DE60317644T2

DE60317644T2 - Vorkodierung für einen mehrwegekanal in einem mimo system

Info

Publication number: DE60317644T2
Application number: DE60317644T
Authority: DE
Inventors: John W. Harvard KETCHUM; Bjorn A. Boston BJERKE
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-03-27
Filing date: 2003-03-19
Publication date: 2008-10-30
Anticipated expiration: 2023-03-20
Also published as: KR20040089748A; UA83627C2; US20030185310A1; WO2003084092A2; MXPA04009437A; DE60317644D1; US7197084B2; AU2003223328A1; AU2003223328B2; BR0308712A; AU2003223328C1; CN1653768B; JP4399271B2; JP2005522086A; WO2003084092A3; TWI265702B; TW200304745A; EP1488585A2; CN1653768A; EP1488585B1

Description

HINTERGRUND
Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Datenkommunikation, und insbesondere auf Techniken für das Vorcodieren von Daten für einen Mehrwegekanal in einem Mehrgrößen- bzw. Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem.
Hintergrund
Ein MIMO-System verwendet mehrere (N_T) Sendeantennen und mehrere (N_R) Empfangsantennen für die Datenübertragung. Ein MIMO-Kanal, der durch die N_T Sende- und N_R Empfangsantennen gebildet wird, kann in N_S unabhängige Kanäle zerlegt werden, wobei N_S ≤ min{N_T, N_R}. Jeder der N_S unabhängigen Kanäle wird auch als ein räumlicher Unterkanal des MIMO-Kanals bezeichnet und entspricht einer Dimension. Das MIMO-System kann eine verbesserte Performance vorsehen (z. B. eine gesteigerte Übertragungs- bzw. Sendekapazität), wenn zusätzliche Dimensionalitäten, die durch die mehreren Sende- und Empfangsantennen erzeugt werden, verwendet werden.
Um die Gesamtspektraleffizienz des MIMO-Systems zu erhöhen, kann ein Datenstrom von jedem der N_S räumlichen Unterkanäle übertragen werden. Jeder Datenstrom kann verarbeitet werden (z. B. codiert, verschachtelt und moduliert) um einen entsprechenden Symbolstrom vorzusehen, der dann über einen entsprechenden räumlichen Unterkanal übertragen bzw. gesendet wird. Aufgrund von Streuung in der Ausbreitungs- bzw. Fortpflanzungsumgebung interferieren die N_S gesendeten Symbolströme beim Empfänger miteinander. Jedes empfangene Signal kann dann eine Komponente jedes der N_S gesendeten Symbolströme enthalten.
Beim Empfänger können verschiedene Equalization- bzw. Ausgleichstechniken verwendet werden, um die N_R empfangenen Signale zu verarbeiten, um die N_S gesendeten Symbolströme wiederzugewinnen. Diese Ausgleichstechniken weisen lineare Ausgleichstechniken und nicht-lineare Ausgleichstechniken auf. Ein linea rer Ausgleich neigt dazu, das Rauschen in den empfangenen Signalen zu verstärken und die Rauschverstärkung kann für einen Mehrwege-Kanal mit frequenzselektivem Fading bzw. Schwund stark ausfallen, was durch unterschiedliche Kanalverstärkung über die Systembandbreite hinweg charakterisiert wird.
Ein Entscheidungs-Feedbackausgleich (decision feedback equalization) kann eine verbesserte Performance (d. h. weniger Rauschverstärkung) für einen Mehrwegekanal vorsehen. Entscheidungs-Feedback-Equalizers bzw. DFE (Decision-Feedback-Equalizer) weist einen Feed-Forward-Filter und einen Feedback-Filter auf. Der Feed-Forward-Filter wird verwendet, um Schätzungen der gesendeten Symbole abzuleiten, welche weiter verarbeitet werden (z. B. demoduliert, entschachtelt und decodiert) um die gesendeten Daten wiederzugewinnen. Der Feedback-Filter wird verwendet, um eine Schätzung der Verzerrung abzuleiten, die durch zuvor detektierte Symbole (z. B. Symbole, die demoduliert worden sind und möglicherweise decodiert) verursacht wurde. Wenn die Symbole ohne Fehler detektiert werden können (oder mit minimalen Fehlern), und wenn die Kanalantwort genau geschätzt werden kann, dann kann die Verzerrung, die durch die zuvor geschätzten Symbole verursacht wurde, genau geschätzt werden und effektiv gelöscht bzw. gecancellt werden. Da die Performance des Entscheidungs-Feedback-Equalizers bzw. DFE vom Bedarf abhängig ist, die korrekt detektieren Symbole zurückzukoppeln, würde die Performance des Equalizers beschränkt werden, wenn die Symbole nicht fehlerfrei detektiert werden könnten und Detektionsfehler zurückgekoppelt werden.
Daher gibt es in der Technik einen Bedarf an Techniken, um gegen die schädlichen Effekte der Detektionsfehler auf die Performance eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers in einem MIMO-System anzugehen.
Eine Doktorarbeit (PHD Thesis) mit dem Titel "Linear Precoding and Decoding for Multiple Input Multiple Output (MIMO) Wireless Channels" vom April 2001 von Hemanth Sampath, Stanford University, XP002245817 offenbart ein MIMO-Kommunikationssystem und Verfahren für das Verarbeiten von Daten über einen Mehrwege-MIMO-Kanal, was das Codieren von Daten gemäß einem oder mehreren Codierschemata aufweist, um codierte Daten vorzusehen, und das Modulieren der codierten Daten gemäß einem oder mehreren Modulationsschemata, um Modulationssymbole vorzusehen.
PCT-Veröffentlichung Nr. WO98/09381 im Namen der Univ. Leland Stanford Junior, offenbart ein System und ein Verfahren für digitale Drahtloskommunikation zwischen einer Basisstation (B) und einer Teilnehmereinheit (S), ein räumlicher Kanal, der durch eine Kanalmatrix H charakterisiert ist, koppelt ein adaptives Array von Mt Antennenelementen (1-Mt) bei der Basisstation (B) mit Mr Antennenelementen eines adaptiven Arrays (1-Mr) bei der Teilnehmereinheit (S). Das Verfahren weist den Schritt auf, aus der Kanalmatrix H eine Anzahl L von unabhängigen räumlich-zeitlichen Unterkanälen zu bestimmen, und das Codieren einer Vielzahl von Informationssignalen in eine Sequenz von gesendeten Signalvektoren.
Ein Dokument mit dem Titel "Tomlinson-Harashima Precoding in Space-Time Transmission for Low-Rate Backward Channel", veröffentlicht von Fischer et al., offenbart eine nicht-lineare Vorausgleichstechnik für das Senden über Multiple-Input/Multiple-Output-Kanäle in einem Kommunikationssystem.
ZUSAMMENFASSUNG
Es werden hierin Techniken vorgesehen für ein Verfahren und eine Vorrichtung für das Vorcodieren von Daten für einen Mehrwege-Kanal in einem Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem, wie in den angehängten Ansprüchen dargelegt. Ein Entscheidungs-Feedback-Equalizer kann bei einem Empfänger verwendet werden, um die Frequenz selektiv ansprechend auf den Mehrwege-Kanal auszugleichen. Die Performance des Entscheidungs-Feedback-Equalizers hängt jedoch von der Fähigkeit ab, decodierte Daten korrekt zurückzukoppeln. Die hierin beschriebenen Vorcodierungstechniken gestatten es dem MIMO-System, eine Performance vergleichbar zu derjenigen vorzusehen, die von dem Entscheidungs-Feedback-Equalizer vorgesehen wird, ohne die Notwendigkeit, Symbole beim Empfänger zurückzukoppeln.
In einem Ausführungsbeispiel wird ein Verfahren für das Verarbeiten von Daten für die Übertragung über einen Mehrwege-MIMO-Kanal vorgesehen. Gemäß dem Verfahren, welches beim Sender durchgeführt wird, werden die Daten anfänglich codiert gemäß einem oder mehreren Codierschemata, um codierte Daten vorzusehen, und die codierten Daten werden dann moduliert (d. h. symbolabgebildet) gemäß einem oder mehreren Modulationsschemata, um Modulationssymbole vorzusehen. Eine geschätzte Antwort bzw. ein geschätztes Ansprechverhalten des MIMO-Kanals wird erhalten (z. B. durch einen Empfänger vorgesehen) und eine äquivalente Kanalantwort wird abgeleitet basierend auf der geschätzten MIMO-Kanalantwort und einer Antwort eines Feed-Forward-Filters eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers. Die Modulationssymbole werden dann vorcodiert basierend auf der äquivalenten bzw. Äquivalenzkanalantwort, um vorcodierte Symbole vorzusehen, die weiter vorkonditioniert werden basierend auf der geschätzten MIMO-Kanalantwort (z. B. unter Verwendung von räumlich-zeitlicher Pulsformung) um vorkonditionierte Symbole für die Sendung über den MIMO-Kanal vorzusehen.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein Verfahren vorgesehen für das Verarbeiten einer Datenübertragung, die über einen Mehrwege-MIMO-Kanal empfangen wurde. Gemäß dem Verfahren, welches bei einem Empfänger ausgeführt wird, wird eine Anzahl von empfangenen Signalen anfänglich vorkonditioniert basierend auf einer geschätzten Antwort des MIMO-Kanals (z. B. räumlich-zeitliche Pulsformung), um empfangene Symbole vorzusehen. Die empfangenen Symbole werden dann gefiltert (oder ausgeglichen bzw. „equalized") mit einem Feed-Forward-Filter, um ausgeglichene bzw. equalisierte Symbole vorzusehen, welche Schätzungen der Modulationssymbole sind, die vorcodiert worden sind bei einem Sender vor der Sendung über den MIMO-Kanal. Eine Vektor-modulo-2M-Operation kann auf den ausgeglichenen Symbolen durchgeführt werden, um wiedergewonnene Symbole vorzusehen. Die ausgeglichenen oder wiedergewonnenen Symbole werden dann demoduliert und decodiert, um die gesendeten Daten wiederzugewinnen. Das Vorkonditionieren orthogonalisiert die empfangenen Symbolströme, in welchem Fall das Filtern separat für jeden empfangenen Symbolstrom durchgeführt werden kann. Kanalzustandsinformation (CSI = channel state information), die eine Sequenz von Matrizen für die geschätzte MIMO-Kanal-Antwort und die Signal-zu-Rausch-und-Interferenz-Verhältnisse (SNRs = signal-to-noise-and-interference ratios) für eine Anzahl von Sendekanälen des MIMO- Kanals aufweisen kann, kann abgeleitet werden und zurück an den Sender gesendet werden.
Für beide Ausführungsbeispiele kann der Feed-Forward-Filter angepasst werden basierend auf einem Kriterium des minimierten quadratischen Fehlers (MMSE-Kriterium, MMSE = minimum mean square error) oder irgendeinem anderen Kriterium.
Verschiedene Aspekte und Ausführungsbeispiele der Erfindung werden in größerem Detail unten beschrieben. Die Erfindung sieht weiter Verfahren, digitale Signalprozessoren, Sender- und Empfängereinheiten und andere Vorrichtungen und Elemente vor, die verschiedene Aspekte, Ausführungsbeispiele und Merkmale der Erfindung implementieren, wie sie in größerem Detail unten beschrieben sind.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, die Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher aus der detaillierten unten dargestellten Beschreibung, wenn diese in Verbindung mit den Zeichnungen gesehen wird, in denen gleiche Bezugszeichen durchgehend Entsprechendes bezeichnen, und wobei:
1 ein Blockdiagramm eines MIMO-Systems ist, das MIMO-Verarbeitung durchführt, um die Symbolströme zu orthogonalisieren und das weiter einen Entscheidungs-Feedback-Equalizer (DFE) bei dem Empfänger verwendet;
2 ein Blockdiagramm eines MIMO-System ist, das Vorcodieren für einen Mehrwege-Kanal durchführt und MIMO-Verarbeitung, um die Symbolströme zu orthogonalisieren;
3 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Sendersystems und Empfängersystems eines MIMO-Systems ist;
4 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Sendereinheit ist, die Daten für einen Mehrwege-Kanal vorcodiert, und die die MIMO-Verarbeitung in der Zeit-Domain durchführt;
5 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Empfängereinheit ist, die verwendet werden kann in Verbindung mit der Sendereinheit in 4;
6A ein Blockdiagramm eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers ist, der hergeleitet wird basierend auf einem Äquivalenzkanalmodell; und
6B ein Blockdiagramm eines Equalizers für die Empfängereinheit ist und der verwendet werden kann in Verbindung mit dem Vorcodieren bei der Sendereinheit.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Ein Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem setzt mehrere (N_T) Sendeantennen und mehrere (N_R) Empfangsantennen für die Datenübertragung ein. Ein MIMO-Kanal, der durch N_T Sende- und N_R-Empfangsantennen gebildet wird, kann in N_S unabhängige Kanäle zerlegt werden, wobei N_S ≤ min {N_T, N_R}. Jeder der N_S unabhängigen Kanäle kann auch als ein räumlicher Unterkanal (oder ein Übertragungskanal) des MIMO-Kanals bezeichnet werden. Die Anzahl der räumlichen Unterkanäle wird bestimmt von der Anzahl der Eigenmodes für den MIMO-Kanal, die wiederum von der Kanalantwortmatrix, H abhängt, die die Antwort zwischen den N_T Sende- und N_R Empfangsantennen beschreibt.
Um die Gesamtspektraleffizienz des MIMO-Systems zu erhöhen, kann ein Datenstrom auf jedem der N_S räumlichen Unterkanäle gesendet werden. Jeder Datenstrom kann verarbeitet werden, um einen entsprechenden Symbolstrom vorzusehen. Aufgrund der Streuung in der Fortpflanzungsumgebung interferieren die N_S gesendeten Symbolströme miteinander beim Empfänger. Jedes der N_R empfangenen Signale kann dann eine Komponente jedes der N_S gesendeten Symbolströme aufweisen.
Kanal-Eigenmode-Zerlegung ist eine Technik für das Ermöglichen der Übertragung mehrerer Symbolströme über den MIMO-Kanal. Diese Technik zerlegt anfänglich die Kanalantwortmatrix, H, unter Verwendung von Singularwertzerlegung bzw. SVD (Singular Value Decomposition). Für einen Mehrwegekanal mit fre quenzselektivem Schwund kann die Zerlegung für jede einer Anzahl von Frequenzen (oder Frequenzbins) wie folgt durchgeführt werden: H(k) = U(k)λ(k)V H(k), Gl. (1)wobei

H: die Kanalantwortmatrix für Frequenz f_k (oder Frequenzbin k) ist,
U(k): eine N_R × N_R unitäre Matrix ist (d. h. U ^H U = I, wobei I die Einheitsmatrix ist, die Einsen entlang der Diagonalen und Nullen an allen anderen Stellen aufweist);
λ(k): eine N_R × N_T Diagonalmatrix der Einzelwerte von H(k) ist; und
V(k): eine N_T × N_T unitäre Matrix ist.

