CN1653768B - Mimo系统中多径信道的预编码 - Google Patents

Abstract

用于为MIMO系统中的多径信道预编码数据的技术。在一方法中，按照一个或多个编码方案对数据编码以提供编码数据，然后按照一个或多个调制方案对所述编码数据调制(即码元映射)以提供调制码元。获得MIMO信道的经估计的响应(例如，由接收机提供)，而且基于经估计的MIMO信道响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出等效信道响应。接着，基于等效信道响应对调制码元预编码以提供预编码的码元，然后基于经估计的MIMO信道响应进一步预调节所述预编码码元(例如，使用空时脉冲成形)，以提供用于MIMO信道上传输的预调节码元。基于最小均方误差(MMSE)准则调节前馈滤波器。

Description

MIMO系统中多径信道的预编码

背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及用于为多输入多输出(MIMO)通信系统中多径信道预编码数据的技术。

背景

MIMO系统使用多个(N_T)发射天线和多个N_R接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_S个独立信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道的每个还被称为MIMO信道的空间子信道，并对应一维。如果使用由多个发射和接收天线建立的附加维数，则MIMO系统能提供改善的性能(例如增加的传输容量)。

为了提高MIMO系统的整个频谱效率，可以在每个N_S空间子信道上发送数据流。可以处理每个数据流(例如，被编码、交织和调制)以提供相应的码元流，接着在各个空间子信道上发送所述码元流。由于传播环境中扩散，N_S个发送码元流在接收机处彼此干扰。接着每个接收信号包括每个N_S发送码元流的分量。

在接收机处，可以使用多种均衡技术处理N_R个接收信号以恢复N_S个发送码元流。这些均衡技术包括线性均衡和非线性均衡技术。线性均衡往往倾向于增强接收信号中的噪声，对于具有频率选择性衰落的多径信道而言噪声增强严重，所述频率选择性衰落由系统带宽上的不同信道增益表征。

判决反馈均衡能为多径信道提供改进的性能(例如，较少的噪声增强)。判决反馈均衡器(DFE)包括前馈滤波器和反馈滤波器。前馈滤波器用于导出发送码元的估计，所述发送码元的估计还被处理(例如，解调、去交织和解码)以恢复发送数据。反馈滤波器被用于导出先前检测码元(即，已经被解调并且可能被解码的码元)产生的失真的估计。如果能无差错地(或最小差错地)检测码元，以及如果能精确地估计信道响应，则先前检测码元产生的失真可以被精确估计并被有效地对消。因为判决反馈均衡器的性能取决于正确地反馈检测码元的需要，如果码元不能被无差错地检测并且检测差错被反馈则均衡器的性能被损害。

因此本领域需要能对抗MIMO系统中判决反馈均衡器的性能上检测差错的恶化效果的技术。

摘要

这里提供用于为在多输入多输出(MIMO)通信系统中的多径信道预编码数据的技术。在接收机处使用判决反馈均衡器均衡多径信道的频率选择性响应。然而，判决反馈均衡器的性能取决于正确反馈解码数据的能力。这里所描述的预编码技术使MIMO系统达到与判决反馈均衡器提供的性能相当的性能，同时不需要在接收机处反馈码元。

在一实施例中，提供用于处理多径MIMO信道上传输的数据的方法。按照在发射机处执行的此方法，开始时按照一个或多个编码方案对数据编码以提供编码数据，接着按照一个或多个调制方案调制(即，被映射的码元)编码数据以提供调制码元。获得MIMO信道的经估计的响应(例如，由接收机提供)，而且基于经估计的MIMO信道响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出等效信道响应。接着基于等效信道响应预编码调制码元以提供预编码码元，所述预编码码元还基于经估计的MIMO信道响应(例如，使用空时脉冲成形)被预调节以提供在MIMO信道上传输的预调节码元。

