter Datenwert c'(i) (Hartentscheidungs-Symbolwert) wahrscheinlich sicher ist. Wenn er als wahrscheinlich sicher festgelegt wird, wird der Hartentscheidungswert in einem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 durch Aktualisieren desselben gespeichert, und während einer zweiten und weiteren Iteration der Verarbeitung unter Verwendung des geschätzten Kanalwertes und der Decodierverarbeitung wird der in der vorhergehenden Iteration erhaltene Hartentscheidungs-Symbolwert zusätzlich zu bekannter Information wie etwa dem eindeutigen Wort bei der im Kanalschätzer 42 stattfindenden Kanalschätzung verwendet, um eine korrektere Kanalschätzung zu liefern.
13 zeigt eine exemplarische Verarbeitungsprozedur eines iterativen Turbo-Empfangsverfahrens, das ebenfalls einen Hartentscheidungssymbolwert verwendet. In Schritt S1 wird ein Kanalwert auf der Grundlage eines empfangenen Signals und eines bekannten Signals geschätzt. In Schritt 2 wird eine Untersuchung durchgeführt, um festzustellen, ob dies die erste Iteration der Verarbeitung ist, und wenn ja, wird der in Schritt S1 geschätzte Kanalwert verwendet, um das empfangene Signal in Schritt S3 zu verarbeiten, und die Decodierverarbeitung findet dann statt, um einen Hartentscheidungs-Symbolwert und einen Weichentscheidungswert festzulegen. In Schritt S4 wird ein Hartentscheidungs-Symbolwert, der dem Weichentscheidungs-Symbolwert entspricht und wahrscheinlich sicher ist, extrahiert, und in Schritt S5 wird der extrahierte Hartentscheidungs-Symbolwert verwendet, um einen vorhergehenden Hartentscheidungs-Symbolwert zu aktualisieren, der in dem Speicher 32 gespeichert ist. In einem Schritt S6 wird eine Untersuchung durchgeführt, um festzustellen, ob die Anzahl von Decodierverarbeitungen eine gegebene Anzahl erreicht hat, und wenn nicht, kehrt die Operation zurück zu Schritt S1. Wenn in Schritt S2 festgestellt wird, dass die iterative Verarbeitung nicht erstmalig ist, wird in Schritt S7 ein vorhergehender Hartentscheidungs-Symbolwert aus dem Speicher 32 gelesen und wird zusammen mit einem Informationssymbol eines empfangenen Signals bei der Durchführung einer Kanalschätzung verwendet, woraufhin die Operation zu Schritt S3 übergeht.
Wiederum muss, wie zuvor in Verbindung mit den Schritten S1' bis S4' mit Bezug auf 6 gesagt, das bekannte Signal nicht während einer zweiten und nachfolgenden Iteration verwendet werden.
In dem in 10 gezeigten Beispiel kann der RAKE-Syntheseprozessor 45 zwischen dem adaptiven Array-Antennen-Empfänger 47 und dem Turbo-Decoder 46 eingefügt sein, wie durch gestrichelte Linien angegeben. In diesem Fall kann eine Kanalschätzung, die für die Kompensation einer Phasendrehung eines jeden Symbols und die RAKE-Synthese in dem RAKE-Syntheseprozessor 45 erforderlich ist, vom Kanalschätzer 42 geliefert werden, oder sie kann separat stattfinden.
Nicht weißes gaußsches Rauschen
Bei der Ausgestaltung des Turbo-Empfangsverfahrens (gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung, der Ausgestaltung gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung, die eine Fehlerkorrektur berücksichtigt, und der durch ihr Kanalschätzungsverfahren gekennzeichneten Ausgestaltung des Turbo-Empfangsverfahrens (gemäß dem vierten Aspekt der Erfindung) fand die Verarbeitung auf Grundlage der Annahme statt, dass das Rauschen weißes gaußsches Rauschen ist. Genauer gesagt wird angenommen, dass v_m(k), das auf der rechen Seite von Gleichung (29) auftritt, die ein empfangenes Signal r_m(k) von jeder Antenne angibt, weißes gaußsches Rauschen ist. Mit weißem gaußschem Rauschen ist ein Signal gemeint, das der Gauß-Verteilung folgt und folgende statistische Eigenschaften hat:
wobei E[] einen Erwartungswert und σ² eine Varianz darstellt. Weißes gaußsches Rauschen kann beispielsweise thermisches Rauschen sein, das in einem Antennenelement erzeugt wird. Was durch die Annahme von weißem gaußschen Rauschen beeinflusst wird, ist der Ausdruck σ²I, der in Gleichung (34) auftritt, die den Filterkoeffizienten w_n(k) festlegt, oder Gleichung (50), die den Filterkoeffizienten w_n(k) festlegt. Zum Beispiel wird w_n(k), das in Gleichung (34) vorkommt, mit dem nachfolgend angegebenen Prozess berechnet: wn(k) = (HG(k)HH + E[n(k)·nH(k)])–1h = (HG(k)HH + σ2I)–1hwobei v_m(k) unter der Annahme von weißem gaußschem Rauschen mit einer Varianz σ² als E[n(k)·n^H(k)] = σ²I berechnet wird. Die Kanalmatrix H, die durch den iterativen Kanalschätzer 28 (1) oder 42 (12) geschätzt wird, σ² und die Fehlermatrix G(k), die auf der Grundlage des a-priori-logischen Likelihoodwertes berechnet wird, werden in Gleichung (34) eingesetzt, um den Filterkoeffizienten w_n(k) zu berechnen.
Wenn das Rauschen v_m(k) kein weißes gaußsches Rauschen ist, gilt E[n(k)·n^H(k)] = σ²I nicht. Um den Filterkoeffizienten w_n(k) zu berechnen, ist es daher notwendig, eine Erwartungswert-(Kovarianz)-Matrix E[n(k)·n^H(k)] für die Rauschkomponente durch ein getrenntes Verfahren zu schätzen. Ein solches Verfahren wird nun beschrieben. Eine Kovarianzmatrix für die Rauschkomponente wird abgekürzt als U ≡ E[n(k)·n^H(k)]. In Gleichung 22 wird y(k) = H·B(k) + n(k) geändert in n(k) = y(k) – H·B(k) und in die Kovarianzmatrix U wie nachfolgend angegeben eingesetzt: U = E[n(k)·nH(k)] = E[(y(k) – H·B(k))·(y(k) – H·B(k))H]
Wenn wir annehmen können, dass eine Matrix y(k) aus einem empfangenen Signal verfügbar ist, eine Schätzung H ^ einer Kanalmatrix H aus der Kanalschätzung und B(k) aus einem Referenzsignal verfügbar ist, ist es möglich, die Matrix U nach dem Zeitmittelungsverfahren wie folgt zu schätzen: U ^ = Σk=0 Tr(y(k) – H ^·B(k))·(y(k) – H ^·B(k))H (51)wobei Tr die Anzahl von Referenzsymbolen bezeichnet.
Während einer iterativen Kanalschätzung, die in dem iterativen Kanalschätzer 28 oder 42 stattfindet, wird die Kovarianzmatrix U ^ unter Verwendung der Kanalmatrix H zusammen mit Gleichung (51) geschätzt. Eine Prozedur hierfür ist in 14 gezeigt. 14A zeigt eine in einem Rahmen eines empfangenen Signals vorkommende Folge von eindeutigem Wort und Informationssymbol, und 14B zeigt die anfängliche Verarbeitung sowie eine nachfolgende Verarbeitung. Während der anfänglichen Verarbeitung wird nur das eindeutige Wort als ein Referenzsignal verwendet und dadurch die Kanalmatrix H anfänglich geschätzt. Anschließend wird U unter Verwendung des eindeutigen Wortes und der Kanalmatrixschätzung H ^ gemäß Gleichung (51) geschätzt. Unter der Verwendung der Schätzwerte U und H ^ wird der Filterkoeffizient w_n(k) wie folgt berechnet: wn(k) = (H ^G(k)H ^H + U ^)–1h (52) und der Filterkoeffizient w_n(k) wird verwendet, um eine erste Entzerrung auf das Empfangssignal anzuwenden und so ein gesendetes Informationssymbol zu schätzen.
Während einer zweiten Iteration werden sowohl das eindeutige Wort als auch eines der in der anfänglichen Entzerrung geschätzten und anhand des Schwellwertes als wahrscheinlich sicher festgelegten Informationssignale (*) als Referenzsignale verwendet, um H mit der gleichen Prozedur wie in der anfänglichen Verarbeitung zu schätzen und so U erneut zu schätzen. Wenn diese Operation wiederholt wird, wird die Kanalmatrixschätzung H ^ durch die Iteration immer genauer, und die Schätzung von U wird genauer, wodurch die Genauigkeit des Filterkoeffizienten w_n(k) verbessert wird, um die Antwort des Entzerrers zu verbessern.
Auf diese Weise wird ein Turbo-Empfang möglich, wenn nicht weißes gaußsches Rauschen in einem empfangenen Signal enthalten ist.
Eine Funktionsanordnung, in der eine lineare Entzerrung durch Schätzen einer Kovarianzmatrix U eines in einem empfangenen Signal enthaltenen Rauschens durchgeführt wird, ist in 15 als ein Beispiel gezeigt, in welchem ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁[b₁(k)] als eine Entzerrungsausgabe aus einem in 2 gezeigten Entzerrer 31 mit mehreren Λusgaben für ein empfangenes Signal erhalten wird, das einem von einem ersten Sender gesendeten Signal entspricht. Teile, die den in 2 gezeigten entsprechen, sind in 15 mit dem gleichen Bezugszeichen wie in 2 bezeichnet.
Ein eindeutiges Wort aus einem eindeutigen Wortspeicher 29 oder eine vorherige harte Symbolentscheidung aus einem vorhergehenden Symbolspeicher 32, die wahrscheinlich sicher ist, werden in einen Referenzmatrixgenerator 319 eingegeben, der dann eine Referenzmatrix B(k) anhand der Gleichungen (25) und (26) erzeugt. Die Referenzmatrix B(k), eine Kanalschätzungsmatrix H ^ aus einem Kanalschätzer 28 und eine empfangene Matrix y(k) aus einem Empfangsmatrixgenerator 311 werden einem Kovarianzmatrixschätzer 321 zugeführt, der dann Gleichung (51) berechnet, um eine Schätzmatrix U ^ für eine Kovarianzmatrix U zu erhalten.
Gesendete Weichentscheidungssymbole b₁'(k), ..., b_n'(k) von einem Weichentscheidungs-Symbolgenerator 313-1 werden in einen Fehlermatrixgenerator 322-1 eingegeben, wo eine Fehlermatrix G₁(k), die dem quadratischen Fehler der Kanalschätzung entspricht, anhand der Gleichungen (35), (36) und (37) erzeugt wird. Die Fehlermatrix G₁(k), die geschätzte Kovarianzmatrix U ^ und die geschätzte Kanalmatrix H ^ werden einem Filterschätzer 323-1 zugeführt, wo die Gleichung (52) berechnet wird, um einen Filterkoeffizienten w₁(k) zu schätzen. Der Filterkoeffizient w₁(k) und die Differenzmatrix y'(k) von einem Differenzberechner 316-1 werden einem adaptiven Filter 318-1 zugeführt, wo eine Filterverarbeitung w₁(k)^Hy'(k) auf y'(k) angewandt wird und deren Ergebnis als logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁[b₁(k)] geliefert wird.
Wenn ein Fehlerkorrekturaufzeichnungsergebnis in ein zu erfassendes Signal widergespiegelt wird, wird ein Funktionsrechner 331-1, wie in 7A gezeigt, vorgesehen, wie in 15 durch gestrichelte Linien angezeigt, um f(b'_n(k)) zu berechnen, und ein Interferenznachbildungsmatrixgenerator 314-1 verwendet die Gleichung (43) anstelle von Gleichung (31), und ein Fehlermatrixgenerator 322-1 verwendet die Gleichung (48) anstelle von Gleichung (37).
Die in 14B gezeigte Prozedur ist als Flussdiagramm in 16 gezeigt. Genauer gesagt werden in Schritt S1 ein empfangenes Signal r(k) und ein bekanntes Signal (zum Beispiel ein eindeutiges Wort) verwendet, um eine Kanalmatrix H zu schätzen und in Schritt S2 wird eine Untersuchung durchgeführt, ob diese Verarbeitung erstmalig erfolgt, und wenn ja, werden das bekannte Signal, die geschätzte Kanalmatrix H ^ und das empfangene Signal r(k) verwendet, um Gleichung (51) zu berechnen, um eine geschätzte Kovarianzmatrix U ^ in Schritt S3 festzulegen.
In Schritt S4 werden die geschätzte Kanalmatrix H ^, die geschätzte Kovarianzmatrix U ^ und eine Fehlermatrix G(k), die Weichentscheidungs-Symbolwerte enthält, verwendet, um Gleichung (52) zu berechnen, um einen Filterkoeffizienten w_n(k) zu schätzen.
In Schritt S5 werden die geschätzte Kanalmatrix H ^ und der Filterkoeffizient w_n(k) verwendet, um das empfangene Signal zu entzerren oder Gleichung (27) zu berechnen, um w_n ^H(k)·y'(k) festzulegen, um ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁[b_n(k)] zu erhalten, wobei anschließend ein Decodierprozess durchgeführt wird, um einen Hartentscheidungswert und einen Weichentscheidungswert eines übertragenen Symbols zu schätzen.
Der Zweck von Schritt S6 ist, einen Hartentscheidungs-Symbolwert festzulegen, der einem Weichentscheidungs-Symbolwert entspricht, der über einem Schwellwert liegt und wahrscheinlich sicher ist (oder eine hohe Zuverlässigkeit hat). Dieser Hartentscheidungs-Symbolwert wird verwendet, um einen Hartentscheidungs-Symbolwert zu aktualisieren, der in einem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 gespeichert ist. Anschließend wird in Schritt S8 eine Untersuchung durchgeführt, um festzustellen, ob die Anzahl von Decodierverarbeitungen einen gegebenen Wert erreicht hat, und wenn nicht, kehrt die Operation zu Schritt S1 zurück. Wenn jedoch eine gegebene Anzahl erreicht ist, ist die Verarbeitung dieses empfangenen Rahmens beendet.
Wenn in Schritt S2 festgestellt wird, dass die iterative Verarbeitung nicht erstmalig ist, insbesondere bei einer zweiten oder einer nachfolgenden Iteration, wird ein Hartentscheidungs-Symbolwert aus dem Vorhergehende-Symbole-Speicher 32 in Schritt S9 gelesen und wird zusammen mit Informationssymbol in dem empfangenen Signal verwendet, um die Kanalmatrix H zu schätzen, wonach zu Schritt S3 übergegangen wird.
Wiederum ist es durch Abwandeln der Schritte S1 und S2 in ähnlicher Weise wie die in 6 gestrichelt dargestellten Schritte S1' bis S4' möglich, die Verwendung des bekannten Signals während einer zweiten und nachfolgenden Iteration zu vermeiden. Wenn ein Fehlerkorrekturergebnis in ein zu erfassendes Signal widergespiegelt werden soll, kann in Schritt S10 eine Funktion f(b'_n(k)) berechnet werden, wie gestrichelt in 16 dargestellt, und sie kann verwendet werden, um die Fehlermatrix G(k) zu erhalten. In jedem Fall muss das übertragene Hartentscheidungssymbol nicht bei der Schätzung der Kovarianzmatrix U ^ verwendet werden. Die Fähigkeit, eine Kovarianzmatrix U von in einem empfangenen Signal enthaltenen, nicht weißem gaußschem Rauschen zu schätzen, ist anwendbar auf diverse nützliche Zwecke, wie nachfolgend beschrieben wird.