Die Diagonalmatrix λ(k) enthält nicht-negative reele Werte entlang der Diagonalen
und sonst Nullen. Die λ_i(k) werden als Einzelwerte bzw. singuläre Werte der Matrix H(k) bezeichnet.
Singularwertzerlegung ist eine Matrixoperation, die in der Technik bekannt ist und in verschiedenen Quellen beschrieben wird. Eine solche Quelle ist ein Buch von Gilbert Strang mit dem Titel "Linear Algebra and lts Applications", zweite Ausgabe, Academic Press, 1980, welches hierin durch Bezugnahme aufgenommen wird.
Singularwertzerlegung kann somit verwendet werden, um den MIMO-Kanal in seine Eigenmodes zu zerlegen, wobei jeder Eigenmode einem räumlichen Unterkanal entspricht. Für einen Mehrwege-Kanal kann die Singularwertzerlegung durchgeführt werden, wie in Gleichung (1) gezeigt für jedes Frequenzbin k, wobei 0 ≤ k ≤ (N_F – 1). Der Rang r(k) von H(k) entspricht der Anzahl der Eigenmodes für den MIMO-Kanal für Frequenzbin k. Das λ_i(k) für 0 ≤ i ≤ (r(k) – 1) und 0 ≤ k ≤ (N_F – 1) zeigen die Kanalantworten für die räumlichen Unterkanäle entsprechend den Eigenmodes von H(k) an.
Die Einzelwerte λ_i(k) sind auch die positive Quadratwurzeln der Eigenwerte einer Korrelationsmatrix R(k), wobei R(k) = H ^H(k)H(k). Die Eigenvektoren der Korrelationsmatrix R(k) sind somit die gleichen wie die Spalten von V(k), und die Spalten von U(k) können aus den Einzelwerten und den Spalten von V(k) berechnet werden.
Die Matrizen U(k) und V(k), für 0 ≤ k ≤ (N_F – 1), können verwendet werden, um die mehreren Symbolströme, die über den MIMO-Kanal gesendet werden, zu orthogonalisieren. Die Spalten von V(k) sind Steering- bzw. Steuervektoren für Frequenzbin k und können beim Sender verwendet werden, um Symbole vor der Übertragung über den MIMO-Kanal vorzukonditionieren. Entsprechend sind die Spalten von U(k) auch Steuervektoren für Frequenzbin k und können beim Empfänger verwendet werden, um die Symbole, die vom MIMO-Kanal empfangen werden, vorzukonditionieren. Die Vorkonditionierung beim Sender und Empfänger kann entweder in der Frequenzdomain oder der Zeitdomain durchgeführt werden, wie unten beschrieben. Die Vorkonditionierung (oder MIMO-Verarbeitung) mit den Matrizen V(k) und U(k) beim Sender bzw. Empfänger resultiert in der Gesamtorthogonalisierung der mehreren Symbolströme beim Empfänger.
1 ist ein Blockdiagramm eines MIMO-Systems 100, das MIMO-Verarbeitung durchführt um die Symbolströme zu orthogonalisieren, und das weiter einen Entscheidungs-Feedback-Equalizer (DFE) beim Empfänger verwendet. Aus Gründen der Einfachheit wird von der Kanalantwortmatrix, H(k), angenommen, dass sie den vollen Rang besitzt (d. h. r(k) = N_S = N_T ≤ N_R) und von einem Datenstrom wird angenommen, dass er über alle Frequenzbins jedes der N_T räumlichen Unterkanäle gesendet wird.
Bei einem Sender 110 werden die Verkehrsdaten, die gesendet werden sollen (d. h. die Informationsbits) an einen Sende-(TX)-Datenprozessor 114 (TX = transmit) geliefert, der die Verkehrsdaten für jeden der N_T Datenströme codiert, verschachtelt und moduliert, um einen entsprechenden Strom von Modulationssymbolen zu liefern. Ein Sende-(TX)-MIMO-Prozessor 120 empfängt die N_T Modulationssymbolströme (als ein Modulationssymbolvektor, s(n) bezeichnet) und führt MIMO-Verarbeitung (d. h. Vorkonditionierung) auf den Modulationssymbolströmen aus, um N_T gesendete Signale zu liefern (als ein gesendeter Signalvektor, x(n), bezeichnet). Die N_T gesendete Signale werden dann konditioniert (z. B. gefiltert, verstärkt und hochkonvertiert) und von N_T Sendeantennen über einen MIMO-Kanal 130 an eine Empfänger 150 gesendet.
Beim Empfänger 150 werden die N_T gesendeten Signale von N_R Empfangsantennen empfangen. Ein Empfangs-(RX)-MIMO-Prozessor 160 (RX = receive) führt dann die komplementäre MIMO-Verarbeitung auf den N_R empfangenen Signalen aus (bezeichnet als ein empfangener Signalvektor, y(n)), um N_R empfangene Symbolströme zu liefern (bezeichnet als ein empfangener Symbolvektor r(n)).
f
Ein Entscheidungs-Feedback-Equalizer 170, der einen Feed-Forward-Filter 172 und einen Feedback-Filter 174 aufweist, verarbeitet dann die N_R empfangenen Symbolströme, um N_T wiedergewonnene Symbolströme (die als ein wiedergewonnener Symbolvektor ŝ(n) bezeichnet werden), welche Schätzungen von den Modulationssymbolströmen, s(n), sind, beim Sender 110 vorzusehen. Insbesondere filtert der Feed-Forward-Filter 172 die N_R empfangenen Symbolströme, r(n), mit einer Antwort von M _f(l) um N_T ausgeglichene Symbolströme (bezeichnet als ein ausgeglichener Symbolvektor,
zu liefern. Ein Summierer 176 kombiniert dann die ausgeglichenen Symbole mit Verzerrungsschätzungen (die als ein Interferenzvektor, i(n) bezeichnet werden) vom Feedback-Filter 174, um die wiedergewonnenen Symbole, ŝ(n), zu liefern. Ein RX-Datenprozessor 180 demoduliert dann die wiedergewonnenen Symbole, um demodulierte Daten zu liefern, und weiter entschachtelt und decodiert er die demodulierten Daten, um decodierte Daten vorzusehen, welche eine Schätzung der gesendeten Verkehrsdaten sind.
In einer Implementierung des Entscheidungs-Feedback-Equalizers 170 werden die demodulierten Daten re-moduliert (d. h. symbolabgebildet) durch den RX-Datenprozessor 180, um re-modulierte Symbole zu liefern, welche für die Modulationssymbole für die demodulierten Daten repräsentativ sind. In einer anderen Implementierung werden die decodierten Daten re-codiert bzw. erneut codiert, verschachtelt und re-moduliert durch den RX-Datenprozessor 180, um remodulierte Symbole zu liefern. In jedem Fall werden die remodulierten Symbole (die als ein remodulierter Symbolvektor
bezeichnet werden) zurück an den Feedback-Filter 174 gekoppelt und mit einer Antwort von M _b(l) gefiltert, um Schätzungen der Verzerrung vorzusehen, die durch die detektierten Symbole (d. h. Symbole, die demoduliert worden sind) an den noch nicht detektierten Symbolen verursacht wird. Die Details der Signalverarbeitung, die in 1 gezeigt ist, sind unten in größerem Detail beschrieben.
Wie in der Technik wohl bekannt ist, verursacht frequenzselektiver Schwund auf einem Mehrwege-Kanal Inter- bzw. Zwischen-Symbol-Interferenz (ISI), was ein Phänomen ist, durch das jedes Symbol in einem empfangenen Signal eine Verzerrung der nachfolgenden Symbole in dem empfangenen Signal verursacht. Diese Verzerrung verschlechtert die Performance durch Beeinflussen der Fähigkeit, die Symbole korrekt zu detektieren.
Linearer Ausgleich kann jedoch verwendet werden, um für den frequenzselektiven Schwund auf einem Mehrwege-Kanal zu korrigieren. Linearer Ausgleich kann jedoch auch in schwerer Rauschverstärkung resultieren, welche dann eine unbefriedigende Performance für ein MIMO-System mit sich bringen kann.
Entscheidungs-Feedback-Ausgleich kann vorteilhaft verwendet werden für einen MIMO-Kanal mit schwerer Mehrwegebedingung. Bei Entscheidungs-Feedback-Ausgleich werden die detektieren Symbole verwendet, um remodulierte Symbole zu erzeugen, welche weiter verwendet werden, um eine Schätzung der Verzerrung abzuleiten, die durch die bereits detektierten Symbole verursacht wird. Wenn die Symbole ohne Fehler detektiert werden können (oder mit minimalen Fehlern), und wenn die Antwort des MIMO-Kanals genau geschätzt werden kann, dann kann die Verzerrung genau geschätzt werden und die Zwischensymbolinterferenz (IFI), die durch die bereits detektierten Symbole verursacht wird, kann effektiv ausgelöscht werden. Die Performance des Entscheidungs-Feedback-Equalizers wird jedoch beeinträchtigt, wenn fehlerhaft detektierte Symbole zurückgekoppelt werden. Für einen MIMO-Kanal mit schwerer Mehrwegebedingung kann die Fehlerfortpflanzung so schädlich sein, dass die Performance des Entscheidungs-Feedback-Equalizers schlechter sein kann als die eines linearen Equalizers.
Hierin werden Techniken vorgesehen, um Daten vorzucodieren, um die schädlichen Effekte der Fehlerfortpflanzung in einem Entscheidungs-Feedback-Equalizer in einem MIMO-System zu vermeiden. Bei dem Sender können die Verkehrsdaten auf normale Weise codiert, verschachtelt und moduliert werden. Die Modulationssymbole werden dann vorcodiert vor der MIMO-Verarbeitung und der Sendung über den MIMO-Kanal. Das Vorcodieren leitet eine Schätzung der Verzerrung aufgrund der Zwischensymbolinterferenz beim Empfänger ab und subtrahiert die geschätzte Verzerrung von den zu sendenden Symbolen. Auf diese Weise ist das MIMO-System in der Lage, eine Performance zu erreichen, die vergleichbar zu der ist, die durch den Entscheidungs-Feedback-Equalizer vorgesehen wird, aber ohne die Notwendigkeit, die detektierten Symbole zurückzukoppeln. Die Vorcodierung kann beim Sender durchgeführt werden, weil (1) die Symbole, die gesendet werden sollen bekannt sind und daher fehlerfrei zurückgekoppelt werden können, und (2) Kanalzustandsinformation, die verwendet wird, um die MIMO-Verarbeitung durchzuführen, verfügbar ist, und auch verwendet werden kann, um die Verzerrungsschätzung abzuleiten.
In 1 kann ein Äquivalenzkanal für den empfangenen Symbolvektor, r(n), so definiert werden, dass er die Antworten von (1) der MIMO-Verarbeitung durch den TX-MIMO-Prozessor 120, (2) den MIMO-Kanal 130, und (3) die MIMO-Verarbeitung durch den RX-MIMO-Prozessor 160 aufweist. Dieser Äquivalenzkanal besitzt eine Impulsantwort (d. h. eine Einheitsabtastungsantwort) von Λ(l). Unter Verwendung dieses Äquivalenzkanals kann der empfangene Symbolvektor, r(n), charakterisiert werden als eine Faltung in der Zeitdomäne, und zwar wie folgt:
wobei z(n) das empfangene Rauschen ist, wie es durch die MIMO-Verarbeitung beim Empfänger transformiert wird.
Der Äquivalenzkanal für den empfangenen Symbolvektor, r(n), besitzt eine Frequenzantwort von λ(f). Ein Optimalfilterempfänger für r(n) würde einen Filter aufweisen, der auf die Impulsantwort von Λ(l) angepasst ist. Ein solcher Matched-Filter bzw. Optimalfilter würde eine Impulsantwort von Λ ^H(–l) besitzen und eine entsprechende Frequenzantwort von Λ ^t(f), wobei das Superskript "t" eine Matrix transponierung bezeichnet. Die End-to-End-Frequenzantwort des Äquivalenzkanals für r(n) und sein Optimalfilter können angegeben werden als Ψ(f) = λ(f)λ ^t(f).
Die End-to-End-Frequenzantwort von Ψ(f) kann spektral in einen hypothetischen Filter und seinen Optimalfilter faktorisiert werden. Dieser hypothetische Filter kann so definiert werden, dass er eine kausale Impulsantwort Γ(l) besitzt, wobei Γ(l) = 0 für l < 0, und eine entsprechende Frequenzantwort γ(f). Die End-to-End-Frequenzantwort des hypothetischen Filters und sein Optimalfilter sind (per Definition) gleich der End-to-End-Frequenzantwort des Äquivalenzkanals für r(n) und seines Optimalfilters, d. h. γ(f)γ ^H(f) = Ψ(f).
Unter Verwendung der spektralen Faktorisierung, die oben beschrieben ist, kann ein Äquivalenzkanal für den ausgeglichenen Symbolvektor,
so definiert werden, dass er die Antworten (1) der MIMO-Verarbeitung durch den TX-MIMO-Prozessor 120, (2) des MIMO-Kanals 130, (3) der MIMO-Verarbeitung durch den RX-MIMO-Prozessor 160 und, (4) den Feed-Forward-Filter 172 aufweist. Dieser Äquivalenzkanal besitzt eine Impulsantwort, die ausgedrückt werden kann als:
wobei

F(l): eine N_T × N_T-Matrix ist, die die Impulsantwort des Äquivalenzkanals für
: beschreibt, wobei jedes Element von F(l) eine Sequenz von L + K₁ + 1 Werten aufweist;
M _frx(i): eine N_T × N_R-Matrix ist, die die Feed-Forward-Filter-Impulsantwort beschreibt, wobei jedes Element von M _frx(i) eine Sequenz von K₁ + 1 Werten aufweist; und
Γ(i): eine N_R × N_T-Matrix ist, die die hypothetische Filterimpulsantwort beschreibt, wobei jedes Element von Γ(i) eine Sequenz von L + 1 Werten aufweist.

