DE602004013471T2

DE602004013471T2 - Vorcodierer und verfahren zum vorcodieren einer eingangssequenz zur erhaltung einer sendesequenz

Info

Publication number: DE602004013471T2
Application number: DE602004013471T
Authority: DE
Inventors: Katsutoshi Kusume
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2004-08-24
Filing date: 2004-08-24
Publication date: 2009-06-18
Anticipated expiration: 2024-08-25
Also published as: WO2006021224A1; EP1782554B1; DE602004013471D1; EP1782554A1; JP4485575B2; JP2008511219A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Telekommunikation und im Besonderen auf das Gebiet des räumlichen Multiplexens.
Bei zukünftigen drahtlosen Kommunikationssystemen ist eine sehr hohe spektrale Effizienz zu erwarten. Bei G. S. Foschini und M. J. Gans, „On Limits of Wireless Communications in a Fading Environment when Using Multiple Antennas", Wireless Personal Communications, Bd. 6, Nr. 3, Seiten 311–335, März 1998, wurde gezeigt, dass sich ein gewaltiger Kapazitätszuwachs auf Kanälen mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO-Kanälen; MIMO = multiple input multiple Output) in satten Streuumgebungen ankündigt. Um einen derartigen Kapazitätsvorteil mit angemessener Komplexität auf einem MIMO-Kanal zu erhalten, wurde eine vertikale-Bell-Labor-geschichtete-Raum-Zeit (V-BLAST) vorgeschlagen. V-BLAST kann als ein Entzerrer mit Entscheidungsrückführung (DFE; DFE = decision feedback equalizer) in Blockform betrachtet werden, der eine räumliche Interferenz iterativ nichtlinear ausgleicht.
Während V-BLAST durch Fehlerfortpflanzung beeinträchtigt ist, wurde ein Pendant zum DFE, als räumliche Tomlinson-Harashima-Vorcodierung (THP) bezeichnet, bei R. Fischer, C. Windpassinger, A. Lampe und J. Huber, „Space-Time Transmission using Tomlinson-Harashima Precoding," in Proc. of 4. ITG Conference an Source and Channel Coding, Berlin, Januar 2002, Seiten 139–147, vorgeschlagen. THP wurde ursprünglich bei M. Tomlinson, „New automatic equalizer employing modulo arithmetic", Electronics Levers, Bd. 7, Nr. 5/6, Seiten 138–139, März 1971, und H. Harashima und H. Miyakawa, „Matched-Transmission Technique for Channels With Intersymbol Interference", Bd. 20, Nr. 4, Seiten 774–780, August 1972, für einen dispersiven Kanal mit einem einzelnen Eingang und einem einzelnen Ausgang (SISO-Kanal; SISO = single input single Output) vorgeschlagen, um eine Zwischensymbolinterferenz an dem Sender durch eine Vorcodierung der Signale vor der Übertragung zu vermeiden. Die räumliche THP bei R. Fischer, C. Windpassinger, A. Lampe und J. Huber, „Space-Time Transmission using Tomlinson-Harashima Precoding", Proc. of 4. ITG Conference an Source and Channel Coding, Berlin, Januar 2002, Seiten 139–147, bewegt das Rückkopplungsfilter der V-BLAST zu dem Sender hin, um die Fehlerfortpflanzung zu vermeiden. Das Vorwärtskopplungsfilter befindet sich jedoch nach wie vor bei dem Empfänger, weshalb sämtliche empfangenen Signale kooperativ verarbeitet werden müssen, um unabhängige Datenströme wiederzugewinnen, was für manche Szenarien unter Umständen nicht möglich ist.
Ein interessanter Ansatz für die räumliche THP wurde jüngst in M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding", in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394, vorgeschlagen. Bei diesem Ansatz wird nicht nur das Rückwärtsfilter, sondern auch das Vorwärtsfilter zu dem Sender hin bewegt. Diese Architektur ermöglicht sehr einfache Empfänger und es ist nicht erforderlich, dass die Empfänger miteinander kooperieren. Eine besonders interessante Situation ist diejenige, in der ein Sender dezentralisierten Empfängern dient, wo eine Kooperation zwischen den Empfängern nicht möglich ist. Die Komplexität dieses Ansatzes bezüglich des Senders wird jedoch bei einer großen Anzahl von Empfängern sehr hoch.
Die Tomlinson-Harashima-Vorcodierung auf Flachschwundkanälen mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen ist eine nichtlineare Übertragungsmethode. Ihre gegenüber anderen herkömmlichen linearen Übertragungsmethoden überlegene Leistungsfähigkeit wurde bereits dargelegt. Jedoch wird bei einer größeren Anzahl von Antennen oder Nutzern die Komple xität der nichtlinearen Methode verglichen mit der einfachen linearen Übertragungsmethode außerordentlich hoch.
Die Ansätze des Stands der Technik sind durch die Tatsache beeinträchtigt, dass, wenn beispielsweise die Tomlinson-Harashima-Vorcodierung verwendet wird, sich dann ein Rückkopplungsfilter an dem Sender befindet, wohingegen ein Vorwärtskopplungsfilter an dem Empfänger platziert ist, was zu einer erhöhten Empfängerkomplexität und dem Nachteil führt, dass eine derartige Anordnung nicht für ein System mit dezentralisierten Empfängern verwendet werden kann. Andererseits erhöht ein Bewegen des Vorwärtskopplungsfilters zu dem Sender hin die Senderkomplexität verglichen mit herkömmlichen einfachen linearen Übertragungsmethoden erheblich.
Darüber hinaus sind die herkömmlichen Ansätze durch eine reduzierte Flexibilität bezüglich eines freien Entscheidens dahingehend beeinträchtigt, welche Datenwerte einer Anzahl von Datenwerten, die gleichzeitig von einer Anzahl von Sendeantennen gesendet werden, zwischensymbolinterferenzfrei an welche Empfangsantenne einer Anzahl von Empfangsantennen übertragen werden sollen. Dies kann während einer Filteranpassung oder eines Filterentwurfs für einen gewissen Kanal bestimmt werden. In dem Fall einer Mehrnutzerübertragung kann es jedoch von Interesse sein, verschiedene Nutzerströme derart frei auf eine beliebige Empfangsantenne zu richten, dass eine sich aus einem Senden der anderen Nutzerströme an andere Kommunikationskanäle ergebende Zwischensymbolinterferenz reduziert ist.
Zudem sind die bekannten Ansätze des Stands der Technik durch eine hohe Komplexität aufgrund von Matrixinversionen beeinträchtigt, die für ein Anpassen der Filterkoeffizienten an beispielsweise variierende Kanalzustände benötigt werden.
Der Artikel „Precoding for Point-to-Multipoint Transmission over MIMO ISO Channels" von R. F. H. Fischer u. a. (veröffentlicht: International Zurich Seminar an Communications, 18.–20. Februar 2004) beschreibt einen Vorcodierer des Tomlinson-Harashima-Typs für eine Punkt-zu-Mehrpunkt-Übertragung über lineare dispersive Kanäle, die durch eine Zwischensymbolinterferenz und eine Mehrnutzerinterferenz beeinträchtigt sind. Der Artikel beschreibt die Aufgaben von Matrixfiltern an einem gemeinschaftlichen Sender, die Berechnung der Matrixfilter und die Notwendigkeit einer optimierten Verarbeitung. Der Artikel beschreibt eine nichtlineare Vorcodierung. Die Vorcodierung weist eine Permutation, eine Vorverzerrung, eine Vorwärtskopplungsfilterung und eine Rückkopplungsfilterung auf. Darüber hinaus wird eine Faktorisierung gemäß P^TH₀(z)P = S(z)·Σ·S^H(z^–*) oder P^TH₀(z)P = S(z)·Σ·S^H(z^–*) durchgeführt, um die Filtermatrizen zu erhalten.
Der Artikel „Improved MIMO Precoding for Decentralized Receivers Resembling Concepts from Lattice Reduction" von R. F. H. Fischer und C. A. Windpassinger (veröffentlicht: Globecom 2003, Seiten 1852–1856) beschreibt ein Konzept zur Vorcodierung, das eine nichtlineare Vorentzerrung für eine Situation mit einem zentralen Sender und einer Anzahl von verteilten Empfängern aufweist. Das in dem Artikel beschriebene Verfahren basiert auf einer Tomlinson-Harashima-Vorcodierung, die auf einen Kanal mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO-Kanal) angewendet wird und durch das Konzept einer durch eine Gitterreduzierung unterstützten Erfassung in MIMO-Kommunikationssystemen angeregt ist.
Der Artikel „Transmit Processing in MIMO Wireless Systems" von J. A. Nossek, M. Joham und W. Utschick (veröffentlicht: IEEE 6th CAS Symposium an Emerging Technologies: Mobile and Wireless Communications, Shanghai, China, 31. Mai – 2. Juni 2004, Seiten I-18 bis I-23) beschreibt eine Optimierung für eine lineare Sendeverarbeitung. Der Artikel beschreibt drei Filtertypen ähnlich der Empfängerverarbeitung: ein angepasstes Sendefilter (TxMF), ein einen Nullwert erzwingendes Sendefilter (TxZF) und ein Wiener-Sendefilter (TxWF). Die Optimierungen für die linearen Sendefilter werden dahingehend erweitert, die entsprechende Tomlinson-Harashima-Vorcodierungslösung zu erhalten. Die neue Formulierung der Tomlinson-Harashima-Optimierungen führt direkt zu einem Algorithmus zum Berechnen der Vorcodierungsreihenfolge.
Der Artikel „Multiuser Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima-Precoding for Frequency Selective Vector Channels" von M. Joham, F. Brehmer, A. Voulgarelis und W. Utschick (veröffentlicht: 2004 ITG Workshop an Smart Antennas, Seiten 208–215) beschreibt verschiedene Ansätze für eine Tomlinson-Harashima-Vorcodierung in frequenzselektiven Mehrnutzerszenarios mit einem zentralisierten Sender mit mehreren Antennen und Empfängern mit einer einzelnen Antenne. Beginnend mit einer Raum-Zeit-THP sind Vereinfachungen dieses relativ komplexen Ansatzes bezüglich Systemen, die entweder eine räumliche THP oder eine zeitliche THP durchführen, beschrieben. Für jeden Ansatz ist eine MMSE-Entwurfsregel (MMSE = minimum mean square error = minimaler mittlerer quadratischer Fehler) zum Berechnen von Vorwärtskopplungs- und Rückkopplungsfiltern sowie einer optimalen Latenzzeit und einer optimalen Reihenfolge, in der die mehreren Datenströme zu codieren sind, gegeben.
„Appendix E: Precoding for MIMO Channels" aus dem Buch „Precoding and Signal Shaping for Digital Transmission" von R. F. H. Fischer (veröffentlicht: John Wiley & Sons, Inc., 2002) beschreibt verschiedene Ansätze für die Vorcodierung von MIMO-Kanälen. Es sind Ansätze beschrieben, die sowohl einen zentralisierten Empfänger als auch dezentralisierte Empfänger verwenden. Darüber hinaus ist die Tomlinson-Harashima-Vorcodierung beschrieben. Außerdem sind verschiedene Ansätze für ein Berechnen von Matrixfiltern gegeben, die sowohl als Rückkopplungsfilter als auch als Vorwärtskopplungsfilter dienen können.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Konzept für ein effizientes Vorcodierungsschema mit reduzierter Komplexität bereitzustellen, um zu sendende Signale derart vorzucodieren, dass Zwischensymbolinterferenzen während einer Übertragung reduziert sind.
Diese Aufgabe wird durch einen Prozessor gemäß Anspruch 1 oder 14, durch einen Vorcodierer gemäß Anspruch 3 oder 16 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 18, 20, 21 oder 23 gelöst.
