DE60308913T2

DE60308913T2 - Gemeinsame optimierung von vor- und nach- filterkoeffizienten

Info

Publication number: DE60308913T2
Application number: DE60308913T
Authority: DE
Inventors: Satoshi Denno
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-06-13
Filing date: 2003-06-13
Publication date: 2007-09-06
Anticipated expiration: 2023-06-14
Also published as: JP4509929B2; AU2003245945A1; EP1634389A1; JP2006527507A; EP1634389B1; WO2004112279A1; DE60308913D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf adaptive Steuerung von Signalverarbeitungsschemata in Kommunikationssystemen, und insbesondere auf ein Verfahren zum Schätzen von Gewichtungsvektoren für eine adaptive Steuerung von Signalverarbeitungsschemata in einem Kommunikationssystem und eine zugehörige adaptive Steuervorrichtung.
STAND DER TECHNIK
In sich entwickelnden mobilen Kommunikationssystemen der dritten Generation werden weiter Übertragungen höherer Datengeschwindigkeit erforderlich sein, um mit einem Dienst angereicherte Produkte bereitzustellen, wie etwa Multimediadienste. Es ist gut bekannt, dass Dienste mit 100 Mbit mittels der Festnetze, typischerweise dem Ethernet, kaufmännisch verwirklicht wurden. Angesichts dessen kann angenommen werden, dass sich Dienste hoher Geschwindigkeit auch auf mobile Kommunikationsumgebungen ausbreiten werden. Dies ist ein Grund dafür, warum derartige Datenübertragung hoher Geschwindigkeit sogar in mobilen Kommunikationsumgebungen wünschenswert sein wird.
Deshalb sind breitere Frequenzbänder erforderlich, während sich die Übertragungsrate erhöhen wird. Da jedoch Frequenzressourcen in mobilen Kommunikationsumgebungen, die Übertragung über die Luft verwenden, begrenzt sind, werden jedoch große Frequenzbänder mobilen Kommunikationsumgebungen kaum zugewiesen werden. Deshalb ist es von höchster Wichtigkeit, Übertragungskapazität zu erhöhen, d.h. Systemübertragungskapazität innerhalb begrenzter Frequenzbandbreite.
Um Übertragungskapazität zu erhöhen, haben sich Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-MIMO-Techniken als viel versprechend gezeigt. Tatsächlich in wurden viele Typen von Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Techniken vorgeschlagen, z.B. BLAST Bell Layered Space Time Coding, ferner Almouti's Raum-Zeit-Kodierung etc.
Im Grunde hat eine Senderseite keine Kenntnis über Kanalcharakteristika in derartigen Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Systemen. Ferner wird für Kanäle in diesen Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Systemen eine isolierte Kommunikationsumgebung angenommen, was zu Differenzen über Umgebungen in zellularen Kommunikationsnetzen führt. Deshalb kann Verwendung von Kanalinformation auf einer Senderseite Übertragungskapazität über mobile Kommunikationskanäle erhöhen. Angesichts dessen wurde ein Feld eines Übertragungsadapters in Basisstationen untersucht, wo ein Richtwirkungsmuster, das in einem empfangenen adaptierten Feld erzeugt wird, auch auf ein adaptives Feld auf einer Senderseite angewendet wird.
13 zeigt ein schematisches Diagramm, das derartige Optimierung von Richtwirkungsmustern für einen Sender und Empfänger in einem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem als technischen Hintergrund der vorliegenden Erfindung zeigt.
Wie in 13 gezeigt, werden Übertragungssignale, die von einem Eingangsanschluss 100 zu einem Modulator 102 eingegeben werden, dann von einer Antenne 104 über einen Richtkoppler 106 emittiert. Die emittierten Signale werden über mobile Kommunikationskanäle übertragen und werden in dem Antennenfeld empfangen, das aus Antennenelementen 108 bis 114 be steht. Die empfangenen Signale durchlaufen Richtkoppler 116 bis 122 und Abwärtskonvertierer 124 bis 130. Dann werden sie einem adaptiven Strahlenformer 132 zugeführt.
Operativ verbessert der adaptive Strahlenformer 132 das Signal-Rausch-Verhältnis SRV der empfangenen Signale und weist Interferenzkomponenten durch Drehen des Strahls und Modus des Richtwirkungsmusters ab.
Wie in 13 gezeigt, wird die Ausgabe des adaptiven Strahlenformers 132 einem Demodulator 135 für eine Ausgabe eines Ausgangssignals zugeführt.
Wie in 13 gezeigt, wird das Richtwirkungsmuster, das in dem adaptiven Strahlenformer 132 erhalten wird, einem weiteren adaptiven Strahlenformer 134 zugeführt. Somit wird ein Umkehrkommunikationssignal in den adaptiven Strahlenformer 134 über einen Modulator 136 eingespeist. Deshalb durchlaufen Ausgangssignale, die mit einem Richtwirkungsmuster generiert werden gleich wie die in dem adaptiven Strahlenformer 132 generierten bis zu Konvertierern 138 bis 144 und Richtkopplern 116 bis 122 für eine Emission über die Antennen 108 bis 114.
Falls Kommunikationskanäle für beide Kommunikationsrichtungen die gleichen sind, hat im allgemeinen das empfangene Signal in Antenne 104 Charakteristika identisch zu dem Ausgangssignal des adaptiven Strahlenformers 132. Mit anderen Worten haben die demodulierten Signale, die Richtkoppler 106 und einen Demodulator 146 durchlaufen, das gleiche Signal-Rausch-Verhältnis SRV wie die Ausgabe des Demodulators 135.
Aus dem obigen sollte vermerkt werden, dass Übertragungssignalverarbeitung eine Verbesserung von Signal-Rausch-Verhältnissen von empfangenen Signalen ermöglicht, z.B. als mobile Endgeräte an Stelle keiner Raumsignalverarbeitung in den mo bilen Endgeräten. Deshalb ermöglicht dies eine Erhöhung der Übertragungskapazität eines Kommunikationssystems. Ungeachtet dessen sollte vermerkt werden, dass in Kommunikationssystemen wie dem einen, das in 13 gezeigt wird, Signalverarbeitung nur auf einer Seite von Übertragung, z.B. Basisstationen, angewendet wird, und dass Strahlenmuster nur auf dieser einen Seite optimiert werden.
14 zeigt einen Ansatz, abseitige Richtwirkungsmusteroptimierung in Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystemen durchzuführen, als einen weiteren technischen Hintergrund der vorliegenden Erfindung.
Wie in 14 gezeigt, werden Übertragungssignale von einem Eingangsanschluss 150 zu einer Übertragungssignal-Verarbeitungseinheit 152 eingespeist, die eine Vielzahl von Multiplizierern 154 bis 160 umfasst. Die zugehörigen Ausgangssignale der Multiplizierer 154 bis 160 werden durch Antennen 162 bis 168 für eine Übertragung über mobile Kommunikationskanäle und Empfang in den Empfangsantennen 170 bis 176 emittiert.
Wie in 14 gezeigt, werden die empfangenen Signale einer Empfangssignal-Verarbeitungseinheit 178 zugeführt, die eine Vielzahl von Multiplizierern 180 bis 186 und einen Addierer 188 umfasst.
Wie in 14 gezeigt, generiert angesichts der empfangenen Signale eine Schätzungseinheit 190 sogenannte Abgriffpositionen (tap positions) für sowohl die Übertragungssignal-Verarbeitungseinheit 152 als auch die Empfangssignal-Verarbeitungseinheit 178. Mehr Details davon können in Literaturstelle EP 1311094 gefunden werden.