(1) Ein Empfangsverfahren für ein ein unbekanntes Interferenzsignal enthaltendes übertragenes Signal mit mehreren Folgen wird genannt. Wie in 30A gezeigt, wird angenommen, dass ein Interferenzsignal i(k), das einem Turbo-Empfänger unbekannt ist, wie zum Beispiel Signale von anderen Zellen oder Zonen bei der Mobilkommunikation, von dem Turbo-Empfänger zusätzlich zu N Übertragungssymbolfolgen, wie sie von N Benutzer-Sendern gesendet werden können, empfangen wird. In diesem Fall kann Gleichung (20) in folgender Form geschrieben werden: rm(k) = Σq=0 Q–1 Σn=1 N hmn(q)·bn(k – q) + i(k) + vm(k) (20') Wenn in diesem Modell i(k) + v_m(k) ≡ v'_m(k) gesetzt wird, ergibt sich rm(k) = Σq=0 Q–1 Σn=1 N hmn(q)·bn(k – q) + v'm(k) (20'') Wenn v'_m(k) als ein nicht weißes gaußsches Rauschsignal behandelt wird, werden H und U in oben erwähnter Weise geschätzt, und w_n(k) wird geschätzt, und Turbo-Empfang kann stattfinden durch Iterieren einer Entzerrung eines empfangenen Signals und einer Schätzung von gesendeten Symbolen.
(2) In einem Kommunikationssystem, das ein Sende-/Empfangstrennfilter verwendet, tritt, wenn eine Überabtastung eines empfangenen Signals mit einer höheren Rate als einer Symbolperiode durchgeführt wird, eine Korrelation zwischen zu einzelnen Zeiten abgetasteten, in empfangenen Signalen enthaltenen Rauschkomponenten auf, so dass dieses Rauschen in den empfangenen Signalen nicht als weißes gaußsches Rauschen behandelt werden kann. Mit anderen Worten gilt Gleichung (20) nicht. Folglich gilt auch eine als E[n(k)·nH(k)] = σ2Idargestellte Annahme nicht. Eine Verarbeitung an einem empfangenen Signal, das durch den Sende-/Empfangstrennfilter getrennt ist, kann Gleichung (51) verwenden, um eine Kovarianzmatrix U festzulegen und dadurch eine korrekte Verarbeitung des empfangenen Signals zu ermöglichen.
(3) Bei dem beschriebenen Turbo-Empfangsverfahren ist die Anordnung derart, dass jede Mehrfachwegkomponente von jedem Sender (Benutzer) auf Q Wegen synthetisiert wird. Wenn jedoch eine stark verzögerte Welle auf Kanälen existiert (zum Beispiel sei angenommen, dass die Wege einen um ein Symbol, um zwei Symbole bzw. um drei Symbole verzögerten Weg enthalten, und dass separat ein um dreißig Symbole verzögerter Weg existiert: in diesem Fall wird die Dreißig-Symbol-Verzögerungswegkomponente als eine stark verzögerte Welle behandelt), ist es möglich, die Synthese der stark verzögerten Welle zu verhindern, um sie stattdessen als eine unbekannte Interferenz zu behandeln, die durch ein adaptives Filter beseitigt werden kann. Wenn die stark verzögerte Wellenkomponente in dem Beispiel gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung (1) als das Interferenzsignal i(k) behandelt wird, kann sie beseitigt werden.