Die vorliegende Erfindung gründet sich auf die Erkenntnis, dass ein effizientes Vorcodierungsschema zum Verhindern von Zwischensymbolinterferenzen erzielt werden kann, wenn eine Eingabesequenz permutiert wird, um eine permutierte Sequenz zu erhalten, und wenn kompensierende Zwischensymbolinterferenzen in die permutierte Sequenz eingebracht werden, um eine Sendesequenz zu erhalten, wobei die Sendesequenz beispielsweise N Werte aufweist, wobei jeder der N Werte von einem anderen Sendepunkt von N Sendepunkten zu senden ist, wobei jeder Sendepunkt eine Sendeantenne aufweist.
Zudem wird durch Einbringen des Permutierers vor einem Einbringen von Interferenzen ein zusätzlicher Grad an Entwurfsfreiheit eingebracht. Beispielsweise können die Symbole der Eingabesequenz den verschiedenen Symbolen der permutierten Sequenz frei zugewiesen werden, so dass an einem Empfangspunkt ein beliebiges Eingabesequenzsymbol mit verringerten oder idealerweise vollständig kompensierten Zwischensymbolinterferenzen, die sich ergeben, wenn andere Eingabesequenzsymbole durch eine Mehrzahl von anderen Kanälen gesendet werden, empfangbar ist. Darüber hinaus können diese Zuweisungen verändert werden, ohne dass ein Bestimmen beispielsweise von neuen Vorwärtsfilterkoeffizienten erforderlich ist, z. B., wenn der Störer eine Struktur aufweist, die einem Tomlinson-Harashima-Vorcodierer entspricht, und z. B., wenn die Kommunikations kanäle sich seit der vorhergehenden Anpassung der Filterkoeffizienten nicht geändert haben.
Darüber hinaus kann durch ein ausdrückliches Einbringen des Permutierers vor einem Interferieren der im Vorhergehenden genannte Grad an Entwurfsfreiheit in einem Anpassungsprozess der Filterkoeffizienten derart ausgenutzt werden, dass eine Rechenkomplexität beträchtlich reduziert werden kann.
Beispielsweise wird der erfindungsgemäße Permutierer vor dem Störer angeordnet, wobei der Störer ein Rückkopplungsfilter und ein Vorwärtskopplungsfilter aufweisen kann. Der Störer kann beispielsweise ein Tomlinson-Harashima-Vorcodierer sein. Da der Permutierer ein beliebiges Permutierungsschema zum Permutieren der Eingabesymbole verwenden kann, kann ein Permutierungsschema ausdrücklich in einen Entwurfsprozess der Koeffizienten des Rückkopplungsfilters und des Vorwärtsfilters derart eingebracht werden, dass beispielsweise die Komplexität vernichtende Matrixinversionen vermieden werden können.
Insbesondere stellt die vorliegende Erfindung ferner ein Konzept zum Anpassen der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten auf einer Basis beispielsweise einer Cholesky-Faktorisierung einer Matrix bereit, die Kanalinformationen aufweist, unter Verwendung von symmetrischen Permutationen, wobei die symmetrischen Permutationen Permutierungsschemas entsprechen können, die durch den Permutierer durchzuführen sind.
Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind mit Bezug auf die nachfolgenden Figuren beschrieben. Es zeigen:
1 einen Vorcodierer gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 ein Systemmodell zur Vorcodierung für den Fall eines Kanals mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen;
3 einen Vorcodierer gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
4 einen Vorcodierer gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5 ein erfindungsgemäßes Verfahren zum Bestimmen von Filterkoeffizienten mit suboptimaler Ordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
6 ein Verfahren zur Vorcodierung unter Verwendung berechneter Filterkoeffizienten und einer Ordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
7 Ähnlichkeiten und Unterschiede bei BLAST und THP;
8 ein Verfahren zum Berechnen von Filterkoeffizienten mit optimaler Ordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
9 einen Komplexitätsvergleich;
10 einen Komplexitätsvergleich;
11 einen Leistungsvergleich;
12 einen Leistungsvergleich;
13 einen Leistungsvergleich; und
14 einen Leistungsvergleich.
Die in 1 gezeigte Vorrichtung weist einen Permutierer 101 auf, wobei der Permutierer 101 N_R Eingänge 103 und N_R Ausgänge 105 aufweist. Die N_R Ausgänge 105 sind mit einem Vorverzerrer 107 gekoppelt, wobei der Vorverzerrer 107 N_R Eingänge und N_T Ausgänge 109 aufweist, wobei jeder Ausgang einer anderen Sendeantenne 111 zugeordnet ist.
Der in 1 gezeigte Vorcodierer ist zum Vorcodieren einer Eingabesequenz mit N_R Symbolen dahingehend konfiguriert, eine Sendesequenz mit N_T Symbolen zu erhalten, um Zwischensymbolinterferenzen bei einem Senden der Sendesequenz durch N_T Sendepunkte durch N_T verschiedene Kanäle 115 an einen Empfangspunkt 113 zu verhindern, wobei, wie es in 1 dargestellt ist, jedes in der Sendesequenz enthaltene Sendesequenzsymbol von einem anderen Sendepunkt durch einen anderen Kanal an den Empfangspunkt 113 zu senden ist.
Im Allgemeinen können die in 1 gezeigten Sequenzen u und x unterschiedliche Dimensionen aufweisen, d. h. dim(u) = N ≥ dim(x).
Der Permutierer 101 ist zum Umordnen von Eingabesequenzsymbolen konfiguriert, die über die Mehrzahl von Eingängen 103 bereitgestellt werden, um eine permutierte Sequenz zu erhalten, und um die permutierte Sequenz, die N_R Symbole aufweist, über die Mehrzahl von Ausgängen 105 an den Vorverzerrer 107 zu liefern. Die Eingabesequenz dient als eine Basis zum Bereitstellen der Ausgabesequenz durch den Vorverzerrer 107 über die Mehrzahl von Ausgängen 109. Insbesondere weist die Eingabesequenz N_R Eingabesequenzsymbole auf, wobei jedes Eingabesequenzsymbol ein reeller Wert oder ein komplexer Wert sein kann. Beispielsweise entsprechen die Eingabesequenzwerte zu sendenden Datenströmen, wobei sich die Datenströme aus einem Modulieren von Informationsströmen ergeben. Beispielsweise ist, wie es in 1 dargestellt ist, der Permutierer 101 zum parallelen Empfangen von N_R Eingabeströmen konfiguriert, wobei ein Eingabestrom über einen zugeordneten Eingang der Mehrzahl von Eingängen 103 bereitgestellt wird. Beispielsweise entspricht jeder der Eingabeströme einem anderen Nutzer oder einer anderen zu sendenden Information. In diesem Fall entsprechen die N_R Eingabesequenzwerte N_R Werten von unterschiedlichen Eingabeströmen, die dem Permutierer 101 parallel bereitgestellt werden, wobei die Eingabesequenz vorzugsweise simultan zu senden ist.
Der in 1 gezeigte Vorcodierer ist vorzugsweise derart zum Vorcodieren der Eingabesequenz konfiguriert, dass bei einem Senden jedes Sendesequenzwerts an den Empfangspunkt durch einen zugeordneten Sendepunkt Zwischensymbolinterferenzen minimiert sind. In diesem Zusammenhang ergeben sich Zwischensymbolinterferenzen aus einer Überlagerung einer Mehrzahl von empfangbaren Versionen von Sendesignalwerten, die durch unterschiedliche Kanäle gesendet werden.
Der Permutierer 101 ist derart zum Umordnen der Werte der Eingabesequenz konfiguriert, dass die permutierte Sequenz lediglich Werte der Eingabesequenz in einer anderen Erscheinungsreihenfolge aufweist, wie es in 1 dargestellt ist. Beispielsweise wird ein k-tes Eingabesequenzsymbol zu einem letzten Symbol einer permutierten Sequenz und ein N-tes Eingabesequenzsymbol wird, lediglich beispielhaft, zu einem ersten Symbol einer permutierten Sequenz.
Der Vorverzerrer 107 ist derart zum Vorverzerren der permutierten Sequenz konfiguriert, dass idealerweise die Sendesequenz nach einer Ausbreitung durch die Kanäle frei von Zwischensymbolinterferenzen ist.
Beispielsweise ist der Vorverzerrer 107 zum Einbringen einer Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz unter Verwendung einer Kanalinformation konfiguriert, z. B. unter Verwendung von Kanalimpulsantworten oder Kanalübertragungsfunktionen der Mehrzahl von Kanälen, die sich von der Mehrzahl von Sendepunkten zu dem Empfangspunkt erstre cken, um die Sendesequenz zu erhalten, derart, dass Zwischensymbolinterferenzen in einer empfangbaren Version eines gewissen Sendesequenzsymbols kompensiert sind. Beispielsweise ist der Vorverzerrer 107 derart zum Interferieren der permutierten Sequenz konfiguriert, dass an dem Empfangspunkt 113 eine empfangene Version eines ersten Eingabesequenzsymbols idealerweise frei von Zwischensymbolinterferenzen ist. Dies bedeutet, dass ein Einfluss der verbleibenden Eingabesymbole in der empfangbaren Version des Sendesymbols reduziert ist. Der Vorverzerrer 107 kann jedoch derart zum Einbringen einer Kompensationsinterferenz konfiguriert sein, dass jegliches Eingabesequenzsymbol interferenzfrei an dem Sendepunkt empfangbar ist. Beispielsweise weist der Vorverzerrer 107 den im Vorhergehenden erwähnten Tomlinson-Harashima-Vorcodierer auf.
Da die eingebrachte Interferenz von dem aktuellen Kanalzustand abhängt, ist es möglich, dass lediglich eine bestimmte, z. B. x(k), Version der Sendesequenz mit maximal reduzierten Zwischensymbolinterferenzen empfangen werden kann. Um beispielsweise einen gewissen Eingabesequenzwert auf den gewissen Sendesequenzwert abzubilden, ist der Permutierer 101 zum Permutieren der Eingabesequenzsymbole derart konfiguriert, dass die empfangbare Version des gewissen Sendesequenzsymbols, wenn es durch den Vorverzerrer 107 verarbeitet wird, eine empfangbare Version eines gewissen Eingabesequenzsymbols ist.
Beispielsweise stellt der Vorverzerrer 107 eine Information über eine Qualität einer Zwischensymbolinterferenz bereit, so dass die Sendesequenz derart permutiert werden kann, dass das gewisse Sendesequenzsymbol, beispielsweise gewisse Nutzerdaten, in der empfangbaren Version des gewissen Sendesequenzsymbols enthalten ist.
Beispielsweise ist es, in einem Fall einer Mehrzahl von Empfangsantennen, z. B. bei einer Mehrnutzerübertragung von Interesse, dass jede Empfangsantenne oder im Allgemeinen jeder Empfangspunkt lediglich ein gewisses Eingabesequenzsymbol ohne durch andere Eingabesequenzsymbole verursachte Interferenzen empfängt. Beispielsweise soll ein erstes Eingabesequenzsymbol von einem ersten Empfangspunkt ohne Zwischensymbolinterferenzen empfangen werden, und ein zweites Eingabesequenzsymbol soll von einem zweiten Empfangspunkt ohne Zwischensymbolinterferenzen empfangen werden. Der Vorverzerrer 107 kann dann zum Einbringen einer Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz konfiguriert werden, derart, dass eine optimale Zwischensymbolinterferenzaufhebung erhalten wird. Es ist jedoch möglich, dass der erste Empfangspunkt eine empfangene Version des zweiten Eingabesequenzsymbols empfängt, und dass der zweite Empfangspunkt eine empfangbare Version des ersten Eingabesequenzsymbols empfängt. Dies ergibt sich aus der Tatsache, dass aufgrund der aktuellen Kanalzustände Kompensationsinterferenzen derart eingebracht werden können, dass an dem ersten Empfangspunkt die Zwischensymbolinterferenzen derart reduziert werden können, dass der zweite Eingabesequenzwert mit geringsten Zwischensymbolinterferenzen an dem ersten Empfangspunkt empfangbar ist. In diesem Fall kann der Permutierer derart zum Umordnen der Eingabesequenz konfiguriert sein, dass beispielsweise unter Verwendung desselben Interferenzkompensationsschemas der erste Empfangspunkt vorzugsweise eine zwischensymbolinterferenzfreie Version des ersten Eingabesequenzsymbols empfängt.