在另一实施例中，提供用于处理通过多径MIMO信道接收的数据传输的方法。按照在接收机处执行的此方法中，开始时基于MIMO信道的经估计的响应(例如，使用空时脉冲成形)预调节几个接收信号以提供接收码元。接着使用前馈滤波器滤波(或均衡)接收码元以提供经均衡的码元，所述经均衡的码元是已经在MIMO信道上传输前发射机处预编码的调制码元的估计。可以对经均衡的码元执行向量模2M操作以提供经恢复的码元。接着调制和解码经均衡或经恢复的码元以恢复发送数据。预调节使接收码元流正交化，这种情况下分别对每个接收码元流执行滤波。信道状态信息(CSI)，包括经估计的MIMO信道响应的一序列矩阵和MIMO信道的几个传输信道的信号对噪声加干比(SNR)，可以被导出并发送回发射机。

对于两实施例，可以基于最小均方误差(MMSE)标准或一些其它标准调节前馈滤波器。

下面还进一步详细描述本发明的多种方面和实施例。本发明还提供方法、数字信号处理器、发射机和接收机单元，以及实现本发明的多种方面、实施例和特性的其它装置和元件，如下面进一步详细描述。

附图的简要描述

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中：

图1是MIMO系统的框图，所述MIMO系统执行MIMO处理以正交化码元流并且还在接收机处使用判决反馈均衡器(DFE)；

图2是为多径信道执行预编码和MIMO处理以正交化码元流的MIMO系统的框图；

图3是发射机系统和MIMO系统的接收机系统的实施例的框图；

图4是为多径信道预编码数据并且在时域执行MIMO处理的发射机单元的实施例的框图；

图5是接收机单元的实施例的框图，所述接收机单元可以结合图4中发射机单元而被使用；

图6A是基于等效信道模型导出判决反馈均衡器的框图；以及

图6B是接收机单元的均衡器的框图，所述接收机单元可以结合在发射机单元处的预编码而被使用。

优选实施例的详细描述

多输入多输出(MIMO)通信系统使用多个(N_T)发送天线和多个(N_R)接收天线用于数据传输。

N_T个发送天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可以分解为N_S个独立信道，N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道的每个也称为MIMO信道的空间子信道(或传输信道)。空间子信道的数目由MIMO信道的特征模式的数目确定，所述特征模式的数目依次取决于描述N_T个发送天线和N_R个接收天线之间的响应的信道响应矩阵H。

为了提高MIMO系统的整个空间效率，数据流可以在N_S个空间子信道的每个上被发送。每个数据流可以被处理以提供相应码元流。由于在传播环境中散射，N_S个发送码元流在接收机处互相干扰。然后，N_R个接收信号的每个包括N_S个发送码元流的每个的分组。

信道特征模式分解是用于促进MIMO信道上多个码元流的传输的技术。此技术开始时使用奇异值分解(SVD)来分解信道响应矩阵H。对于具有频率选择性衰落的多径信道，可以对一些频率(或频率区段)的每个执行分解，如下：

H(k)＝U(k)λ(k)V ^H(k)，(1)

其中H(k)是频率f_k(或频率区段k)的信道响应矩阵，

U(k)是N_R×N_R酉矩阵(即，U ^H U＝I，其中I是对角线为1其它地方为0的单位矩阵)；

λ(k)是N_R×N_T的由H(k)的奇异值组成的对角矩阵；以及

V(k)是N_T×N_T的酉矩阵。

对角矩阵λ(k)在对角线处包括非负实数值(即，λ(k)＝diag{λ₁(k)，λ₂(k)，…λN_T(k)})以及在其它地方为0。λ_i(k)被称为矩阵H(k)的奇异值。

奇异值分解是本领域内公知的矩阵操作，并且在各种参考文献中被描述。一个这样的参考文献是Gilbert Strang所著、学术出版社1980年出版的标题为“线性代数及其应用”第二版，通过引用被结合于此。