15 zeigt einen Ansatz zur Gewichtungsvektorschätzung auf der Basis von singulärer Wertzerlegung nach 14.
Wie in 15 gezeigt, werden Signale, die in den Empfangsantennen empfangen werden, in eine Korrelationsmatrix-Generierungseinheit 192 eingespeist, die angepasst ist, eine Korrelationsmatrix der empfangenen Signale zu kalkulieren und zu akkumulieren. Die Ausgabe der Korrelationsmatrix-Generierungseinheit 192 wird einer Einzelwert-Zerlegungseinheit 194 zugeführt, die operativ angepasst ist, die generierte Korrelationsmatrix mit sich selbst zu multiplizieren und eine Einzelwertzerlegung in dem generierten Matrixprodukt durchzuführen.
Wie in 15 gezeigt, wird das Ergebnis, das durch die Einzelwert-Zerlegungseinheit 194 generiert wird, zu einer Schätzungseinheit 196 weitergeleitet, die operativ angepasst ist, Abgriffkoeffizienten W_r und W_t für Signalverarbeitung auf der Senderseite bzw. der Empfängerseite zu schätzen.
Das Schema für Modusvektorschätzung, das so weit erläutert wurde, basiert jedoch auf den sogenannten Nullerzwingungskriterien, oder mit anderen Worten wird gemäß einer bekannten Lösung die Rauschleistung während einer Schätzung eines Gewichtungsvektors nicht in Betracht gezogen. Im Gegensatz dazu werden Rauschkomponenten aus Eingangssignalen zu der Korrelationsmatrix-Generierungseinheit 192 entfernt.
Mit anderen Worten erlangen bekannte Lösungen nur Leistungsverhalten von Nullerzwingung während Gewichtungsvektorschätzung für Signalverarbeitungsschemata, sodass sich die zugehörigen Kommunikationssysteme im Leistungsverhalten bei Vorhandensein von Zweikanalinterferenz stark verschlechtern.
Eine andere relevante Literaturstelle vom Stand der Technik ist der Artikel "Joint Pre and Post-Filter Design for Spatial Diversity Equalization" von Bong-Gee Song und James A. Ritcey.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Angesichts des obigen besteht das Ziel der vorliegenden Erfindung darin, Übertragungsleistungsverhalten in Kommunikationssystemen zu erhöhen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dieses Ziel durch ein Verfahren zum Schätzen von Gewichtungsvektoren für eine adaptive Steuerung von Signalverarbeitungsschemata in einem Kommunikationssystem erreicht, worin ein erstes Signalverarbeitungsschema mit einem ersten Gewichtungsvektor adaptiv gesteuert wird und ein zweites Signalverarbeitungsschema mit einem zweiten Gewichtungsvektor adaptiv gesteuert wird. In einem ersten Schritt werden Signale, die aus mindestens einem Eingangssignal zu dem ersten Signalverarbeitungsschema abgeleitet werden, in einen Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess transformiert. In einem zweiten Schritt wird ein Abgriffvektor durch Anwenden eines Verfahrens kleinster mittlerer Quadrate geschätzt, um eine Differenz zwischen einem Bezugssignal und einem inneren Produkt des Abgriffvektors mit dem Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess zu minimieren. In einem dritten Schritt wird der Abgriffvektor in den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor faktorisiert.
Ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Anwendung eines Verfahrens kleinster mittlerer Quadrate für die Schätzung eines ersten Gewichtungsvektors und eines zweiten Gewichtungsvektors. Mit anderen Worten wird gemäß der vorliegenden Erfindung das erste Mal vorgeschlagen, eine Fehlernorm mittlerer Quadrate zu verwenden, die z.B. erlaubt, entweder Rauschleistung oder beliebige andere störende (interferie rende) Komponenten während einer Übertragung in einem Kommunikationssystem zu berücksichtigen, wenn Signalverarbeitungsgewichtungsvektoren geschätzt werden.
Ein anderer wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die geeignete Transformation von Signalen, die entweder zugeführt werden zu oder emittiert werden von dem ersten Signalverarbeitungsschema, in eine geeignete Form für eine anschließende Minimierung des mittleren Quadratfehlers, was effiziente Implementierung des erfinderischen adaptiven Steuerschemas erlaubt.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Transformation in den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess durch Neuanordnung von Signalen, die dem ersten Signalverarbeitungsschema zugeführt werden, oder durch Neuanordnung von Signalen, die von dem ersten Signalverarbeitungsschema emittiert werden, in ein Vektorformat erreicht.
Der Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform besteht darin, dass sie eine Anwendung des erfinderischen adaptiven Steuerschemas auf einen beliebigen Typ von Signalverarbeitungsschemata erlaubt. Insbesondere z.B. werden für Strahlenbildungs-Signalverarbeitung die Signale, die dem ersten Signalverarbeitungsschema zugeführt werden, in ein Vektorformat neu angeordnet, während z.B. für Signalverarbeitung vom Typ Vielfacheingabe-Vielfachausgabe die Signale, die von der ersten Signalverarbeitung emittiert werden, für Vektoroptimierung betrachtet werden. Deshalb unterstützt ungeachtet des bestimmten Typs von Signalverarbeitung, die in dem ersten Signalverarbeitungsschema verwendet wird, die vorliegende Erfindung geeignete Information in Unterstützung von anschließenden Optimierungsstufen für Gewichtungsvektorschätzung.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Schritt zum Abbilden von störenden Signalen auf den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess ausgeführt, wobei die störenden Signale z.B. Rauschsignale oder Signale sind, die von störenden Signalquellen in dem Kommunikationssystem emittiert werden.
Ein wichtiger Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform besteht darin, dass sie Betrachtung von Interferenzsignalen für eine Optimierung des gesamten Kommunikationsleistungsverhaltens auch angesichts von Zweikanalstörungen oder Auftreten von Rauschen in Kommunikationskanälen unterstützt. Ferner kann eine Abbildung von zugehörigen Signalkomponenten auf den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess angesichts der betrachteten Interferenz effizient und flexibel erreicht werden.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Verfahren kleinster mittlerer Quadrate, das angewendet wird, um den Abgriffvektor zu schätzen, ein adaptiver Algorithmus kleinster mittlerer Quadrate oder eine Wiener-Hopf-Lösung.
Ein Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die Verwendung von adaptiven Algorithmen bei Bestimmung des Optimums für das Optimierungsproblem des mittleren Quadratfehlers äußerst effizient ist, oder mit anderen Worten iterativ betrieben werden kann, um so die optimale Lösung für das Problem eines Fehlers mittlerer Quadrate innerhalb nur einer endlichen Zahl von Iterationen zu bestimmen.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Faktorisierung des Abgriffvektors in den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewich tungssektor durch Minimieren eines Fehlers mittlerer Quadrate von Differenzen zwischen Elementen des Abgriffvektors und Produkten von Elementen des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors erreicht.
Ein Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht auch darin, dass der Schritt zum Faktorisieren des bestimmten Abgriffvektors in einen ersten Gewichtungsvektor und einen zweiten Gewichtungsvektor in ein Optimierungsproblem auf der Basis einer Fehlernorm mittlerer Quadrate transferiert wird, was die Optimierung effizient implementieren kann.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Fehler mittlerer Quadrate von Differenzen zwischen Elementen des Abgriffvektors und Produkten von Elementen des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors als Gegenstand für eine Einschränkung in einer Übertragungsleistung in dem Kommunikationssystem minimiert, z.B. unter Verwendung eines Optimierungsansatzes nach Lagrange.