Bei der Verarbeitung eines empfangenen Signals, das nicht weißes gaußsches Rauschen enthält, ist die Schätzung der Kovarianzmatrix U anwendbar auf ein ein-Benutzer-Turbo-Empfangsverfahren, indem sie anstelle von σ²I in Gleichung (50) verwendet wird. Auf entsprechende Weise kann sie in einer in 9 dargestellten RAKE-Syntheseempfangsverarbeitung oder einem in 10 gezeigten Turbo-Empfang unter Verwendung von adaptivem Array-Antennen-Empfang unabhängig von einer Einzel-Nutzer- oder einer Multi-Nutzer-Anwendung oder, allgemeiner, in einer Kanalschätzung in einem Kanalschätzer 42 und einer Schätzung der Kovarianzmatrix U während der in 12 gezeigten iterativen Decodieroperation verwendet werden. Für RAKE-Empfang kann nur die Kanalschätzung verwendet werden.
Vierter Aspekt der Erfindung (Vielstufige Entzerrung)
Bei der obigen Beschreibung werden empfangene Signale r₁, ..., r_M in einem Entzerrer 31 mit mehreren Ausgängen entzerrt, um logische Likelihood-Verhältnisse Λ₁[b(k)], ..., Λ_N[b(k)] zu erhalten, doch sind bei einer Abwandlung (2) des ersten Aspekts der vorliegenden Erfindung mehrere Entzerrerstufen in einer Reihenschaltung so vorgesehen, dass die Anzahl der Ausgaben zu einem Entzerrer späterer Stufe hin verringert ist. Zum Beispiel zeigt 17, dass der Entzerrer in zwei Teile unterteilt ist, wobei ein Vorstufenentzerrer (Multi-Nutzer-Entzerrer) 71 eine Interferenzkomponente unterdrückt, die sich außerhalb eines Entzerrungsbereiches eines Nachstufen-Einzelnutzer-Entzerrers 21' befindet. Zu diesem Zweck wird zum Beispiel eine Vorverarbeitung einschließlich einer weichen Interferenzunterdrückung und linearen Filterung nach MMSE (minimum mean square error, kleinstes mittleres Fehlerquadrat)-Kriterien ausgeführt, und anschließend führt der Nachstufenentzerrer 21' eine Entzerrung für einen einzigen Nutzer mit einer Anzahl von Wegen gleich Q aus.
Auch wenn eine Entzerrung kaskadiert stattfindet und ein lineares Filter in einer Vorstufenverarbeitung verwendet wird, ist es möglich, einen prohibitiven Anstieg des Rechenaufwandes zu verhindern.
Eine Anordnung eines Turbo-Empfängers mit mehreren Ausgängen gemäß einer auf diesem Grundkonzept des ersten Aspektes der Erfindung (2) des Turbo-Empfangsverfahrens basierenden Turbo-Empfängers und einer exemplarischen Anordnung eines die vorliegende Erfindung verkörpernden MIMO-Systems ist in 18 gezeigt. Es versteht sich, dass Teile, die den in 1 gezeigten entsprechen, mit gleichen Bezugszeichen wie zuvor bezeichnet sind und ihre Beschreibung nicht wiederholt wird. (Das Gleiche gilt in der nachfolgenden Beschreibung).
Sendesignale von jedem Sender werden über Sendewege (Kanäle) von einem Turbo-Empfänger 30 empfangen. Das empfangene Signal r(k) wird in einen Multi-Nutzer-Entzerrer 71 eingegeben, von dem Signale von N Sendern in Form von Signalen u₁(k), ..., u_N(k), und zwar jedes in einer Form, in der es frei von Interferenzen durch Signale von anderen Sendern ist, sowie von Kanalwerten α₁(k), ..., α_N(k) zur Eingabe in Einzelnutzer-Entzerrer 21-1, ..., 21-N ausgegeben werden. Diese SISO-Entzerrer 21-1, ..., 21-N liefern logische Likelihood-Verhältnisse Λ₁[b₁(k)], ..., Λ₁[b_N(k)]. Die nachfolgende Verarbeitung bleibt die gleiche wie in 1. Die Kanalwerte α₁(k), ..., α_N(k), die in den Einzelnutzer-Entzerrern 21-1, ..., 21-N verwendet werden, sind Kanalwerte, die nach der Multinutzer- Entzerrung erhalten werden, und sind von der Kanalmatrix H verschieden. Daher werden α₁(k), ..., α_N(k) als Nach-Entzerrungs-Kanalinformation bezeichnet.
Der Betrieb wird nun genauer beschrieben.
Gleichungen (23) bis (26) sind in gleicher Weise wie oben in Verbindung mit 1 beschrieben in Bezug auf die Anzahl von Mehrfachwegen (Kanälen) Q definiert.
Der Zweck der in 18 gezeigten Nachstufenentzerrer 21-1, ..., 21-N ist, Intersymbolinterferenzkanäle durch Signalsymbole der jeweiligen Nutzer selbst [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(K – Q + 1)] (mit n = 1, ..., N) zu entzerren. Zu diesem Zweck ist der Vorstufenentzerrer 71 wirksam, um von [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(K – Q + 1)] (mit n = 1, ..., N) verschiedene Interferenzen in y(k) zu beseitigen. Dies wird im Folgenden quantitativer diskutiert.
Zu Beginn wird unter Verwendung der à-priori-Information λ₂ ^p[b_n(k)] (mit n = 1, ..., N) des Entzerrers 71, die von den Decodern 24-1, ..., 24-N rückgekoppelt wird, eine Sendesymbol-Weichentscheidungsschätzung b'(k) nach Gleichung (15) festgelegt.
Dieses Weichentscheidungs-Sendesymbol b'_n(k) und eine Kanalmatrix H werden verwendet, um eine Nachbildung H·B'(k) eines Interferenzsignals zu erzeugen, die dann von der empfangenen Matrix y(k) subtrahiert wird. y'n(k) ≡ y(k) – H·B'(k) (27)' = H·(B(k) – B'(k)) + n(k) (28)'wobei B'(k) = [b'T(k + Q – 1)...b'T(k)... b'T(k – Q + 1)]T (29)' b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q)...b'n(k + q)...b'N(k + q)]T : q = Q – 1, ..., 1 (53) b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q)...0...b'N(k + q)]T : q = 0, ..., –Q + 1 (54)wobei zu beachten ist, dass b'(k + q) ein Null-Element an n-ter Position hat.
Die Operation des Subtrahierens der Interferenz auf diese Weise wird im Folgenden als Weich-Interferenzauslöschung bezeichnet. Unter der Annahme, dass eine Nachbildung des Interferenzsignals in idealer Weise erzeugt wird, ist zu erkennen, dass y'_n(k), das aus der Subtraktion resultiert, nur das Symbol b_n(k) des n-ten Nutzers und eine von dem Symbol [b_n(k – 1), ..., b_n(k – Q + 1)] des n-ten Nutzers selbst verursachte Intersymbolinterferenzkomponente enthalten kann, die resultiert, wenn in Gleichung (54) für q = 1, ..., –Q + 1 das n-te Element von b'(k + q) gleich 0 gesetzt wird.
Ein Beitrag vom Signal des n-ten Nutzers (Senders) zu der empfangenen Matrix r(k) ist nämlich nur derjenige, der aus dem Symbol [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(k – Q + 1)] resultiert. Aus der durch Gleichung (21) gegebenen Definition der empfangenen Matrix y(k) versteht sich jedoch, dass ein Beitrag vom Signal des n-ten Nutzers (Senders) in der empfangenen Matrix y(k), der aus einer Synthese der Vielfachwege resultiert, wenn er auf dem k-ten Symbol b_n(k) basiert, Intersymbolinterferenzkomponenten enthalten wird, die durch zukünftige Symbole [b_n(k + Q – 1), b_n(k + Q – 2), ..., b_n(k + 1)] verursacht werden. Die Interferenznachbildung enthält also Interferenzkomponenten von den zukünftigen Symbolen. Unter diesem Gesichtspunkt unterscheidet sich die durch Gleichung (27') definierte Differenzmatrix y'(k) von der durch Gleichung (27) definierten Differenzmatrix y'(k).
Folglich ist ein nächster Schritt in der Vorstufenverarbeitung im Entzerrer 71, die Restinterferenz zu beseitigen, die nach der Weich-Interferenzauslöschung zurückbleibt, nämlich eine Restinterferenzkomponente, die aus einer nicht perfekten Synthese der Interferenznachbildung H·B'(k) und Interferenzkomponenten zwischen zukünftigen Symbolen aus y'_n(k) unter Verwendung eines linearen Filters mit MMSE-(minimum mean square error)-Kriterium resultiert. Mit anderen Worten findet diese Auslöschung durch eine solche Anordnung statt, dass eine Filterung von y'_n(k) unter Verwendung der Filtercharakteristik w_n(k), wie durch Gleichung (55) angegeben, einer Summe der Symbole [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(K – Q + 1)], jeweils multipliziert mit Kanalwerten α_1n(k), α_2n(k), ..., α_Qn(k) entspricht. wn H(k)·y'n(k) ≈ Σq=0 Q–1 αq(k)·bn(k – q) = αn H(k)·bn(k) (55)
Was erforderlich ist, ist also, Gleichung (55) durch Festlegen der Filtercharakteristik w_n(k) und des Nach-Entzerrungs-Kanalwertes (Kanalinformation) α_n(k) zu berechnen. Die Ableitung von w_n(k) und α_n(k) wird beschrieben. Zu beachten ist, dass zwar die Filtercharakteristik w_n(k) von dem durch die Gleichungen (32) und (34) gegebenen Filterkoeffizienten w_n(k) verschieden ist, dass der Einfachheit halber aber gleiche Schreibweisen verwendet werden.
Gewünschte Lösungen sind definiert als Lösungen des folgenden Optimierungsproblems: (wn(k), αn(k)) = arg min||wn H(k)·y'n(k) – αn H(k)·bn(k)||2 (56)unter der Voraussetzung, dass α_1n(k) = 1.
Mit anderen Worten werden w_n(k) und α_n(k), die die rechte Seite der Gleichung (56) minimieren, festgelegt. Die Randbedingung α_1n(k) = 1 wird hinzugefügt, um Lösungen zu vermeiden, die zu α_n(k) = 0 und w_n(k) = 0 führen. Obwohl Lösungen unter der Randbedingung ||αn(k)||2 = 1erhalten werden können, wird im Folgenden eine Lösung für α_1n(k) = 1 beschrieben. Der Kürze wegen wird das Problem neu definiert. Genauer gesagt wird die reche Seite von Gleichung (56) definiert als m_n(k), das in Abhängigkeit von w und α minimiert wird. mn(k) = arg min||mn H(k)·zn(k)||2 (57)wobei m_n ^H(k)·e_MQ+1 = –1 (was gleichbedeutend ist mit α_1n(k) = 1), und wobei mn(k) ≡ [wn T(k), –αn(k)T]T (58) zn(k) ≡ [yn T(k), b(k)n T]T (59) eMQ+1 = [0...1...0]T (60)wobei sich versteht, dass e_MQ+1 ein Element "1" an (MQ + 1)-ter Position hat.
Eine Lösung des Optimierungsproblems wird nach dem in der Literatur [2], S. Haykin, Adaptive Filter Theory, Prentice Hall, Seiten 220-227 beschriebenen Lagrange-Multiplikatorenverfahren wie folgt gegeben: mn(k) = –RZZ –1·eMQ+1/(eMQ+1 H·RZZ –1·eMQ+1) (61)wobei RZZ = E[zn(k)·zn H(k)] (62)und E[A] einen Erwartungswert (einen Mittelwert) von A darstellt.
Λn(k) = diag[Dn(k + Q – 1), ..., Dn(k), ..., Dn(k – Q + 1)] (64)wobei I eine Einheitsmatrix und σ² die Rauschleistung (eine Kovarianz des weißen gaußschen Rauschens) darstellt.
Dn(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n(k + q), ..., 1 – b'2 N k + q]] : q = Q + 1, ..., 1 (66) Dn(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1, ..., 1 – b'2 N(k + q)] : q = 0, ..., –Q + 1 (67)wobei diag eine Diagonalmatrix darstellt (alle Elemente der Matrix mit Ausnahme der auf der Diagonalen liegenden sind Null). Wenn also die Kanalmatrix H und σ² bekannt sind, kann m_n(k) nach Gleichung (61) bestimmt werden. Entsprechend können w_n(k) und α_n(k) nach Gleichung (58) bestimmt werden.
Unter Verwendung der auf diese Weise berechneten Filtercharakteristik w_n(k) wird y'_n(k) nach folgender Gleichung gefiltert: un(k) = wn H(k)·y'n(k) (68)wobei ^H eine konjugiert transponierte Matrix darstellt.
Diese n gefilterten Verarbeitungsergebnisse werden entsprechenden nachfolgenden Entzerrern 21-n zugeführt. Auf diese Weise wird ein empfangenes Signal u_n(k), das der linken Seite von Gleichung (1) entspricht, vom n-ten Nutzer erhalten, α_mn(k), das dem Kanalwert h_mn(q) auf der rechten Seite von Gleichung (1) entspricht, wird erhalten, und die Gleichung (55), die der Gleichung (1) entspricht, wird bestimmt. Folglich wird α_n(k) als ein Entzerrerparameter (Kanalwert) an einen nachfolgenden Entzerrer 21-n angelegt. Dies vervollständigt die Vorstufenverarbeitung durch den Entzerrer 71.
Eine Verarbeitung, die in dem nachfolgenden Entzerrer 21-n und danach stattfindet, wird nun beschrieben. Wie zuvor erwähnt, kann, weil die Gleichung (55) der Gleichung (1) entspricht, die Operation, die im Entzerrer 21-n für jeden Nutzer stattfindet, in gleicher Weise ablaufen wie die in 31 gezeigte des Entzerrers 21 und wird nicht wiederholt, da sie in der Literatur [1] beschrieben ist. Jeder Entzerrer 21-n empfängt u_n(k), α_n(k) und eine à-priori-Information λ₂[b_n(k)] vom Decoder 24-n wie oben definiert, berechnet ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁(LLR), das das Verhältnis der Wahrscheinlichkeit, das jedes codierte Bit +1 ist, zur Wahrscheinlichkeit, dass es –1 ist, angibt, wie folgt:
und gibt sie aus, wobei λ₁[b_n(k)] eine einem nachfolgenden Decoder 24-n zugeführte extrinsische Information und λ₂ ^P[b_n(k)] an den Entzerrer 31 angelegte à-priori-Information darstellt. Der Decoder 24-n berechnet das logische Likelihood-Verhältnis Λ₂ nach folgender Gleichung:
wobei λ₂[b_n(i)] an den Entzerrer 71 und den Entzerrer 21 während der Iteration angelegte extrinsische Information und λ₁ ^P[b_n(k)] an den Decoder 24-n angelegte à-priori-Information darstellt. Die in 18 gezeigte Anordnung führt eine iterierte Entzerrung und Decodierung aus, um die Fehlerrate zu verbessern.
Eine Funktionsanordnung des Entzerrers für mehrere Nutzer 71 wird kurz mit Bezug auf 19 beschrieben. Ein empfangenes Signal von jeder Antenne wird in einem Empfänger 70 als eine Matrix r(k) = [r₁(k) ... r_M(k)] verarbeitet, die in einem Matrixgenerator 311 verwendet wird, um eine empfangene Matrix y(k) nach Gleichung (21) zu erzeugen, die die einzelnen Mehrfachwege (Kanäle) berücksichtigt.
Andererseits werden das empfangene Signal r(k) von dem Empfänger 70 und ein bekanntes Folgensignal wie etwa eine eindeutige Wortfolge für die Kanalschätzung, die jedem Sender entspricht und von einem Eindeutiges-Wort-Speicher 29 zugeführt wird, in einen Kanalschätzer 28 eingegeben, um eine Kanalmatrix H zu schätzen.
à-priori-Information λ₁ ^P[b_n(i)], ..., λ₁ ^P[b_N(i)] wird von den von den jeweiligen Decodern 24-1, ..., 24-N gelieferten logischen Likelihood-Verhältnissen Λ₂[b₁(i)), ..., Λ₂[b_N(i)] subtrahiert, um extrinsische Information λ₂[b₁(k)], ..., λ₂[b_N(k)] abzuleiten, die dann in den Weichentscheidungs-Symbolschätzer 313-1, ..., 313-N eingegeben wird, wo übertragene Weichentscheidungssymbole b'₁(k), ..., b'_N(k) nach Gleichung (15) berechnet werden und dann in einen Interferenzmatrixgenerator 72 eingegeben werden. In dem Interferenzmatrixgenerator 72 wird eine Matrix B'(k) von Symbolschätzungen, die Interferenzsignale von anderen Sendern sein können, für jedes n nach den Gleichungen (29'), (53) und (54) erzeugt. Ein Produkt dieser N Matrizen B'(k) und der Kanalmatrix H wird durch andere Interferenzsignalschätzer 73-1, ..., 73-N erzeugt, wodurch die Nachbildung der interferierenden Komponenten H·B(k) erzeugt wird.
Diese N Interferenzkomponentennachbildungen H·B(k) werden von der empfangenen Matrix y(k) in Subtrahierern 74-1, ... bzw. 74-N subtrahiert, wodurch Differenzmatrizen y'₁(k), ..., y'_N(k) erhalten werden.
Die übertragenen Weichentscheidungssymbole b'₁(k), ..., b'_N(k) werden einem Fehlermatrixgenerator 75 eingegeben, wo Fehlermatrizen Λ₁(k), ..., Λ_N(k) nach den Gleichungen (64), (66) und (67) erzeugt werden. Diese Fehlermatrizen, die Kanalmatrix H und die Rauschleistung σ² werden in einen Filtercharakteristikschätzer 76 eingegeben, wo die Filtercharakteristik w_n(k) und die Nach-Entzerrungs-Kanalinformation α_n nach den Gleichungen (58), (60), (61), (63) und (65) abgeschätzt werden. Diese Filtercharakteristiken w₁, ..., w_N und Differenzmatrizen y'₁(k), ..., y'_N(k) werden jeweils in Filterprozessoren 77-1, ..., 77-N miteinander multipliziert, oder die Differenzmatrizen werden gefiltert, wodurch eine Komponente u₁(k), ..., u_N(k) des empfangenen Signals für das Symbol [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(K – Q + 1)] von jedem Benutzer und für jeden Weg festgelegt werden, aus denen Interferenzen von anderen Nutzersignalen beseitigt sind. Diese Komponenten werden zusammen mit der Nach-Entzerrungs-Kanalinformation α₁(k), ..., α_n(k), die in dem Filtercharakteristikschätzer 76 bestimmt wird, den in 18 gezeigten Einzelnutzer-Entzerrern 21-1, ..., 21-N zugeführt.
Eine Verarbeitungsprozedur für das Turbo-Empfangsverfahren gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung (2) ist in 20 gezeigt, wo Schritte, die den in der Prozedur von 3 gezeigten entsprechen, durch die gleichen Schrittnummern wie zuvor bezeichnet sind. Allerdings folgt die Berechnung der Interferenznachbildungsmatrix B'_n(k), die in Schritt S4 stattfindet, den Gleichungen (29'), (53) und (54). Der Schritt S13 verwendet das übertragene Weichentscheidungssymbol B'_n(k), um die Fehlermatrix Λ_n(k) nach den Gleichungen (64), (66) und (67) zu berechnen. Schritt S14 verwendet die Kanalmatrix H, die Rauschleistung σ² und die Fehlermatrix Λ_n(k), um den Restinterferenzbeseitigungsfilter w_n(k) und die Kanalinformation α_n gemäß den Gleichungen (58), (60), (61), (63) und (65) festzulegen. Schritt S15 filtert die Differenzmatrix y'_n(k) anhand der Restinterferenzbeseitigungsfiltercharakteristik w_n(k), um u_n(k) festzulegen. In Schritt S16 wird eine Einzelnutzerentzerrung auf jedes gefilterte Ergebnis u_n(k) angewandt, um das logische Likelihood-Verhältnis Λ_n[u_n(k)] festzulegen, das dann in Schritt S10 decodiert wird. Unter anderen Gesichtspunkten ist die Prozedur gleich der in 3 gezeigten.
In der obigen Beschreibung ist das Ausmaß der Entzerrung im Nachstufenentzerrer 21-n definiert als eine Zone für Intersymbolinterferenz durch das Symbol [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(K – Q + 1)] (wobei n = 1, ..., N), doch ist das Ausmaß der Entzerrung einstellbar. Wenn zum Beispiel Q einen sehr hohen Wert hat, wird die Rechenbelastung des Nachstufenentzerrers 21-n wesentlich größer. In diesem Fall wird das Ausmaß der Entzerrung durch den Nachstufenentzerrer 21-n so gewählt, dass Q' < Q ist, während der Vorstufenentzerrer 71 umgeordnet werden kann, um Intersymbolinterferenzen zwischen dem Signal des gleichen Benutzers außerhalb der Zone [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(K – Q' + 1)] zu beseitigen (wobei Q' < Q and n = 1, ..., N). Eine solche Abwandlung wird später beschrieben. Wenn die Entzerrung in Vorstufe und Nachstufe unterteilt ist, kann, wie in 19 durch gestrichelte Linien dargestellt, ein Vorhergehendes-Symbol-Speicher 32 in Verbindung mit dem Kanalschätzer 28 vorgesehen sein, so dass das übertragene Hartentscheidungssymbol b ^_n(k) auch bei der Schätzung des Kanalwertes verwendet werden kann und so eine Verbesserung der Genauigkeit der Schätzung ermöglicht.
In dem in 17 gezeigten Beispiel entzerrt der Vorstufenentzerrer mit mehreren Ausgängen 71 gesendete Signale in N Folgen, so dass Interferenzen von anderen Folgen abgetrennt werden können, um Signale u_n von N Folgen und die Nach-Entzerrungs-Kanalinformation α_n zu liefern, und schließlich wird das Signal u_n jeder der N Folgen von dem Nachstufen-Einzelnutzer-Entzerrer 22-n so verarbeitet, dass Intersymbolinterferenz des gleichen Übertragungssignals beseitigt wird. Auf diese Weise findet die Entzerrung in zwei Stufen statt, die hintereinandergeschaltet sind. Es kann jedoch auch eine Hintereinanderschaltung von drei oder mehr Stufen verwendet werden.
Als Beispiel zeigt 21, dass ein empfangenes Signal r_m von M Folgen mit Bezug auf ein Sendesignal aus N Folgen in einen Entzerrer erster Stufe eingegeben wird, um eine entzerrte Signalfolge er₁(k) für 1-te bis U-te gesendete Folgen, aus denen Interferenzen durch (U + 1)-te bis N-te gesendete Folgen beseitigt sind, und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα(k) sowie eine entzerrte Signalfolge er₂(k) für (U + 1)-te bis N-te gesendete Folgen, aus denen Interferenz durch 1-te bis U-te gesendete Folgen beseitigt sind, und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₂(k) zu liefern, während eine zweite Stufe Entzerrer 82-1 und 82-2 enthält. er₁(k) und eα₁(k) werden in den Entzerrer 82-1 eingegeben, wo sie entzerrt werden, um eine entzerrte Signalfolge er₃(k) für 1-te bis U₁-te gesendete Folgen unter den 1-ten bis U-ten gesendeten Folgen, aus denen Interferenzen durch (U₁ + 1)-te bis U-te gesendete Signale beseitigt sind, und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₃, eine entzerrte Signalfolge er₄(k) für (U₁ + 1)-te bis U₂-te gesendete Folgen unter den 1-ten bis U-ten gesendeten Signalen, aus denen Interferenzen durch die 1-te bis U₁-te gesendete Folge und das U₂-te bis U-te gesendete Signal beseitigt sind, und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₄(k), sowie eine entzerrte Signalfolge er₅(k) für (U₂ + 1)-te bis U-te gesendete Folgen unter den 1-ten bis U-ten gesendeten Folgen, aus denen Interferenzen durch die 1-te bis U₂-te gesendete Folge beseitigt sind, und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₅(k) zu liefern.
Entsprechend werden die entzerrte Signalfolge er₂(k) und die Kanalinformation eα₂(k) in den Entzerrer 82-2 in der zweiten Stufe eingegeben, um eine entzerrte Signalfolge er₆(k) und eine zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₆(k) sowie eine entzerrte Signalfolge er₇(k) und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₇(k) zu liefern. Wenn N = 5 ist, stellen die Entzerrer 83-1 bis 83-5 in einer dritten Stufe Einzelnutzer-Entzerrer wie in 18 gezeigt, dar. Alternativ kann ein in den Entzerrer 83-3 eingegebenes entzerrtes Signal zwei gesendete Signale umfassen, und der Entzerrer 83-3 kann gegenseitige Interferenzen zwischen den zwei gesendeten Signalen beseitigen, um einen Satz von zwei entzerrten Signalen und deren zugeordneter Nach-Entzerrungs-Kanalinformation zu liefern, die wiederum nachfolgenden Einzelnutzer-Entzerrern 84-1 und 84-2 zugeführt und von diesen entzerrt werden. Als eine weitere Alternative kann der Entzerrer 83-4 das entzerrte Signal er₆(k) und die Kanalinformation eα₆(k) empfangen, um gegenseitige Interferenzen für jedes der gesendeten Signale, die das entzerrte Signal er₆(k) bilden, zu beseitigen, wie etwa jedes von drei gesendeten Signalen, von denen jedes durch zwei andere gesendete Signale sowie durch eine Intersymbolinterferenz eines jeden gesendeten Signals aufgrund von Mehrfachwegen gestört sein kann. Als eine andere Alternative können einer oder mehrere der Entzerrer 82-1 und 82-2 der zweiten Stufe so angeordnet sein, dass ein entzerrtes Signal gleichzeitig für jedes aus einer Mehrzahl von gesendeten Signalen erhalten werden kann.
Das oben Gesagte kann verallgemeinert werden durch die Feststellung, dass Entzerrer in einer ersten Stufe eine Mehrzahl von entzerrten Signalfolgen und einen Satz von Nach-Entzerrungs-Kanalinformation liefern, und dass ein oder mehrere Entzerrer in jeder von einer oder mehreren Stufen, die in Reihe verbunden sind, für jede entzerrte Signalfolge und ihren zugeordneten Satz von Nach-Entzerrungs-Kanalinformation vorgesehen sein kann/können, so dass eine entzerrte Ausgabe oder ein logisches Likelihood-Verhältnis Λ₁[b_n(k)] schließlich für jede der 1-ten bis N-ten gesendeten Serien geliefert werden kann.
Wenn die Entzerrung in mehreren kaskadiert verbundenen Stufen erfolgt, ist bevorzugt, dass die Anzahl von Wegen Q, für die Interferenzen beseitigt werden sollen, zu einer späteren Stufe hin reduziert wird, so dass der Rechenaufwand verringert werden kann. In diesem Fall kann eine Interferenzkomponente von einem Weg, der in einer späteren Stufe verschwindet, in einer unmittelbar vorhergehenden Entzerrerstufe beseitigt werden.
Eine Entzerrungsverarbeitung, die in der Anordnung von 21 auftritt, wenn ein Verzerrer erster Stufe 81 mit N gesendeten Signalen umgeht, von denen jeder eine Anzahl von Mehrfachwegen gleich Q hat, um eine Gruppe entzerrten Signalfolgen er₁(k) mit U gesendeten Signalen und deren zugeordnete Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₁(k) zu liefern, und ein Entzerrer späterer Stufe 82-1 eine Entzerrung für eine Anzahl von Mehrfachwegen gleich Q' für jede gesendete Folge durchführt, wird nun beschrieben.