从而，奇异值分解被用于将MIMO信道分解为它的特征模式，每个特征模式对应于一个空间子信道。对于多径信道，可以对每个频率集合k执行奇异值分解，如等式(1)所示，其中0≤k≤(N_F-1)。H(k)的秩r(k)对应于频率集合k的MIMO信道的特征模式数目。λ_i(k)，其中0≤i≤(r(k)-1)以及0≤k≤(N_F-1)，只是对应于H(k)的特征模式的空间子信道的信道响应的指示。

奇异值λ_i(k)也是相关矩阵R(k)的奇异值的正平方根，其中R(k)＝H ^H(k)H(k)。相关矩阵R(k)的特征向量从而与V(k)的列相同，而U(k)的列可以从奇异值和V(k)的列计算。

矩阵U(k)和V(k)，其中0≤k≤(N_F-1)，可以用于正交化在MMO信道上发送的多个码元流。V(k)的列是频率区段k的操控向量，可以用在发射机处以便在MIMO信道上传输前预调节码元。相应地，U(k)的列也是频率区段k的控制向量，可以用在接收机处以便预调节从MIMO信道接收的码元。在发射机和接收机处的预调节可以在频域或时域执行，如下所述。使用矩阵V(k)和U(k)在发射机和接收机处预调节(或MIMO处理)分别导致在接收机处多个码元流的总体正交化。

图1是执行MIMO处理以正交化码元流并且进一步在接收机处使用判决反馈均衡器(DFE)的MIMO系统100的框图。为了简明，信道响应矩阵H(k)被假定为满秩(即，r(k)＝N_S＝N_T≤N_R)，并且一个数据流被假定为在N_T个空间子信道的每个的所有频率区段上被发送。

在发射机110处，将被发送的话务数据(即，信息比特)被提供给发射(TX)数据处理器114，所述发送数据处理器114为N_T个数据流的每个编码、交织和调制话务数据，以提供调制码元的相应流。发送(TX)MIMO处理器120接着接收N_T个调制码元流(表示为调制码元向量s(n))，并且对调制码元流执行MIMO处理(即，预调节)以提供N_T个发送信号(表示为发送信号向量x(n))。接着N_T个发送信号被调节(例如，滤波、放大和上变频)，并且在MIMO信道130上从N_T个发送天线被发送到接收机150。

在接收机150处，N_T个发送信号由N_R个接收天线接收。接收(RX)MIMO处理器160接着对N_R个接收信号(表示为接收信号向量y(n))执行相反的MIMO处理以提供N_R个接收码元流(表示为接收码元向量r(n))。

包括前馈滤波器172和反馈滤波器174的判决反馈均衡器170接着处理N_R个接收码元流以提供N_T个经恢复的码元流(表示为经恢复的码元向量)，所述经恢复的码元流是对发射机110处的调制码元流s(n)的估计。特别地，前馈滤波器172对N_R个接收码元流r(n)滤波以提供N_T个经均衡的码元流(表示为经均衡的码元向量

)。加法器176接着将经均衡的码元和来自反馈滤波器174的失真估计(表示为干扰向量i(n))组合，以提供经恢复的码元

RX数据处理器180接着解调经恢复的码元以提供解调数据，并进一步解交织和解码该解调数据以提供经解码的数据，所述解码数据是发送的话务数据的估计。

在判决反馈均衡器170的一实现中，解调数据由接收数据处理器180再调制(即，被码元映射)，以提供再调制码元，所述再调制码元代表解调数据的调制码元。在另一实现中，解码数据由数据处理器180再编码、交织以及再调制，以提供再调制码元。任何情况下，再调制码元(表示为再调制码元向量

)被返回反馈滤波器174，使用M _b(l)的响应滤波，以提供检测码元(即，已经被解调的码元)对在尚未检测的码元上引起的失真的估计。图1中示出的信号处理的详细说明在下面进一步详细描述。

如本领域内所公知的，多径信道上的频率选择性衰落引起码间串扰(ISI)，它是接收信号内的每个码元引起接收信号中随后码元的失真的一现象。此失真通过影响正确检测码元的能力而使性能降级。