Wie es im Vorhergehenden bereits erwähnt ist, bringt jedoch der erfindungsgemäßen Permutierer ferner einen zusätzlichen Grad von Entwurfsfreiheit ein, wenn das Interferenzkompensationsschema beispielsweise an aktuelle Kanalzustände angepasst wird. Dieser Punkt wird später behandelt.
Im Allgemeinen ist der Vorverzerrer 107 zum Erzeugen der Kompensationsinterferenz auf der Basis der permutierten Sequenz konfiguriert, so dass beispielsweise eine Länge der Sendesequenz gleich einer Länge der Eingabesequenz sein kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Vorverzerrer zum aufeinanderfolgenden Einbringen mehrerer Kompensationsinterferenzen in aufeinanderfolgende Permutierte-Sequenz-Symbole konfiguriert sein, um Zwischensymbolinterferenzen, die sich aus vorhergehenden Permutierte-Sequenz-Symbolen ergeben, aufzunehmen. Der Vorcodierer 107 kann jedoch zum aufeinanderfolgenden Einbringen mehrerer Zwischensymbolinterferenzen beginnend bei einem letzten Permutierte-Sequenz-Symbol konfiguriert sein.
Allgemein ausgedrückt ist der Vorverzerrer 107 zum Interferieren eines k-ten Permutierte-Sequenz-Symbols unter Verwendung von lediglich k – 1 Permutierte-Sequenz-Symbolen oder zum Interferieren des k-ten permutierten Symbols unter Verwendung lediglich der N – k Permutierte-Sequenz-Symbole konfiguriert, wobei N eine Anzahl von aufeinanderfolgenden Permutierte-Sequenz-Symbolen bezeichnet, die in der permutierten Sequenz enthalten sind.
Nachfolgend wird das Systemmodell, das als eine Grundlage für weitere Erläuterungen dient, beschrieben.
Es wird ein mit N_T Sendeantennen und N_R Empfangsantennen ausgestattetes System betrachtet, wobei N_T ≥ N_R. Es wird von Schmalbandsignalen ausgegangen, so dass ein nichtdispersiver Schwundkanal vorliegt. Das zeitdiskrete Systemmodell bei dem entsprechenden komplexen Basisband ist in 2 veranschaulicht, die ein Beispiel eines Systemmodells einer Vorcodierung über einen flachen MIMO-Kanal zeigt.
Die Eingaben u_i, i = 1, ..., N_R sind komplexwertige Basisbandsignale und werden durch den Vorcodierungsalgorithmus gefiltert, der im nächsten Abschnitt erläutert ist. Seine Ausgabesignale x_i, i = 1, ..., N_T werden von N_T Antennen gleichzeitig gesendet. Der Kanalabgriffsübertragungsfaktor von einer Sendeantenne i zu einer Empfangsantenne j ist durch h_j _, _i bezeichnet. Es wird davon ausgegangen, dass diese Kanalabgriffe komplexe Gaußsche Variable mit einem Mittelwert von Null gleicher Varianz E[|h_j,i|²] = 1 sind. Diese Annahme von unabhängigen Wegen gilt, wenn eine Antennenbeabstandung ausreichend groß und das System von satten Streuumgebungen umgeben ist.
Das Signal an der Empfangsantenne j kann durch
ausgedrückt werden, wobei n_j additives Rauschen an der Empfangsantenne j ist. Durch Erheben von (1) für N_R Empfangsantennen können die Empfangssignale in Matrixform prägnant als y = Hx + n (2)ausgedrückt werden, wobei
und (•)^T eine Umstellung bezeichnet. Unser Ziel ist es, einen recheneffizienten Vorcodierungsalgorithmus zu entwerfen, der die Eingabesignale
auf das gesendete Signal abbildet.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Vorcodierers gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Die Vorrichtung weist einen Permutierer 301 mit einer Mehrzahl von Eingängen und einer Mehrzahl von Ausgängen auf, der mit einem Addierer 303 gekoppelt ist. Der Addierer 303 weist eine Mehrzahl von Ausgängen auf, die mit einem Begrenzer 305 gekoppelt sind, und eine Mehrzahl von weiteren Eingängen auf, die mit einer Mehrzahl von Ausgängen eines Rückkopplungsfilters 307 gekoppelt sind.
Eine Mehrzahl von Ausgängen des Begrenzers 305 ist mit einer Mehrzahl von Eingängen des Rückkopplungsfilters 307 und mit einer Mehrzahl von Eingängen eines Vorwärtsfilters 309 gekoppelt, wobei das Vorwärtsfilter 309 eine Mehrzahl von Ausgängen aufweist.
Wie es in 3 dargestellt ist, wird die Sendesequenz über eine Mehrzahl von Kanälen 311 an N_R Empfangspunkte gesendet, wobei jedes Sendesequenzsymbol durch ein Kanalrauschen n verfälscht ist. An dem Empfänger wird jede Empfangsversion des Sendesequenzsymbols mit einem Skalierungsfaktor 1/β multipliziert, und das Ergebnis wird an einen Entbegrenzer 313 geliefert, der zum Durchführen einer Operation konfiguriert ist, die zu der durch den Begrenzer 305 durchgeführten invers ist. Die Ausgänge des Entbegrenzers 313 sind zum Erfassen der Eingabesequenzsymbole mit Detektoren 315 gekoppelt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der in dem erfindungsgemäßen Vorcodierer enthaltene Vorverzerrer 107 einen Addierer zum Addieren einer Rückkopplungssequenz zu der permutierten Sequenz, um eine interferierte Sequenz zu erhalten, ein Rückkopplungsfilter zum Filtern der interferierten Sequenz, um eine Rückkopplungssequenz bereitzustellen, und ein Vorwärtsfilter zum Filtern der interferierten Sequenz, um die Sendesequenz zu erhalten, auf.
Wie es in 3 dargestellt ist, wird eine permutierte Sequenz, die durch den Permutierer 301 durch Permutieren von Eingabesequenzwerten bereitgestellt ist, an den Addierer 303 zum Einbringen der Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz geliefert.
In 3 sind der Addierer 303 und der Begrenzer 305 getrennt dargestellt. Der Begrenzer 305 kann jedoch ein Teil des Addierers 303 sein. Der Begrenzer 305 kann zum Durchführen einer Modulo-Operation konfiguriert sein. Der Begrenzer 305 ist jedoch optional.
Das Vorwärtsfilter 309 ist vorzugsweise zum Filtern der interferierten Sequenz, die über die Mehrzahlen von Eingängen an das Vorwärtsfilter 309 geliefert wird, konfiguriert, und zwar unter Verwendung verschiedener Sätze von Vorwärtsfilterkoeffizienten, um unterschiedliche Symbole der Sendesequenz zu erhalten, um einen Kanaleinfluss beim Senden der Sendesequenz zu reduzieren. Beispielsweise ist das Vorwärtsfilter 309 ein Blockfilter, das zum Bereitstellen eines Sendesequenzsymbols durch Multiplizieren der interferierten Sequenz mit einem entsprechenden Satz von Vorwärtsfilterkoeffizienten konfiguriert ist. Beispielsweise wird jeder Interferierte-Sequenz-Wert mit einem anderen Koeffizienten multipliziert, und das Ergebnis wird aufsummiert, um einen Sendesequenzwert zu erhalten. Mit anderen Worten kann das Vorwärtsfilter 309 zum Durchführen einer Vektormal-Vektor-Multiplikation (inneres Produkt) konfiguriert sein, um einen Sendesymbolwert zu erhalten.
Wie später gezeigt wird, ist das Vorwärtsfilter 309 zum Einbringen einer Kanalinformation in die Sendesequenz konfiguriert.
Wie es im Vorhergehenden erwähnt wurde, ist das Rückkopplungsfilter 307 zum Einbringen der Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz konfiguriert. Um dies zu erreichen, ist das Rückkopplungsfilter 307 zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung von unterschiedlichen Sätzen von Rückkopplungsfilterkoeffizienten dahingehend konfiguriert, unterschiedliche Rückkopplungssequenzsymbole zu erhalten, entsprechend der Operation des Vorwärtsfilters 309. Folglich kann jedes Permutierte-Sequenz-Symbol unter Verwendung von unterschiedlichen Interferenzschemas interferiert werden.
Der Begrenzer 305 kann zum Durchführen einer nichtlinearen Modulo-Operation konfiguriert sein, um eine Leistung der sich ergebenden interferierten Sequenz zu begrenzen. Folglich ist an einem Empfänger eine inverse nichtlineare Operation durchzuführen. Lediglich zu Analysezwecken zeigt der untere Teil der 3 eine lineare Darstellung der Funktionalität des Begrenzers 305, wobei die nichtlineare Begrenzungsoperation durch eine zusätzliche Hilfsvariable (a) dargestellt ist, die zu der Eingabesequenz (u) addiert wird. Entsprechend kann die Entbegrenzungsoperation an einem Empfänger beispielsweise zu Analysezwecken linearisiert werden, wie es in dem entsprechenden unteren Teil der 3 gezeigt ist.
Der Permutierer 301, das Vorwärtsfilter 309 und das Rückkopplungsfilter 307 können lediglich beispielhaft als Digitalsignalverarbeitungseinheiten implementiert sein. Jedoch kann die Funktionalität des Permutierers 301, des Vorwärtsfilters 309 und des Rückkopplungsfilters 307 mittels fester Verdrahtung erhalten werden, welches Szenario in 4 dargestellt ist, die ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorcodierers zeigt.
4 zeigt eine Struktur des erfindungsgemäßen Vorcodierers, für lediglich beispielhaft den Fall von drei Daten strömen und einem Rückwärtsfilter, das zu einem unteren Dreieck gemacht worden ist (Rückkopplungsfilter).
Der Vorcodierer weist einen Permutierer 401 mit einem ersten Eingang 403, einem zweiten Eingang 405 und einem dritten Eingang 407 auf. Zum Permutieren der über die Eingänge 403, 405 und 407 bereitgestellten Eingabesequenz ist jeder der Eingänge mit einem anderen Ausgang des Permutierers 401 verbunden, so dass das Permutieren mittels fester Verdrahtung durchgeführt werden kann, wobei die feste Verdrahtung umschaltbar sein kann. Insbesondere ist, wie es in 4 dargestellt ist, lediglich beispielhaft der zweite Eingang 405 mit einem ersten Ausgang 409 verbunden, der dritte Eingang 407 mit einem zweiten Ausgang 411 verbunden und der erste Eigang 403 mit einem dritten Ausgang 413 verbunden.
Der erste Ausgang 409 ist über einen ersten Begrenzer 415 und eine Anzahl von Verzögerungselementen 417 mit einem Vorwärtsfilter 419 verbunden.