Ein Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass sie Ressourcenmehrdeutigkeiten erlaubt, die für kombinierte Bestimmung des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors existieren. Noch ein anderer wichtiger Vorteil besteht darin, dass kommerziell implementierte Kommunikationssysteme unter Einschränkungen in Übertragungsleistungen betrieben werden, was deshalb für eine Einrichtung von Signalverarbeitung betrachtet werden kann, um Leistungsverhalten weiter zu optimieren.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das Lagrange-Zielproblem auf ein Einzelwert-Zerlegungsproblem mit Bezug auf eine Matrixform reduziert, die aus Elementen des Abgriffvektors abgeleitet wird.
Diese bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung erlaubt sehr effiziente Optimierung, da der erste Gewichtungsvektor als ein Eigenvektor dargestellt werden kann, der durch Einzelwertzerlegung abgeleitet wird. Ferner kann der zweite Gewichtungsvektor dann vorzugsweise aus dem ersten Gewichtungsvektor durch Matrixmultiplikation mit Bezug auf eine Matrix abgeleitet werden, die aus Elementen des Abgriffvektors eingerichtet ist.
Gemäß weiteren bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann die adaptive Steuerung von Signalverarbeitung auf Demodulation in einem Empfänger, Dualseitenentzerrung, Signalverarbeitung in einem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem und/oder Signalverarbeitung in einem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem mit störenden Benutzern bezogen werden.
Angesichts des obigen ist es klar, dass ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung die Flexibilität bei Anwendung auf nahezu einen beliebigen Typ von verwendeten Kommunikationssystemen ist. Ferner sollte vermerkt werden, dass die vorliegende Erfindung ebenso auf eine beliebige Kombination von derartigen unterschiedlichen Typen von Kommunikationssystemen angewendet werden kann.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Interferenztransfercharakteristika durch Interferenzaufhebung und anschließende Kalkulation der Interferenzkomponenten durch Autokorrelation geschätzt.
Ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die Schätzung von Interferenztransfercharakteris tika optimierte Betrachtung von Interferenz erlaubt, die während Kommunikation überlagert wird, für optimales Leistungsverhalten der adaptiven Steuerung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Gemäß noch einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Computerprogrammprodukt vorgesehen, das in den internen Speicher einer adaptiven Steuervorrichtung für adaptive Steuerung von Gewichtungsvektoren direkt geladen werden kann, die in Signalverarbeitungsschemata verwendet werden, die in einem Kommunikationssystem betrieben werden, umfassend Softwarecodeabschnitte zum Durchführen des erfinderischen adaptiven Steuerprozesses, wenn das Produkt in einem Prozessor der adaptiven Steuervorrichtung läuft.
Deshalb wird die vorliegende Erfindung auch vorgesehen, um eine Implementierung der erfinderischen Verfahrensschritte in einem Computer oder Prozessorsystemen zu erreichen. Schließlich führt eine derartige Implementierung zur Bereitstellung von Computerprogrammprodukten für eine Verwendung mit einem Computersystem oder genauer einem Prozessor, das/der in z.B. einer adaptiven Steuervorrichtung für eine adaptive Steuerung von Gewichtungsvektoren gemäß der vorliegenden Erfindung enthalten ist.
Diese Programme, die die Funktionen der vorliegenden Erfindung definieren, können einem Computer/Prozessor in vielen Formen zugestellt werden, einschließlich, aber nicht begrenzt auf Information, die in nicht-beschreibbaren Speichermedien gespeichert ist, z.B. Nur-Lese-Speichereinrichtungen, wie etwa ROM oder CD-ROM-Platten, die durch Prozessor- oder Computer-E/A-Anschlüsse gelesen werden können; Information, die in beschreibbaren Speichermedien gespeichert ist, d.h. Floppy-Disks und Festplatten; oder Informationsübermittlung zu einem Computer/Prozessor durch Kommunikationsmedien, wie etwa ein Netz und/oder das Internet und/oder Telefonnetze über Modems und andere Schnittstelleneinrichtungen. Es sollte verstanden werden, dass derartige Medien, wenn prozessorlesbare Instruktionen übertragen werden, die das erfinderische Konzept implementieren, wechselnde Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung darstellen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein schematisches Diagramm zeigt, das ein Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
2 ein schematisches Diagramm zeigt, das ein weiteres Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
3 ein schematisches Diagramm einer adaptiven Steuervorrichtung für adaptive Steuerung von Gewichtungsvektoren zeigt, wie in 1 oder 2 gezeigt;
4 ein Flussdiagramm einer Operation der in 3 gezeigten adaptiven Steuervorrichtung zeigt;
5 ein weiteres detailliertes Diagramm der in 4 gezeigten Faktorisierungseinheit zeigt;
6 ein Flussdiagramm einer Operation der in 5 gezeigten Faktorisierungseinheit zeigt;
7 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen Demodulationsprozess in einem Empfänger in einem Kommunikationssystem veranschaulicht;
8 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen Dualseitenentzerrungsprozess in einem Kommunikationssystem veranschaulicht;
9 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem veranschaulicht;
10 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem mit störenden Benutzern veranschaulicht;
11 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Schätzung von störenden Charakteristika gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
12 ein schematisches Diagramm zeigt, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Raum- und Zeitkodierungs-Kommunikationssystem veranschaulicht;
13 ein schematisches Diagramm zeigt, das Optimierung von Richtwirkungsmustern für einen Sender und Empfänger in einem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem als technischen Hintergrund für die vorliegende Erfindung veranschaulicht;
14 einen Ansatz für Dualseiten-Richtwirkungsmusteroptimierung in Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystemen als technischen Hintergrund für die vorliegende Erfindung zeigt; und
15 einen Ansatz zu Gewichtungsvektorschätzung auf der Basis von Einzelwertzerlegung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Zeichnungen erläutert. In so weit wie unterschiedliche Aspekte von Funktionalität beschrieben werden, die sich in der vorliegenden Erfindung befindet, sollte vermerkt werden, dass diese Funktionalität entweder durch Hardware, Software oder eine Kombination davon erreicht werden kann.
Ferner sind die unterschiedlichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die im folgenden zu beschreiben sind, nicht auf einen bestimmten Typ eines Kommunikationssystems beschränkt, und sind auf einen beliebigen Typ von Fest- oder Mobilkommunikationssystemen anwendbar, die ein Zweiseiten-Signalverarbeitungssystem anwenden, das mindestens einen Kommunikationskanal einschiebt.
1 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Wie in 1 gezeigt, bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Schätzen von Gewichtungsvektoren für eine adaptive Steuerung von Signalverarbeitungsschemata in einem Kommunikationssystem 10, worin ein erstes Signalverarbeitungsschema 12 mit einem ersten Gewichtungsvektor W adaptiv gesteuert wird, und ein zweites Signalverarbeitungsschema 14 mit einem zweiten Gewichtungsvektor W adaptiv gesteuert wird. Ohne Einschränkung des Bereiches der vorliegenden Erfindung kann allgemein vorausgesetzt werden, dass ein beliebiger weiterer Typ von Signalver arbeitungsschema zwischen dem ersten Signalverarbeitungsschema und dem zweiten Signalverarbeitungsschema erreicht wird, z.B. zum Modellieren von Kommunikationskanälen als Filter, wie etwa Maschinen eines endlichen Zustands.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die adaptive Steuerung des ersten Signalverarbeitungsschemas 12 und des zweiten Signalverarbeitungsschemas 14 ferner durch eine adaptive Steuervorrichtung 16 und ein zugehöriges adaptives Steuervorrichtungsverfahren erreicht, was in dem folgenden zu beschreiben ist. Wie in dem folgenden tiefgehend erläutert wird, schätzen die adaptive Steuervorrichtung 16 und das zugehörige Verfahren Gewichtungsvektoren zur Verwendung in dem ersten Signalverarbeitungsschema 12 und dem zweiten Signalverarbeitungsschema 14 auf der Basis von Kriterien kleinster mittlerer Quadrate so, um Leistungsverhalten zu erreichen, das dem konventionellen Schema überlegen ist.