In ähnlicher Weise wie oben in Verbindung mit der in 18 und 19 gezeigten Ausgestaltung beschrieben, erzeugt ein Interferenzmatrixgenerator 72 eine Interferenzmatrix B'(k), doch sind die verwendeten Gleichungen von den Gleichungen (53) und (54) wie folgt in Gleichungen (53), (54') und (73) abgewandelt: b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q)...b'n(k + q)...b'N(k + q)]T : q = Q – 1, ... 1 (53) b'(k + q) = [0...0 b'U+1(k + q)...b'N(k + q)]T : q = 0, ..., –Q' + 1 (54') b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q)...b'n(k + q) ...b'N(k + q)]T : q = Q', ..., –Q + 1 (73)
Die Gleichung (54') soll Symbole für eine erste bis U-te gesendete Folge selbst liefern und eine Entzerrung außer für an jeder Folge durch sich selbst und in Bezug auf andere durch Mehrfachwege Q' verursachte Intersymbolinterferenz liefern, während Gleichung (73) die Intersymbolinterferenzen bei den ersten bis U-ten gesendeten Folgen selbst und in Bezug aufeinander aufgrund des (Q' + 1)-ten bis Q-ten Weges beseitigen soll, insoweit die Anzahl von Mehrfachwegen in der Nachstufenentzerrung auf Q' verringert ist.
Die auf diese Weise erhaltene Interferenzmatrix B'(k) wird verwendet, um eine Interferenzsignalnachbildung H·B'(k) zu erzeugen, die dann von einer empfangenen Matrix y(k) wie folgt subtrahiert wird: y'g(k) ≡ y(k) – H·B'(k) (27'') = H·(B(k) – B'(k)) + n(k) (28'')
Diese Operation des Subtrahierens der Interferenz wird im Folgenden als weiche Interferenzauslöschung bezeichnet. Wenn man annimmt, dass eine Nachbildung H·B'(k) eines interferierenden Signals in idealer Weise erzeugt wird, erkennt man, dass y'_g(k) nur Signalkomponenten für Symbole [b_n(k), b_n(k – 1), ..., b_n(k – Q' + 1)] (wobei n = 1 bis U) für 1-te bis U-te gesendete Symbole haben kann.
Ein Rest von Interferenzen, die nach der weichen Interferenzauslöschung zurückbleiben, wird mit einem linearen Filter mit MMSE-Kriterium in ähnlicher Weise wie zuvor erwähnt beseitigt. In diesem Fall wird Gleichung (55) durch die nachfolgend angegebene Gleichung (55') ersetzt. wg H(k)·y'g(k) ≈ Σn=1 U Σq=0 Q'–1 αnq(k)·bn(k – q) = αg H(k)·bg(k) (55')wobei αg(k) = [α1,0(k), ..., α1,Q'–1(k), ..., αU,0(k), ..., αU,Q'–1(k)]T (55-1) bg(k) = [b1(k), ..., b1(k – Q' + 1), ..., bU(k), ..., bU(k – Q' + 1)]T (55-2)
Die Ableitung von w_g(k) und α_g(k) findet in ähnlicher Weise wie zuvor beschrieben statt, um w_g(k) und α_g(k) festzulegen, die die rechte Seite der folgenden Gleichung minimieren, die für die Gleichung (56) steht: (wg(k), αg(k)) = arg min||wg H(k)·y'g(k) – αg H(k)·bg(k)||2 (56')unter der Voraussetzung, dass α_1,0(k) = 1.
Die Randbedingung ist hinzugefügt, um Lösungen zu vermeiden, die dazu führen können, dass α_g(k) = 0 und w_g(k) = 0. Zwar kann eine Randbedingung, dass ∥ α_g(k) ∥² = 1 auch verwendet werden, um eine Lösung zu liefern, doch wird in der folgenden Beschreibung das Problem wie folgt für α_1,0(k) = 1 umgeschrieben: mg(k) = arg min||mg H(k)·zg(k)||2 (57')vorausgesetzt, dass m_g ^H(k)·e_MQ'+1 = –1,
wobei mg(k) ≡ [wg T(k), –αg T(k)]T (58') zg(k) ≡ [yg T(k), b(k)g T]T (59') eMQ'+1 = [0...1...0]T (60')wobei sich versteht, dass e_MQ'+1 ein Element "1" an (MQ' + 1)-ter Position hat.
Eine Lösung des Optimierungsproblems ist gemäß dem in Literatur [2] offenbarten Lagrange'schen Multiplikatorenverfahren wie folgt gegeben: mg(k) = –Rzz –1·eMQ'+1/(eMQ'+1 H·Rzz –1·eMQ'+1) (61')wobei Rzz = E[Zg(k)·ZHg (k)] (62')
Λn(k) = diag[Dn(k + Q – 1), ..., Dn(k), ..., Dn(k – Q + 1)] (64')
Dn(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n(k + q), ..., 1 – b'2 N(k + q]] : q = Q + 1, ..., 1 (66) Dn(k + q) = diag[1, ..., 1, 1 – b'2 U+1(k + q), ..., 1 – b'2 N(k + q)] : q = 0, ..., –Q' + 1 (67') Dn(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n(k + q), ..., 1 – b'2 N(k + q)] : q = Q', ... –Q + 1 (74)
Wenn die Kanalparameter bekannt sind, kann m_g(k) gemäß Gleichung (61') festgelegt werden. Zusätzlich können w_g(k) und α_g(k) (= eα₁(k)) gemäß Gleichung (58') festgelegt werden. Solche Rechnungen können z. B. in dem in 19 gezeigten Filtercharakteristikschätzer (76) durchgeführt werden, und die folgende Gleichung wird zum Zweck der Filterung im Filterprozessor 77-1 berechnet: er1(k) = wg H(k)·y'g(k)
Diese entzerrte Ausgabe er₁(k) und die Nach-Entzerrungs-Kanalinformation eα₁(k) = α_g(k) werden dem Nachstufenentzerrer 82-1 zugeführt.
Wenn es zum Beispiel fünf gesendete Folgen (Nutzer) gibt, die in eine Gruppe von drei gesendeten Folgen (Nutzern) und eine Gruppe von zwei gesendeten Folgen (Nutzern) in der oben erwähnten Weise aufgeteilt sind, wird der obige Algorithmus mit U = 3 und 2 ausgeführt, und die zwei entzerrten Ausgaben er₁(k), eα₁(k) und er₂(k), eα₂(k) werden in Entzerrer eingegeben, die entworfen sind, um mit den drei gesendeten Folgen bzw. den zwei gesendeten Folgen umzugehen, wodurch eine entzerrte Ausgabe für jede gesendete Folge erhalten wird.
Die Widerspiegelung eines Fehlerkorrekturdecodierungsergebnisses für ein zu erfassendes Signal in ein gesendetes Weichentscheidungssymbol in der oben erwähnten Weise ist auch anwendbar auf einen Einzelnutzer-Turbo-Entzerrer-Empfänger, wie in 8 gezeigt, den in 9 gezeigten RAKE-Synthese-Turbo-Empfänger, einen in 10 gezeigten Turbo-Empfänger mit einem adaptiven Array-Antennenempfänger, einen in 12 gezeigten verallgemeinerten Turbo-Empfänger mit einem Kanalschätzer 42.
In den 13, 14 und 15 wird ein Hartentscheidungs-Symbolwert, der als wahrscheinlich sicher festgelegt worden ist, auch als Referenzsignal bei der Schätzung der Kanalmatrix H und der Kovarianzmatrix U ^ während einer zweiten und einer folgenden Iteration verwendet. Während einer zweiten und einer folgenden Iteration kann das eindeutige Wort als ein Referenzsignal verwendet werden, um Gleichung (51) zum Schätzen der Kovarianzmatrix U ^ zu nutzen, während die Schätzung der Kanalschätzung und die Schätzung der Kovarianzmatrix U ^, die den Hartentscheidungs-Symbolwert anwenden, weggelassen werden.
Erster Aspekt der Erfindung (2) (Parallele Übertragung)
Es gibt einen Vorschlag, dass Informationsfolgen c(i) von einem einzelnen Nutzer in eine Mehrzahl von parallelen Folgen übertragen werden sollen, um einen Übertragung mit hoher Rate und hoher Frequenzausnutzungseffizienz zu erreichen. Eine Ausgestaltung eines die vorliegende Erfindung verkörpernden Turbo-Empfängers, der für ein solches gesendetes Signal verwendet werden kann, wird nun beschrieben.
Bezogen auf 22, wo Teile, die den in 1 gezeigten entsprechen, mit denselben Bezugszeichen wie zuvor verwendet bezeichnet sind, wird auf der Senderseite ein moduliertes Ausgangssignal b(j) von einem Modulator 13 in einen Seriell-Parallel-Wandler 14 eingegeben, wo jedes Symbol b(j) sequentiell auf N Folgen verteilt wird. Es wird angenommen, dass es Folgensignale b₁(k), ..., b_N(k) gibt, deren Zahl N größer oder gleich 2 ist. Obwohl nicht gezeigt, werden diese Signale nach Umwandlung in Funkfrequenzsignale von N Antennen gesendet.
Diese N Folgensignale breiten sich über Kanäle (Übertragungswege) aus, um von dem Turbo-Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung empfangen zu werden. Der Empfänger hat eine oder mehrere Empfangsantennen, und das empfangene Signal wird in einen Entzerrer 31 mit mehreren Ausgängen als ein digitales Basisband-Empfangssignal r_m(k) (mit m = 1, 2, ..., M) eingegeben, das ein oder mehrere (M) Signale enthält. Das empfangene Signal r_m(k) wird in einer Weise wie zum Beispiel in 30B gezeigt erzeugt.
Der Entzerrer mit mehreren Ausgängen 31 ist in der gleichen Weise wie in 2 gezeigt aufgebaut und arbeitet gemäß einer Verarbeitungsprozedur wie in 3 gezeigt. Folglich wird eine extrinsische Information λ₁[b(i)] von einem logischen Likelihood-Verhältnis Λ₂[b(i)] von einem in 22 gezeigten Decoder 24 in einem Subtrahierer 25 subtrahiert, und die subtrahierte Ausgabe wird durch einen Verschachteler 26 verschachtelt, um à-priori-Information λ₂[b(j)] zu liefern, die dann in einem Seriell-Parallel-Wandler 15 in N Folgen von à-priori-Information λ₂[b₁(k)], ..., λ₂[b_N(k)] zur Eingabe in den Entzerrer mit mehreren Ausgängen 31 umgewandelt wird.
Entsprechend werden N Folgen von empfangenen Signalen in dem Entzerrer mit mehreren Ausgängen 31 einer linearen Entzerrung in gleicher Weise wie zuvor erwähnt unterzogen, wodurch N logische Likelihood-Verhältnisfolgen Λ₁[b₁(k)], ..., Λ₁[b_N(k)] erhalten werden, die dann in einen Parallel-Seriell-Wandler 16 eingegeben werden, um in eine einzige logische Likelihood-Verhältnisfolge Λ₁[b₁(j)] zum Zuführen zu einem Subtrahierer 22 umgewandelt zu werden. Bei dieser Anordnung ist das in den Entzerrer 31 mit mehreren Ausgängen eingegebene Signalformat gleich dem in Verbindung mit 1 bis 3 beschriebenen, und folglich können N Folgen von logischen Likelihood-Verhältnissen Λ₁[b₁(k)], ... Λ₁[b_N(k)] durch die oben mit Bezug auf 1 bis 3 erwähnte Entzerrung erhalten werden, und wie man leicht sieht, ist eine iterative Decodierungsverarbeitung durch Verwendung des Seriell-Parallel-Wandlers 15 und des Parallel-Seriell-Wandlers 16 möglich. In einer einem gesendeten Signal von einem n-ten Sender in der Anordnung von 1 bis 3 entsprechender Weise wird ein n-tes oder (n-te Spalte) Sendesignal unter N parallel übertragenen Signalen entzerrt. Wie man leicht sieht, ist die oben in Verbindung mit 4 bis 7 beschriebene Ausgestaltung anwendbar auf den Empfang der Parallelübertragung der N Folgensignale. Durch Verarbeitung in einer Mehrzahl von kaskadiert verbundenen Entzerrerstufen, wie in 18 bis 21 gezeigt, kann die Empfangscharakteristik im Vergleich zur Verarbeitung durch eine einzelne Entzerrerstufe verbessert werden, wie in 1 bis 31 gezeigt.
Das Turbo-Empfangsverfahren und der Turbo-Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung sind auch anwendbar auf den Empfang von gefaltetem Code/Turbo-Code + Verschachteler + Mehrwertmodulation wie etwa QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM etc., TCM (Trellis-codierte Modulation)/Turbo-TCM.
Erzeugung von M Empfangssignalen
M Empfangssignale r₁(k), ..., r_M(k) werden von M Antennen #1, ..., #M abgeleitet, können aber auch von einer einzelnen Antenne abgeleitet werden. Alternativ können M (M > L) Empfangssignale von L Antennen (wobei L eine ganze Zahl größer gleich 2 ist) erhalten werden. Obwohl nicht speziell in 1 gezeigt, werden von den Antennen #1, ..., #M empfangene Signale in Basisbandempfangssignale r₁, ..., r_M in einem Basisbandwandler umgewandelt und abgetastet, um digitale Signale r₁(k), ..., r_M(k) zu diskreten Zeiten k zu liefern.
Wie zum Beispiel in 30b gezeigt, können von L = 2 Antennen #1 und #2 empfangene Empfangssignale in Basisbandsignale in Basisbandwandlern 61-1 bzw. 61-2 gewandelt werden, deren Ausgänge von A/D-Wandlern 64-1, 64-2 und 64-3, 64-4 entsprechend einem Abtastsignal von einem Abtastsignalgenerator 62 und einem Abtastsignal, das durch Verschieben der Phase des ersterwähnten Abtastsignals um eine halbe Periode T/2 desselben in einem Phasenschieber 63 erhalten wird, abgetastet werden können, um digitale Signale r₁(k), r₂(k), r₃(k) bzw. r₄(k) zu liefern. Dann kann das digitale Signal in einen Turbo-Empfänger 30, wie in 1 oder 18 oder 22 gezeigt, eingegeben werden, um N decodierte Ausgaben zu liefern. Dabei versteht sich, dass die Frequenz des Abtastsignals vom Abtastsignalgenerator 62 so gewählt ist, dass jede Abtastperiode der in den Turbo-Empfänger 30 eingegebenen empfangenen Signale r₁(k), ..., r₄(k) mit der Abtastperiode übereinstimmt, die verwendet wird, wenn ein einziges Empfangssignal r_M(k) pro Antenne empfangen wird.
WIRKUNGEN DER ERFINDUNG