线性均衡可以被用于纠正多径信道上的频率选择性衰落。然而，线性均衡也可以导致严重的噪声增强，所述噪声增强接着产生MIMO系统的不满意的性能。

判决反馈均衡可以有利地用于具有严重多径的MIMO信道。使用判决反馈均衡，检测码元被用于产生再调制码元，所述再调制码元还被用于导出已经检测的码元产生的失真的估计。如果码元能被无差错地(或最小差错地)检测，并且如果MIMO信道的响应能被精确地估计，则失真能被精确地估计并且已经检测的码元引起的码间串扰可以被有效地对消。然而，如果错误检测的码元被返回，则判决反馈均衡器的性能被损害。对于具有严重多径的MIMO信道，错误传播的效果可能非常有害以致于判决反馈均衡器的性能比线性均衡器的性能槽得多。

这里所提供的预编码数据的技术避免MIMO系统中判决反馈均衡器的错误传播效果。在发射机处，话务数据以正常的方式被编码、交织和调制。接着调制码元在MIMO处理和MIMO信道上传输前被预编码。预编码在接收机处导出码间串扰造成的失真的估计，并且减去对将被发送的码元造成的失真的估计。这样，MIMO系统能获得与判决反馈均衡器提供的性能相当的性能，同时不需要将检测码元返回。预编码可以在发射机处被执行，因为(1)将被发送的码元已知，从而能被无差错返回，以及(2)用于执行MIMO处理的信道状态信息也可以被用于导出失真估计。

在图1中，接收码元向量r(n)的等效信道可以被定义为包括以下的响应(1)通过发送MIMO处理器120的MIMO处理，(2)MIMO信道130，以及(3)通过接收MIMO处理器160的MIMO处理。此等效信道具有Λ(l)的冲激响应(即，单位采样响应)。使用此等效信道，接收码元向量r(n)可以被表征为时域内的卷积，如下：

$\underset{\‾}{r}\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}\left(i\right)\underset{\‾}{s}(n-i)+\underset{\‾}{z}\left(n\right),---\left(2\right)$

其中，z(n)是接收噪声，在接收机处由MIMO处理所转换。

接收码元向量r(n)的等效信道具有λ(f)的的频率响应。r(n)的匹配滤波器接收机将包括与Λ(l)冲激响应匹配的滤波器。此匹配滤波器具有Λ ^H(-l)的冲激响应，以及λ ^t(f)的相应的频率响应，其中上标“t”表示矩阵转置。r(n)的等效信道的端对端频率响应及其匹配滤波器可以被给定为Ψ(f)＝λ(f)λ^t(f)。

Ψ(f)的端对端频率响应可以在频谱上被分解为假设滤波器及其匹配滤波器。此假设滤波器可以被定义为具有Γ(l)的因果冲激响应，其中Γ(l)＝0，l＜0，以及γ(f)的相应的频率响应。理想滤波器及其匹配滤波器的端对端频率响应(由定义)等价于r(n)的等效信道及其匹配滤波器的端对端频率响应，即γ(f)γ ^H(f)＝Ψ(f)。

使用上述频谱分解，经均衡的码元向量

的等效信道可以被定义为包括(1)通过发送MIMO处理器120的MIMO处理，(2)MIMO信道130，以及(3)通过接收MIMO处理器160的MIMO处理，以及(4)前馈滤波器172。此等效信道具有表示如下的冲激响应：

${\underset{\‾}{F}}_0\underset{\‾}{F}\left(l\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{frx}}(l-i)\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(i\right),---\left(3\right)$

其中，F(l)是N_T×N_T的矩阵，描述了

的等效信道的冲激响应，F(l)的每个元素包括一具有L+K₁+1个值的序列；

M _frx(i)是N_T×N_R的矩阵，描述了前馈滤波器冲激响应，M _frx(i)的每个元素包括K₁+1个值，以及

Γ(i)是N_R×N_T矩阵，描述了假设滤波器冲激响应，Γ(i)的每个单元包括一具有L+1个值的序列。

在等式(3)中，选择F₀使F(0)＝I，可以表示为：

${\underset{\‾}{F}}_0=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{frx}}(-i)\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(i\right)---\left(4\right)$