In Gleichung (3) wird F ₀ so ausgewählt, dass F(0) = I und wobei dies ausgedrückt werden kann als:
Wenn die räumlich-zeitliche Pulsformung (unten beschrieben) verwendet wird, um räumliche Orthogonalisierung der Symbolströme zu erreichen, dann sind Γ(i) und M _frx(i) Diagonalmatrizen. In diesem Fall ist auch die Äquivalenzkanalimpulsantwortmatrix, F(l), diagonal.
Wenn die hypothetische Filterimpulsantwort, Γ(i), zeitlich beschränkt ist auf 0 ≤ i ≤ L und die Feed-Forward-Filter-Impulsantwort, M _frx(i), zeitlich beschränkt ist auf –K_i ≤ i ≤ 0, dann ist die Äquivalenzkanalantwort, F(l), nicht kausal mit einer Zeitspanne von –K₁ ≤ l ≤ L. In einem praktikablen System kann dieser nicht kausalen Antwort Rechnung getragen werden durch (oder sie kann konvertiert werden in eine realisierbare kausale Antwort) Vorsehen einer zusätzlichen Verzögerung von K₁ Symbolperioden bei dem Empfänger.
2 ist ein Blockdiagramm eines MIMO-Systems 200, das Vorcodierung für einen Mehrwege-Kanal durchführt und MIMO-Verarbeitung um Symbolströme zu orthogonalisieren. Bei einem Sender 210 werden die Verkehrsdaten, die gesendet werden sollen, an einen TX-Datenprozessor 214 geliefert, der die Verkehrsdaten für jeden der N_T Datenströme codiert, verschachtelt und moduliert, um einen entsprechenden Strom von Modulationssymbolen vorzusehen. Ein separates Codierungs- und Modulationsschema kann für jeden Datenstrom ausgewählt werden. In einem Ausführungsbeispiel entspricht jedes Modulationsschema einer quadratischen (oder 2-dimensionalen) Quadraturamplitudenmodulations-(QAM)-Signalkonstellation, welche als ein kartesisches Produkt von zwei orthogonalen (1-dimensionalen) Pulsamplitudenmodulations-(PAM)-Signalkonstellationen gesehen werden kann. Jede PAM-Signalkonstellation weist einen Satz von M Punkten auf, die gleichförmig entlang einer Linie verteilt sind mit den Werten {–(M – 1), –(M – 3), ..., (M – 3), (M – 1)}. Der TX-Datenprozessor 214 liefert N_T Modulationssymbolströme s(n).
Ein Vorcodierer 216 empfängt und codiert dann die N_T Modulationssymbolströme. s(n), vor, um N_T vorcodierte Symbolströme, c(n) zu liefern. Die Vorcodierung kann wie folgt durchgeführt werden:
wobei "vmod_2M[·]" eine arithmetische Vektor-Moduln-2M-Operation ist (d. h. eine Moduln-2M-Operation auf jedem Element des Vektors [·]).
In Gleichung (5) stellt der Term ΣF(l)c(n – l) eine Schätzung der Verzerrung dar, die durch den Feedback-Filter eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers beim Empfänger abgeleitet worden wäre. Mit Vorcodierung wird diese Verzerrung beim Sender geschätzt basierend auf vorigen vorcodierten Symbolen, c(n – l) und der Impulsantwort F(l) des Äquivalenzkanals für die ausgeglichenen Symbole,
Die Verzerrung wird dann von den Modulationssymbolen s(n) abgezogen, um die vorcodierten Symbole, c(n), abzuleiten.
Jedes vorcodierte Symbol, c _i(n), wird als eine Kombination eines Modulationssymbols, s_i(n) und seiner geschätzten Verzerrung generiert. Diese Kombination kann in einer Erweiterung der Originalsignalkonstellation (z. B. QAM) für das Modulationssymbol, s_i(n), resultieren. Die vmod_2M[·]-Operation wird dann durchgeführt, um die erweiterte Signalkonstellation zurückzufalten bzw. zurückabzubilden, um die Originalsignalkonstellation zu erhalten. Die vmod_2M[·]-Operation kann ersetzt werden mit, und ist äquivalent zu, einer Addition mit dem Term 2M[μ(n) + jv(n)]. Jedes Element des Vektors μ(n) ist eine ganze Zahl, die so ausgewählt ist, dass der reele Teil des entsprechenden Elements von c(n) die Bedingung –M_i ≤ Re {c_i(n)} ≤ M_i erfüllt, wobei M_i das i-te Element des Vektors M ist und mit der Signalkonstellation, die für das Modulationssymbol s_i(n) verwendet wird, in Beziehung steht. Auf ähnliche Weise ist jedes Element des Vektors v(n) eine ganze Zahl, die so ausgewählt ist, dass der imaginäre Teil des entsprechenden Elements von c(n) die Bedingung –M_i ≤ Im{c_i(n)} ≤ M_i erfüllt.
Ein TX-MIMO-Prozessor 220 empfängt und führt dann eine MIMO-Verarbeitung auf den N_T vorcodierten Symbolströmen, c(n), durch, um N_T gesendete Signale, x(n), vorzusehen. Die N_T gesendeten Signale werden dann konditioniert und von N_T Sendeantennen über einen MIMO-Kanal 230 an einen Empfänger 250 gesendet.
Beim Empfänger 250 werden die N_T gesendeten Signale durch N_R Empfangsantennen empfangen. Ein RX-MIMO-Prozessor 260 führt dann die komplementäre MIMO-Verarbeitung auf den N_R empfangenen Signalen, y(n), durch, um N_T empfangene Symbolströme, r(n), vorzusehen.
Ein Feed-Forward-Filter 272 filtert dann die N_T empfangenen Symbolströme, r(n), um N_T ausgeglichene Symbolströme,
zu liefern. Unter Verwendung der Impulsantwort von F ₀ F(l) für den Äquivalenzkanal für
können die ausgeglichenen Symbole ausgedrückt werden als:
wobei
das empfangene Rauschen ist, das transformiert wird durch die MIMO-Verarbeitung und den Feed-Forward-Filter beim Empfänger.
Die Vorcodierung in Gleichung (5) kann wie folgt umgeschrieben werden:
Durch Kombinieren der Gleichungen (6) und (7) können die ausgeglichenen Symbolströme
ausgedrückt werden als:
Wie in Gleichung (8) gezeigt, resultiert das Vorcodieren beim Sender in einer Erweiterung der Originalsignalkonstellation (z. B. QAM-Signalkonstellation) beim Empfänger. Insbesondere ist, wenn s_i(n) ein gültiger Signalpunkt in der Originalsignalkonstellation ist, dann s_i(n) + 2M_i(μ_i(n) + jv_i(n)) auch ein gültiger Signalpunkt in der erweiterten Signalkonstellation, wobei μ_i(n) und v_i(n) ganze Zahlen sind, die so ausgewählt sind, dass das entsprechende vorcodierte Symbol c_i(n) mit der Originalsignalkonstellation beim Sender konform ist, wie oben beschrieben. Eine Einheit 276 skaliert dann die ausgeglichenen Symbolströme,
mit F –10 vor, um für den Faktor F ₀ in Gleichung (8) zu kompensieren, und führt weiter eine Vektor-Moduln-2M-Operation auf den sich ergebenden Symbolströmen wie folgt aus:
Die wiedergewonnenen Symbolströme, ŝ(n), aus Gleichung (9), sind Schätzungen der Modulationssymbolströme, s(n), beim Sender. Die Vektor-Moduln-2M-Operation beim Empfänger faltet effektiv die expandierte Signalkonstellation zurück auf die Originalsignalkonstellation. Ein RX-Datenprozessor 280 demoduliert, entschachtelt und decodiert die empfangenen Symbole, um die decodierten Daten zu liefern, welche eine Schätzung der gesendeten Verkehrsdaten sind.
3 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Sendersystems 310 und eines Empfängersystems 350 eines MIMO-Systems 300, das in der Lage ist, verschiedene Aspekte und Ausführungsbeispiele der Erfindung zu implementieren.
Beim Sendersystem 310 werden Verkehrsdaten von einer Datenquelle 312 an einen TX-Datenprozessor 314 geliefert, der die Verkehrsdaten basierend auf einem oder mehreren Codierschemata codiert und verschachtelt, um codierte Daten vorzusehen. Die codierten Daten können dann mit Pilotdaten gemultiplext werden, unter Verwendung von beispielsweise Zeitmultiplexing (TDM = time division multiplexing) oder Codemultiplexing (CDM = code division multiplexing). Die Pilotdaten sind typischerweise ein bekanntes Datenmuster, das, wenn überhaupt, in einer bekannten Weise verarbeitet wurde, und kann beim Empfängersystem verwendet werden, um die Antwort des MIMO-Kanals zu schätzen. Die gemultiplexten Pilotdaten und codierten Daten werden dann moduliert (z. B. symbolabgebildet) basierend auf einem oder mehreren Modulationsschemata, um Modulationssymbole vorzusehen. In einem Ausführungsbeispiel wird ein Datenstrom auf jedem räumlichen Unterkanal gesendet, und jeder Datenstrom kann codiert und moduliert werden basierend auf einem separaten Codier- und Modulationsschema, um einen entsprechenden Modulationssymbolstrom vorzusehen. Die Datenrate, Codierung, Verschachtelung und Modulation für jeden Datenstrom kann bestimmt werden durch Steuerungen, die durch eine Steuervorrichtung bzw. einen Controller 330 vorgesehen werden. Ein TX-Datenprozessor 314 codiert weiter die Modulationssymbolströme vor, um vorcodierte Symbolströme vorzusehen, wie oben beschrieben.
Ein TX-MIMO-Prozessor 320 empfängt dann eine MIMO-Verarbeitung auf den vorcodierten Symbolströmen durch und führt diese aus. Die MIMO-Verarbeitung kann in der Zeitdomain oder der Frequenzdomain durchgeführt werden, wie in größerem Detail unten beschrieben ist. Der TX-MIMO-Prozessor 320 liefert (bis zu) N_T vorkonditionierte Symbolströme an die Sender (TMTR) 322a bis 322t.
Jeder Sender 322 konvertiert einen entsprechenden vorkonditionierten Symbolstrom in ein oder mehrere analoge Signale und weiter konditioniert (z. B. verstärkt, filtert oder hochkonvertiert) er die analogen Signale, um ein moduliertes Signal zu erzeugen, das für die Übertragung über den MIMO-Kanal geeignet ist. Die (bis zu) N_T modulierten Signale von den Sendern 322a bis 322t werden dann über Antennen 324a bis 324t an das Empfängersystem gesendet.
Beim Empfängersystem 350 werden die gesendeten modulierten Signale durch N_R Antennen 352a bis 352r empfangen, und das empfangene Signal von jeder Antenne 352 wird an einen entsprechenden Empfänger (RCVR) 354 geliefert. Jeder Empfänger 354 konditioniert (z. B. filtert, verstärkt und konvertiert herunter) das empfangene Signal und digitalisiert das konditionierte Signal um einen entsprechenden Strom von Abtastungen bzw. Samples zu liefern. Ein RX-MIMO-Prozessor 360 empfängt N_R Abtastungsströme von N_R Empfängern 354 und führt MIMO-Verarbeitung und Ausgleich an diesen Abtastungsströmen durch, um N_T wiedergewonnene Symbolströme vorzusehen. Diese Verarbeitung durch den RX-MIMO-Prozessor 360 wird in größerem Detail unten beschrieben.
Ein RX-Datenprozessor 380 demoduliert, entschachtelt und decodiert dann die wiedergewonnenen Symbolströme, um decodierte Daten vorzusehen. Die Verarbeitung durch den RX-MIMO-Prozessor 360 und den RX-Datenprozessor 380 sind komplementär zu der, die durch den TX-MIMO-Prozessor 320 bzw. den TX-Datenprozessor 314 beim Sendersystem 310 durchgeführt wird.