2 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein weiteres Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Das in 2 gezeigte adaptive Steuerungsschema unterscheidet sich gegenüber dem in 1 gezeigten dadurch, dass empfangene Signale durch Steuerung der Signalverarbeitungsschemata sowohl der Sender- als auch Empfängerseite auf eine adaptive Art und Weise optimiert werden. Deshalb existiert bezüglich des Anwendungsszenariums, das in 1 veranschaulicht wird, gemäß diesem zweiseitigen Optimierungsansatz ein Kommunikationskanal, der zwischen dem ersten Signalverarbeitungsschema 12 und dem zweiten Signalverarbeitungsschema eingelegt ist. Das in 2 dargestellte Modell repräsentiert viele Typen von Systemen, z.B. Dualseiten-Entzerrungsschemata, Dualseiten-Antennensignal-Verarbeitungsschemata, die Vielfacheingabe- und Vielfachausgabe-Schemata genannt werden, oder eine beliebige Kombination davon.
Ungeachtet des Anwendungsgebietes, wie in 1 oder 2 gezeigt, können gemäß der vorliegenden Erfindung die geschätzten Gewichtungsvektoren zu dem zugehörigen ersten Signalverarbeitungsschema und dem zweiten Signalverarbeitungsschema 14 weitergeleitet werden, die alternativ auf einer Seite eines Kommunikationskanals oder auf beiden Seiten eines Kommunikationskanals angeordnet werden können, wie in dem folgenden gezeigt wird.
3 zeigt ein schematisches Diagramm einer adaptiven Steuervorrichtung für adaptive Steuerung von Gewichtungsvektoren, wie in 1 oder 2 gezeigt.
Wie in 3 gezeigt, umfasst die adaptive Steuervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung eine Transformationseinheit 18, eine Schätzungseinheit 20 und eine Faktorisierungseinheit 22.
4 zeigt ein Flussdiagramm einer Operation für die in 3 gezeigte adaptive Steuervorrichtung.
Wie in 4 gezeigt, bezieht sich ein erster Schritt 510, der in der adaptiven Steuervorrichtung ausgeführt wird, was durch die in 3 gezeigte Transformationseinheit 18 erreicht wird, auf Transformation von Signalen, die abgeleitet werden aus mindestens einem Eingangssignal x_i zu dem ersten Signalverarbeitungsschema in einen Eingangsvektor U_k, für Verwendung während einer anschließenden Schätzung von Gewichtungsvektoren. Hier bezieht sich k auf einen Zeitmoment, wo die Gewichtungsvektorschätzung ausgeführt wird.
Es sollte vermerkt werden, dass gemäß der vorliegenden Erfindung die Transformation in den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess durch Neuanordnung von Signalen, die zu dem ers ten Signalverarbeitungsschema zugeführt werden, in ein Vektorformat erreicht wird.
Alternativ wird die Transformation in den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess durch Neuanordnung von Signalen, die von dem ersten Signalverarbeitungsschema emittiert werden, in ein Vektorformat erreicht.
Gemäß bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfasst die Einrichtung des Eingangsvektors zu dem Schätzungsprozess für einen Gewichtungsvektor auch den Schritt zum Abbilden von störenden Signalen i_i auf den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess, z.B. Rauschsignalen oder Signalen, die von störenden Signalquellen in dem Kommunikationssystems emittiert werden.
Angesichts des obigen kann die Einrichtung des Eingangsvektors zu dem Schätzungsprozess von Gewichtungsvektoren formal gemäß Uk = {ui} = {xi; ii} (1)dargestellt werden.
Wie in 4 gezeigt, wird ein zweiter Schritt S12, der in der adaptiven Steuervorrichtung ausgeführt wird, operativ durch die Schätzungseinheit 20, die in 3 gezeigt wird, oder eine Optimierungseinheit, die darin enthalten ist (nicht gezeigt), erreicht.
Der Schritt S12 bezieht sich auf Schätzung eines Abgriffvektors C_k durch Anwenden eines Verfahrens kleinster mittlerer Quadrate, um eine Differenz e(k) zwischen einem Bezugssignal d(k) und einem inneren Produkt z(k) des Abgriffvektors mit den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess U_k im Zeitmoment k zu minimieren.
Das Basisverständnis, das der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, besteht darin, dass Gewichtungsvektoren zur Verwendung in dem ersten Signalverarbeitungsschema und dem zweiten Signalverarbeitungsschema angesichts einer existierenden Eingabe zu dem ersten Verarbeitungsschema abgestimmt werden, z.B. Trainingsinformation, um so die generierte Abweichung von einem Bezug in dem Ausgang des zweiten Verarbeitungsschemas zu minimieren. Im Gegensatz zu existierenden Lösungen wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, Interferenzkomponenten in einen derartigen Abstimmungsprozess für eine Optimierung des gesamten Leistungsverhaltens einzubeziehen.
Detaillierter und ohne Beschränkung des Bereiches der vorliegenden Erfindung kann angenommen werden, dass die Ausgabe des Signalverarbeitungsschemas in einem Zeitmoment k gemäß z(k) = CHk Uk (2)dargestellt werden kann, wobei H ein hermitischer Transponierungsoperator ist.
Ferner kann der Abgriffvektor C_k gemäß Ck = Ws(k) ⊗ W*t (k) (3)dargestellt werden, wobei W_s(k) der erste Gewichtungsvektor in Zeitmoment k mit Dimension N ist, W_t(k) der zweite Gewichtungsvektor im Zeitmoment k mit Dimension L ist, ⊗ ein Kronecker-Produktoperator ist und * ein Konjugiert-Komplex-Operator ist.
Angesichts des obigen wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, ein Verfahren kleinster mittlerer Quadrate anzuwenden, um ein Optimierungsproblem auf der Basis einer normalen Gleichung gemäß ek = dk – zk = dk – CHk ·Uk → min (4)zu lösen.
Angesichts des obigen minimiert die Optimierungseinheit der Schätzungseinheit den Fehler, um Signalverarbeitung mit maximalem Leistungsverhalten zu erreichen. Einen Kommunikationskanal mit durchschnittlichem weißen Gauss'schen Rauschen AWGN angenommen, wird der Abgriffvektor vorzugsweise auf der Basis des Kriteriums des minimalen mittleren Quadratfehlers MMSE geschätzt.
Allgemein kann die minimale Lösung zu der Gleichung, die den mittleren Quadratfehlerausdruck, als sogenannte Wiener-Lösung gemäß
kalkuliert werden, wobei <> einen Mittelwert anzeigt und der negative Exponent von Eins Matrixumkehrung anzeigt.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, eine Matrixinvertierung durch Anwendung eines adaptiven Algorithmus minimaler mittlerer Quadrate oder eines Algorithmus kleinster mittlerer Quadrate zu vermeiden.