如果空时脉冲成形(下面所描述的)被用于达到码元流的空间正交化，则Γ(i)和M _frx(i)是对角矩阵。这样，等效信道冲激响应矩阵F(l)也是对角矩阵。

如果假设滤波器响应Γ(i)被时间限制到0≤i≤L，而且前馈滤波器脉冲响应M _frx(i)被时间限制到-K₁≤i≤0，则等效信道响应F(l)是非因果的，具有时间扩展-K₁≤l≤L。在实际系统中，此非因果响应可以通过在接收机处提供附加延时K₁个码元周期而被表示(即被转换成可实现的因果响应)。

图2是执行多径信道的预编码和正交化码元流的MIMO处理的MIMO系统200的框图。在发射机210处，将被发送的话务数据被提供到发送数据处理器214，所述处理器214为N_T个数据流的每个调制话务数据以提供相应的调制码元流。可以为每个数据流选择单独的编码和调制方案。在一实施例中，每个调制方案对应于一矩形(或2维)正交幅度调制(QAM)信号星座图，所述星座图被视为两个正交(1维)脉冲幅度调制(PAM)信号星座图的卡笛尔积。每个PAM信号星座图包括一组M个点，均匀分布在一条线上，值为{-(M-1)，-(M-3)，...，(M-3)，(M-1)}。发送数据处理器214提供N_T个调制码元流s(n)。

预编码器216接着接收和预编码N_T个调制码元流s(n)，以提供N_T个预编码码元流c(n)。预编码可以被执行如下：

$\underset{\‾}{c}\left(n\right)={v\mathrm{mod}}_{2M}[\underset{\‾}{s}\left(n\right)-\underset{l\≠0}{\overset{L}{\underset{l=-K_1}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{\‾}{F}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l)]---\left(5\right)$

$=\underset{\‾}{s}\left(n\right)+2M[\underset{\‾}{\mathrm{\μ}}\left(n\right)+j\underset{\‾}{v}\left(n\right)]-\underset{l\≠0}{\overset{L}{\underset{l=-K_1}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{\‾}{F}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l),$

其中“vmod_2M[.]”是向量模2M算术操作(即，对向量[.]的每个元素模2M操作)。

在等式(5)中，项∑F(l)c(n-l)表示已经由接收机处判决反馈均衡器的反馈滤波器导出的失真的估计。使用预编码，可以基于先前预编码码元c(n-l)和经均衡的码元

的等效信道的冲激响应F(l)在发射机处估计失真。接着从调制码元s(n)中减去失真以导出预编码码元c(n)。

每个预编码码元c_i(n)被产生作为调制码元s_i(n)及其估计的失真的组合。此组合能产生调制码元s_i(n)的原始(例如，QAM)信号星座的扩展。vmod_2M[.]操作接着被执行以折叠回扩展的信号星座从而保存原始的信号星座。vmod_2M[.]操作可以被增加项2M[μ(n)+jv(n)]而取代或等效。向量μ(n)的每个元素是使c(n)的相应元素的实数部分满足条件-M_i≤Re{c_i(n)}≤M_i的所选整数，其中M_i是向量M的第i个元素并且与用于调制码元s_i(n)的信号星座图相关。同样，向量v(n)的每个元素是使c(n)的相应元素的虚部满足条件-M_i≤Im{c_i(n)}≤M_i的所选整数。

发送MIMO处理器220接着接收和执行在N_T个预编码码元流c(n)上的MIMO处理，以提供N_T个发送信号x(n)。N_T个发送信号接着被调节并且从N_T个发射天线通过MIMO信道230发送到接收机250。

在接收机250处，N_T个发送信号由N_R个接收天线接收。接收MIMO处理器260接着对N_R个接收信号y(n)执行相反的MIMO处理，以提供N_T个接收码元流r(n)。