Der RX-MIMO-Prozessor 360 kann weiter die Antwort des MIMO-Kanals, die Signal-zu-Rauschen-und-Interferenz-Verhältnisse (SNRs) der räumlichen Unterkanäle und so weiter schätzen, und diese Schätzungen an einen Controller 370 liefern. Der RX-Datenprozessor 380 kann auch den Status jedes empfangenen Pakets oder Rahmens, eine oder mehrere Performance-Metriken, die die decodierten Ergebnisse anzeigen, und möglicherweise andere Information vorsehen. Der Controller 370 liefert dann Kanalzustandsinformation (CSI), welche die gesamte oder einen Teil der Information, die vom RX-MIMO-Prozessor 360 und RX-Datenprozessor 380 empfangen wurde, aufweisen kann. Die CSI wird von einem TX-Datenprozessor 388 verarbeitet, von einem Modulator 390 moduliert, von Sendern 354a bis 354r konditioniert und zurück an das Sendersystem 310 gesendet.
Beim Sendersystem 310 werden die modulierten Signale vom Empfängersystem 350 durch Antennen 324 empfangen, durch Empfänger 322 konditioniert, von einem Demodulator 340 demoduliert und von einem RX-Datenprozessor 342 verarbeitet, um die CSI, die von dem Empfängersystem gesendet wird, wiederzugewinnen. Die CSI wird dann an Controller 320 geliefert und verwendet, um verschiedene Steuerungen für den TX-Datenprozessor 314 und den TX-MIMO-Prozessor 320 zu generieren.
Die Steuerelemente bzw. Controller 330 und 370 lenken den Betrieb der Sender- bzw. Empfängersysteme. Speicher 332 und 372 sehen Speicher vor für Programmcodes und Daten, die von den Controllern 330 bzw. 370 verwendet werden.
Das Vorcodieren für einen Mehrwegekanal in einem MIMO-System kann auf verschiedene Weisen implementiert werden. Eine spezifische Konstruktion ist unten beschrieben, wobei das Vorcodieren durchgeführt wird in Verbindung mit Kanal-Eigenmode-Zerlegung und räumlich-zeitlicher Pulsformung (spatial-temporal pulse-shaping). Die Kanal-Eigenmode-Zerlegung wird verwendet, um die Eigenmodes des MIMO-Kanals zu bestimmen und um erste und zweite Sätze von Steuervektoren abzuleiten, die verwendet werden, um Symbole beim Sender bzw. Empfänger vorzukonditionieren, so dass orthogonale Symbolströme wiedergewonnen werden. Räumlich-zeitliche Pulsformung ist eine Technik für das Durchführen der Vorkonditionierung in der Zeitdomain. Eine Water-Filling-Analyse bzw. Auffüllanalyse kann verwendet werden, um die gesamte verfügbare Sendeleistung optimaler auf die Eigenmodes aufzuteilen, so dass für das MIMO-System eine hohe Performance erreicht wird. Die Kanal-Eigenmode-Zerlegung und die räumlich-zeitliche Pulsformung werden in größerem Detail unten beschrieben.
4 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Sendereinheit 400, die Daten für einen Mehrwege-Kanal vorcodiert und MIMO-Verarbeitung in der Zeitdomain durchführt. Die Sendereinheit 400 ist ein spezifisches Ausführungsbeispiel des Senderteils des Sendersystems 310 in 3. Die Sendereinheit 400 weist (1) einen TX-Datenprozessor 314a auf, der Verkehrs- und Pilotdaten empfängt und verarbeitet, um (bis zu) N_T vorcodierte Symbolströme vorzusehen und (2) einen TX-MIMO-Prozessor 320a auf, der die vorcodierten Symbolströme vorkonditioniert, um (bis zu) N_T vorkonditionierte Symbolströme vorzusehen. Der TX-Datenprozessor 314a und der TX-MIMO-Prozessor 320a sind ein Ausführungsbeispiel von TX-Datenprozessor 314 bzw. TX-MIMO-Prozessor 320 in 3.
In dem spezifischen in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel weist der TX-Datenprozessor 314a einen Codierer 412, einen Kanalverschachteler 414, ein Symbolabbildungselement 416 und einen Vorcodierer 318 auf. Der Codierer 412 empfängt und codiert die Verkehrsdaten (z. B. die Informationsbits) gemäß einem oder mehreren Codierschemata, um codierte Bits vorzusehen. Das Codieren steigert die Verlässlichkeit der Datensendung. In einem Ausführungsbeispiel kann ein separates Codierschema für jeden Datenstrom verwendet werden, der über alle Frequenzbins eines entsprechenden räumlichen Unterkanals gesendet werden kann. In alternativen Ausführungsbeispielen kann ein separates Codierschema für jede Gruppe von einem oder mehreren Datenströmen verwendet werden, oder ein gemeinsames Codierschema kann für alle Datenströme verwendet werden. Das spezifische Codierschema (Die spezifischen Codierschemata) das (die) verwendet werden soll (sollen), kann (können) basierend auf der CSI, die vom Empfängersystem empfangen wird, ausgewählt werden, und kann (können) von den Codiersteuerungen von Controller 330 identifiziert werden. Jedes ausgewählte Codierschema kann jede Kombination von zyklischen Redundanzchecks (CRC = cyclic redundancy checks), Faltungscodierung, Turbocodierung, Blockcodierung und anderer Codierung, oder überhaupt keine Codierung aufweisen.
Der Kanalverschachteler 114 verschachtelt die codierten Bits basierend auf einem oder mehreren Codierschemata. Beispielsweise kann ein Interleaving- bzw. Verschachtelungsschema verwendet werden mit jedem Codierschema. Die Verschachtelung sieht Zeit-Diversity für die codierten Bits vor, gestattet, dass Daten gesendet werden basierend auf einem durchschnittlichen SNR für den (die) räumlichen Unterkanal(kanäle), die für die Datenübertragung verwendet werden, geht gegen Schwund vor, und entfernt weiter die Korrelation zwischen codierten Bits, die verwendet werden, um jedes Modulationssymbol zu bilden.
Das Symbolabbildungselement 416 empfängt und multiplext Pilotdaten mit den codierten und verschachtelten Daten und weiter nimmt es eine Symbolabbildung der gemultiplexten Daten vor gemäß einem oder mehreren Modulationsschemata, um Modulationssymbole vorzusehen. Ein separates Modulationsschema kann verwendet werden für jeden Datenstrom oder jede Gruppe von einem oder mehreren Datenströmen. Alternativ kann ein gemeinsames Modulationsschema für alle Datenströme verwendet werden. Die Symbolabbildung für jeden Datenstrom kann erreicht werden durch (1) Gruppieren von Sätzen von gemultiplexten Datenbits, um nicht-binäre Symbole zu bilden, und (2) das Abbilden jedes nicht-binären Symbols auf einen Punkt in einer Signalkonstellation entsprechend dem Modulationsschema (z. B. QPSK, M-PSK, M-QAM, oder irgendein anderes Schema), das für die Verwendung für diesen Datenstrom ausgewählt wurde. Jeder abgebildete Signalpunkt entspricht einem Modulationssymbol. Das Symbolabbildungselement 416 sieht einen Vektor von Modulationssymbolen, s(n), für jede Symbolperiode n vor, wobei die Anzahl der Modulationssymbole in jedem Vektor gleich der Anzahl der räumlichen Unterkanäle ist, die für diese Symbolperiode verwendet werden sollen. Somit sieht das Symbolabbildungselement 416 (bis zu) N_T Modulationssymbolströme vor (d. h. eine Sequenz von Modulationssymbolvektoren, wobei jeder Vektor bis zu N_T Modulationssymbole aufweist).
Um die Vorcodierung und die MIMO-Verarbeitung bei dem Sender durchzuführen, wird die Antwort des MIMO-Kanals geschätzt und verwendet, um die Modulationssymbole vorzucodieren und weiter die vorcodierten. Symbole vor der Sendung über den MIMO-Kanal vorzukonditionieren. In einem Frequenzduplexsystem bzw. FDD-System (FDD = frequency division duplexed) sind die Abwärtsverbindung und die Aufwärtsverbindung unterschiedlichen Frequenzbändern zugeteilt, und die Kanalantworten für die Abwärtsverbindung und die Aufwärtsverbindung sind möglicherweise nicht zu einem ausreichendem Maß korreliert. Für das FDD-System kann die Kanalantwort beim Empfänger geschätzt werden und zurück an den Sender gesendet werden. In einem Zeitduplexsystem bzw. TDD-System (TDD = time division duplexed) teilen die Abwärtsverbindung und die Aufwärtsverbindung das gleiche Frequenzband auf eine Zeitmultiplex-Weise, und ein hohes Maß an Korrelation kann zwischen den Abwärtsverbindungs- und der Aufwärtsverbindungskanalantworten bestehen. Für das TDD-System kann das Sendersystem die Aufwärtskanalantwort schätzen (z. B. basierend auf dem Pilot, das von dem Empfängersystem auf der Aufwärtsverbindung gesendet wird) und kann die Abwärtskanalantwort ableiten durch Berücksichtigen von Unterschieden zwischen den Sende- und Empfangsantennenarrays und der Front-End-Verarbeitung.
In einem Ausführungsbeispiel werden die MIMO-Kanalsantwortschätzungen an die Sendereinheit 400 vorgesehen als eine Sequenz von N_R × N_T-Matrizen der Zeitdomain-Abtastungen,
Das (i,j)-te Element der geschätzten Kanalim pulsantwortmatrix
für 1 ≤ i ≤ N_R und 1 ≤ j ≤ N_T ist eine Sequenz von L + 1 Abtastungen, die die abgetastete Impulsantwort des Fortpflanzungspfades von derjten Sendeantenne zur i-ten Empfangsantenne darstellt. In diesem Fall ist die Antwort des MIMO-Kanals auf L Symbolperioden eingeschränkt.
Der Vorcodierer 418 empfängt und codiert die Modulationssymbolströme, s(n), vor, um vorcodierte Symbolströme, c(n), vorzusehen. Das Vorcodieren kann wie in Gleichung (5) gezeigt, durchgeführt werden und basiert auf der Impulsantwort von F ₀ F(l) für den Aquivalenzkanal für die ausgeglichenen Symbole,
Diese Aquivalenzkanalimpulsantwort F ₀ F(l) kann bei Sendereinheit 400 abgeleitet werden basierend auf einem Modell, das Folgendes aufweist: (1) den MIMO-Kanal mit der geschätzten Impulsantwort von
(2) einen Entscheidungs-Feedback-Equalizer, der angepasst ist, um die wiedergewonnenen Symbole, ŝ(n), vorzusehen, und (3) die Verarbeitung mit den Matrizen V(k) und U(k) beim Sender bzw. Empfänger. Für dieses Modell werden die Modulationssymbole, s(n), über den MIMO-Kanal gesendet und die Ausgabe des MIMO-Kanals kann dargestellt werden als:
Der Entscheidungs-Feedback-Equalizer in dem Modell bildet dann eine anfängliche Sequenz, s'(n), der Modulationssymbole, s(n), die ausgedrückt werden kann als:
wobei