Genauer kann die minimale Lösung zu der Gleichung, die den mittleren Quadratfehler ausdrückt, gemäß e(k) = d(k) – (Cn-1k )HUk Cnk = Cn-1k + e(k)*Uk (6)iterativ kalkuliert werden, wobei n ein Index der Iteration ist.
Nach einigen Iterationen sollte der Abgriffvektor mit der optimalen Lösung konvergieren. Wie aus z.B. S. Haykin, Adaptive Filter Theory, McGraw Hill bekannt ist, ist die Zahl notwendiger Iterationen 20·LN.
Es sollte vermerkt werden, dass die Schätzung des Abgriffvektors nicht auf einen bestimmten Typ einer Minimierungstechnik beschränkt ist, solange wie Minimierung des mittleren Quadratfehlers erreicht wird. Deshalb ist ein beliebiges bestimmtes Verfahren, das diese Minimierung erreicht, als durch den Bereich der vorliegenden Erfindung abgedeckt zu betrachten.
Wie in 4 gezeigt, wird die adaptive Steuervorrichtung auf der Basis des bestimmten Abgriffvektors dann Schritt S14 ausführen, der durch die in 3 gezeigte Faktorisierungseinheit 22 operativ erreicht wird, um den Abgriffvektor C_k in den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor zu faktorisieren.
Mit anderen Worten bedeutet Faktorisierung im Sinne der vorliegenden Erfindung Suchen von Elementen für den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor derart, dass sich eine Produktform dieser Vektoren einer Matrix annähert, die aus Elementen des Abgriffvektors gemäß {c(i-1)N+j} = Ws(k)WHt (k) (5) eingerichtet ist.
Eine Darstellung äquivalent zu Gleichung (5) besteht darin, eine Matrix R_k aus der minimalen Lösung gemäß
einzurichten und Gleichung (5) gemäß Rk = Ws(k)WHt (k) (7)umzuschreiben.
Angesichts des obigen ist eine Annäherung der Matrix Rk durch eine Faktorisierung der Gewichtungsvektoren äquivalent zu der Minimierung einer Fehlernorm, die auf eine Fehlermatrix angewendet wird, definiert in der Matrix Ek = {ei,j(k)} = Rk – Ws(k)WHt (k) (8)
5 zeigt ein weiteres detailliertes Diagramm der in 4 gezeigten Faktorisierungseinheit 22.
Wie in 5 gezeigt, umfasst die Faktorisierungseinheit eine Optimierungseinheit 24, eine Matrixkalkulationseinheit 26 und optional eine Interferenzcharakteristik-Schätzungseinheit 28.
6 zeigt ein Flussdiagramm einer Operation der in 5 gezeigten Faktorisierungseinheit.
Wie in 5 gezeigt und oben angegeben, bestimmt in einem Schritt S16 die Optimierungseinheit eine optimale Lösung angesichts einer Fehlernorm, die auf Matrix E_k angewendet wird.
Hier sollte vermerkt werden, dass der erste Gewichtungsvektor W_s durch Abstimmen des zweiten Gewichtungsvektors W_t beliebig bestimmt werden kann. Mit anderen Worten existiert eine Mehrdeutigkeit im Sinne einer Einstellung des ersten Gewichtungsvektors W_s und des zweiten Gewichtungsvektors W_t.
Um diese Mehrdeutigkeit zu behandeln, besteht eine Option darin, eine Einschränkung einzuführen, ohne Verlust von Allgemeinheit. Eine Normalisierung von Übertragungsleistung gemäß WHS (k)Wts(k) = 1 (9)wird als vernünftig und effektiv betrachtet, z.B. in kommerziellen Kommunikationssystemen. Ein Grund dafür besteht darin, dass Übertragungsleistung gewöhnlich nach Lizenz definiert ist, sodass diese Einschränkung in der Übertragungsleistung nicht als akzeptabel betrachtet wird, sondern möglicherweise unabdingbar ist, z.B. in Funkkommunikationssystemen.
Es sollte vermerkt werden, dass die rechte Seite von Gleichung (9) durch eine beliebige Konstante ersetzt werden kann, und dass der spezifische Wert von Eins nur der Erläuterung halber in dem folgenden gegeben wird.
Angesichts des obigen wird die Faktorisierung des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors gemäß der vorliegenden Erfindung als eine Lösung betrachtet, die die Fehlernormmatrix E_k minimiert, die Gegenstand der formulierten Einschränkung ist.
Eine derartige Norm, die gemäß der vorliegenden Erfindung betrachtet wird, ist die Frobenius-Norm gemäß
Die Zielfunktion zum Minimieren dieser Norm, die Gegenstand der Einschränkung in der Übertragungsleistung ist, kann als Lagrange-Zielfunktion gemäß LF = JF – λ(WHS (k)Ws(k) – 1) (11)formuliert werden.
Mit anderen Worten wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, Faktorisierung des Abgriffvektors in den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor durch Minimieren eines mittleren Quadratfehlers von Differenzen zwischen Elementen des Abgriffvektors und Produkten von Elementen des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors zu erreichen. Ferner wird der mittlere Quadratfehler minimiert, der Gegenstand einer Einschränkung in der Übertragungsleistung in dem Kommunikationssystem ist.
In Gleichung (11) ist λ eine Konstante, die als Lagrange-Multiplikator bekannt ist. Die optimale Lösung wird durch Bestimmung einer Lösung zu dem folgenden Gleichungssystem
erreicht.
Dieses Gleichungssystem (12) kann in Vektorform gemäß RkWt(k) = Ws(k)WHt (k)Wt(k) – λWs(k) (13) WHS (k)Rk = WHS (k)Ws(k)WHt (k) = WHt (k) (14)umgeschrieben werden.
Einsetzen von W_t(k) in Gleichung (14) in Gleichung (13) führt zu der folgenden Gleichung RkRHk Ws(k) = {WHS (k)RkRHk Ws(k) – λ}Ws(k) (15)
Bei Betrachtung der Einschränkung gemäß Gleichung (8) bedeutet Gleichung (15), dass der erste Gewichtungsvektor W_s (k) als ein Eigenvektor von Matrix RkRHk abgeleitet werden kann, gemäß RkRHk Ws(k) = λsws(k) (16)
In Gleichung (16) ist der Wert von λ_s der Eigenwert entsprechend dem Eigenvektor von RkRHk . Es sollte vermerkt werden, dass ein Rangfehlbetrag der Matrix RkRHk eine Einzelwertzerlegung der Matrix RkRHk für die Bestimmung von mindestens einem Eigenvektor und eines zugehörigen Eigenwertes dieser Matrix RkRHk erfordern wird.
Es sollte vermerkt werden, dass Einzelwertzerlegung unter Verwendung eines beliebigen geeigneten Verfahrens erreicht werden kann, z.B. eines Jacobi-Verfahrens oder eines QR-Verfahrens. Obwohl die Erfindung die Lösung zu einem Optimierungsproblem für Faktorisierung des Abgriffvektors in den Gewichtungsvektoren erfordert, sollten die generierten Gewich tungsvektorergebnisse nur während einer beliebigen Periode ausgeführt werden, z.B. einer Trainingssequenz, wenn der Kommunikationskanal nicht rasch variiert. Deshalb werden die Operation und Komplexität durch gleichzeitige Schätzung von Gewichtungsvektoren während z.B. einer Trainingssequenz und anschließendes Konstanthalten der Gewichtungsvektoren verglichen mit der Komplexität von konventionellen Raum- und Zeit-Signalverarbeitungsschemata beträchtlich reduziert.