然后，前馈滤波器272对N_T个接收码元流r(n)滤波以提供N_T个经均衡的码元流使用

的等效信道的F ₀ F(l)冲激响应，经均衡的码元流可以被表示为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{s}}\left(n\right)={\underset{\‾}{F}}_0\underset{l=-K_1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{F}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l)+\underset{\‾}{\overset{~}{z}}\left(n\right),---\left(6\right)$

其中是接收的噪声，在接收机处由MIMO处理和和前馈滤波器经转换。

等式(5)中的预编码可以被重写为：

$\underset{\‾}{s}\left(n\right)+2M[\underset{\‾}{\mathrm{\μ}}\left(n\right)+j\underset{\‾}{v}\left(n\right)]=\underset{l=-K_1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{F}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l)---\left(7\right)$

组合等式(6)和(7)，经均衡的码元流

可以表示为：

如等式(8)中所示，发射机处的预编码导致接收机处原始(例如，QAM)信号星座图的扩展。特别地，如果s_i(n)是原始信号星座中的一个有效信号点，则s_i(n)+2M_i(μ_i(n)+jv_i(n))也是扩展信号星座图中的一个有效点，其中μ_i(n)和v_i(n)是使发射机处相应地预编码码元c_i(n)符合在原始信号星座图内的所选整数，如上所述。接着，单元276接着预缩放经均衡的码元流

使用F ^-1 ₀以补偿等式(8)中的因子F ₀，而且进一步对产生的码元流执行向量模2M操作，如下：

$\underset{\‾}{\overset{^}{s}}\left(n\right)={v\mathrm{mod}}_{2M}\left[{\underset{\‾}{F}}_0^{-1}\underset{\‾}{\overset{~}{s}}\left(n\right)\right]---\left(9\right)$

来自等式(9)的经恢复的码元流是发射机处调制码元流s(n)的估计。接收机处的向量模2M操作有效地将扩展信号星座图折回初始信号星座图。接着，发送数据处理器280解调、去交织和解码经恢复的码元，以提供解码数据，所述解码数据是发送的话务数据的估计。

图3是MIMO系统300的发射机系统310和接收机系统350的实施例的框图，所述MIMO系统300能实现本发明的各个方面和实施例。

在发射机310处，话务数据从数据源312被提供到发送数据处理器314，所述处理器314基于一个或多个编码方案对话务数据编码和交织以提供编码数据。接着，例如，编码数据使用时分复用(TDM)或码分复用(CDM)与导频数据多路复用。导频数据如果存在则通常是以已知方式被处理的一种数据模式。，可以在接收机系统被使用以估计MIMO信道的响应。接着基于一个或多个调制方案调制复用的导频和编码数据(即，被映射的码元)，以提供调制码元。在一实施例中，在每个空间子信道上发送一个数据流，并且根据单独的编码和调制方案对每个数据流进行编码和调制以提供相应的调制码元流。每个数据流的数据速率、编码、交织和调制可以由控制器330提供的控制确定。发送数据处理器314还预编码调制码元流以提供预编码的码源流，如上所述。

发送MIMO处理器320接着接收并对预编码的码源流执行MIMO处理。MIMO处理可以在时域或频率执行，如下面进一步详细描述的。发送MIMO处理器320提供(多达)N_T个预调节的码源流到发射机(TMTR)322a到322t。

每个发射机322将各个预编码的码源流转换为一个或多个模拟信号，并且进一步调节(例如，放大、滤波和上变频)模拟信号以产生适用于MIMO信道上传输的调制信号。来自发射机322a到322t的(多达)N_T个调制信号接着通过天线324a到324t被发送到接收机系统。

在接收机系统350处，发送的调制信号由N_R个天线352a到352r接收，而且来自每个天线352的接收信号被提供到各个接收机(RCVE)354。每个接收机354调节(例如，滤波、放大和下变频)接收信号，并且数字化经调节的信号以提供各个采样的流。接收MIMO处理器360从N_R个接收机354接收N_R个采样流，并且对这些采样流执行MIMO处理和均衡，以提供N_T个经恢复的码源流。下面进一步详细描述接收的MIMO处理器360的处理。