Der zweite Ausgang 411 ist über einen Addierer 421, ein Verzögerungselement 417, einen Begrenzer 415 und ein Verzögerungselement 417 mit einem zweiten Eingang des Vorwärtsfilters 419 verbunden. Entsprechend ist der dritte Ausgang 413 über einen Addierer 423, ein Verzögerungselement 417, einen Addierer 425, einen Begrenzer 415 und ein Verzögerungselement 417 mit einem dritten Eingang des Filters 419 verbunden.
Der Addierer 421 ist zum Addieren einer begrenzten Version des ersten Permutierte-Sequenz-Werts, der durch den ersten Ausgang 419 bereitgestellt ist, konfiguriert, wobei die begrenzte Version unter Verwendung eines Multiplizierers 422 mit einem Koeffizienten multipliziert wird, der einem Koeffizienten des Rückkopplungsfilters entspricht.
Entsprechend ist der Multiplizierer 424 zum Addieren der begrenzten Version des ersten Permutierte-Sequenz-Werts zu einem dritten Permutierte-Sequenz-Wert konfiguriert, wobei die begrenzte Version durch einen Multiplizierer 424 mit einem weiteren Koeffizienten des Rückkopplungsfilters multipliziert wird.
Mit anderen Worten ist der Addierer 421 zum Interferieren des zweiten Permutierte-Sequenz-Werts unter Verwendung des ersten Permutierte-Sequenz-Werts konfiguriert, und der Addierer 423 ist zum Interferieren des dritten Permutierte-Sequenz-Werts unter Verwendung des ersten Permutierte-Sequenz-Werts oder einer begrenzten Version desselben konfiguriert. Entsprechend ist der Addierer 425 zum Einbringen einer zusätzlichen Interferenz in den dritten Permutierte-Sequenz-Wert unter Verwendung einer begrenzten und interferierten Version des zweiten Permutierte-Sequenz-Werts konfiguriert, nachdem er denselben unter Verwendung eines Multiplizierers 426 mit einem weiteren Koeffizienten des Rückkopplungsfilters multipliziert hat.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Verzögerungselemente 417 eingebracht sind, um Verarbeitungsverzögerungen, die sich beispielsweise aus dem Begrenzen der Signale ergeben, zu kompensieren. Darüber hinaus weist, wie es in 4 dargestellt ist, der fest verdrahtete Permutierer 401 eine Funktionalität eines Matrixpermutierers P auf, der auch in 4 gezeigt ist. Darüber hinaus entspricht die Verdrahtungsstruktur, außer den Verzögerungselementen 417, einem Einbringen der Rückkopplungssequenz in die permutierte Sequenz unter Verwendung eines Matrixrückkopplungsfilters B^H – 1 mit einer unteren Dreiecksstruktur, wie es in 4 dargestellt ist. Das Rückkopplungsfilter kann jedoch auch eine obere Dreiecksstruktur aufweisen.
Mit anderen Worten zeigt 4 eine spezifische fest verdrahtete Implementierung des in 3 gezeigten erfindungsgemäßen Vorcodierers für ein gewisses Permutierungs schema, das durch die Matrix B bestimmt wird, und für eine gewisse Struktur des Rückkopplungsfilters.
Beispielsweise müssen, wenn die Mehrzahl von Kanälen während eines Übertragungsintervalls konstant bleibt, weder ein Permutierungsschema noch die Rückkopplungsfilterkoeffizienten noch die Vorwärtsfilterkoeffizienten angepasst werden. In dem Fall von beispielsweise zeitlich veränderlichen Kanälen jedoch ist eine Anpassung durchzuführen, um die veränderlichen Kanalcharakteristiken beim Vorcodieren der Eingabesequenz an einem Sender zu berücksichtigen, derart, dass Zwischensymbolinterferenzen aufgrund von Kanaleinflüssen verhindert werden. Wie es bereits erwähnt wurde, kann ein Anordnen des erfindungsgemäßen Permutierers vor dem Störer, wobei der Störer beispielsweise den Addierer, den Begrenzer, das Vorwärtsfilter und das Rückwärtsfilter aufweist, zum Verringern der Komplexität ausgenutzt werden, während neue Koeffizienten beispielsweise des Rückkopplungsfilters bestimmt werden.
Vorzugsweise ist der erfindungsgemäße Prozessor zum gemeinsamen Bestimmen eines Permutierungsschemas konfiguriert, das von dem Permutierer verwendet wird, um Vorwärtsfilterkoeffizienten und Rückkopplungsfilterkoeffizienten dahingehend zu permutieren, den Permutierer, das Vorwärtsfilter und das Vorwärtsfilter an veränderliche Kanalzustände anzupassen.
Wie es in 3 gezeigt ist, können das Permutierungsschema, die Vorwärtsfilterkoeffizienten und die Rückkopplungsfilterkoeffizienten ersetzt werden, wenn diese Operationen unter Verwendung von Digitalsignalverarbeitungsverfahren durchgeführt werden. Jedoch ist auch in dem Fall einer fest verdrahteten Struktur, wie sie in 3 dargestellt ist, eine Anpassung der Struktur möglich. Beispielsweise ist der Vorcodierer 401 über den Prozessor steuerbar, um die Eingaben zusammen mit zum Erhalten eines gewissen Permutierungsschemas erforderlichen Ausgaben aufzunehmen. Entspre chend können die von den Multiplizierern 422, 424 und 426 verwendeten Rückkopplungsfilterkoeffizienten aktualisiert werden.
Beispielsweise kann der Prozessor zum Bestimmen des Permutierungsschemas, der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten derart konfiguriert sein, dass ein einem Erfassen eines Eingabesequenzsymbols in einer empfangbaren Version eines ersten Sendesequenzsymbols zugeordneter Erfassungsfehler kleiner als ein einem Erfassen eines weiteren Eingabesequenzsymbols in einer empfangbaren Version eines zweiten Sendesequenzsymbols zugeordneter Erfassungsfehler ist. Mit anderen Worten kann der erfindungsgemäße Prozessor derart zum Bestimmen der Filterkoeffizienten und des Permutierungsschemas konfiguriert sein, dass, wenn er die empfangbaren Versionen der erhaltenen Sendesequenzwerte decodiert, beispielsweise ein sich vergrößernder Schätzungsfehler oder ein sich verringernder Schätzungsfehler erhalten wird, während aufeinanderfolgende empfangene Werte aufeinanderfolgend erfasst werden. Mit anderen Worten ist der Prozessor derart zum Bestimmen der Filterkoeffizienten und des Schätzungsschemas konfiguriert, dass eine Erfassungsordnung ausdrücklich berücksichtigt werden kann. Dieser Punkt ist später beschrieben.
Lediglich beispielhaft kann der Permutierer zum Durchführen des ersten Permutierungsschemas konfiguriert sein, um einen ersten Permutierte-Sequenz-Wert zu erhalten, und zum Durchführen eines zweiten Permutierungsschemas konfiguriert sein, um einen zweiten Permutierte-Sequenz-Wert zu erhalten. Entsprechend kann das Rückkopplungsfilter zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines ersten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert sein, um ein erstes Rückkopplungssequenzsymbol zu erhalten, das dem ersten Permutierte-Sequenz-Symbol hinzuzufügen ist, und zum Filtern der verschachtelten Sequenz unter Verwendung eines zweiten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert sein, um ein zweites Rückkopplungsse quenzsymbol zu erhalten, das dem zweiten Permutierte-Sequenz-Symbol hinzuzufügen ist. Entsprechend kann das Vorwärtsfilter zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines ersten Satzes von Vorwärtskoeffizienten konfiguriert sein, um einen ersten Sendesymbolwert zu erhalten, und zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines zweiten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten konfiguriert sein, um einen zweiten Sendesymbolwert zu erhalten. In diesem Fall kann der erfindungsgemäße Prozessor zum gemeinsamen Bestimmen des ersten Permutierungsschemas, des ersten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten und des ersten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten konfiguriert sein, derart, dass ein einem Herbeiführen eines Eingabesequenzsymbols in einer empfangbaren Version des ersten Sendesequenzsymbols zugeordneter Erfassungsfehler einen ersten Fehlerwert aufweist, und zum gemeinsamen Bestimmen des zweiten Permutierungsschemas, des zweiten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten und des zweiten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert sein, derart, dass ein einem Erfassen eines Eingabesequenzsymbols in einer empfangbaren Version des zweiten Sendesequenzsymbols zugeordneter Erfassungsfehler einen zweiten Fehlerwert aufweist, wobei der erste Fehlerwert größer als der zweite Fehlerwert ist oder der zweite Fehlerwert größer als der erste Fehlerwert ist. In einem Empfänger können die Symbole gleichzeitig und unabhängig erfasst werden.
Beispielsweise weist das Vorwärtsfilter ein Blockfilter mit N aufeinanderfolgenden Spalten und N aufeinanderfolgenden Zeilen auf, wobei jede Spalte oder jede Zeile einen anderen Satz von Filterkoeffizienten repräsentiert. Mit anderen Worten kann das Vorwärtsfilter für ein spalten- oder zeilenweises Multiplizieren der interferierten Sequenz mit einem anderen Satz von Koeffizienten dahingehend konfiguriert sein, ein Sendesequenzsymbol zu erhalten.
Beispielsweise ist das Vorwärtsfilter zum Multiplizieren der interferierten Sequenz mit einer ersten Spalte (oder einer ersten Zeile) konfiguriert, um ein erstes Sendesequenzsymbols zu erhalten, und zum Multiplizieren der interferierten Sequenz mit einer zweiten Spalte (oder einer zweiten Zeile) konfiguriert, um ein zweites Sendesequenzsymbol zu erhalten, wobei beispielsweise das Vorwärtsfilter zum Durchführen eines inneren Produkts konfiguriert ist.
Entsprechend kann, wie es in 4 dargestellt ist, das Rückkopplungsfilter N aufeinanderfolgende Spalten oder N aufeinanderfolgende Zeilen aufweisen, wobei jede Spalte oder jede Zeile einen anderen Satz von Rückkopplungsfilterkoeffizienten repräsentiert, um Operationen durchzuführen, die denen durch das Vorwärtsfilter durchgeführten entsprechen.
Um die permutierte Sequenz und die interferierte Sequenz getrennt zu verarbeiten, um getrennt verarbeitete Sendesequenzsymbole zu erhalten, kann der Prozessor zum gemeinsamen und aufeinanderfolgenden Bestimmen der aufeinanderfolgenden N Spalten und der aufeinanderfolgenden N Zeilen des Vorwärtsfilters und der aufeinanderfolgenden N Spalten oder aufeinanderfolgenden N Zeilen des Rückkopplungsfilters beginnend mit einer ersten Spalte oder beginnend mit einer ersten Zeile und endend mit einer N-ten Spalte oder einer N-ten Zeile konfiguriert sein. Mit anderen Worten ist der Prozessor zum Bestimmen der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten in Abhängigkeit von einer Vorcodierungsrichtung konfiguriert, die durch eine Reihenfolge eines Bereitstellens der Sendesequenzsymbole bestimmt ist.