: die remodulierten Symbole sind, die gleich s(n) gesetzt werden können, d. h.
M _ftx(l): eine N_T × N_R-Impulsantwortmatrix für den Feed-Forward-Filter ist, wobei jedes Element von M _ftx(l) eine Sequenz von (K₁ + 1) Koeffizienten aufweist; und
M _btx(l): eine N_T × N_T-Impulsantwortmatrix für den Feedback-Filter ist, wobei jedes Element von M _btx(l) eine Sequenz von K₂ Koeffizienten aufweist.

Die Feed-Forward- und die Feedback-Matrizen können abgeleitet werden basierend auf unterschiedlichen Kriterien, was in der Technik wohl bekannt ist. Die Ableitung dieser Matrizen basierend auf einem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE-Kriterium, MMSE = minimum mean square error) ist beschrieben in US-Patentanmeldung Seriennr. 09/993,087 mit dem Titel "Multiple-Access, Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Communication System", eingereicht am 6. November 2001, und US-Patentanmeldung Seriennr. 10/017,308, betitelt "Time-Domain Transmit and Receive Processing with Channel Eigenmode Decomposition with MIMO Systems", eingereicht am 7. Dezember 2001, welche beide dem Anmelder der vorliegenden Erfindung zueigen sind.
Die Äquivalenzkanalimpulsantwort F ₀ F(l) kann dann abgeleitet werden als:
Der Vorcodierer 418 codiert die Modulationssymbolströme, s(n), vor basierend auf der Äquivalenzkanalimpulsantwort F ₀ F(l), welche abgeleitet werden kann, wie in Gleichung (12) gezeigt ist, um die vorcodierten Symbolströme, c(n), vorzusehen.
Der TX-MIMO-Prozessor 320a führt dann eine MIMO-Verarbeitung auf den vorcodierten Symbolströmen, c(n), durch, um die Symbolströme beim Empfängersystem zu orthogonalisieren. Wie oben bemerkt, kann die MIMO-Verarbeitung in der Zeitdomain oder der Frequenzdomain durchgeführt werden.
Räumlich-zeitliche Pulsformung ist eine Technik für das Durchführen von MIMO-Verarbeitung in der Zeitdomain. Beim Sendersystem kann die Kanalfrequenzantwortmatrix, H(k), in die unitären Matrizen V(k) und U(k) zerlegt werden und die Diagonalmatrix λ(k), wie in Gleichung 1 gezeigt. Die Diagonalmatrix λ(k) kann verwendet werden, um eine Diagonalmatrix E _λ(k) abzuleiten, die die Energien (oder Sendeleistungen) anzeigt, die den Eigenmodes in Frequenzbin k zugewiesen sind. Die Energiezuweisung kann beispielsweise durchgeführt werden basierend auf einer wohl bekannten "Water-Filling"-Sendeenergieverteilungstechnik, die an bessere Eigenmodes mehr Energie zuweist und weniger Energie an schwächere Eigenmodes, so dass die Gesamtspektraleffizienz maximiert wird.
Die Matrizen V(k) und E _λ(k) werden dann verwendet, um eine räumlich-zeitliche Pulsformungsmatrix, P _tx(n), abzuleiten, die weiterverwendet wird, um die vorcodierten Symbole in der Zeitdomain bei dem Sender vorzukonditionieren. Entsprechend wird die Matrix U(k) verwendet, um eine räumlich-zeitliche Pulsformungsmatrix,
abzuleiten, welche weiter verwendet wird, um die Symbole in der Zeitdomain beim Empfänger vorzukonditionieren. Unter Verwendung der räumlich-zeitlichen Pulsformung kann ein Symbolstrom über alle Frequenzbins eines gegebenen räumlichen Unterkanals gesendet werden. Dies gestattet dann das separate Codieren/Modulieren pro räumlichem Unterkanal, welches den Ausgleich des empfangenen Symbolstroms, r(n), beim Empfänger vereinfachen kann.
Der TX-MIMO-Prozessor 320a führt eine räumlich-zeitliche Pulsformung auf den vorcodierten Symbolströmen durch. Innerhalb des TX-MIMO-Prozessors 320a empfängt eine Fast-Fourier-Transformationsvorrichtung 422 die geschätzte Kanalimpulsantwortmatrix,
(z. B. von dem Empfängersystem) und leitet die entsprechende geschätzte Kanalfrequenzantwortmatrix, Ĥ(k), ab durch Durchführen einer schnellen Fourier-Transformation bzw. Fast Fourier Transform (FFT) auf
Dies kann erreicht werden durch Durchführen einer N_F-Punkt-FFT auf einer Sequenz von N_F Abtastungen für jedes Element von
um eine entsprechende Sequenz von N_F Koeffizienten für das entsprechende Element von Ĥ(k) zu erhalten, wobei N_F ≥ (L + 1). Die N_R N_T Elemen te von Ĥ(k) sind somit N_R N_T Sequenzen, die die Frequenzantworten der Fortpflanzungspfade zwischen den N_T Sendeantennen und den N_R Empfangsantennen darstellen. Jedes Element von Ĥ(k) ist die FFT des entsprechenden Elements von
Ein Block 424 führt dann eine Einzelwertzerlegung bzw. Singularwertzerlegung der geschätzten Kanalfrequenzantwortmatrix, Ĥ(k), für jeden Wert von k aus, wobei 0 ≤ k ≤ (N_F – 1) und N_F die Länge der FFT ist. Die Singularwertzerlegung kann wie in Gleichung (1) gezeigt ausgedrückt werden, das heißt: Ĥ(k) = U(k)λ(k)V H(k).
Das Ergebnis der Singalarwertzerlegung sind drei Sequenzen von N_F Matrizen, U(k), λ(k) und V ^H(k) für 0 ≤ k ≤ (N_F – 1). Für jedes Frequenzbin k ist U(k) die unitäre N_R × N_R-Matrix der linken Eigenvektoren von Ĥ(k), V(k) ist die unitäre N_T × N_T-Matrix der rechten Eigenvektoren von Ĥ(k) und λ(k) ist die N_R × N_T-Diagonalmatrix der Einzelwerte von Ĥ(k). Die Matrizen V(k) und U(k) können verwendet werden, um die Symbole beim Sender bzw. Empfänger vorzukonditionieren.
Die Elemente entlang der Diagonalen von λ(k) sind λ_ii(k) für 1 ≤ i ≤ r(k), wobei r(k) der Rang von Ĥ(k) ist. Die Spalten von U(k) und V(k), u _i(k) bzw. v _i(k) sind Lösungen der Eigengleichung, die ausgedrückt werden kann als: Ĥ(k)v i(k) = λii u i(k). Gl. (13)
Die U(k)-, λ(k)- und V(k)-Matrizen können in zwei Formen vorgesehen sein – einer "sortierten" Form und einer "zufällig-angeordneten" Form. In der sortierten Form sind die diagonalen Elemente von λ(k) in abnehmender Reihenfolge sortiert, so dass λ₁₁(k) ≥ λ₂₂(k) ≥ ... ≥ λ_rr(k), und deren Eigenvektoren sind in entsprechender Reihenfolge angeordnet in U(k) und V(k). Die sortierte Form wird hierein durch das Subskript s angezeigt, d. h. U _s(k), λ _s(k) und V _s(k). In der zufällig angeordneten Form ist die Anordnung der Einzelwerte und der Eigenvektoren zufällig und unabhängig von der Frequenz. Die zufällige Form wird hierin durch das Subskript r angezeigt. Die bestimmte Form, die für die Verwendung ausgewählt wird, entweder sortiert und zufällig angeordnet, bestimmt die Eigenmodes die verwendet werden müssen für die Datenübertragung und die Codier- und Modulationsschemata, die verwendet werden müssen für jeden ausgewählten Eigenmode.
Ein Water-Filling-Analyseblock 426 empfängt dann (1) den Satz von Einzelwerten für jedes Frequenzbin k, welches in der Sequenz von Matrizen, λ(k), enthalten ist, und (2) CSI, die das empfangene SNR aufweist entsprechend jedem Einzelwert. Das empfangene SNR ist das SNR, das beim Empfänger für den wiedergewonnenen Symbolstrom erreicht wird, wie unten beschrieben. Die Matrizen λ(k) werden verwendet in Verbindung mit den empfangenen SNRs, um die Sequenz der Diagonalmatrizen, E _λ(k), abzuleiten, welche die Lösung der Water-Filling-Gleichungen sind, die in der zuvor erwähnten US-Patentanmeldung Seriennr. 10/017,308 gegeben sind.
Die Diagonalmatrizen E _λ(k) enthalten den Satz von Energien oder Sendeleistungen, die den Eigenmodes für jedes der N_F Frequenzbins zugewiesen sind.
Die Water-Filling-Technik wird beschrieben Robert G. Gallager in "Information Theory and Reliable Communication", John Wiley and Sons, 1968, welches hierin durch Bezugnahme aufgenommen ist. Die Water-Filling-Analyse zur Ableitung der Diagonalmatrizen, E _λ(k), kann durchgeführt werden wie in der zuvor erwähnten US-Patentanmeldung Seriennr. 10/017,308 und in der US-Patentanmeldung Seriennr. 09/978,337, betitelt "Method and Apparatus for Determining Power Allocation in a MIMO Communication System", eingereicht am 15. Oktober 2001, welche dem Anmelder der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist und hierin durch Bezugnahme aufgenommen sei.
Ein Skalierer/eine IFFT 428 empfängt die unitären Matrizen, V(k), und die diagonalen Matrizen, E _λ(k), für alle N_F Frequenzbins, und leitet für den Sender, basierend auf den empfangenen Matrizen, eine räumlich-zeitliche Pulsformungsmatrix, P _tx(n) ab. Zu Beginn wird die Quadratwurzel der diagonalen Matrizen, E _λ(k), berechnet, um eine Sequenz von Diagonalmatrizen,
zu erhalten, deren Elemente die Quadratwurzeln der Elemente von E _λ(k) sind. Die Elemente der Diagonalmatrizen, E _λ(k), sind repräsentativ für die Sendeleistung, die den Eigenmodes zugewiesen ist. Die Quadratwurzel transformiert dann die Leistungszuteilung auf die Äquivalenzsignalskalierung. Das Produkt der Quadratwurzeldiagonalmatrizen,
und der unitären Matrizen, V(k), welche eine Sequenz von Matrizen der rechten Eigenvektoren von Ĥ(k) ist, wird dann berechnet. Dieses Produkt,
definiert die "optimale" räumlich-spektrale Formung, die auf den vorcodierten Symbolvektor, c(n) angewandt werden soll.
Eine inverse FFT des Produkts
wird dann berechnet, um die räumlich-zeitliche Pulsformungmatrix, P _tx(l) für den Sender abzuleiten, welche ausgedrückt werden kann als:
Die Pulsformungsmatrix, P _tx(l), ist eine N_T × N_T-Matrix, wobei jedes Element von P _tx(l) eine Sequenz von N_F ≥ L + 1 Werten aufweist. Jede Spalte von P _tx(l) ist ein Steuervektor für ein entsprechendes Element von c(n).
Ein Convolver bzw. ein Faltungselement 430 empfängt und konditioniert (z. b. faltet) den vorcodierten Symbolvektor, c(n), vor mit der Pulsformungsmatrix, P _tx(l), um den gesendeten Signalvektor, x(n) abzuleiten. Die Faltung von c(n) mit P _tx(l), kann ausgedrückt werden als: x(n) = ΣP tx(l)c(n – l). (15)
Die Matrixfaltung, die in Gleichung (15) gezeigt ist, kann wie folgt durchgeführt werden. Um das i-te Element des Vektors x(n) für Zeit n, x_i(n), abzuleiten, wird das innere Produkt der i-ten Reihe der Matrix P _tx(l) mit dem Vektor c(n – l) gebildet für eine Anzahl von Verzögerungsindizes (z. B. 0 ≤ l ≤ L) und die Ergebnisse werden akkumuliert, um das Element x_i(n) abzuleiten. Das Signal, das auf jeder Sendeantenne gesendet wird (d. h. jedes Element von x(n) oder x_i(n)) wird somit gebildet als eine gewichtete Kombination der N_T vorcodierten Symbolströme für eine Anzahl von Symbolperioden, wobei die Gewichtung bestimmt wird durch die geeignete Reihe der Matrix P _tx(l). Der Prozess wird wiederholt, so dass jedes Element des Vektors x(n) aus einer entsprechenden Reihe der Matrix P _tx(l) und dem Vektor c(n) abgeleitet ist.
Jedes Element des gesendeten Signalvektors x(n) entspricht einem Strom von vorkonditionierten Symbolen, die über eine entsprechende Sendeantenne gesendet werden sollen. Die N_T vorkonditionierten Symbolströme (d. h. eine Sequenz von vorkonditionierten Symbolvektoren, wobei jeder Vektor bis zu N_T vorkonditionierte Symbole aufweist) werden auch als N_T gesendete Signale bezeichnet. Die N_T vorkonditionierten Symbolströme werden an Sender 322a bis 322t geliefert und verarbeitet, um N_T modulierte Signale abzuleiten, welche dann von N_T Antennen 324a bis 324t gesendet werden.
Das Ausführungsbeispiel der 4 führt eine Zeitdomain-Strahlsteuerung auf dem vorcodierten Symbolvektor c(n) as. Die Strahlsteuerung kann auch in der Frequenzdomain durchgeführt werden. In diesem Fall kann der Vektor c(n) transformiert werden über ein FFT, um einen Frequenzdomainvektor C(k) zu erhalten. Der Vektor C(k) wird dann mit der Matrix
multipliziert, um einen Frequenzdomainvektor X(k) zu erhalten, und zwar wie folgt:
Der gesendete Signalvektor, x(n) kann dann abgeleitet werden durch Ausführen einer IFFT auf dem Vektor X(k), d. h. x(n) = IFFT [X(k)].
5 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Empfängereinheit 500, welche ein bestimmtes Ausführungsbeispiel des Empfängerteils eines Emp fängersystems 350 in 3 darstellt. Eine Empfängereinheit 500 weist Folgendes auf: (1) einen RX-MIMO-Prozessor 360a, der N_R empfangene Abtastungsströme verarbeitet, um N_T wiedergewonnene Symbolströme zu liefern, und (2) einen RX-Datenprozessor 380a, der die wiedergewonnenen Symbole demoduliert, entschachtelt und decodiert, um decodierte Daten vorzusehen. Der RX-MIMO-Prozessor 360a und der RX-Datenprozessor 380a sind ein Ausführungsbeispiel von RX-MIMO-Prozessor 360 bzw. RX-Datenprozessor 380 in 3.
Wiederum Bezug nehmend auf 3 werden die modulierten Signale, die von N_T Sendeantennen gesendet werden, von jeder von N_R Antennen 352a bis 352r empfangen, und das empfangene Signal von jeder Antenne wird an einen entsprechenden Empfänger 354 (der auch als Front-End-Einheit bezeichnet wird) weitergeleitet bzw. geroutet. Jeder Empfänger 354 konditioniert (z. B. filtert, verstärkt oder konvertiert herab) ein entsprechendes empfangenes Signal und digitalisiert das konditionierte Signal, um einen entsprechenden Strom von Abtastungen vorzusehen. Die Empfänger 354a bis 354r sehen N_R Abtastungsströme vor (d. h. eine Sequenz von empfangenen Signalvektoren, y(n), wobei jeder Vektor bis zu N_R Abtastungen enthält). Die N_R Abtastungsströme werden dann an den RX-MIMO-Prozessor 360a geliefert.
Innerhalb des RX-MIMO-Prozessors 360a empfängt ein Kanalschätzelement 512 die Abtastungsströme y(n) und leitet eine geschätzte Kanalimpulsantwortmatrix,
ab, welche zurück an das Sendersystem gesendet werden kann und verwendet werden kann, um die Vorcodierung und die MIMO-Verarbeitung durchzuführen. Eine FFT 514 führt dann eine FFT auf der geschätzten Kanalimpulsantwortmatrix,
durch, um die geschätzte Kanalfrequenzantwortmatrix, Ĥ(k), abzuleiten.
Ein Block 516 führt dann eine Singularwertzerlegung von Ĥ(k) durch, für 0 ≤ k ≤ (N_F – 1), um die Matrix der linken Eigenvektoren, U(k), für jedes Frequenzbin zu erhalten. Jede Spalte von U(k) ist ein Steuervektor (engl. steering vektor) im Frequenzbin k für ein entsprechendes Element von s(n), und wird verwendet, um die Symbolströme beim Empfänger zu orthogonalisieren. Eine IFFT 518 führt dann die inverse FFT von U(k) durch, um eine räumlich-zeitliche Pulsformungsmatrix,
für das Empfängersystem abzuleiten.
Ein Faltungselement 520 leitet dann den empfangenen Symbolvektor, r(n), ab durch Ausführen einer Faltung des empfangenen Signalvektors, y(n), mit dem Konjugat der Transponierten der räumlich-zeitlichen Pulsformungsmatrix,
Die Pulsformung beim Empfänger kann auch in der Frequenzdomain durchgeführt werden, ähnlich der, die oben für den Sender beschrieben wird. In diesem Fall kann der empfangene Signalvektor, y(n), über eine FFT transformiert Werden, um einen Frequenzdomainvektor, Y(k), zu erhalten. Der Vektor Y(k) wird dann mit der konjugattransponierten Matrix U ^H(k) vormultipliziert, um einen Frequenzdomainvektor R(k) zu erhalten. Das Ergebnis dieser Matrixmultiplikation, R(k), kann dann transformiert werden über eine inverse FFT, um den empfangenen Symbolvektor in der Zeitdomain, r(n), zu erhalten. Die Faltung des Vektors y(n) mit der Matrix
kann daher in der diskreten Frequenzdomain dargestellt werden als:
wobei