Wie oben diskutiert, wird gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung (1) ein Multi-Ausgaben-(MIMO)-Empfangsverfahren geschaffen. Um eine quantitative Wirkung zu veranschaulichen, ist eine Fehlerratenantwort in 23 und 24 grafisch dargestellt. In jeder Figur stellt E_b/N_o auf der Abszisse ein Bitleistungs-/Rauschverhältnis dar. Eine Simulation nimmt die folgenden Bedingungen an:

Anzahl von Nutzern (Sendern)	2
Anzahl Q von Mehrfachwegen jedes Nutzers	5
Anzahl von Empfangsantennen	2
Anzahl von Informationssymbolen pro Rahmen	450 Bits
Anzahl von eindeutigen Wörtern pro Rahmen	25 Bits
Kanalschätzungsverfahren	RLS (Vergessensfaktor 0,99)
Fehlerkorrekturcode	Rate 1/2, beschränkte Länge 3, gefalteter Code
Dopplerfrequenz	1000 Hz (Rayleigh-fading)
Modulation	BPSK
Übertragungsrate	20 Mbps
Decoder 24	Max-Log-Map Decoder
Anzahl der Iterationen	4
Kein Fading innerhalb eines Rahmens

Keine Approximation durch das Matrixinversionslemma wird für die inverse Matrix bei der Berechnung des Filterkoeffizienten w verwendet.
23 zeigt eine Fehlerratencharakteristik, wenn die Kanalschätzung perfekt (ohne Schätzfehler) erreicht wird oder wenn die Kanäle für eine Anzahl von Nutzern N = 2, eine Anzahl von Empfangsantennen M = 2, eine Anzahl von Raleigh-Wegen Q = 5 bekannt ist. Wie man sieht, ist ein anfänglicher Durchlauf keine Iteration, und die zweite Iteration ist die erste Iteration. Wie man sieht, wird die Fehlerratencharakteristik durch die Iteration signifikant verbessert. Daran erkennt man, dass das Turbo-Empfangsverfahren gemäß der Erfindung für MIMO geeignet arbeitet.
24 zeigt die Wirkung einer iterativen Kanalschätzung (nach dem vierten Aspekt der Erfindung). Die Abszisse gibt einen Schwellwert Th an. E_b/N₀ ist festgelegt auf 4 dB (wobei E_b für einen Benutzer ist), und Th = 1,0 kann als ein herkömmliches Verfahren angenommen werden, in dem kein Hartentscheidungs-Symbolwert ausgewählt wird oder wo eine Kanalschätzung unter Verwendung eines Hartentscheidungs-Symbolwertes nicht erfolgt. Hier sieht man an der Zeichnung, dass die Bitfehlerratencharakteristik einen geringen Iterationseffekt hat, weil die Kanalschätzung ungenau ist. Eine Schwelle Th = 0 zeigt an, dass alle Hartentscheidungswerte direkt verwendet werden, und wenn Hartentscheidungswerte von Informationssymbolen auf diese Weise verwendet werden, wird aus der Zeichnung deutlich, dass eine mittlere Bitfehlerrate verbessert wird, so dass die Kanalschätzung zu einem entsprechendem Grade exakt ausgeführt werden kann. Für einen Schwellwert in der Größenordnung von 0,2 bis 0,6 ist die mittlere Bitfehlerrate gegenüber Th = 0 verringert, was zeigt, dass es vorzuziehen ist, wenn nur ein Hartentscheidungswert, der wahrscheinlich sicher ist, verwendet wird. Wie man sieht, ist Th um 0,25 am meisten bevorzugt.
25 zeigt eine Fehlerratencharakteristik eines MIMO-Empfangsverfahrens, bei dem ein Hartentscheidungs-Sendesymbolwert, der anhand eines Schwellwertes als wahrscheinlich sicher festgelegt ist, in der Kanalschätzung verwendet wird, oder das eine iterative Kanalschätzung in Form einer Kurve 66 verwendet. In diesem Fall wird die Schwelle eingestellt auf 0,25, und das gezeigte Ergebnis zeigt eine Charakteristik nach vier Iterationen mit Parametern N = 2, M = 2, Q = 5 Rayleigh, f_dT_s = 1/20.000 und 900 Symbole pro Rahmen. Zu Vergleichszwecken ist eine Fehlerratencharakteristik mit einer perfekten Kanalschätzung als Kurve 67 gezeigt, und eine Fehlerratencharakteristik, bei der ein Hartentscheidungswert eines Informationssymbols nicht in einer Kanalschätzung verwendet wird oder nur eine einzige Kanalschätzung ohne Iteration gemacht wird, ist durch eine Kurve 68 dargestellt. Aus dieser grafischen Darstellung wird deutlich, dass wenn die iterative Kanalschätzung verwendet wird, die Fehlerratencharakteristik sich derjenigen annähert, die durch eine perfekte Kanalschätzung erhalten wird.
Mit dem oben erwähnten Kanalschätzungsverfahren kann, indem auf der Grundlage eines decodierten Weichentscheidungswertes bestimmt wird, ob ein Hartentscheidungswert wahrscheinlich sicher ist oder nicht, und kann durch Verwendung von Symbolinformation, die einen wahrscheinlich sicheren Hartentscheidungswert hat, bei der Kanalschätzung während der nächsten Iteration die Kanalschätzung korrekter ausgeführt werden, was eine Verbesserung der Decodierqualität ermöglicht.

Um die Wirkung einer Ausgestaltung aufzuzeigen, bei der eine Kovarianzmatrix U ^ (für nicht gaußsches Rauschen) geschätzt wird, wird eine Simulation mit den nachfolgend angegebenen Parametern durchgeführt.

Anzahl von Nutzern (Sendern)	3 (von denen einer als eine unbekannte Interferenz ausgewählt ist: i(k))
Anzahl von Mehrfachwegen pro Nutzer Q	5
Anzahl von Empfangsantennen	3
Anzahl von Informationssymbolen pro Rahmen	450 Bits
Fehlerkorrekturcode	Rate 1/2, beschränkte Länge 3, gefalteter Code
Dopplerfrequenz	1000 Hz (Rayleigh fading)
Modulation	BPSK
Übertragungsrate	20 Mbps
Decoder 24	Log-MAP-Decoder
Anzahl Iterationen	4

Drei Nutzer (Sender) sind von gleicher Leistung gewählt.
26 zeigt ein Ergebnis einer Simulation der Bitfehlerratencharakteristik eines Turbo-Empfängers, der H und U ^ schätzt, wie in 14, 15 und 16 gezeigt, und 27 zeigt die Bitfehlerratencharakteristik, die direkt den in 1 gezeigten Turbo-Empfänger verwendet (der das in 13 gezeigte Verfahren einsetzt). In 26 ist angenommen, dass das Rauschen nur weißes gaußsches Rauschen umfasst, und man sieht, dass zwei oder mehr Iterationen der Kanalschätzung und der Decodierverarbeitung wenig Wirkung haben. Hingegen sieht man aus 27, dass mit zunehmender Zahl der Iterationen eine Verbesserung der Bitfehlerratencharakteristik erreicht wird, und dass außerdem die Bitfehlerrate deutlich niedriger als die in 26 für den gleichen Wert von E_b/N₀ gezeigte ist.