Der Prozessor kann jedoch zum Bestimmen der N Spalten und/oder N Zeilen des Rückkopplungsfilters und der N Spalten und/oder N Zeilen des Vorwärtsfilters beginnend mit der N-ten Spalte oder Zeile und endend mit der ersten Spalte oder Zeile, d. h. beginnend mit der letzten Spalte oder Zeile und endend mit der ersten Spalte oder Zeile, die die Vorcodierungsrichtung definiert, konfiguriert sein.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Prozessor zum Bestimmen der Spalten oder Zeilen des Vorwärtsfilters und der Spalten oder Zeilen des Rückkopplungsfilters sowie eines Permutierungsschemas für jede Zeile oder Spalte des Vorwärtsfilters und des Rückkopplungsfilters, das iterativ mit einer ersten Spalte oder Zeile des Rückkopplungsfilters und einer ersten Spalte oder Zeile des Vorwärtsfilters oder mit der letzten Spalte oder letzten Zeile des Vorwärtsfilters und der letzten Spalte oder letzten Zeile des Rückkopplungsfilters beginnt, konfiguriert, wobei eine Iterationsrichtung, d. h. ein iteratives Bestimmen der aufeinanderfolgenden Spalten beginnend mit der ersten Spalte oder ein iteratives Bestimmen der aufeinanderfolgenden Spalten beginnend mit der letzten Spalte, durch ein Fehlerwertverhältnis zwischen einem einem Erfassen eines Eingabesequenzsymbols in einem ersten Sendesequenzsymbol zugeordneten Erfassungsfehler und einem einem Erfassen einer weiteren Eingabesequenz in einem N-ten Sendesequenzwert zugeordneten Erfassungsfehler bestimmt ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Prozessor zum Bestimmen des Permutierungsschemas, der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten auf einer Basis einer Cholesky-Faktorisierung einer Kanalinformationsmatrix unter Verwendung von symmetrischen Permutationen konfiguriert, wobei die symmetrischen Permutationen das Permutierungsschema bestimmen. Die Kanalinformationsmatrix kann beispielsweise eine Kanalautokorrelationsmatrix des sich ergebenden Kanals aufweisen, die die Mehrzahl von Kanälen aufweist.
Nachfolgend sind weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Die Gesamtsystemstruktur ist in 3 in Form eines Blockdiagramms veranschaulicht. Der Eingangssignalvektor
wird zuerst derart umgeordnet, dass er aus der nachfolgenden Filterung den größtmöglichen Vorteil gewinnen kann. Die Ordnung ist durch die Permutationsmatrix, die als
definiert ist, ausgedrückt, wobei e_i die i-te Spalte der N_R × N_R-Identitätsmatrix ist und
die Vorcodierungsordnung bezeichnet. Ihr Ausgangssignalvektor
wird iterativ durch das Rückkopplungsfilter
und durch den Modulo-Operator M(•) gefiltert. Der Modulo-Operator wird eingebracht, um die durch die Rückwärtsfilterung verursachte Vergrößerung von Signalleistung zu reduzieren. Die Modulo-Operation für eine komplexe Variable c ist als M(c) = c – ⌊Re(c)/κ + 1/2⌋κ – j⌊Im(c)/κ + 1/2⌋κ (5)definiert, wobei der Abrundungsoperator ⌊•⌋ die ganze Zahl kleiner oder gleich dem Argument ergibt und die Konstante κ durch das verwendete Modulationsalphabet bestimmt wird, z. B. κ = 2√2 bei QPSK-Symbolen. Folglich ist das Ausgangssignal υ_j von M(•) ein Element des Satzes M = {x + jy|x, y ∊ (–κ/2, κ/2)} (6)und weist die Varianz von σ2υ = κ2/6 unter der Annahme auf, dass v_j sowohl im Realteil als auch im Imaginärteil gleichmäßig verteilt ist.
Das Ausgangssignal v von dem Rückkopplungsabschnitt wird durch das Vorwärtsfilter
weiterverarbeitet, um den Sendesignalvektor x zu erhalten. Der Empfangssignalvektor y ist in (2) gezeigt, und jedes Element des Vektors wird unabhängig erfasst. Das Empfangssignal y_j an der j-ten Antenne wird mit dem Gewichtungsfaktor 1/β multipliziert, um die Signalamplitude zu steuern, anschließend wird ein Modulo-Operator angewendet, um den entsprechenden Effekt der Modulo-Operation an dem Sender zu beseitigen. Der Quantisierer Q(•) erzeugt den Schätzwert û_j aus der Ausgabe des Modulo-Operators.
Unser Ziel ist es, die drei Tupel der Vorcodierungsordnung P, des Rückwärtsfilters B^H und des Vorwärtsfilters F^H, die die Vorcodierung bilden, gemeinsam zu optimieren. Um die gemeinsame Optimierung unter Verwendung von linearen Gleichungen zu formulieren, wird der nichtlineare Modulo-Operator durch die lineare Darstellung, wie sie in dem unteren Teil der 3 gezeigt ist, interpretiert. Wir bringen die Signalvektoren α und d ein, die erfüllen, dass das Signal υ in dem Satz M enthalten ist. Der Real- und Imaginärteil von a sind die ganzzahligen Vielfachen der Konstante κ. In der Tat ist a implizit durch die Modulo-Operation in (5) sowohl an dem Sender als auch dem Empfänger gewählt. Es sei darauf hingewiesen, dass die Werte von a nicht von Interesse sind, jedoch kann nun das Optimierungsproblem bezüglich des erwünschten Signals d mit lediglich linearen Gleichungen formuliert werden.
Das Signal υ nach der Rückwärtsfilterung kann als υ = Pd – (BH – 1)υ (7)geschrieben werden, was nach d gelöst wird und d = PTBHυ (8) ergibt, während das geschätzte erwünschte Signal an dem Empfänger als d ^ = β–1HFHυ + β–1n (9)zu lesen ist.
Durch Definieren des Fehlersignals als ε = d ^ – d wird die Fehlerkovarianzmatrix Φεε = E[εεH]als Φεε= β–1σ2υ HFHFHH + σ2υ PTBHBP – 2β–1σ2u Re(HFHBP) + β–1σ2n 1 (10)berechnet, wobei angenommen wird, dass E[υυH] = σ2υ 1, E[nnH] = σ2n 1, and E[υnH] = 0 (11)
Mit der Fehlerkovarianzmatrix wird der MSE (MSE = mean square error = mittlerer quadratischer Fehler) als φ = E[εHε] = tr(Φεε) (12)ausgedrückt.
Dies ist die Kostenfunktion und muss minimiert werden.
Es gibt zusätzlich zwei Zwangsbedingungen, die erfüllt werden müssen. Die erste ist es, die Gesamtsendeleistung auf einen gewissen Wert E_s zu begrenzen. Die zweite Zwangsbedingung ist die Struktur des Rückwärtsfilters, die strengstens unten (oder oben) dreiecksmäßig sein muss. Dies kann anhand des in 4 veranschaulichten Beispiels besser verstanden werden. Dieses zeigt einen Fall, bei dem drei Datenströme vorliegen und das Rückwärtsfilter strengstens unten dreiecksmäßig ist. Bei diesem Beispiel werden die Datenströme nach der Permutation von dem oberen zu dem unteren Strom vorcodiert, der die Rückwärtsfilterstruktur dahingehend beschränkt, unten dreiecksmäßig zu sein. Wenn das Rückwärtsfilter oben dreiecksmäßig sein soll, beginnt die Vorcodierung von dem untersten Strom aus. In beiden Fällen gewährleistet die Dreiecksstruktur die Kausalität des Rückkopplungsprozesses in der Matrixform.
Berücksichtigt man diese Zwangsbedingungen, kann das Optimierungsproblem nun als
formuliert werden, wobei das Rückwärtsfilter unter Verwendung von S₄, was als
definiert ist, dahingehend beschränkt ist, strengstens unten dreiecksmäßig zu sein.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Zwangsbedingung der unteren Dreiecksstruktur für jede Spalte des Rückwärtsfilters definiert ist, so dass sein oberer Dreiecksteil null sein muss. Das Optimierungsproblem in (13) kann unter Verwendung Lagrange'schen Multiplizierern gelöst werden, und die Lösung für das Rückwärts- und Vorwärtsfilter wird als
erhalten, wobei Φ als
definiert ist und γ = E_s/N₀. Der optimale Gewichtungsfaktor β_opt kann ohne weiteres berechnet werden, um die Sendeleistungszwangsbedingung in (13) zu erfüllen.
Wie aus (15) zu sehen ist, werden die Filter spaltenweise bestimmt, wobei jedes derselben eine Matrixinverse benötigt, was zu der Gesamtkomplexitätsordnung von O(N4R ) führt.
Dieser Abschnitt erläutert zwei vorgeschlagene Algorithmen, die hochgradig recheneffizient sind. Einer ist eine suboptimale Lösung, dessen Leistung verglichen mit der optimalen Lösung geringfügig verschlechtert ist, dessen Komplexität jedoch lediglich einer Matrixumkehrung entspricht. Ein weiterer optimaler Algorithmus zeigt eine der Lösung in (15) entsprechende Leistung, wobei die Komplexität geringfügig höher als die des suboptimalen Algorithmus, jedoch noch immer beträchtlich niedriger als die des Schemas für große N_R ist, das ursprünglich in M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding", in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394 vorgeschlagen wurde.
Nachfolgend wird das erfindungsgemäße suboptimal geordnete Cholesky-Schema beschrieben.
Es kann beobachtet werden, dass die komplexe optimale Lösung in (15) den Term aufweist, der Φ betrifft, das N_R mal invertiert werden muss. Da Φ hermitisch und positiv eindeutig ist, kann eine Cholesky-Faktorisierung mit einer symmetrischen Permutation, wie sie in G. H. Golub und C. F. V. Loan, Matrix Computations, 3. Ausgabe, The Johns Hopkins University Press, 1996, offenbart ist, als PΦPT = LDLH (17)berechnet werden, wobei P, L und
die Permutationsmatrix, die Einheit untere Dreiecksmatrix bzw. die Diagonalmatrix sind. Mit (17) kann gezeigt werden, dass die Rückwärts- und Vorwärtsfilter in (15) sich auf BH = L and FH = βHHPTLH,–1D–1 (18)reduzieren.
Dies führt zu einer beträchtlichen Rechenreduktion, d. h. eine Faktorisierung in (17) und die Inversion der Dreiecksmatrix in (18) sind anstelle von N_R-maligen Matrixinversionen ausreichend. Diese Komplexität entspricht lediglich einer Matrixinversion der positiv eindeutigen Matrix Φ.
Der MSE φ in (12) kann ebenfalls unter Verwendung der Ergebnisse in (18) als
vereinfacht werden.
Dies bedeutet, dass der MSE durch die Summe der diagonalen Einträge von D^–1 bestimmt wird. Die Optimalität hängt von der Art und Weise des Berechnens der Faktorisierung in (17) ab. Eine sukzessive Algorithmusberechnung (17) findet den diagonalen Eintrag beginnend bei d₁ bis zu
mit den erforderlichen Permutationen.
Unsere vorgeschlagenen Pseudocodes zur Filterberechnung und Filterung sind entsprechend in 5 und 6 zusammengefasst.
Wie in 5 und 6 beobachtet werden kann, wird dieselbe Richtung der Optimierung (d. h. für i = 1, ..., N_R) für die Vorcodierung angewendet. Dies ist jedoch nicht erwünscht und steht im Gegensatz zu dem BLAST-Algorithmus. Die Ähnlichkeiten und Unterschiede zwischen BLAST und THP sind in 7 veranschaulicht, die die Ähnlichkeiten und Unterschiede zwischen BLAST und THP zeigt. Beide wenden sukzessiv eine Interferenzunterdrückung an, jedoch variiert eine Anzahl von Zwangsbedingungen f_i für Vorwärtsfilter mit dem Fortschreiten der sukzessiven Erfassung/Vorcodierung auf verschiedene Arten. In dem Fall von BLAST ist die Richtung sowohl der Erfassung als auch der Filteroptimierung die gleiche, da die Anzahl von Zwangsbedingungen, die als f_i bezeichnet wird, wobei i der Teilstromindex ist, sich mit dem Fortschreiten der sukzessiven Erfassung verringert. Dies bedeutet, dass, je früher die Erfassungsstufe liegt, desto härter ist die Optimierung aufgrund von mehr Zwangsbedingungen. Demzufolge muss das Filter für die frühere Stufe vorher optimiert werden, um die Gesamtleistung zu verbessern. In 7 bezeichnet b_i eine von dem Rückwärtsfilter des Teilstroms i durchgeführte Interferenzunterdrückung.