: eine Matrix der gewichteten Einzelwerte von Ĥ(k) ist, wobei die Gewichte die Quadratwurzel der Water-Filling-Lösung,
sind;
C(k): die FFT von c(n) ist, dem vorcodierten Symbolvektor;
Y(k): die FFT von y(n) ist, dem empfangenen Signalvektor;
R(k): die FFT von r(n) ist, dem empfangenen Symbolvektor; und
: die FFT von
ist, dem empfangenen Rauschprozess, wie er durch die unitäre Matrix U ^H(k) transformiert wird.

Aus Gleichung (17) kann der empfangene Symbolvektor, r(n), wie folgt charakterisiert werden als eine Faltung in der Zeitdomain:
wobei

Λ(l): die inverse FFT von
ist; und
: das empfangene Rauschen ist, wie es durch die räumlich-zeitliche Pulsformungsmatrix des Empfängers,
transformiert ist.

Die Matrix Λ(l) ist eine Diagonalmatrix von Eigenpulsen, wobei jeder Eigenpuls abgeleitet wird aus der IFFT der entsprechenden Sequenz von Einzelwerten in
Die zwei Formen der Anordnung der Einzelwerte, die sortierte und die zufällig angeordnete, resultieren in zwei verschiedenen Arten von Eigenpulsen. Für die sortierte Form ist die sich ergebende Eigenpulsmatrix, Λ _s(l) eine Diagonalmatrix der Pulse, die in absteigender Reihenfolge des Energiegehalts sortiert sind. Der Puls, der dem ersten diagonalen Element der Eigenpulsmatrix, {Λ _s(l)}₁₁, entspricht, hat die meiste Energie, und die Pulse, die Elementen weiter unten in der Diagonalen entsprechen, besitzen folglich weniger Energie. Weiter wird, wenn das SNR niedrig genug ist, so dass Water-Filling-Ergebnisse in einigen der Frequenzbins keine Energie besitzen, die Energie aus den kleinsten Eigenpulsen zuerst herausgenommen. Somit besitzen bei niedrigen SNRs ein oder mehrere Eigenpulse keine Energie. Dies hat den Vorteil, dass bei niedrigen SNRs die Codierung und Modulation vereinfacht werden durch Reduzieren der Anzahl der orthogonalen Unterkanäle. Um sich jedoch der Kanalkapazität anzunähern, ist es notwendig, separat für jeden Eigenpuls zu codieren und zu modulieren.
Die zufällig angeordnete Form der Einzelwerte in der Frequenzdomain kann verwendet werden, um die Codierung und Modulation zu vereinfachen (d. h. die Kom plexität von separater Codierung und Modulation für jedes Element der Eigenpulsmatrix zu vermeiden). In der zufällig angeordneten Form ist die Anordnung der Einzelwerte für jedes Frequenzbin zufällig, statt auf ihrer Größe zu basieren. Diese zufällige Anordnung bzw. Reihenfolge kann in näherungsweise der gleichen Energie in allen Eigenpulsen resultieren. Wenn das SNR niedrig genug ist, um in Frequenzbins zu resultieren, die keine Energie aufweisen, dann sind diese Bins näherungsweise gleichmäßig unter den Eigenmodes verteilt, so dass die Anzahl der Eigenpulse mit einer Energie, die nicht Null ist, die gleiche ist, unabhängig vom SNR. Bei hohen SNRs hat die zufällig angeordnete Form den Vorteil, dass alle Eigenpulse annähernd die gleiche Energie besitzen, in welchem Fall eine separate Codierung und Modulation für unterschiedliche Eigenmodes nicht notwendig ist.
Wenn die Antwort des MIMO-Kanals frequenzselektiv ist (d. h. unterschiedliche Werte in H(k) für unterschiedliche Werte von k), dann sind die Eigenpulse in der Matrix Λ(l) zeitlich gestreut. In diesem Fall weisen die resultierenden empfangenen Symbolsequenzen, r(n) Zwischensymbolinterferenz (ISI) auf, die im Allgemeinen einen Ausgleich notwendig macht, um einen hohe Performance vorzusehen. Weiter sind, weil die Einzelwerte in λ(k) reell sind, die Elemente von
auch reell, und die Eigenpulse in der Matrix Λ(l) weisen aliased bzw. ähnliche Konjugatsymmetrieeigenschaften auf. Wenn Schritte unternommen werden, um dieses Zeitdomain-Aliasing zu vermeiden (z. B. durch Verwenden einer FFT-Länge, N_F, die ausreichend größer ist als die Anzahl der Abtastungen in der geschätzten Kanalimpulsantwortmatrix,
die nicht Null sind), dann ist die Eigenpulsmatrix konjugatsymmetrisch in der Verzögerungsvariablen, l, d. h. Λ(l) = Λ*(–l).
Ein Equalizer 522 empfängt und führt einen Raum-Zeit-Ausgleich durch auf dem empfangenen Symbolvektor, r(n), um den wiedergewonnen Symbolvektor, ŝ(n), zu erhalten, der eine Schätzung des Modulationssymbolvektors, s(n), ist. Der Ausgleich wird weiter unten in größerem Detail beschrieben. Der wiedergewonnene Symbolvektor, ŝ(n), wird dann an den RX-Datenprozessor 380a geliefert.
Innerhalb des RX-Datenprozessors 380a demoduliert ein Symbol-Entabbildungselement bzw. -Rückabbildungselement (Unmapping-Element) 532 jedes wiedergewonnene Symbol in ŝ(n) gemäß einem Demodulationsschema (z. B. M-PSK, M-QAM), das komplementär ist zu dem Modulationsschema, das verwendet wird für das Symbol beim Sendersystem. Die demodulierten Daten vom Symbol-Entabbildungselement 532 werden dann entschachtelt von einem Entschachteler 534, und die entschachtelten Daten werden weiter decodiert von einem Decodierer 536, um die decodierten Daten zu erhalten, welche eine Schätzung der gesendeten Verkehrsdaten sind. Das Entschachteln und das Decodieren werden auf eine Weise ausgeführt, die komplementär ist zum Verschachteln bzw. Codieren, die bei dem Sendersystem durchgeführt werden. Beispielsweise kann ein Turbodecodierer oder ein Viterbidecodierer für den Decodierer 536 verwendet werden, wenn Turbo- bzw. Faltungscodierung beim Sendersystem durchgeführt wird.
Entscheidungs-Feedback-Ausgleich
Wie oben in Gleichung (12) gezeigt, kann das Sendersystem die Äquivalenzkanalimpulsantwort F ₀ F(l) ableiten (welche verwendet wird, um die Modulationssymbole vorzucodieren) basierend auf der Kanalimpulsantwortschätzung
und der Impulsantwort M _ftx(l) eines Feed-Forward-Filters eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers. Das Empfängersystem führt auch einen Ausgleich des empfangenen Symbolvektors durch basierend auf einem Feed-Forward-Filter. Eine spezifische Konstruktion eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers wird unten beschrieben.
Obwohl die Ausgaben des Feed-Forward-Filters bei den Sender- und Empfängersystemen ähnlich sein können, kann die Impulsantwort M _ftx(l) des Feed-Forward-Filters bei dem Sendersystem unterschiedlich sein von der Impulsantwort M _frx(l) des Feed-Forward-Filters beim Empfängersystem, weil unterschiedliche Inputs an diese Filter vorgesehen werden.
Wie oben beschrieben, kann ein Äquivalenzkanal für den empfangenen Symbolvektor, r(n), so definiert werden, dass er eine Impulsantwort von Λ(l) aufweist und eine entsprechende Frequenzantwort von λ(f). Die End-to-End-Frequenzantwort dieses Äquivalenzkanals und seines Optimalfilters, Ψ(f) = λ(f)λ'(f) kann spektral faktorisiert werden in einen hypothetischen Filter und seinen Optimalfilter, der eine End-to-End-Frequenzantwort von γ(f)γ ^H(f) = Ψ(f) aufweist. Der hypothetische Filter kann so definiert werden, dass er eine kausale Impulsantwort von Γ(l) und eine entsprechende Frequenzantwort von γ(f) aufweist.
In der folgenden Analyse kann ein Äquivalenzkanalmodell so definiert werden, dass es spektral weißes Rauschen aufweist. Dies kann erreicht werden durch Anwenden eines Noise-Whitening-Filters, der eine Frequenzantwortmatrix von (γ ^H(f))⁺ = (γ(f)γ ^H(f))^–1 γ(f) besitzt, welches das Moore-Penrose-Inverse von γ ^H(f) ist, auf die Ausgabe des Optimalfilters des Empfängers. Die Gesamtfrequenzantwort des Kanals (mit einer Frequenzantwort von λ(f)), der Optimalfilter (mit einer Frequenzantwort von λ'(f)) und der Noise-Whitening-Filter (mit einer Frequenzantwort von (γ ^H(f))⁺) können dann ausgedrückt werden als: λ(f)λ'(f)(γ H(f))+ = Ψ(f)(γ H(f))+ = γ(f). Gl. (19)
6A ist ein Blockdiagramm eine Entscheidungs-Feedback-Equalizers 610, der abgeleitet ist basierend auf dem oben beschriebenen Äquivalenzkanalmodell. Der empfangene Symbolvektor, r(n), wird von einem (hypothetischen) Whitended-Matched-Filter bzw. Optimalfilter mit weißem Rauschen 612 gefiltert, der eine Antwort von λ'(f)(γ ^H(f))⁺ besitzt, um einen gefilterten Symbolvektor,
vorzusehen. Der Whitended-Matched-Filter bzw. Optimaifilter mit weißem Rauschen führt die Dualfunktion des Optimalfilterns für r(n) aus und das Whitening des Rauschens, und wird verwendet, um die Ableitung für den Entscheidungs-Feedback-Filter zu vereinfachen. In einer praktikablen Implementierung wird die Antwort des Whitended-Matched-Filter (automatisch) in die Antwort des Entscheidungs-Feedback-Equalizers einbezogen, wenn der Equalizer basierend auf dem ausgewählten Kriterium (z. B. dem minimalen mittleren quadratischen Fehler) angepasst bzw. eingestellt wird.
Der gefilterte Symbolvektor,
ist die Ausgabe des Äquivalenzkanalmodells und kann ausgedrückt werden als:
wobei Γ eine blockstrukturierte Matrix ist, die sich aus L + 1 Blöcken mit der Dimensionalität N_R × N_T zusammensetzt, die eine Sequenz von Matrizen Γ(l) für die abgetasteten Kanal-whitened Eigenpulse darstellt und dargestellt werden kann als: Γ = [Γ(0), Γ(1) ... Γ(L)],und s(n) ist eine Sequenz von (L + 1) Vektoren von Modulationssymbolen und kann dargestellt werden als:
Jeder Vektor von s(n) weist bis zu (L + 1)N_T Symbole auf und jedes Symbol in dem Vektor ist mit einem der Eigenpulse in der Matrix Γ assoziiert. Die Blöcke von Γ (d. h. Γ(0), Γ(1), ..., Γ(L)) sind alle diagonal.
Der gefilterte Symbolvektor,
wird weiter durch einen Feed-Forward-Filter 614 gefiltert, der eine Impulsantwort von M _f(l) besitzt, um den ausgeglichenen Symbolvektor
zu liefern. Der Vektor
vom Feed-Forward-Filter 614 wird dann mit der Verzerrungsschätzung, i(n), von einem Feedback-Filter 618 summiert durch einen Summierer 616, um eine anfängliche Schätzung s'(n) des gesendeten Symbolvektors s(n) abzuleiten. Diese anfängliche Schätzung, s'(n) wird weiter skaliert, um den wiedergewonnenen Symbolvektor ŝ(n) zu liefern. (Das Skalieren von s'(n), um ŝ(n) abzuleiten, ist in 6A aus Gründen der Ein fachheit nicht gezeigt.) Dieser Vektor ŝ(n) wird auch an ein Symbolentscheidungselement 620 geliefert, um den remodulierten Symbolvektor
abzuleiten, der die detektierten Symbole für ŝ(n) darstellt. Der remodulierte Symbolvektor
kann abgeleitet werden durch (1) Demodulieren des wiedergewonnenen Symbolvektors, ŝ(n), um demodulierte Daten vorzusehen, (2) möglicherweise Entschachteln, Entcodieren und Re-Codieren und Verschachteln der demodulierten Daten, und (3) Remodulieren der demodulierten Daten basierend auf den Signalkonstellationen entsprechend den ausgewählten Modulationsschemata. Der remodulierte Symbolvektor,
wird dann durch den Feedback-Filter 618 gefiltert mit einer Impulsantwort von M _b(l) und die Ausgabe von Feedback-Filter 618 wird an den Summierer 616 geliefert.
Ein Entscheidungs-Feedback-Equalizers (DFE), der in Verbindung mit der Breitband-Eigenmode-Sendung verwendet wird, bildet eine anfängliche Schätzung, s'(n), des gesendeten Symbolvektors, s(n), zum Zeitpunkt n, die ausgedrückt werden kann als:
wobei

: der gefilterte Symbolvektor des Äquivalenzkanalmodells ist;
: der remodulierte bzw. erneut modulierter Symbolvektor ist;
M _f(l): eine Sequenz von (K₁ + 1) Feed-Forward-Matrizen ist, wobei jede Matrix N_T × N_R Koeffizienten aufweist; und
M _b(l): eine Sequenz von K₂ Feedback-Matrizen ist, wobei jede Matrix N_T × N_T Koeffizienten aufweist.