Um die Wirkung der Ausgestaltung (nach dem zweiten Aspekt der Erfindung) zu belegen, bei der ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis in einen Weichentscheidungs-Symbolwert b'_n(k) eines von einem beabsichtigten Nutzer (Sender) empfangenen Signals widergespiegelt wird, wird eine Simulation mit Parametern wie nachfolgend angegeben durchgeführt:

Anzahl Nutzer (Sender) N	4
Anzahl von Mehrfachwegen jedes Nutzers Q	5
Anzahl von Empfangsantennen	2
Anzahl von Informationssymbolen pro Rahmen	900 Bits
Fehlerkorrekturcode	Faltungscode (Codierrate 1/2, beschränkte Länge 3)
Modulation	BPSK
Decoder 24	Log-MAP-Decoder
Fehlerhafte Codierrate	1/2
Anzahl Iterationen	5
f(b'_n(k)) ist = a^xb'_n(k) gewählt

28 zeigt die Bitfehlerratencharakteristik eines in 1 gezeigten Turbo-Empfängers mit mehreren Ausgängen und eines Turbo-Empfängers mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen, bei denen ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis in b'_n(k) widergespiegelt ist, wobei für ersteren aufgetragene Punkte schwarz und für letzteren weiß dargestellt sind. Zu beachten ist, dass in dem Diagramm ein Kreis einen Anfangsdurchlauf, ein nach unten gerichtetes Dreieck eine zweite Iteration, eine Raute eine dritte Iteration, ein nach links gerichtetes Dreieck eine vierte Iteration und ein nach rechts gerichtetes Dreieck eine fünfte Iteration darstellt. 28A zeigt ein Ergebnis einer Simulation für die Bitfehlerratencharakteristik, aufgetragen gegen E_b/N₀, wenn α auf 0,2 festgelegt ist, und 28B zeigt ein Ergebnis einer Simulation der Bitfehlerratencharakteristik, aufgetragen gegen α, wenn E_bN₀ 6 dB ist. Man sieht, dass α = 0 anzeigt, dass b'_n(k) = 0. Aus 28A sieht man, dass bei dem Empfänger mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen, bei dem ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis in b'_n(k) widergespiegelt ist, eine Verbesserung der Bitfehlerrate nach einer dritten und weiteren Iteration im Vergleich zur während einer vorhergehenden Iteration erhaltenen Bitfehlerrate im Vergleich stärker ist als bei dem in 1 gezeigten Turbo-Empfänger mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen, und dass nach einer dritten und einer folgenden Iteration, wenn das E_b/N₀, das erforderlich ist, um eine Bitfehlerrate in einem Bereich BER > 10^–4 zu erreichen, verglichen wird, der Turbo-Empfänger mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen, bei dem ein Fehlerkorrekturdecodierergebnis in b'_n(k) widergespiegelt ist, einen Gain von ca. 0,5 dB oder mehr im Vergleich zu dem in 1 gezeigten Turbo-Empfänger mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen hat. Zu sehen ist auch, dass in der fünften Iteration bei E_b/N₀ = 6dB eine Bitfehlerrate von 10^–5 erreicht wird, was eine Verringerung der Bitfehlerrate um einen Faktor von 1/10 oder mehr im Vergleich zu dem in 1 gezeigten Empfänger darstellt. Aus 28B sieht man, dass eine Verbesserung in einem Bereich von α, der durch eine Ungleichung 0 < α < 0,6 angegeben ist, erreicht wird, und dass wenn α 0,6 überschreitet, die Bitfehlerratencharakteristik beeinträchtigt wird, so dass ein korrektes Decodierergebnis nicht erhalten wird. Aus diesem Ergebnis erkennt man, dass ein optimaler Wert von α 0,2 ist. Man sollte sich jedoch vergegenwärtigen, dass der Wert von α nicht auf den optimalen Wert beschränkt ist, sondern dass ein geeigneter Bereich von α, der eine verbessernde Wirkung hat, sich je nach Anzahl der zu empfangenden Nutzer, einer Interferenzen aufweisenden Ausbreitungsumgebung, der Anzahl von Empfangsantennen oder dergleichen ändern kann. Außerdem kann ein anderer Wert als optimaler Wert für α gewählt werden.
Wenn BPSK-Modulation für eine Anzahl N von Nutzern (Sendern), eine Anzahl Q von Mehrfachwegen von jedem Nutzer und eine Anzahl M von Empfängerantennen verwendet wird, liegt die Rechenleistung, die in einem Entzerrer benötigt wird, wenn ein herkömmlicher Einzelnutzer-Turbo-Empfänger direkt auf einen Mehrfachausgang (MIMO) erweitert wird, in der Größenordnung von 2^N(Q–1), wie oben erwähnt, doch kann mit dem Turbo-Empfangsverfahren nach dem dritten Aspekt der Erfindung der Rechenaufwand auf die Größenordnung von N(MQ)³ reduziert werden. Zum Beispiel ist unter der Annahme, dass N = 8, Q = 20 und M = 8 ist, 2^N(Q–1) ≈ 5·10⁴⁵, während N(MQ)³ ≈ 37·10⁷, was zeigt, dass mit dem Turbo-Empfangsverfahren gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Rechenaufwand drastisch verringert werden kann.

Eine Simulation wurde unter den nachfolgend angegebenen Bedingungen durchgeführt, um zu bestätigen, dass mit dem Turbo-Empfangsverfahren gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung eine gute Bitfehlerratencharakteristik erhalten werden kann. Es wird angenommen, dass die Kanalmatrix H bekannt ist.

Anzahl Nutzer N	4
Anzahl Mehrfachwege für jeden Nutzer Q	5
Anzahl von Empfangsantennen	2
Anzahl von Informationssymbolen pro Rahmen	900 Bits
Fehlerkorrekturcode	Rate 1/2, beschränkte Länge 3, Faltungscode
Dopplerfrequenz	1000 Hz (Rayleigh-fading)
Modulation	BPSK
Decoder 24	Log-MAP-Decoder
Übertragungsrate	20 Mbps
Decoder	Log-Map-Decoder
Anzahl Iterationen	6

Es wird angenommen, dass die Kanalschätzung in idealer Weise stattfindet.
29 zeigt ein Ergebnis einer Simulation der Bitfehlerratencharakteristik. Die Abszisse stellt ein mittleres Verhältnis Eb (Bitleistung)/N₀ (Rauschleistung) dar, die Schreibweise f_d in dem Graphen stellt eine Dopplerfrequenz dar, und D_s die Periode eines übertragenen Symbols. Die in diesem Graphen gezeigte Kurve MRC ist die Bitfehlerratencharakteristik bei Viterbi-Decodierung eines Signals nach Maximalverhältniskombination einer Größenordnung von 10 (zwei Antennen x 5 Wege) Diversitätskanälen, und dies entspricht der Bitfehlerratencharakteristik, die resultiert, wenn der Entzerrer perfekt ausgelöschte Interferenzen hat. Die Qualität des Empfängers kann also bewertet werden, indem man schaut, wie eng die Bitfehlerrate nach den Iterationen an der MRC-Kurve liegt. Man sieht aus 29, dass mit dem Turbo-Empfangsverfahren gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung die Bitfehlerrate um so niedriger ist, je höher E_b/N₀ ist, und je größer die Zahl der Iterationen ist, um so mehr nähert sich die Bitfehlerratencharakteristik der MRC-Bitfehlerratencharakteristik, insbesondere ist bei einer Iterationenzahl von 6 die Bitfehlerratencharakteristik sehr eng an MRC. So bestätigt sich, dass der Turbo-Empfänger mit mehreren Ausgängen, der das Turbo-Empfangsverfahren gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung verwendet, unter harten Bedingungen mit vier Nutzern, die jeweils fünf Wege haben und zwei Empfangsantennen verwenden, korrekt arbeitet.