In dem Fall von THP steigt auf der anderen Seite die Anzahl von Zwangsbedingungen mit Voranschreiten der Vorcodierung, da das Filter auf der späteren Stufe die Interferenz bezüglich in den früheren Vorcodierungsstufen bereits vorcodierter Teilströme vermeiden muss. Folglich muss die Filteroptimierung in der zu der der Vorcodierung entgegengesetzten Richtung durchgeführt werden. Die optimale Ordnungsstrategie wird in dem nächsten Abschnitt vorgestellt.
Zum Erreichen der erwünschten Richtung der Filteroptimierung wird die modifizierte Cholesky-Faktorisierung mit symmetrischer Permutation für Φ^–1 anstelle von Φ (vgl. 17) wie folgt PΦ–1PT – LHDL (20)berechnet.
Mit dieser Faktorisierung werden das Rückwärts- und Vorwärtsfilter in (15) als (vgl. 18) BHopt = L–1 and FHopt = βHHPTLHD( 21)berechnet, und der MSE φ liest sich wie folgt (vgl. 19):
Der zu berechnende (20) iterative Algorithmus findet den diagonalen Eintrag beginnend bei
abwärts zu d₁ mit optimalen Permutationen. Diese Optimierungsrichtung ist zu der der Vorcodierungsfilterung (für i = 1, ..., N_R) entgegengesetzt. Diese umgekehrte Richtung ist erwünscht, wie in dem vorhergehenden Abschnitt erläutert. Unser vorgeschlagener Algorithmus zum Berechnen der Faktorisierung und Filter ist als Pseudocode in 8 zusammengefasst. In jeder Iteration findet der Algorithmus den minimalen diagonalen Eintrag von Φ^–1. Dieser diagonale Eintrag Φ^–1(i, i) = d₁ ist der MSE (vgl. 22). Somit findet der Algorithmus die optimale Ordnung im Sinne von MMSE iterativ.
Zum Vergleichen der Komplexität wird die Anzahl von Additionen und Multiplikationen analytisch berechnet. Die in M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding", in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394, präsentierte optimale MMSE-THP berechnet N_R mal eine Matrixinversion der positiv eindeutigen Matrix, was zu 12 N3R NT + 23 N4R Additionen und N3R NT + 23 N4R Multiplikationen führt. Unser optimaler Algorithmus berechnet Φ^–1, seine Cholesky-Faktorisierung mit symmetrischer Permutation, und eine Inversion der unteren Dreiecksmatrix. Die Komplexität kann als 12 N2R NT + N3R Additionen und N2R NT + N3R Multiplikationen berechnet werden. In unserem suboptimalen Fall ist die Berechnung von Φ^–1 als der erste Schritt des optimalen Falls nicht erforderlich. Die Komplexität verringert sich auf 12 N2R NT + 13 N3R Additionen und N2R NT + 13 N3R Multiplikationen. Es sei darauf hingewiesen, dass diese Komplexität auch als die des linearen MMSE-Sendefilters βH^HΦ^–1 betrachtet werden kann, da unser suboptimaler Algorithmus ohne Permutation (P = 1) Φ^–1 = L^H,–1D^–1L^–1 ergibt (vgl. 17 und 18).
Die erforderlichen Additionen und Multiplikationen werden getrennt berechnet, da die Rechenkosten sich abhängig von der Architektur des Prozessors unterscheiden können. Als ein Beispiel werden die im Vorhergehenden erörterten Komplexitäten für ein System mit N_R = N_T Antennen unter Verwendung eines Prozessors, der dieselbe Anzahl von Operationen für Additionen und Multiplikationen benötigt, in 9 zusammengefasst. Verglichen mit der optimalen THP, wie sie in M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding," in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394, offenbart ist, reduzieren unsere suboptimalen und optimalen Algorithmen die Komplexität mit einem Faktor von 1,3N_R bzw. 0,8N_R. Es sei erneut darauf hingewiesen, dass unser subop timaler Algorithmus die Komplexität entsprechend der des einfachen linearen MMSE erfordert. Die Komplexitäten sind auch in 10 mit Bezug auf die Anzahl von Antennen veranschaulicht, wenn N_T = N_R gilt. 10 zeigt erforderliche Gleitkommaoperationen im Hinblick auf die Anzahl von Datenströmen mit gleicher Anzahl von Antennen bei Sender und Empfänger.
Es werden Computersimulationen durchgeführt, um die Leistung unserer vorgeschlagenen Algorithmen auszuwerten. 11 und 12 zeigen die BER-Leistung über E_b/N₀ für ein System mit N_T = N_R = 4 bzw. N_T = N_R = 8 Antennen. Die Auswirkung der Ordnungsoptimierung kann in diesen Figuren beobachtet werden. Zum Vergleich ist auch die Leistung des linearen MMSE-Filters aufgetragen. Gegenüber dem linearen Filter ist ein beträchtlicher Vorteil der nichtlinearen THP zu sehen. Unser vorgeschlagener optimaler Algorithmus erzielt exakt dieselbe Leistung der komplexen Lösung, wie sie in M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding," in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394, offenbart ist. Unsere suboptimale Lösung zeigt gegenüber dem optimalen Fall für N_T = N_R = 4 eine geringfügige Leistungsverschlechterung, wobei jedoch für N_T = N_R = 8 der Abstand verschwindet.
Der Leistungsverlust aufgrund der Suboptimalität der Ordnungsoptimierung ist in 13 veranschaulicht. Der Leistungsverlust in dB gegenüber der optimalen Ordnung bei BER = 10^–4 ist über der Anzahl von Antennenelementen (N_T = N_R) aufgetragen. Es kann beobachtet werden, dass sich mit dem Ansteigen der Anzahl von Antennen der Leistungsverlust verringert. Wird keine Optimierung an der Vorcodierungsordnung durchgeführt, liegt bei einem System mit N_T = N_R = 4 Antennen der Leistungsverlust über 8 dB, während bei unserem suboptimalen Algorithmus ein Verlust von weniger als 0,3 dB beobachtet werden kann. Bei der größeren Anzahl von Antennen verschwindet der Leistungsverlust vollständig.
14 vergleicht die Leistung unterschiedlicher Übertragungsschemas. Die Leistung der anderen Schemas überlegenen nichtlinearen MMSE-THP kann nun durch unseren vorgeschlagenen Algorithmus mit der linearen Ansätzen entsprechenden Komplexität erhalten werden. Der THP-Ansatz erfordert eine Modulo-Operation, jedoch wirkt sich ihre Komplexität nur gering auf die Gesamtkomplexität aus.
Wir haben einen neuen komplexitätseffizienten MMSE-THP-Algorithmus auf flachen MIMO-Kanälen abgeleitet. Das vorgeschlagene Schema ist besonders wirksam bei einem System mit dezentralisierten Empfängern, die nicht miteinander kooperieren können. Interferenzen zwischen verschiedenen Empfängern werden vor der Signalübertragung basierend auf der MIMO-Kanalzustandsinformation an dem Sender gelöst. Es hat sich gezeigt, dass die nichtlineare MMSE-THP den linearen Varianten überlegen ist, jedoch ist bei der größeren Anzahl von Antennen die Komplexität beträchtlich höher als bei den linearen Ansätzen. Wir haben gezeigt, dass der umfangreiche Leistungsvorteil der THP mit einer Komplexität gleich der des einfachen linearen Ansatzes erhalten werden kann.
11 zeigt die BER-Leistung für N_T = N_R = 4. Der erfindungsgemäße optimale Algorithmus bringt die gleiche Leistung wie der Ansatz des Stands der Technik bei gleichzeitig beträchtlich geringerer Komplexität. 12 zeigt eine BER-Leistung für N_T = N_R = 8. 13 zeigt die Leistung in dB aufgrund des Ordnungsalgorithmus bei BER = 10^–4. 14 zeigt die BER-Leistung von linearen und nichtlinearen Sendeverarbeitungsschemas für N_T = N_R = 8.
Die im Vorhergehenden genannten Ausführungsbeispiele zeigen den erfindungsgemäßen Ansatz. Es wird betont, dass die Funktionalitäten, die mit Bezug auf die im Vorhergehenden genannten Ausführungsbeispiele beschrieben sind, Teil aller Ausführungsbeispiele sind.
Wie im Vorhergehenden erwähnt, ist die nichtlineare Tomlinson-Harashima-Vorcodierung auf Flachschwundkanälen mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen eine ansprechende Lösung im Hinblick darauf, dass die Leistung der von herkömmlichen einfachen linearen Methoden in hohem Maße überlegen ist, wobei die Komplexität gegenüber den linearen Lösungen beträchtlich höher wird. Wir schlagen zwei recheneffiziente Algorithmen vor; eine optimale und eine suboptimale Lösung. Die durch unser Referenzsystem erforderliche Komplexität beträgt 0(N⁴). Diese Komplexität wird durch unsere Vorschläge auf 0(N³) verringert. Unsere optimale Lösung geht nicht auf Kosten der Leistung. Unsere suboptimale Lösung erfordert sogar noch weniger Komplexität als unsere optimale, wobei eine geringfügige Leistungsverschlechterung in Kauf genommen werden muss. Die Komplexität ist sogar der der einfachen linearen Übertragungsmethoden entsprechend. Und die Leistungsverschlechterung gegenüber einem optimalen nichtlinearen Algorithmus ist in den meisten Fällen vernachlässigbar.
Ferner schafft die vorliegende Erfindung ein System, bei dem ein Sender und ein Empfänger jeweils mit mehreren Antennen ausgestattet sind, die durch räumliches Multiplexen mehrerer Datenströme hohe Datenraten erzielen. Ein weiterer ansprechender Systemaufbau ist folgender: ein Sender mit mehreren Antennen bedient gleichzeitig mehrere dezentralisierte Empfänger, von denen jeder eine einzelne Antenne aufweist (keine Kooperation zwischen den Empfängern).
Die vorliegende Erfindung schafft zwei recheneffiziente Ansätze: eine optimale und eine suboptimale Lösung. Zuerst studierten wir eine durch nichtlineare Signalverarbeitung auferlegte spezielle Filterstruktur. Beide Lösungen nutzen in vollem Umfang diese spezielle Struktur zur effizienten Filterberechnung. Insbesondere wenden wir eine so genannte Cholesky-Faktorisierung mit symmetrischer Permutation auf eine hermitische positiv eindeutige Matrix an. Wir studierten auch eine optimale Vorcodierungsordnungsstrategie, die den Unterschied zwischen unserer optimalen und suboptimalen Lösung macht. Unser Referenzsystem bei M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding", in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394, erfordert eine Komplexität von 0(N_R4), wobei N_R die Anzahl von Antennen oder Nutzern ist, während unsere vorgeschlagenen Lösungen die Komplexität auf 0(N_R3) reduzieren. Unsere optimale Lösung zeigt exakt die gleiche Leistung wie der Vorschlag bei M. Joham, J. Brehmer und W. Utschick, „MMSE Approaches to Multi-User Spatio-Temporal Tomlinson-Harashima Precoding", in Proc. of 5. ITG Conference an Source and Channel Coding, Erlangen, Januar 2004, Seiten 387–394. Die Leistung unserer suboptimalen Lösung ist verglichen mit der optimalen geringfügig verschlechtert, wobei jedoch die Komplexität geringer als die bei unserer optimalen Lösung ist. Die Komplexität ist sogar der der sehr einfachen herkömmlichen linearen Übertragungsmethoden entsprechend. Die Leistungsverschlechterung unserer suboptimalen Lösung ist in den meisten Fällen vernachlässigbar.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Rechenkomplexität reduziert, was bei handelsüblichen Produkte einen beträchtlichen Vorteil mit sich bringt.