Gleichung (21) kann auch ausgedrückt werden als:
Wenn das MMSE-Kriterium verwendet wird, um die Feed-Forward- und die Feedback-Koeffizientenmatrizen zu bestimmen, dann minimieren die Lösungen für M _f und M _b den mittleren quadratischen Fehler (MSE = mean square error). ε = E{e H(n)e(n)},kann verwendet werden, wobei der Fehler e(n) ausgedrückt wird als: e(n) = s'(n) – s(n). Gl. (23)
Die Feed-Forward- und Feedback-Filter werden typischerweise gleichzeitig angepasst, um den mittleren quadratischen Fehler der Zwischensymbolinterferenz in den wiedergewonnen Symbolen zu minimieren.
Die MMSE-Lösung für den Feed-Forward-Filter, M _f(l), für –K₁ ≤ l ≤ 0 wird durch die folgenden linearen Bedingungen bzw. Einschränkungen bestimmt:
und kann auch ausgedrückt werden als:
und
ist eine (K₁ + 1)N_R × (K₁ + 1)N_R-Matrix, die aus N_R × N_R Blöcken besteht. Der (i,j)-te Block in
ist gegeben durch:
Die MMSE-Lösung für den Feedback-Filter kann ausgedrückt werden als:
Da die Matrizen Γ(l) für 0 ≤ i ≤ L diagonal sind, sind dann aus Gleichung (25) die Feed-Forward-Filter-Koeffizientenmatrizen, M _f(l), für –K₁ ≤ l ≤ 0 auch diagonal. Es folgt dann, dass die Feedback-Filter-Koeffizientenmatrix, M _b(l) für 1 ≤ l ≤ K₂ auch diagonal ist.
Der Feed-Forward-Filter und der Feedback-Filter besitzen Frequenzantwortmatrizen m _f(f) bzw. m _b(f), die gegeben sind durch:
Durch Substituieren von Gleichung (27) in Gleichung (21) und Annehmen von perfekten Entscheidungen (d. h.
kann die anfängliche Symbolschätzung s'(n) ausgedrückt werden als:
Um das SNR von dem Entscheidungs-Feedback-Equalizer zu bestimmen, das mit der anfänglichen Symbolschätzung s'(n) assoziiert ist, wird anfänglich eine Schätzung des unverzerrten minimalen mittleren quadratischen Fehlers abgeleitet durch Herausfinden des bedingten Mittelwerts des gesendeten Symbolvektors:
wobei
Als nächstes wird der Mittelwert des i-ten Elements von s'(n), s'_i(n), ausgedrückt als: E[s'i (n)|si(n)] = gdfe,iisi(n),wobei g_dfe,ii das i-te diagonale Element von G _dfe ist.
Um die unverzerrte Symbolschätzung, ŝ(n), zu bilden, wird eine Diagonalmatrix, deren Elemente das Inverse der diagonalen Elemente von G _dfe sind, zuerst definiert als:
Die unbasierte Schätzung, ŝ(n), kann dann ausgedrückt werden:
Die sich ergebende Fehlerkovarianzmatrix φ _ee ist gegeben als: φ ee = W dfe = E{[s(n) – D –1Gdfe s'(n)][s H(n) – s' H(n)D –1Gdfe ]} = I – D –1Gdfe G dfe – G Hdfe D –1Gdfe + D –1Gdfe G dfe D –1Gdfe . Gl. (33)
Das SNR, das mit der unverzerrten Schätzung, ŝ(n), des Symbols, das auf der i-ten Sendeantenne gesendet wurde, assoziiert ist, kann ausgedrückt werden als:
Der Entscheidungs-Feedback-Equalizer wird in größerem Detail beschrieben in der zuvor erwähnten US-Patentanmeldung Seriennrn. 09/993,087 und 10/017,308 und in einer Schrift von S. L. Ariyavistakul et al., betitelt "Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span", IEEE Trans. an Communication, Band 7, Nr. 7, Juli 1999.
6B ist ein Blockdiagramm eines Equalizers 552a, der in Verbindung mit Vorcodierung beim Sendersystem verwendet werden kann. Innerhalb des Equalizers 522a wird der empfangene Symbolvektor, r(n), von RX-MIMO-Prozessor 360 durch einen Feed-Forward-Filter 634 gefiltert, um einen ausgeglichenen Symbolvektor
vorzusehen. Die Antwort auf den Feed-Forward-Filter 634 kann basierend auf dem MMSE-Kriterium angepasst werden, wie oben beschrieben, oder basierend auf irgendeiner anderen linearen räumlichen Ausgleichstechnik.
Der Feed-Forward-Filter 634 filtert anfänglich den empfangenen Symbolvektor, r(n), mit der Impulsantwort von M _frx(l), um eine anfängliche Schätzung s'(n) vorzusehen, und multipliziert weiter die anfängliche Schätzung mit der Matrix D ^–1 _Gdfe, um den ausgeglichenen Symbolvektor,
vorzusehen, der eine unverzerrte Schätzung des Modulationssymbolvektors, s(n) ist. Die Impulsantwort M _frx(l) des Feed-Forward-Filters kann wie in Gleichung (25) gezeigt für das MMSE-Kriterium angepasst werden.
Mit der Vorcodierung beim Sendersystem fallen die ausgeglichenen Symbole auf eine erweiterte Signalkonstellation. Eine Einheit 636 skaliert dann den ausgeglichenen Symbolvektor vor,
mit F ₀ ^–1 vor, um für den Faktor F ₀ in Gleichung (8) zu kompensieren, und führt weiter eine Vektor-modulo-2M-Operation auf dem sich ergebenden Vektor durch, wie in Gleichung (9) gezeigt, um den wiedergewonnenen Symbolvektor ŝ(n) vorzusehen. Der modulo-2M-Betrieb beim Empfänger faltet effektiv die erweiterte Signalkonstellation zurück zur Originalsignalkonstellation. Der RX-Datenprozessor 380 demoduliert, entschachtelt und decodiert dann die wiedergewonnenen Symbole, um die decodierten Daten vorzusehen. Ein CSI-Prozessor 638 kann verwendet werden, um das SNR jedes wiedergewonnenen Symbolstroms (z. B. basierend auf Gleichung (34)) zu schätzen.
Aufgrund der Vorcodierung beim Sendersystem wird der Feedback-Filter für den Entscheidungs-Feedback-Equalizer beim Empfängersystem nicht benötigt.
Der Entscheidungs-Feedback-Equalizers kann auch angepasst werden basierend auf irgendwelchen anderen Techniken anstatt der MMSE-Technik, und dies liegt im Umfang der Erfindung. Beispielsweise kann der Entscheidungs-Feedback-Equalizer angepasst werden basierend auf einer Zero-Forcing- bzw. Nullstellenerzwingungstechnik.
Für bestimmte Klassen von Kanalcodierung (z. B. Turbo- oder Faltungscodierung), wird die Decodierung beim Empfängersystem ausgeführt basierend aufweichen Entscheidungen bzw. Soft-Decisions (d. h. nicht binäre Werte) für die wiedergewonnenen Symbole anstatt auf harten Entscheidungen bzw. Hard-Decisions. Für eine verbesserte Performance können die weichen Entscheidungen für Symbole in der erweiterten Signalkonstellation (d. h. die ausgeglichenen Symbole) direkt für das Decodieren verwendet werden, und die modulo-2M-Operation kann aus den unten beschriebenen Gründen ausgelassen werden.
Der ausgeglichene Symbolvektor,
kann nach dem Feed-Forward-Filter ausgedrückt werden wie in Gleichung (8) gezeigt ist, d. h.:
Der Vektor
weist bis zu N_T ausgeglichenen Symbolen auf, und jedes ausgeglichene Symbol s ~i(n) ist eine Schätzung eines entsprechenden Modulationssymbols, s_i(n) das beim Sendersystem basierend auf einer bestimmten (z. B. M²-QAM-)Signalkonstellation generiert wurde. Das Modulationssymbol, s_i(n), ist ein besonderer (x_i,y_i)-Punkt in der 2-dimensionalen QAM-Signalkonstellation, und dieser (x_i,y_i)-Signalpunkt ist definiert basierend auf 2log₂M_i-codierten Bits, wobei log₂M_i-codierte Bits verwendet werden, um x_i zu definieren und die anderen log₂M_i-codierten Bits verwendet werden um y_i zu definieren. Aufgrund der Pro duktsymmetrie einer quadratischen QAM-Signalkonstellation und Gray-Code-Abbildung sind die codierten Bits, die verwendet werden, um x_i zu definieren unabhängig von codierten Bits, die verwendet werden, um y_i zu definieren. Der (x_i,y_i)-Signalpunkt in der 2-dimensionalen QAM-Signalkonstellation kann daher so betrachtet werden, als würde er zwei 1-dimensionale Signalpunkte (d. h. x_i und y_i) aufweisen, wobei jeder 1-D-Signalpunkt zu einer unabhängigen eindimensionalen PAM-Signalkonstellation gehören würde.
Für jedes ausgeglichene Symbol, s ~i(n), das demoduliert und decodiert werden soll, bestimmt der Demodulationsprozess beim Empfängersystem die wahrscheinlichsten 2log₂M_i-codierten Bits, die verwendet wurden, um das Modulationssymbol, s_i(n) entsprechend diesem ausgeglichenen Symbol, s ~i(n) zu bilden. Für Soft-Input-Decodierung wird ein Log-Likelihood-Verhältnis (LLR) für jedes der 2log₂M_i-codierten Bits berechnet, die das ausgeglichene Symbol, s ~i(n), definieren.
Für den Zweck der Berechnung von LLRs für die codierten Bits, kann von jedem QAM-Symbol s ~i(n) angenommen werden, dass es zwei unabhängige PAM-Symbole, Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)} aufweist. Jedes PAM-Symbol ist definiert durch log₂M_i-codierte Bits. Das LLR wird dann für jedes der log₂M_i-codierten Bits für entwerder Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)} berechnet.
Das LLR für ein gegebenes codiertes Bit, b_j(n), für 0 ≤ j ≤ log₂M_i für entweder Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)} kann ausgedrückt werden als:
Das Folgende kann auch ausgedrückt werden als:
wobei Ai = Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)}, S_j ⁰ einen Satz von M_i PAM-Signalpunkten darstellt für b_j = 0, und S_j ¹ einen Satz von M_i PAM-Signalpunkten darstellt für b_j = 1.
Gleichung (35) kann dann ausgedrückt werden als:
in dem besonderen Fall, in dem es für die Symbole A_i gleich wahrscheinlich ist, gesendet zu werden, kann die Gleichung (37) dann ausgedrückt werden als:

kann Gleichung (37) ausgedrückt werden als:
wobei LLR_e(b_j) "extrinsische" Information für das codierte Bit b_j darstellt und LLR_a(b_j) a-priori-Information für das codierte Bit b_j darstellt.
Die a-priori-Information LLR_a(b_j) kann von einer getrennten Quelle verfügbar sein oder kann geschätzt werden durch einen Fehlerkorrekturdecodierer (z. B. einen Turbo-, Faltungs- oder Blockdecodierer) und kann an ein Symbol-Entabbildungselement zurückgekoppelt werden. Die Detektierung und die Decodierung können basierend auf einem iterativen Schema durchgeführt werden. Ein solches iteratives Detektions- und Decodierungsschema ist beschrieben in US-Patentanmeldung Seriennr. 10/005,104, betitelt "Iterative Detection and Decoding for a MIMO-OFDM system", eingereicht am 3. Dezember 2001, das dem Anmelder der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
Wenn Nicht-Gray-Symbolabbildung verwendet wird, um die Modulationssymbole bei dem Sender abzuleiten, dann kann das iterative Detektions- und Decodierschema eine verbesserte Performance bei dem Empfänger vorsehen.
Aufgrund der Vorcodierung beim Sendersystem, gehört das ausgeglichene Symbol, s ~_i(n), zu einer erweiterten Signalkonstellation (d. h. Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)} gehören zu erweiterten PAM-Signalkonstellationen). Das Durchführen der modulo-2M-Operation auf Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)} faltet die expandierte Signalkonstellation zurück auf die Originalsignalkonstellation, was die geeignete Operation ist, wenn harte Entscheidungen bzw. Hard-Decisions für Re{s ~i(n)} und Im{s ~i(n)} erhalten werden sollen. Wenn jedoch Kanalcodierung vorliegt und weiche Entscheidungen verwendet werden, um die codierte Bit-LLRs für Turbocodes zu berechnen (oder Zweig-Metrik für Soft-Decision-Viterbi-Decodierung von Faltungscodes), dann kann das Falten der erweiterten Signalkonstellation vor dem Berechnen der Bit-LLRs oder der Branch-Metriken zu einer schwerwiegenden Performanceverschlechterung des Decodierers führen.
Um eine verbesserte Decodierperformance vorzusehen kann die modulo-2M-Operation eliminiert werden und die LLR-Berechnung von codierten Bits kann auf der erweiterten Systemkonstellation durchgeführt werden. Die Sätze S_j ⁰ und S_j ¹ können erweitert werden, um mit der erweiterten Signalkonstellation übereinzustimmen, und zwar durch Hinzufügen von 2M·d, wobei d eine ganze Zahl ist, zu jedem Signalpunkt in den ursprünglichen Sätzen S_j ⁰ und S_j ¹, um die erweiterten Sätze S_je ⁰ bzw. S_je ¹ zu bilden. Das LLR kann dann, wie in Gleichung (40) gezeigt, basierend auf den erweiterten Sätzen berechnet werden.
Der Bereich möglicher Werte von d kann basierend auf einer Gesamtheit von Kanalrealisierungen bestimmt werden. Es wurde durch Simulation unter Verwendung einer großen Anzahl von Kanalrealisierungen festgestellt, dass es ausreichend sein kann, dass d = –2, –1, 0, 1, 2. Für diesen Bereich von d ist die Kardinalität der erweiterten Sätze S_je ⁰ und S_je ¹ fünfmal so groß wie der der ursprünglichen Sätze S_j ⁰ und S_j ¹. Dies erhöht die Komplexität der LLR-Berechnung. Um die Komplexität der LLR-Berechnung mit den erweiterten Sätzen auf die gleiche Komplexität wie die LLR-Berechnung mit den ursprünglichen Sätzen zu reduzieren, werden nur die Signalpunkte in die LLR- oder Metrikberechnung mit einbezogen, die sich innerhalb ±M_i des empfangenen Signalpunkts befinden.
Die Vorcodierungstechniken, die hierin für einen Mehrwegekanal in einem MIMO-System beschrieben wurden können in zahlreichen drahtlosen Kommunikationssystemen implementiert werden, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, MIMO- und CDMA-Systeme. Diese Techniken können auch für ein MIMO-System verwendet werden, das OFDM implementiert. Diese Techniken können auch für die Vorwärts- und/oder Rückwärtsverbindung verwendet werden.
Die Vorcodierungstechniken können auch durch verschiedene Mittel implementiert werden. Zum Beispiel können diese Techniken in Hardware, Software oder einer Kombination davon implementiert werden. Bei einer Hardware-Implementierung können die Elemente, die verwendet werden um verschiedene Signalverarbeitungsschritte beim Sender (z. B. Codieren und Modulieren der Daten, Vorcodieren der Modulationssymbole, Vorkonditionieren der vorcodierten Symbole, usw.) und beim Empfänger (z. B. das Vorkonditionieren der empfangenen Abtastungen, Ausgleichen der empfangenen Symbole, Demodulieren und Decodieren der wiedergewonnenen und ausgeglichenen Symbole, und so weiter) durchzuführen, innerhalb einem oder mehreren anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreisen bzw. ASICs (ASIC = application specific integrated circuits), Digitalsignalprozessoren bzw. DSPs (DSP = digital signal prozessor), Digitalsignalverarbeitungsvorrichtungen (DSPDs = digital signal processing devices), programmierbaren Logikgeräten (PLDs = programmable logic devices), feldprogrammierbaren Gate-Arrays (FPGAs = field programmable gate arrays), Prozessoren, Controllern, Mikro-Controllern, Mikroprozessoren, anderen elektronischen Einheiten, die dafür ausgelegt sind, die hierin beschriebenen Funktionen durchzuführen, oder einer Kombination davon implementiert werden.
Für eine Softwareimplementierung können einige oder alle der Signalverarbeitungsschritte bei jedem der Sender und Empfänger mit Modulen (z. B. Verfahren, Funktionen, und so weiter), die die hierin beschriebenen Funktionen ausführen, implementiert werden. Die Softwarecodes können in einer Speichereinheit gespeichert werden (z. B. Speichern 332 und 372 der 3) und ausgeführt werden durch einen Prozessor (z. B. Controller 330 und 370). Die Speichereinheit kann implementiert werden innerhalb des Prozessors oder extern vom Prozessor, in welchem Fall sie kommunikativ über mehrere Mittel des Standes der Technik an den Prozessor gekoppelt sein kann.
Die Überschriften sind hierin enthalten aus Gründen der Bezugnahme und um dabei zu helfen, bestimmte Abschnitte zu lokalisieren. Es wird nicht beabsichtigt, dass diese Überschriften den Umfang der Konzepte beschränken, die darunter beschrieben sind, und diese Konzepte können auf andere Abschnitte über die gesamte Beschreibung hinweg anwendbar sein.
Die vorhergehende Beschreibung der offenbarten Ausführungsbeispiele wird vorgesehen, um es dem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung herzustellen oder zu verwenden. Verschiedene Modifikationen an diesen Ausführungsbeispielen werden dem Fachmann leicht ersichtlich sein, und die hierein definierten allgemeinen Prinzipien können auf andere Ausführungsbeispiele angewandt werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Daher ist es nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele zu begrenzen, sondern ihr sollte der weiteste Umfang zugestanden werden, der mit den hierin offenbarte Prinzipien und neuartigen Merkmalen übereinstimmt.

Claims

Ein Verfahren zum Verarbeiten von Daten für die Übertragung über einen Mehrwege-MIMO-Kanal in einem Mehrgrößen- bzw. Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Codieren von Daten gemäß einem oder mehreren Codierschemata, um codierte Daten vorzusehen; Modulieren der codierten Daten gemäß einem oder mehrerer Modulationsschemata, um Modulationssymbole vorzusehen; Vorcodieren der Modulationssymbole basierend auf einer äquivalenten Kanalantwort, um vorcodierte Symbole vorzusehen, wobei die äquivalente Kanalantwort hergeleitet wird, basierend auf der geschätzten Antwort des MIMO-Kanals und einer Antwort eines Feed-Forward-Filters eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers, und Vorkonditionieren der vorcodierten Symbole basierend auf einer geschätzten Antwort des MIMO-Kanals unter Verwendung von räumlich-zeitlicher Pulsformung durch Verwenden von Werten gebildet von einer unitären Matrix und einer Diagonalmatrix bestimmt durch Singularwertzerlegung einer Kanalmatrix, um eine räumlich-zeitliche Pulsformungsmatrix (spatiotemporal pulse-shaping matrix) herzuleiten, um vorkonditionierte Symbole für die Übertragung über den MIMO-Kanal vorzusehen, wobei die Kanalmatrix die Antwort bzw. Response zwischen N_T Sendeantennen und N_R Empfangsantennen des Multiple-Input-Multiple-Output-Kommunikationssystems beschreibt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die vorcodierten Symbole für jede Symbolperiode eine Schätzung von Zwischensymbolinterferenz, bewirkt durch vorcodierte Symbole in vorhergehenden Symbolperioden aufgrund des Mehrwege-MIMO-Kanals aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Vorcodieren ausgeführt wird als
wobei c(n) ein Vektor von vorcodierten Symbolen für die Symbolperiode n ist: s(n) ein Vektor von Modulationssymbolen für die Symbolperiode n ist; F(l) eine Sequenz von Matrizen für die äquivalente Kanalantwort ist; und vmod_2M eine Vektormodulo-2M-Arithmetikoperation ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Antwort des Feed-Forward-Filters angepasst wird basierend auf einem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers bzw. einem MMSE-Kriterium (MMSE = minimum mean square error).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Antwort des Feed-Forward-Filters erhalten wird basierend auf einer Zero-Forcing-Technik.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: Zerlegen einer ersten Sequenz von Matrizen für die geschätzte Antwort des MIMO-Kanals, um eine zweite Sequenz von Matrizen von Eigenvektoren und eine dritte Sequenz von Matrizen von Einzelwerten bzw. Singularwerten zu erhalten; und Herleiten einer Pulsformungsmatrix basierend auf den zweiten und dritten Sequenzen der Matrizen, wobei die Vorkonditionierung ausgeführt wird basierend auf der Pulsformungsmatrix.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die erste Sequenz von Matrizen für die geschätzte Antwort des MIMO-Kanals zerlegt wird basierend auf einer Singularwertzerlegung.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Pulsformungsmatrix eine Vielzahl von Sequenzen von Zeitdomainwerten aufweist und wobei die Vorkonditio nierung ausgeführt wird in der Zeitdomain durch Falten der vorcodierten Symbole mit der Pulsformungsmatrix.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Pulsformungsmatrix eine Vielzahl von Sequenzen von Frequenzdomänenwerten aufweist und wobei die Vorkonditionierung ausgeführt wird in der Frequenzdomain durch Multiplizieren von transformierten vorcodierten Symbolen mit der Pulsformungsmatrix.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein separates Codierungs- und Modulationsschema verwendet wird für jeden Datenstrom, der über den MIMO-Kanal gesendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein gemeinsames Codierungs- und Modulationsschema für alle Datenströme, die über den MIMO-Kanal gesendet werden, verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, das Folgendes aufweist: Vorkonditionieren einer Vielzahl von empfangenen Signalen, um empfangene Symbole vorzusehen; Filtern der empfangenen Symbole mit einem Equalizer, um ausgeglichene bzw. equalized Symbole vorzusehen, wobei die ausgeglichenen Symbole Schätzungen von Modulationssymbolen sind, die nachfolgend vorcodiert werden bei einem Sender vor der Übertragung über den MIMO-Kanal; und Verarbeiten der ausgeglichenen Symbole, um gesendete Daten wiederzugewinnen.
Verfahren nach Anspruch 12, das weiterhin Folgendes aufweist: Ausführen einer Vektor-modulo-2M-Operation auf den ausgeglichenen Symbolen, um wiedergewonnene Symbole vorzusehen, wobei die wiedergewonnenen Symbole verarbeitet werden, um die gesendeten Daten wiederzugewinnen.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Vorkonditionierung eine Vielzahl von empfangenen Symbolströmen orthogonalisiert.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Filterung separat für jeden empfangenen Symbolstrom ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Equalizer einem Feed-Forward-Filter eines Entscheidungs-Feedback-Equalizers entspricht.
Verfahren nach Anspruch 16, das weiterhin Folgendes aufweist: Anpassen des Equalizers, basierend auf einem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers bzw. MMSE.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Verarbeitung Folgendes beinhaltet: Demodulieren der ausgeglichenen Symbole gemäß einem oder mehreren Demodulationsschemata, um demodulierte Daten vorzusehen, und Decodieren der demodulierten Daten gemäß einem oder mehreren Decodierschemata, um decodierte Daten vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Verarbeitung Folgendes aufweist: Berechnen von Log-Wahrscheinlichkeitsverhältnissen bzw. Log-Likelihood-Ratios (LLRs) von codierten Bits für jedes ausgeglichene Symbol.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Log-Likelihood-Verhältnisse berechnet werden basierend auf einer erweiterten Signalkonstellation für die ausgeglichenen Symbole.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Vorkonditionierung in der Frequenzdomain ausgeführt wird und Folgendes beinhaltet: Transformieren der empfangenen Signale in die Frequenzdomäne, Multiplizieren der transformierten empfangenen Signale mit einer Frequenzdomain-Pulsformungsmatrix, um vorkonditionierte Signale vorzusehen, und Transformieren der vorkonditionierten Signale in die Zeitdomain, um die empfangenen Symbole vorzusehen.
Verfahren nach Anspruch 12, das weiterhin Folgendes aufweist: Herleiten von Kanalzustandsinformationen (CSI = channel state information) bestehend aus einer Sequenz von Matrizen für eine geschätzte Antwort des MIMO-Kanals und Signal-Zu-Rausch-und-Interferenzverhältnissen (SNRs) für eine Vielzahl von Übertragungskanälen des MIMO-Kanals; und Senden der CSI zurück zu dem Sender.
Verfahren nach Anspruch 12, das Folgendes aufweist: Anpassen des Equalizers basierend auf einem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehler bzw. MMSE-Kriterium (MMSE = minimum mean square error).
Eine Sendeeinheit in einem Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem, die angepasst ist zum Ausführen der Verfahrensschritte nach einem der Ansprüche 1 bis 13.
Sendeeinheit nach Anspruch 24, die Folgendes aufweist: Mittel zum Vorkonditionieren einer Vielzahl von Signalen empfangen über einen Mehrwege-MIMO-Kanal, um empfangene Symbole vorzusehen; Mittel zum Filtern der empfangenen Symbole mit einem Equalizer, um ausgeglichene Symbole vorzusehen, wobei die ausgeglichenen Symbole eine Schätzung der Modulationssymbole sind, die nachfolgend vorcodiert werden bei einem Sender vor der Übertragung über den MIMO-Kanal; und Mittel zum Verarbeiten der ausgeglichenen Symbole, um gesendete Daten wiederzugewinnen.
Sendeeinheit nach Anspruch 24 oder 25, wobei die Sendeeinheit ein Digitalsignalprozessor ist.
Ein Multiple-Input-Mulitple-Output-(MIMO)-Kommunikationssystem, das eine Sendeeinheit und eine Empfängereinheit aufweist, angepasst zum Ausführen der Verfahrensschritte nach einem der Ansprüche 1 bis 23.