Ferner wird die Übertragung insbesondere in mobilen Kommunikationssystemen über der Zeit wachsen, während die Nachfrage nach Diensten hoher Qualität und zugehöriger Datenübertragungen hoher Geschwindigkeit weitergeht. Deshalb wird, da in derartigen Kommunikationssystemen die maximale Doppler-Frequenz, d.h. die maximale Doppler-Frequenz, die nach Symboldauer normalisiert ist, sehr klein wird, die vorliegende Erfindung besonders nützlich betrachtet, da die abnehmenden Intervalle zwischen Einzelwertkalkulationen durch die geringe Operationskomplexität des adaptiven Steuerschemas gemäß der vorliegenden Erfindung kompensiert werden können.
Deshalb kann Gleichung (15) gemäß RkRHk Ws(k) = λsWs(k) = {λsWsH(k)Ws(k) – λ}Ws(k) = {λs – λ}Ws(k) (17)umgeschrieben werden.
Angesichts des obigen wird geschlossen, dass der Lagrange-Multiplikator die folgende Gleichung λ = 0 (18)erfüllen sollte.
Die Gleichung (18) bedeutet, dass die optimale Lösung zu der Lagrange-Zielfunktion der ohne die Einschränkung gemäß Gleichung (8) identisch ist, obwohl genaugenommen die Fehlerfläche um die optimale Lösung herum von der ohne die Einschränkung in der Übertragungsleistung verschieden ist.
Angesichts dessen kann der zweite Gewichtungsvektor W_t(k) durch Einsetzen des ersten Gewichtungsvektors, der gemäß Gleichung (16) bestimmt wird, in Gleichung (14) gemäß wt(k) = RHk Ws(k) (19)erhalten werden.
Im folgenden werden verschiedene Szenarien der Anwendung der vorliegenden Erfindung innerhalb von Kommunikationssystemen erläutert.
7 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen Demodulationsprozess in einem Empfänger in einem Kommunikationssystem veranschaulicht.
Wie in 7 gezeigt, erreicht die adaptive Steuerung gemäß der vorliegenden Erfindung Demodulation in einem Empfänger des Kommunikationssystems, wobei das erste Signalverarbeitungsschema 30 räumliche Signalverarbeitung für Strahlenbildung erreicht, und das zweite Signalverarbeitungsschema 32 zeitliche Signalverarbeitung für Demodulation anschließend zu Strahlenbildung erreicht.
Ferner wird räumliche Signalverarbeitung für Strahlenbildung durch das erste Signalverarbeitungsschema erreicht, das als ein erstes Multiplikatorfeld 30 zum Multiplizieren von Eingangssignalen, die über eine Zahl N von Empfangsantennen emp fangen werden, mit den Elementen des ersten Gewichtungsvektors gemäß s(k) = WHs (k)X(k) (20)arbeitet, wobei X(k) = [x₁(k),..., x_N(k)]^T ein Vektor von Antennenempfangssignalen ist.
Ferner arbeitet das zweite Signalverarbeitungsschema als ein erstes FIR-Filterschema 32, das eine Zahl von L Verzögerungselementen und Multiplikatoren gemäß dem zweiten Gewichtungsvektor verwendet. Die Strahlenbildungsausgabe zu dem zweiten Signalverarbeitungsschema im Zeitmoment k wird in Vektorform gemäß Sk = [s(k),s(k – 1),...,s(k – L + 1)]T (21)dargestellt.
Die Ausgabe der zweiten Signalverarbeitung im Zeitmoment k wird gemäß z(k) = WHs (k)XkWt(k) + nk (22)dargestellt, wobei X_k = [X(k), X(k – 1),..., X(k – 1 + 1)] eine Empfangssignalmatrix ist, die aus einer Vielzahl von L Vektoren von Antennenempfangssignalen eingerichtet ist, die dem ersten Signalverarbeitungsschema zugeführt werden, und n_k ein Rauschvektor ist, der Interferenzkomponenten darstellt.
Für dieses Beispiel einer Anwendung ist der Vektor U_k gemäß Uk = {u(i-1)N-j(k)} = {xi(k – j + 1)} (23)definiert.
Angesichts des obigen können die oben allgemein angegebenen Optimierungsschemata nun für eine Optimierung vom Demodulationsleistungsverhalten angewendet werden.
8 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen Dualseiten-Entzerrungsprozess in einem Kommunikationssystem als ein zweites Anwendungsszenarium veranschaulicht.
Wie in 8 gezeigt, wird die adaptive Steuerung gemäß der vorliegenden Erfindung in diesem Fall auf ein Dualseiten-Entzerrungssystem angewendet, wobei das erste Signalverarbeitungsschema Entzerrung auf einer Senderseite erreicht, und das zweite Signalverarbeitungsschema Entzerrung auf einer Empfängerseite erreicht.
Wie in 8 gezeigt, arbeitet das erste Signalverarbeitungsschema als ein zweites FIR-Signalfilterschema 34, das eine Zahl von N Verzögerungselementen und Multiplikatoren entsprechend dem ersten Gewichtungsvektor verwendet, und das zweite Signalverarbeitungsschema arbeitet als ein drittes FIR-Signalfilterschema 36, das eine Zahl von L Verzögerungselementen und Multiplikatoren entsprechend dem zweiten Gewichtungsvektor verwendet.
Ferner sind die Ausgaben der Verzögerungselemente in dem zweiten FIR-Signalverarbeitungsschema 34 zu X(k) = [x(k), x(k – 1),..., x(k – N + 1)]T definiert, wobei x(i) ein Eingangssignal zu dem ersten Signalverarbeitungsschema im Zeitmoment i ist, und die Ausgabe des zweiten FIR-Signalverarbeitungsschemas 34 im Zeitmoment k gemäß s(k) = WHs (k)X(k) (24) definiert ist.
Ferner ist ein empfangener Signalvektor gemäß Hk·Sk + Nk (25)definiert, wobei
eine Kanalimpuls-Antwortmatrix im Zeitmoment k ist, S_k = [s(k), s(k – 1),..., s(k – L + 1)]^T ein Übertragungssignalvektor ist und N_k = {n(k – j + 1)}j = 1,..., L Rauschkomponenten sind, die während Übertragung überlagert werden.
Angesichts des obigen kann die Ausgabe des dritten FIR-Signalfilterschemas 36 gemäß
dargestellt werden.
In diesem Fall und angesichts von Rauschkomponenten, die zu betrachten sind, wird Gleichung (3) durch einen Einheitsvektor I gemäß
modifiziert.
Ferner ist eine Eingangssignalmatrix gemäß
= [X(k), X(k – 1),..., X(k – L + 1)] definiert, eine Empfangsmatrix ist gemäß Xk = X kHHk definiert und U_k ist gemäß
definiert, wobei x(k – i – j + 1) das Matrixelement in Zeile i und Spalte k – j + 1 von X_k ist, und n(k) Rauschkomponenten sind, die aus N_k abgeleitet werden.
Angesichts des obigen können nun die oben allgemein angegebenen Optimierungsschemata für eine Optimierung der Dualseiten-Entzerrung angewendet werden.
9 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem veranschaulicht.
Wie in 9 gezeigt, erreicht in dem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem das erste Signalverarbeitungsschema eine Ausgabe des Übertragungssignals auf einer Senderseite und das zweite Signalverarbeitungsschema erreicht Strahlenbildung auf einer Empfängerseite.