Die vorliegende Erfindung schafft ferner einen Prozessor zum Bestimmen eines Permutationsschemas, von Vorwärtsfilterkoeffizienten und Rückkopplungsfilterkoeffizienten, wobei die Vorrichtung zum iterativen Bestimmen des Permutationsschemas, der Rückkopplungsfilterkoeffizienten und der Vorwärtsfilterkoeffizienten unter Verwendung einer Cholesky-Faktorisierung einer Kanalinformationsmatrix mit symmetrischen Permutationen konfiguriert ist, wobei die symmetrischen Permutationen das Permutationsschema bestimmen.
Der Prozessor weist die vollständige im Vorhergehenden beschriebene Funktionalität auf. Beispielsweise ist der Prozessor zum Bestimmen des Permutationsschemas, der Rückkopplungsfilterkoeffizienten und der Vorwärtsfilterkoeffizienten, die durch den erfindungsgemäßen Vorcodierer, wie er im Vorhergehenden beschrieben ist, zu verwenden sind, konfiguriert.
Darüber hinaus können abhängig von gewissen Implementierungsanforderungen der erfindungsgemäßen Verfahren die erfindungsgemäßen Verfahren in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speicherungsmediums, insbesondere einer Diskette oder einer CD, auf der elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, das mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenarbeiten kann, dass die erfindungsgemäßen Verfahren ausgeführt werden, durchgeführt werden. Im Allgemeinen ist die vorliegende Erfindung somit ein Computerprogrammprodukt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode, wobei der Programmcode zum Durchführen zumindest eines der erfindungsgemäßen Verfahren konfiguriert ist, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft. Mit anderen Worten sind die erfindungsgemäßen Verfahren somit ein Computerprogramm mit einem Programmcode zum Durchführen der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.

Claims

Prozessor zum Bestimmen von Vorwärtsfilterkoeffizienten und Rückkopplungsfilterkoeffizienten, wobei der Prozessor angepasst ist, um eine Faktorisierung durchzuführen, um eine Einheitsdreiecksmatrix L und eine Diagonalmatrix D zu erhalten, derart, dass PΦPT = LDLH;gekennzeichnet dadurch, dass Φ definiert ist als
wobei P eine Permutationsmatrix ist; wobei γ ein Signal/Rausch-Verhältnis ist; wobei I eine Einheitsmatrix bezeichnet; wobei H eine Kanalmatrix einer Dimension N_R × N_T ist; wobei der Prozessor angepasst ist, um eine Matrix B zu bestimmen, die Rückkopplungsfilterkoeffizienten aufweist, unter Verwendung der Beziehung BH = L;wobei der Prozessor angepasst ist, um eine Matrix F zu bestimmen, die Vorwärtsfilterkoeffizienten aufweist, unter Verwendung der Beziehung FH = βHHPTLH,–1D–1; undwobei β ein Faktor ist.
Prozessor gemäß Anspruch 1, bei dem der Prozessor zum iterativen Bestimmen der Rückkopplungsfilterkoeffizienten und der Vorwärtsfilterkoeffizienten unter Verwendung einer Faktorisierung einer Kanalmatrix konfiguriert ist.
Vorcodierer zum Vorcodieren einer Eingangssequenz mit N_R Symbolen, um eine Sendesequenz mit N_T Symbolen zum Verhindern räumlicher Interferenzen zu erhalten, wenn die Sendesequenz durch N_T Sendepunkte durch N_T unterschiedliche Kanäle an einen Empfangspunkt gesendet wird, wobei jedes Sendesequenzsymbol, das in der Sendesequenz enthalten ist, durch einen anderen Sendepunkt durch einen anderen Kanal zu senden ist, wobei der Vorcodierer folgende Merkmale aufweist: einen Permutierer (101) zum Umsortieren von Eingangssequenzsymbolen, um eine permutierte Sequenz zu erhalten; und einen Vorverzerrer (107) zum Einbringen einer Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz unter Verwendung einer Kanalinformation, um die Sendesequenz zu erhalten, derart, dass räumliche Interferenzen in einer empfangenen Version eines gewissen Sendesequenzsymbols kompensiert sind, wobei der Vorverzerrer einen Addierer (303) zum Addieren einer Rückkopplungssequenz zu der permutierten Sequenz aufweist, um eine interferierte Sequenz zu erhalten, ein Rückkopplungsfilter (307) zum Filtern der interferierten Sequenz, um die Rückkopplungssequenz bereitzustellen, und ein Vorwärtsfilter (309) zum Filtern der interferierten Sequenz, um die Sendesequenz zu erhalten; einen Prozessor gemäß Anspruch 1 oder 2, zum Bestimmen von durch das Vorwärtsfilter verwendeten Vorwärtsfilterkoeffizienten und von durch das Rückkopplungsfilter verwendeten Rückkopplungsfilterkoeffizienten, um das Vorwärtsfilter (309) und das Rückkopplungsfilter (307) an variierende Kanalzustände anzupassen.
Der Vorcodierer gemäß Anspruch 3, bei dem der Prozessor angepasst ist, um die Matrix B unter Verwendung des folgenden Algorithmus zu bestimmen:
für i = 1, ..., NR

wobei die i-te und q-te Zeile vertauscht sind P = PiP Φ = PiΦPTi D(i, i) = Φ(i, i) Φ(i:NR, i) = Φ(i:NR, i)/D(i, i) Φ(i + 1:NRi + 1:NR) = Φ(i + 1:NR, i + 1:NR) –Φ(1 + 1:NR, i)Φ(i + 1:NR, i)HD(i, i)L = unterer Dreiecksteil von Φ BH = L, FH = HHPTLH,–1D–1 χ = ||FH(:, 1)||22 + σ2υ ||FH(:, 2:NR)||2F
FH = β·FH wobei i eine Variable bezeichnet; wobei q eine Variable bezeichnet; wobei q' eine Variable bezeichnet; wobei χ eine Variable ist; wobei σ_ν einen Abweichungswert eines Ausgangssignals bezeichnet.
Vorcodierer gemäß Anspruch 3 oder 4, bei dem die empfangbare Version des gewissen Sendesignalsymbols eine empfangbare Version eines ersten permutierten Sequenzsymbols ist, wobei der Permutierer (101) zum Permutieren des Eingangssequenzsymbols konfiguriert ist, derart, dass das erste permutierte Sequenzsymbol das gewisse Eingangssequenzsymbol ist.
Vorcodierer gemäß Anspruch 3, 4 oder 5, bei dem die permutierte Sequenz N aufeinander folgende permutierte Sequenzsymbole aufweist, wobei k – 1 permutierte Sequenzsymbole von einem k-ten permutierten Sequenzsymbol gefolgt sind, wobei das k-te permutierte Sequenzsymbol von N – k permutierten Sequenzsymbolen gefolgt ist, wobei der Vorverzerrer (107) zum Interferieren des k-ten permutierten Sequenzsymbols unter Verwendung lediglich der k – 1 permutierten Sequenzsymbole oder zum Interferieren des k-ten permutierten Sequenzsymbols unter Verwendung lediglich der N – k permutierten Sequenzsymbole konfiguriert ist.
Vorcodierer gemäß Anspruch 6, bei dem das Rückkopplungsfilter (307) zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung unterschiedlicher Sätze von Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert ist, um unterschiedliche Rückkopplungssequenzsymbole zu erhalten.
Vorcodierer gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, bei dem der Prozessor zum Bestimmen der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert ist, derart, dass ein Erfassungsfehler, der einem Erfassen eines Eingangssequenzsymbols in einer empfangbaren Version eines ersten Sendesequenzsymbols zugeordnet ist, kleiner ist als ein Erfassungsfehler, der einem Erfassen eines weiteren Eingangssequenzsymbols in einer empfangbaren Version eines zweiten Sendesequenzsymbols zugeordnet ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 8, bei der der Permutierer (101; 301) zum Durchführen eines ersten Permutierungsschemas zum Erhalten eines ersten permutierten Sequenzwerts und zum Permutieren eines zweiten Permutierungsschemas zum Erhalten eines zweiten permutierten Sequenzwerts konfiguriert ist, wobei das Rückkopplungsfilter (307) zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines ersten Satzes von Rückkopplungsfiltern Koeffizienten zum Erhalten eines ersten Rückkopplungssequenzsymbols, das zu dem ersten permutierten Sequenzsymbol hinzuzuaddieren ist, und zum Filtern der verschachtelten Sequenz unter Verwendung eines zweiten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten zum Erhalten eines zweiten Rückkopplungssequenzsymbols, das zu dem zweiten permutierten Sequenzsymbol hinzuzuaddieren ist, konfiguriert ist, und wobei das Vorwärtsfilter (309) zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines ersten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten zum Erhalten eines ersten Sendesymbolwerts und zum Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines zweiten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten zum Erhalten eines zweiten Sendesequenzsymbols konfiguriert ist, wobei der Prozessor zum gemeinsamen Bestimmen des ersten Permutierungsschemas, des ersten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten und des ersten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert ist, derart, dass ein Erfassungsfehler, der einem Erfassen eines Eingangssequenzsymbols in einer empfangbaren Version des ersten Sendesequenzsymbols zugeordnet ist, einen ersten Fehlerwert aufweist, und zum gemeinsamen Bestimmen des zweiten Permutierungsschemas, des zweiten Satzes von Vorwärtsfilterkoeffizienten und des zweiten Satzes von Rückkopplungsfilterkoeffizienten konfiguriert ist, derart, dass ein Erfassungsfehler, der einem Erfassen eines Eingangssequenzsymbols in einer empfangbaren Version des zweiten Sendesequenzsymbols zugeordnet ist, einen zweiten Fehlerwert aufweist, wobei der erste Fehlerwert größer als der zweite Fehlerwert oder der zweite Fehlerwert größer als der erste Fehlerwert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 9, bei der das Vorwärtsfilter (309) ein Blockfilter mit N aufeinander folgenden Spalten oder N aufeinander folgenden Zeilen ist, wobei jede Spalte oder jede Zeile einen anderen Satz von Filterkoeffizienten darstellt, wobei das Vorwärtsfilter (309) zum Multiplizieren der interferierten Sequenz mit einer ersten Spalte oder einer ersten Zeile konfiguriert ist, um ein erstes Sendesequenzsymbol zu erhalten, und zum Multiplizieren der interferierten Sequenz mit einer zweiten Spalte oder einer zweiten Zeile konfiguriert ist, um ein zweites Sendesequenzsymbol zu erhalten, wobei das Rückkopp lungsfilter (307) N aufeinander folgende Spalten oder N aufeinander folgende Zeilen aufweist, wobei der Prozessor zum gemeinsamen und aufeinander folgenden Bestimmen der aufeinander folgenden N Spalten oder N Zeilen des Vorwärtsfilters (309) und der aufeinander folgenden N Spalten oder der aufeinander folgenden N Zeilen des Rückkopplungsfilters (307), beginnend mit einer ersten Spalte oder einer ersten Zeile und endend mit einer N-ten Spalte oder N-ten Zeile oder beginnend mit einer N-ten Spalte oder N-ten Zeile und endend mit einer ersten Spalte oder einer ersten Zeile, konfiguriert ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der der Prozessor zum Bestimmen der Spalten oder Zeilen des Vorwärtsfilters (309) und der Spalten oder Zeilen des Rückkopplungsfilters (307) und eines Permutierungsschemas für jede Zeile oder Spalte des Vorwärtsfilters (309), das iterativ mit einer ersten Spalte oder einer ersten Zeile des Vorwärtsfilters (309) und mit einer ersten Spalte oder einer ersten Zeile des Rückkopplungsfilters (307) beginnt oder mit der N-ten Spalte oder N-ten Zeile des Vorwärtsfilters (309) und der N-ten Spalte oder N-ten Zeile des Rückkopplungsfilters (307) beginnt, konfiguriert ist, wobei eine Iterationsrichtung durch ein Fehlerwertverhältnis zwischen einem Erfassungsfehler, der einem Erfassen eines Eingangssequenzsymbols in einem ersten Sendesequenzsymbol zugeordnet ist, und einem Erfassungsfehler, der einem Erfassen einer weiteren Eingangssequenz in einem N-ten Sendesequenzsymbol zugeordnet ist, bestimmt ist.