Claims

Turbo-Empfangsverfahren, bei dem ein Kanalwert, der eine Übertragungswegcharakteristik eines Empfangssignals von N Sendern darstellt, wobei N eine ganze Zahl und größer oder gleich 2 ist, aus dem Empfangssignal und einem als Referenzsignal dienenden bekannten Signal geschätzt wird, das Empfangssignal entsprechend dem geschätzten Kanalwert verarbeitet wird, das verarbeitete Signal decodiert wird, und die Verarbeitung, die den geschätzten Kanalwert verwendet, und die Decodierung des gleichen Empfangssignals iteriert werden, mit den Schritten: Berechnen eines Kanalwertes h_mn(q) und einer Kanalmatrix H aus M Empfangssignalen r_m, wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist und wobei m = 1, ..., M; n = 1, ..., N; q = 0, ..., Q – 1 ist und Q eine Anzahl von Mehrfachwegen jeder gesendeten Welle darstellt; Festlegen eines Weichentscheidungs-Sendesymbols b'_n(k) anhand von N Stücken einer à-priori-Information λ₂[b_n(k)], wobei k eine diskrete Zeit darstellt; Verwenden des Kanalwertes h_mn(q) und des Weichentscheidungs-Sendesymbols b'_n(k), um eine Interferenzkomponente H·B'(k) an einem Sendesignal vom n-ten Sender zu berechnen, wobei
B'(k) = [b'T(k + Q – 1)...b'T(k)...b'T(k – Q + 1)]T b'(k + q) = [b'1(k + q)b'2(k + q)...b'N(k + q)]T, q = Q – 1......–Q + 1 q ≠ 0 Subtrahieren der Interferenzkomponente H·B'(k) von einer Empfangsmatrix y(k), um eine Differenzmatrix y'(k) festzulegen, wobei y(k) = [rT(k + Q – 1) rT(k + Q – 2)...rT(k)]T r(k) = [r1(k) r2(k)...rM(k)]T Verwenden der Kanalmatrix H oder des Referenzsignals, um einen adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) festzulegen, der auf ein dem Sendesignal von dem n-ten Sender entsprechendes Empfangssignal anzuwenden ist, um Restinterferenzkomponenten, die in der Differenzmatrix y'(k) verbleiben, zu beseitigen; und Filtern der Differenzmatrix y'(k) mit dem adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k), um ein logisches Likelihood-Verhältnis für das Empfangssignal zu liefern, das dem Sendesignal von dem n-ten Sender entspricht und aus dem Interferenzen beseitigt sind; dadurch gekennzeichnet, dass ein Satz der Weichentscheidungs-Sendesymbole b'(k) für q = 0 in dem B'(k) ausgewählt wird, um ein Element f(b'_n(k)) an einer n-ten Position zu haben, wie durch b'(k) = [b'1(k)...–f(b'n(k))...b'N(k)]T definiert, wobei f() eine Funktion einer Variablen b'_n(k) darstellt und f(0) und d{f(b'_n(k))}/d{b'_n(k)} ≥ 0 erfüllt und []^T eine transponierte Matrix darstellt; und das Verfahren ferner umfasst das Bezeichnen einer Kovarianzmatrix von Rauschkomponenten in der Empfangsmatrix y(k) mit U, Verwenden des Weichentscheidungs-Sendesymbols b'_n(k) und einer Kanalmatrix H, um den adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) nach folgender Formel zu berechnen: wn(k) = (HG(k)HH + U)–1h G(k) = diag[D(k + Q – 1)...D(k)...D(k – Q + 1)] D(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n(k + b), ..., 1 – b'2 N(k + q)] q = Q – 1...–Q + 1, q ≠ 0 = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n–1(k), 1 + 2E[f(b'n(k)] + E[f(b'n(k)2], 1 – b'2 n+1, ..., 1 – b'2 N(k + q)] q = 0wobei E[] einen Mittelwert darstellt und
wobei H_{1,(Q–1)·N+n} ein Element der Matrix H in Zeile 1 und Spalte (Q – 1)N + n darstellt.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1, bei dem eine Inversmatrixberechnung während der Berechnung des adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) unter Verwendung des Matrixinversionslemmas stattfindet.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1, bei dem die Kovarianzmatrix U von Rauschkomponenten in der Empfangsmatrix y(k) als σ²I definiert ist, was festgelegt ist durch eine Varianz σ² einer Gauß-Verteilung und eine Einheitsmatrix.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1, bei dem die Kovarianzmatrix U von Rauschkomponenten in der Empfangsmatrix y(k) unter Verwendung der Empfangsmatrix y(k) und der geschätzten Kanalmatrix H wie folgt abgeleitet wird: U ^ = Σk=0 Tr(y(k) – H ^·B(k))·(y(k) – H ^·B(k))H B(k) = [bT(k + Q – 1)...bT(k)...bT(k – Q + 1)]T b(k + q) = [b1(k + q)...bN(k + q)]T (q = –Q + 1...Q – 1)wobei Tr die Länge des Referenzsignals darstellt.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1, bei dem D(k + q) für q ≠ 0 angenähert wird und D(k + q) für q = 0 durch diag [0, ..., 1, ..., 1, ..., 0] angenähert wird.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1, bei dem eine Kovarianzmatrix von Rauschkomponenten in der Empfangsmatrix mit σ²I bezeichnet ist, was festgelegt ist durch eine Varianz σ² einer Gauß-Verteilung und eine Einheitsmatrix I, und Filtern der Differenzmatrix y'(k) mit einem adaptiven Filterkoeffizienten w_n, der festgelegt ist durch
um ein logisches Likelihood-Verhältnis für das Empfangssignal zu liefern, das dem Sendesignal vom n-ten Sender entspricht und aus dem Interferenzen beseitigt sind.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1 oder 6, bei dem in einer zweiten und einer folgenden Iteration der Turbo-Empfangsverarbeitung sowohl das bekannte Signal als auch die Sendesymbol-Hartentscheidungsausgabe, die in einer vorhergehenden Iteration erhalten wurde, als Referenzsignale verwendet werden, und die Referenzsignale und das Empfangssignal verwendet werden, um die Kanalmatrix zu berechnen.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 7, bei dem eine der Sendesignal-Hartentscheidungsausgaben, die in einer vorhergehenden Iteration erhalten werden und eine Sicherheit oberhalb eines gegebenen Wertes haben, ebenfalls als Referenzsignal zur Verwendung bei der Berechnung der Kanalmatrix verwendet werden.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1 oder 6, bei dem N Stück à-priori-Information λ₂[b_n(k)] von N Decodern abgeleitet werden, die den N Sendern entsprechen, und ein logisches Likelihood-Verhältnis, das für das dem n-ten Sendesignal entsprechende Empfangssignal erhalten wird und durch das Interferenzen gelöscht werden, einem entsprechenden unter den Decodern zugeführt wird.
Turbo-Empfangsverfahren nach Anspruch 1 oder 6, bei dem die N Sendesignale von N Sendern gesendet werden, die eine einzige Informationsfolge in Form von N parallelen Folgen senden, wobei die N Stück à-priori-Information λ₂[b_n(k)] das Ergebnis einer Seriell-parallel-Wandlung von à-priori-Information λ₂[b(j)] von einem der Decoder sind, und N logische Likelihood-Verhältnisse, die den N Sendesignalen entsprechende Empfangssignale darstellen und aus denen Interferenzen beseitigt sind, vor einer Zuführung zu den Decodern einer Parallel-seriell-Wandlung unterzogen werden.
Turbo-Empfänger zum Empfangen eines Signal von N Sendern, wobei N eine ganze Zahl und größer oder gleich 2 ist, mit einem Empfangssignalgenerator (311) zum Erzeugen von M Empfangssignalen r_m, wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist und m = 1, ..., M ist; einem Kanalschätzer (28), in den jedes Empfangssignal r_m und ein Referenzsignal in Form eines bekannten Signals eingegeben werden, um einen Kanalwert zu berechnen, der eine Übertra gungswegcharakteristik des Empfangssignals darstellt; einem Entzerrer (31) zum Beseitigen von Interferenz aus dem Empfangssignal basierend auf dem Kanalwert; N Decodern (24-1, ..., 24-N), jeweils zum Erzeugen eines Decodierergebnisses basierend auf der Ausgabe des Entzerrers (31), wobei der Kanalschätzer (28) eingerichtet ist, den Kanalwert h_mn(q) und eine Kanalmatrix H wie unten definiert zu berechnen.
n = 1, ...,N der Empfangssignalgenerator (311) eingerichtet ist, eine Empfangssignalmatrix basierend auf den Empfangssignalen r_m wie nachfolgend definiert zu erzeugen: y(k) = [rT(k + Q – 1) rT(k + Q – 2)...rT(k)]T r(k) = [r1(k) r2(k)...rM(k)]T,wobei k eine diskrete Zeit, Q eine Anzahl von Mehrfachwegen jeder gesendeten Welle, q = 0, ..., Q – 1 und []^T eine transponierte Matrix darstellt; und der Entzerrer (28) umfasst: einen Weichentscheidungs-Symbolgenerator (313), in den N Stück à-priori-Information eingegeben werden, um Weichentscheidungs-Sendesymbole b'_n(k) mit n = 1, ..., N zu erzeugen; einen Nachbildungsmatrixgenerator (314), in den die Weichentscheidungs-Sendesymbole b'₁(k) bis b'_n(k) eingegeben werden, um eine Interferenznachbildungsmatrix B'(k) für ein gesendetes Signal von einem n-ten Sender wie nachfolgend angegeben zu erzeugen B'(k) = [b'T(k + Q – 1)...b'T(k)...b'T(k – Q + 1)]T b'(k + q) = [b'1(k + q) b'2(k + q)...b'N(k + q)]T q = Q – 1, ..., –Q + 1, q ≠ 0einen Filterprozessor (315), in den die Kanalmatrix H und die Interferenznachbildungsmatrix B'(k) eingegeben werden, um eine Interferenzkomponente H·B'(k) für ein Empfangssignal, das dem Sendesignal vom n-ten Sender entspricht, zu berechnen und abzugeben; einen Differenzrechner (316), in den die Interferenzkomponente H·B'(k) und die Empfangsmatrix y(k) eingegeben werden, um eine Differenzmatrix y'(k) = y(k) – H·B'(k) zu erzeugen; einen Filterkoeffizientenschätzer (317), in den die Kanalmatrix H oder ein Referenzsignal eingegeben werden, um einen adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) für ein Empfangssignal, das einem Sendesignal vom n-ten Sender entspricht, festzulegen, um Restinterferenzen in der Differenzmatrix y'(k) zu beseitigen; und ein adaptives Filter (318), in das die Differenzmatrix y'(k) und der adaptive Filterkoeffizient w_n(k) eingegeben werden, um y'(k) zu filtern, um ein logisches Likelihood-Verhältnis als Empfangssignal zu liefern, das dem Sendesignal vom n-ten Sender entspricht und aus dem Interferenzen beseitigt sind und das dann dem n-ten Decoder (24-n) zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Nachbildungsmatrixgenerator (314) eingerichtet ist, einen Satz der Weichentscheidungs-Sendesymbole b'(k) für q = 0 in dem B'(k) zu wählen, um ein Element f(b'_n(k)) an n-ter Position wie durch b'(k) = [b'1(k)...–f(b'n(k))... b'N(k)]T zu haben, wobei f() eine Funktion einer Variablen b'_n(k) darstellt und f(0) = 0 und d{f(b'_n(k))}/d{b'_n(k)} ≥ 0 erfüllt und []^T eine transponierte Matrix darstellt, und Bezeichnen einer Covarianzmatrix von Rauschkomponenten in der Empfangsmatrix y(k) mit U, wobei der Filterkoeffizientenschätzer (317) eingerichtet ist, unter Verwendung des Weichentscheidungs-Übertragungssymbols b'_n(k) und der Kanalmatrix H den adaptiven Filterkoeffizienten w_n(k) nach folgender Formel zu berechnen: wn(k) = (HG(k)HH + U)–1h G(k) = diag[D(k + Q – 1)...D(k)...D(k – Q + 1)] D(k + q) = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n(k + q), ..., 1 – b'2 N(k + q)] q = Q – 1...–Q + 1, q ≠ 0 = diag[1 – b'2 1(k + q), ..., 1 – b'2 n–1(k), 1 + 2E[f(b'n(k)] + E[f(b'n(k)2], 1 – b'2 n+1(k), ..., 1 – b'2 N(k + q)] q = 0wobei E[] einen Mittelwert darstellt und
wobei H_{1,(Q–1)·N+n} ein Element der Matrix H bezeichnet, das sich in Zeile 1 und Spalte (Q – 1)N + n befindet.
Turbo-Empfänger nach Anspruch 11, ferner mit einem Vorhergehendes-Symbol-Speicher (32), in welchem ein Hartentscheidungs-Sendesymbol von den Decodierern (24-2, ..., 24-N) zur Aktualisierung gespeichert ist, und Mittel zum Lesen des Hartentscheidungs-Sendesymbols aus dem Vorhergehendes-Symbol-Speicher (32), um es dem Kanalschätzer (28) in einer zweiten und nachfolgenden Iteration der Turbo-Empfangsverarbeitung als das Referenzsignal zuzuführen.
Turbo-Empfänger nach Anspruch 12, ferner mit einem Komparator (242) zum Vergleichen eines darin eingegebenen Weichentscheidungs-Sendesymbols mit einem Schwellwert und einem Selektor (245), der durch eine Ausgabe vom Komparator so gesteuert ist, dass eines der Hartentscheidungs-Sendesymbole, für die ein entsprechendes Weichentscheidungs-Sendesymbol einen Wert oberhalb des Schwellwertes hat, in dem Vorhergehendes-Symbol-Speicher (32) gespeichert wird.
Turbo-Empfänger nach Anspruch 11, bei dem die N Decoder (24-1, ..., 24-N) die N logischen Likelihood-Verhältnisse empfangen und die N Stück à-priori-Information an ihren Ausgängen liefern.
Turbo-Empfänger nach Anspruch 11, bei dem N parallele Folgen als die N Sendesignale empfangen werden, die von den N Sendern übertragenen N parallelen Folgen eine einzige Informationsfolge darstellen, ferner mit einem Parallel-Seriell-Wandler zum Umwandeln der gelieferten N logischen Likelihood-Verhältnisse in eine serielle Folge, einem Decoder, in den das logische Likelihood-Verhältnis der seriellen Folge eingegeben wird, und einen Seriell-Parallel-Wandler zum Umwandeln von à-priori-Information vom Decoder in N parallele Folgen zur Bereitstellung der à-priori-Information.