Wie auch in 9 gezeigt, arbeitet das erste Signalverarbeitungsschema als ein zweites Multiplikatorfeld 38 entsprechend dem ersten Gewichtungsvektor, und das zweite Signalverarbeitungsschema arbeitet als ein drittes Multiplikatorfeld 40 entsprechend dem zweiten Gewichtungsvektor.
Ferner sind die Ausgaben des zweiten Multiplikatorfeldes 38 im Zeitmoment k gemäß Sk = WHs (k)x(k) (30)definiert, wobei x(k) die Eingabe zu dem ersten Multiplikatorfeld im Zeitmoment k ist, dargestellt als ein Skalar.
Ferner ist ein Empfangssignalvektor gemäß X k = Ak·Sk + Nk (31)definiert, wobei Einträge der Matrix A_k Korrelationen des i-ten Senderantennenelementes und des j-ten Empfängerantennenelementes im Zeitmoment k sind und N_k = {n_ij(k)}, j = 1,..., L Rauschkomponenten sind, die während Übertragung überlagert werden.
Angesichts des obigen kann die Ausgabe des dritten Multiplikatorfeldes 40 gemäß
dargestellt werden.
Ferner ist eine Empfangsmatrix gemäß X_k = A_k·x(k) definiert, U_k ist gemäß
definiert, wobei x_ij(k) das Matrixelement in Zeile i und Spalte j von X_k ist, und n_i(k) Rauschkomponenten sind, die aus N_k abgeleitet sind.
Angesichts des obigen können nun oben allgemein angegebene Optimierungsschemata für eine Optimierung von Kommunikation in einem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem angewendet werden.
10 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem mit störenden Benutzern veranschaulicht.
Wie in 10 gezeigt, erreicht in dem Vielfacheingabe-Vielfachausgabe-Kommunikationssystem mit störenden Benutzern das erste Signalverarbeitungsschema Ausgabe des Übertragungssignals auf der Senderseite, und das zweite Signalverarbeitungsschema erreicht Strahlenbildung auf einer Empfängerseite.
Wie auch in 10 gezeigt, arbeitet das erste Signalverarbeitungsschema als ein viertes Multiplikatorfeld 42 entsprechend dem ersten Gewichtungsvektor, und das zweite Signalverarbeitungsschema arbeitet als ein fünftes Multiplikatorfeld 44 entsprechend dem zweiten Gewichtungsvektor.
Ferner sind die Ausgaben des vierten Multiplikatorfeldes 43 im Zeitmoment k gemäß Sk = WHs (k)x(k) (34)definiert, wobei x(k) die Eingabe zu dem ersten Multiplikatorfeld im Zeitmoment k ist.
Ferner kann ein Empfangssignalvektor gemäß
definiert werden, wobei Einträge der Matrix A_k Korrelationen des i-ten Senderantennenelementes und des j-ten Empfängerantennenelementes im Zeitmoment k entsprechen, Einträge der Matrix B_k,i der Kanalimpuls-Antwortmatrix des i-ten störenden Benutzers entsprechen, der x_i überträgt.
Angesichts des obigen kann die Ausgabe des fünften Multiplikatorfeldes 44 gemäß
dargestellt werden.
Ferner ist eine Empfangssignalmatrix gemäß X_k = A_k·x(k) definiert und U_k ist gemäß
definiert, wobei x_ij(k) das Matrixelement in Zeile i und Spalte j von X_k ist und i_i(k) eine Interferenzkomponente ist, die aus
abgeleitet ist.
11 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Schätzung von störenden Charakteristika gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Um Schätzung von störenden Charakteristika zu erreichen, wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, Eingangssignale, die von Antennenelementen kommen, z.B. Antennen, die in 9 und 10 gezeigt werden, zu Interferenzaufhebern 46 zu zuführen, deren Ausgabe zu der Transformationseinheit 18 weitergegeben wird. Die Interferenzaufheber 46 sind angepasst, Signalkomponenten in Nachbildungsgeneratoren zu generieren, wenn von den Eingangssignalen in den Antennen subtrahiert, und anschließend dazu in dem oben angegebenen Sinn verarbeitet, z.B. mit Bezug auf 9 und 10.
12 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Raum- und Zeit-Kodierungs-Kommunikationssystem veranschaulicht.
Wie in 12 gezeigt, beruht die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf ein Raum- und Zeit-Kodierungs-Kommunikationssystem auf der Bereitstellung von Kodierern 48, die Raum-Zeit-Kodierung vor Emission von Übertragungssignalen erreichen.
Wie in 12 gezeigt, werden empfangene Signale zu einem Decoder 50 eingespeist und gleichzeitig zu der adaptiven Steuereinheit 16 weitergeleitet, die die Gewichtungsvektorschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert. Hier werden die geschätzten Gewichtungsvektoren für Kanalimpuls-Antwortmodellierung des Kanals verwendet, der die Senderseite mit der Empfängerseite verknüpft.

Claims

Verfahren zum Schätzen von Gewichtungsvektoren für eine adaptive Steuerung von Signalverarbeitungsschemata in einem Kommunikationssystem, wobei ein erstes Signalverarbeitungsschema mit einem ersten Gewichtungsvektor adaptiv gesteuert wird und ein zweites Signalverarbeitungsschema mit einem zweiten Gewichtungsvektor adaptiv gesteuert wird, gekennzeichnet durch die Schritte: – Transformieren von Signalen, die aus mindestens einem Eingangssignal (x_i) zu dem ersten Signalverarbeitungsschema abgeleitet sind, in einen Eingangsvektor U_k zu dem Schätzungsprozess; – Schätzen eines Abgriffvektors C_k, der gemäß Ck = Ws(k) ⊗ W*t (k) dargestellt werden kann, wobei W_s(k) der erste Gewichtungsvektor in einem Zeitmoment k mit Dimension N ist, W_t(k) der zweite Gewichtungsvektor im Zeitmoment k mit Dimension L ist, ⊗ ein Kronecker-Produktoperator ist und * ein Konjugiert-Komplex-Operator ist, durch Anwenden eines Verfahrens minimaler mittlerer Quadrate, um eine Differenz zwischen einem Bezugssignal d(k) und einem inneren Produkt z(k) des Abgriffvektors mit dem Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess gemäß: ek = dk – zk = dk – CHk ·Uk → minzu minimieren. – Faktorisieren des Abgriffvektors in den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor durch Suchen von Elementen für den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor derart, dass eine Produktform dieser Vektoren eine Matrix R_k annähert, die aus Elementen des Abgriffvektors gemäß Rk = {rij(k)} = {c(i-1)N+j} = Ws(k)WHt (k)eingerichtet ist.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass die Transformation in den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess durch Neuanordnen von Signalen, die dem ersten Signalverarbeitungsschema zugeführt werden, in ein Vektorformat erreicht wird.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass die Transformation in den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess durch Neuanordnen von Signalen, die von dem ersten Signalverarbeitungsschema emittiert werden, in ein Vektorformat erreicht wird.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, gekennzeichnet dadurch, dass es ferner den Schritt zum Abbilden von interferierenden Signalen auf den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet dadurch, dass ein Algorithmus minimaler mittlerer Quadrate angewendet wird, um den Abgriffvektor zu schätzen.