Vorcodierer gemäß einem der Ansprüche 3 bis 11, bei dem der Prozessor zum Bestimmen der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten auf einer Basis einer Cholesky-Faktorisierung einer Kanalinformationsmatrix konfiguriert ist.
Vorcodierer gemäß einem der Ansprüche 3 bis 12, bei dem der Vorverzerrer einen Begrenzer (305) aufweist; wobei Ausgänge des Addierers (303) mit dem Begrenzer (305) gekoppelt sind; wobei Ausgänge des Begrenzers (305) mit Eingängen des Rückkopplungsfilters gekoppelt sind; und wobei Ausgänge des Begrenzers (305) mit Eingängen des Vorwärtsfilters gekoppelt sind.
Prozessor zum Bestimmen von Vorwärtsfilterkoeffizienten und Rückkopplungsfilterkoeffizienten, wobei der Prozessor angepasst ist, um eine Faktorisierung durchzuführen, um eine Einheitsdreiecksmatrix L und eine Diagonalmatrix D zu erhalten, derart, dass PΦ–1PT = LHDL;gekennzeichnet dadurch, dass Φ definiert ist als
wobei P eine Permutationsmatrix ist; wobei γ ein Signal/Rausch-Verhältnis ist; wobei I eine Einheitsmatrix bezeichnet; wobei H eine Kanalmatrix einer Dimension N_R × N_T ist; wobei der Prozessor angepasst ist, um eine Matrix B_opt zu bestimmen, die Rückkopplungsfilterkoeffizienten aufweist, unter Verwendung der Beziehung Bopt = L–1;wobei der Prozessor angepasst ist, um eine Matrix F_opt zu bestimmen, die Vorwärtsfilterkoeffizienten aufweist, unter Verwendung der Beziehung FHopt = βHHPTLHD; undwobei β ein Faktor ist.
Prozessor gemäß Anspruch 14, wobei der Prozessor zum iterativen Bestimmen der Rückkopplungsfilterkoeffizienten und der Vorwärtsfilterkoeffizienten unter Verwendung einer Faktorisierung einer Kanalmatrix konfiguriert ist.
Vorcodierer zum Vorcodieren einer Eingangssequenz mit N_R Symbolen zum Erhalten einer Sendesequenz mit N_T Symbolen zum Verhindern räumlicher Interferenzen, wenn die Sendesequenz durch N_T Sendepunkte durch N_T unterschiedliche Kanäle an einen Empfangspunkt gesendet wird, wobei jedes Sendesequenzsymbol, das in der Sendesequenz enthalten ist, durch einen anderen Sendepunkt durch einen anderen Kanal zu senden ist, wobei der Vorcodierer folgende Merkmale aufweist: einen Permutierer (101) zum Umsortieren von Eingangssequenzsymbolen, um eine permutierte Sequenz zu erhalten; und einen Vorverzerrer (107) zum Einbringen einer Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz unter Verwendung einer Kanalinformation, um die Sendesequenz zu erhalten, derart, dass räumliche Interferenzen in einer empfangenen Version eines gewissen Sendesequenzsymbols kompensiert sind, wobei der Vorverzerrer einen Addierer (303) zum Addieren einer Rückkopplungssequenz zu der permutierten Sequenz aufweist, um eine interferierte Sequenz zu erhalten, ein Rückkopplungsfilter (307) zum Filtern der interferierten Sequenz, um die Rückkopplungssequenz bereitzustellen, und ein Vorwärtsfilter (309) zum Filtern der interferierten Sequenz, um die Sendesequenz zu erhalten; und einen Prozessor gemäß Anspruch 14 oder 15, zum Bestimmen von durch das Vorwärtsfilter verwendeten Vorwärtsfilterkoeffizienten und von durch das Rückkopplungsfilter verwendeten Rückkopplungsfilterkoeffizienten, um das Vorwärtsfilter (309) und das Rückkopplungsfilter (307) an variierende Kanalzustände anzupassen.
Der Vorcodierer gemäß Anspruch 16, bei dem der Prozessor angepasst ist, um die Matrix B unter Verwendung des folgenden Algorithmus zu bestimmen:
für i = NR, ..., 1

wobei i-te und q-te Zeile vertauscht sind P = PiP Φ–1 = PiΦ–1PTi D(i, i) = Φ–1(i, i) Φ–1(1:i, i) = Φ–1(1:i, i)/D(i, i) Φ–1(1:i – 1, 1:i – 1) = Φ–1(1:i – 1, 1:i – 1) –Φ–1(1:i – 1, i)Φ–1(1:i – 1, i)HD(i, i)L = oberer Dreiecksteil von Φ^–1 BH = L–1, FH = HHPTLHD χ = ||FH(:, 1)||22 + σ2υ ||FH(:, 2:NR)||2F
FH = β·FH wobei i eine Variable bezeichnet; wobei q eine Variable bezeichnet; wobei q' eine Variable bezeichnet; wobei χ eine Variable ist; wobei σ_ν einen Varianzwert eines Ausgangssignals bezeichnet.
Verfahren zum Bestimmen von Vorwärtsfilterkoeffizienten und Rückkopplungsfilterkoeffizienten, wobei das Bestimmen der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten ein Durchführen einer Faktorisierung aufweist, um eine Einheitsdreiecksmatrix L und eine Diagonalmatrix D zu erhalten, derart, dass PΦPT = LDLH; gekennzeichnet dadurch, dass Φ definiert ist als
wobei P eine Permutationsmatrix ist; wobei γ ein Signal/Rausch-Verhältnis ist; wobei I eine Einheitsmatrix bezeichnet; wobei H eine Kanalmatrix einer Dimension N_R × N_T ist; wobei ein Bestimmen einer Matrix B, die Rückkopplungsfilterkoeffizienten aufweist, ein Verwenden der Beziehung BH = Laufweist; wobei ein Bestimmen einer Matrix F, die Vorwärtsfilterkoeffizienten aufweist, ein Verwenden der Beziehung FH = βHHPTLH,–1D–1 aufweist; und wobei β ein Faktor ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 18, wobei das Verfahren ein iteratives Bestimmen der Rückkopplungsfilterkoeffizienten und der Vorwärtsfilterkoeffizienten unter Verwendung einer Faktorisierung einer Kanalmatrix aufweist.
Verfahren zum Vorcodieren einer Eingangssequenz mit N_R Symbolen zum Erhalten einer Sendesequenz mit N_T Symbolen zum Verhindern räumlicher Interferenzen, wenn die Sendesequenz durch N_T Sendepunkte durch N_T unterschiedliche Kanäle an einen Empfangspunkt gesendet wird, wobei jedes Sendesequenzsymbol, das in der Sendesequenz enthalten ist, durch einen anderen Sendepunkt durch einen anderen Kanal zu senden ist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Umsortieren der Eingangssequenzsymbole, um eine permutierte Sequenz zu erhalten; und Einbringen einer Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz unter Verwendung einer Kanalinformation, um die Sendesequenz zu erhalten, derart, dass räumliche Interferenzen in einer empfangenen Version eines gewissen Sendesequenzsymbols kompensiert sind, wobei das Einbringen einer Kompensationsinterferenz ein Addieren einer Rückkopplungssequenz zu der permutierten Sequenz aufweist, um eine interferierte Sequenz zu erhalten, Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines Rückkopplungsfilters, um die Rückkopplungssequenz bereitzustellen, und Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines Vorwärtsfilters, um die Sendesequenz zu erhalten; Bestimmen von durch das Vorwärtsfilter verwendeten Vorwärtsfilterkoeffizienten und von durch das Rückkopplungsfilter verwendeten Rückkopplungsfilterkoeffizienten gemäß Anspruch 18 oder Anspruch 19, um das Vorwärtsfilter (309) und das Rückkopplungsfilter (307) an variierende Kanalzustände anzupassen.
Verfahren zum Bestimmen von Vorwärtsfilterkoeffizienten und Rückkopplungsfilterkoeffizienten, wobei das Bestimmen der Vorwärtsfilterkoeffizienten und der Rückkopplungsfilterkoeffizienten ein Durchführen einer Faktorisierung aufweist, um eine Einheitsdreiecksmatrix L und eine Diagonalmatrix D zu erhalten, derart, dass PΦ–1PT = LHDL;gekennzeichnet dadurch, dass Φ definiert ist als
wobei P eine Permutationsmatrix ist; wobei γ ein Signal/Rausch-Verhältnis ist; wobei I eine Einheitsmatrix bezeichnet; wobei H eine Kanalmatrix einer Dimension N_R × N_T ist; wobei ein Bestimmen einer Matrix B_opt, die Rückkopplungsfilterkoeffizienten aufweist, ein Verwenden der Beziehung BHopt = L–1 aufweist; wobei ein Bestimmen einer Matrix F_opt, die Vorwärtsfilterkoeffizienten aufweist, ein Verwenden der Beziehung FHopt = βHHPTLH aufweist; und wobei β ein Faktor ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 21, wobei das Verfahren ein iteratives Bestimmen der Rückkopplungsfilterkoeffizienten und der Vorwärtsfilterkoeffizienten unter Verwendung einer Faktorisierung einer Kanalmatrix aufweist.
Verfahren zum Vorcodieren einer Eingangssequenz mit N_R Symbolen zum Erhalten einer Sendesequenz mit N_T Symbolen zum Verhindern räumlicher Interferenzen, wenn die Sendesequenz durch N_T Sendepunkte durch N_T unterschiedliche Kanäle an einen Empfangspunkt gesendet wird, wobei jedes Sendesequenzsymbol, das in der Sendesequenz enthalten ist, durch einen anderen Sendepunkt durch einen anderen Kanal zu senden ist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Umsortieren von Eingangssequenzsymbolen, um eine permutierte Sequenz zu erhalten; und Einbringen einer Kompensationsinterferenz in die permutierte Sequenz unter Verwendung einer Kanalinformation, um die Sendesequenz zu erhalten, derart, dass räumliche Interferenzen in einer empfangenen Version eines gewissen Sendesequenzsymbols kompensiert sind, wobei das Einbringen einer Kompensationsinterferenz ein Addieren einer Rückkopplungssequenz zu der permutierten Sequenz aufweist, um eine interferierte Sequenz zu erhalten, Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines Rückkopplungsfilters, um die Rückkopplungssequenz bereitzustellen, und Filtern der interferierten Sequenz unter Verwendung eines Vorwärtsfilters, um die Sendesequenz zu erhalten; und Bestimmen von durch das Vorwärtsfilter verwendeten Vorwärtsfilterkoeffizienten und von durch das Rückkopplungsfilter verwendeten Rückkopplungsfilterkoeffizienten gemäß Anspruch 21 oder 22, um das Vorwärtsfilter (309) und das Rückkopplungsfilter (307) an variierende Kanalzustände anzupassen.
Computerprogramm zum Durchführen des Verfahrens gemäß einem der Ansprüche 18 bis 23, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.