Verfahren nach Anspruch 5, gekennzeichnet dadurch, dass der mittlere Quadratfehler gemäß einer Einschränkung in der Übertragungsleistung in dem Kommunikationssystem minimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet dadurch, dass ein Ziel zum Minimieren von Differenzen zwischen Elementen des Abgriffvektors und Produkten von Elementen des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors eine Lagrange-Zielfunktion ist, die Quadratwerte von Differenzen und die Einschränkung in der Übertragungsleistung widerspiegelt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet dadurch, dass Signalverarbeitung Demodulation in einem Empfänger des Kommunikationssystems erreicht, das erste Signalverarbeitungsschema räumliche Signalverarbeitung für Strahlenbildung erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema zeitliche Signalverarbeitung für Demodulation anschließend zur Strahlenbildung erreicht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet dadurch, dass das Signalverarbeitungsschema ein Dualseitenausgleichssystem erreicht, das erste Signalverarbeitungsschema Ausgleich auf einer Senderseite erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema Ausgleich auf einer Empfängerseite erreicht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet dadurch, dass das Kommunikationssystem ein Vielfacheingang-Vielfachausgang-Kommunikationssystem ist, das erste Signalverarbeitungsschema Ausgabe des Übertragungssignals auf einer Senderseite erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema Strahlenbildung auf einer Empfängerseite erreicht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet dadurch, dass das Kommunikationssystem ein Vielfacheingang-Vielfachausgang-Kommunikationssystem mit interferierenden Benutzern ist, das erste Signalverarbeitungsschema Ausgabe des Übertragungssignals auf einer Senderseite erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema Strahlenbildung auf einer Empfängerseite erreicht.
Adaptive Steuervorrichtung für eine adaptive Steuerung von Gewichtungsvektoren, die in Signalverarbeitungsschemata verwendet werden, die in einem Kommunikationssystem betrieben werden, wobei ein erstes Signalverarbeitungsschema mit einem ersten Gewichtungsvektor adaptiv gesteuert wird und ein zweites Signalverarbeitungsschema mit einem zweiten Gewichtungsvektor adaptiv gesteuert wird, gekennzeichnet durch: – eine transformierende Einheit, die angepasst ist, Signale, die aus mindestens einem Eingangssignal (x_i) zu dem ersten Signalverarbeitungsschema abgeleitet sind, in einen Eingangsvektor U_k zu dem Schätzungsprozess zu transformieren; – eine Schätzungseinheit, die angepasst ist, einen Abgriffvektor C_k zu schätzen, der gemäß Ck = Ws(k) ⊗ W*t (k) dargestellt werden kann, wobei W_s(k) der erste Gewichtungsvektor in einem Zeitmoment k mit Dimension N ist, W_t(k) der zweite Gewichtungsvektor im Zeitmoment k mit Dimension L ist, ⊗ ein Kronecker-Produktoperator ist und * ein Konjugiert-Komplex-Operator ist, durch Anwenden eines Verfahrens minimaler mittlerer Quadrate, um eine Differenz zwischen einem Bezugssignal d(k) und einem inneren Produkt z(k) des Abgriffvektors mit dem Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess gemäß: ek = dk – zk = dk – Cnk ·Uk → minzu minimieren. – eine Faktorisierungseinheit, die angepasst ist, den Abgriffvektor in den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor durch Suchen von Elementen für den ersten Gewichtungsvektor und den zweiten Gewichtungsvektor derart zu faktorisieren, dass eine Produktform dieser Vektoren eine Matrix R_k annähert, die aus Elementen des Abgriffvektors gemäß Rk = {rij(k)} = {c(i-1)N+j} = Ws(k)WHt (k)eingerichtet ist.
Adaptive Steuervorrichtung nach Anspruch 12, gekennzeichnet dadurch, dass die Transformationseinheit angepasst ist, Signale, die zu dem ersten Signalverarbeitungsschema zugeführt werden, in ein Vektorformat neu anzuordnen.
Adaptive Steuervorrichtung nach Anspruch 12, gekennzeichnet dadurch, dass die Transformationseinheit angepasst ist, Signale, die von dem ersten Signalverarbeitungsschema emittiert werden, in ein Vektorformat neu anzuordnen.
Adaptive Steuervorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, gekennzeichnet dadurch, dass die Transformationseinheit ferner angepasst ist, interferierende Signale auf den Eingangsvektor zu dem Schätzungsprozess abzubilden.
Adaptive Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, gekennzeichnet dadurch, dass die Schätzungseinheit eine Optimierungseinheit umfasst, die angepasst ist, einen Algorithmus minimaler mittlerer Quadrate zu betreiben, um den Abgriffvektor zu schätzen.
Adaptive Steuervorrichtung nach Anspruch 16, gekennzeichnet dadurch, dass die Optimierungseinheit angepasst ist, den mittleren Quadratfehler gemäß einer Einschränkung in der Übertragungsleistung in dem Kommunikationssystem zu minimieren.
Adaptive Steuervorrichtung nach Anspruch 17, gekennzeichnet dadurch, dass die Optimierungseinheit angepasst ist, eine Lagrange-Zielfunktion zu minimieren, die Quadratwerte von Differenzen zwischen Elementen des Abgriffvektors und Produkte von Elementen des ersten Gewichtungsvektors und des zweiten Gewichtungsvektors und die Einschränkung in der Übertragungsleistung widerspiegelt.
Adaptive Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 18, gekennzeichnet dadurch, dass sie Signalverarbeitung für Demodulation in einem Empfänger des Kommunikationssystems adaptiv steuert, wobei das erste Signalverarbeitungsschema räumliche Signalverarbeitung für Strahlenbildung erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema zeitliche Signalverarbeitung für Demodulation der Eingabe zu dem Signalverarbeitungsschema anschließend zu einer Strahlenbildung erreicht.
Adaptive Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 18, gekennzeichnet dadurch, dass sie Signalverarbeitung für ein Dualseitenausgleichssystem adaptiv steuert, wobei das erste Signalverarbeitungsschema Ausgleich auf einer Senderseite erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema Ausgleich auf einer Empfängerseite erreicht.
Adaptive Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 18, gekennzeichnet dadurch, dass sie Signalverarbeitung in einem Vielfacheingang-Vielfachausgang-Kommunikationssystems adaptiv steuert, wobei das erste Signalverarbeitungsschema Ausgabe des Übertragungssignals auf einer Senderseite erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema Strahlenbildung auf einer Empfängerseite erreicht.
Adaptive Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 18, gekennzeichnet dadurch, dass sie Signalverarbeitung in einem Vielfacheingang-Vielfachausgang-Kommunikationssystems mit interferierenden Benutzern adaptiv steuert, wobei das erste Signalverarbeitungsschema Ausgabe des Übertragungssignals auf einer Senderseite erreicht und das zweite Signalverarbeitungsschema Strahlenbildung auf einer Empfängerseite erreicht.
Adaptive Steuervorrichtung nach Anspruch 22, gekennzeichnet dadurch, dass sie eine Interferenzcharakteristik-Schätzungseinheit umfasst, die angepasst ist, Interferenzcharakteristika durch Interferenzaufhebung und anschließende Kalkulation der Interferenzkomponenten durch Autokorrelation zu schätzen.
Computerprogrammprodukt, das in den internen Speicher einer adaptive Steuervorrichtung direkt geladen werden kann für eine adaptive Steuerung von Gewichtungsvektoren, die in Signalverarbeitungsschemata verwendet werden, die in einem Kommunikationssystem betrieben werden, umfassend Softwarecodeabschnitte zum Durchführen der Schritte nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wenn das Produkt in einem Prozessor der adaptiven Steuervorrichtung läuft.