接收数据处理器380接着解调、去交织和解码经恢复的码源流以提供解码数据。接收MIMO处理器360和接收数据处理器380的处理与发送机系统310处的发送MIMO处理器320和发送数据处理器314的处理分别相反。

接收MIMO处理器360还可以估计MIMO信道的响应、空间子信道的信号对噪声加干比(SNR)等等，并且将这些估计提供到控制器370。接收数据处理器380也可以提供每个接收分组或帧的状态，一个或多个其它表示解码结果的性能度量，以及可能的其它信息。控制器370接着提供信道状态信息(CSI)，所述CSI可以包括从接收MIMO处理器360和接收数据处理器380接收的所有或一些信息。CSI由发送数据处理器388处理、由调制器390调制、由发射机354a到354r调节，并且发送回发射机系统310。

在发射机系统310处，来自接收机系统350的调制信号由天线324接收、由接收机322调节、由解调器340解调、并且由接收数据处理器343处理以恢复接收机系统发送的CSI。接着，CSI被提供到控制器330并且用于产生对发送数据处理器314和发送MIMO处理器320的各种控制。

控制器330和370分别指引在发射机和接收机系统处的操作。存储器332和372分别提供控制器330和370使用的程序代码的存储。

MIMO系统中多径信道的预编码可以以各种方式实现。下面描述特定设计，其中结合信道特征模式分解和空时脉冲成形执行预编码。信道特征模式分解被用于确定MIMO信道的特征模式，以及导出分别用于发射机和接收机处预调节码元的第一组和第二组操控向量，从而恢复正交码源流。空时脉冲成形是用于在频域执行预调节的技术。注水分析可以被用于更优地为特征模式分配总的可用发送功率，从而为MIMO系统获得高性能。下面进一步详细描述信道特征模式分解和空时脉冲成形。

图4是为多径信道预编码数据并且在时域执行MIMO处理的发射机单元400的实施例的框图。发射机单元400是图3的发射机系统310的发射机部分的特定实施例。发射机单元400包括(1)接收和处理话务和导频数据以提供(多至)N_T个预编码码源流的发送数据处理器314a以及(2)预调节预编码码源流以提供(多至)N_T个预调节码源流的发送MIMO处理器320a。发送数据处理器314a和发送MIMO处理器320a分别是图3中的发送数据处理器314和发送MIMO处理器320的一实施例。

在图4中示出的特定实施例中，发送数据处理器314a包括编码器412、信道交织器414、码元映射单元416以及预编码器418。编码器412按照一个或多个编码方案接收和编码话务数据(即，信息比特)以提供编码比特。编码增加了数据传输的可靠性。在一实施例中，单独的编码方案可以被用于每个数据流，所述数据流可以通过各个空间子信道的所有频率区段而被发送。在可选实施例中，单独的编码方案可以被用于一个或多个数据流的每组，或者公共编码方案可以被用于所有数据流。特定编码方案可以基于从接收机系统接收的CSI而被选择，并且由来自控制器330的编码控制标识。每个所选编码方案可以包括循环冗余检验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、分组编码以及其它编码的任何组合或者根本不编码。

信道交织器414基于一个或多个交织方案交织编码比特。例如，一个交织方案可以结合每个编码方案而使用。交织为编码比特提供时间分集，允许数据基于用于数据传输、对抗衰落以及进一步移除用于形成每个调制码元的编码比特之间的相关的空间子信道的平均SNR而被发送。

码元映射单元416接收和多路复用导频数据和经编码和交织的数据，还按照一个或多个调制方案码元映射复用的数据，以提供调制码元。单独的调制方案可以被用于每个数据流或一个或多个数据流的每组。或者，公共调制方案可用于所有数据流。对每个数据流的符号映射可以通过以下达到：(1)将复用的数据比特组分组以形成非二进制码元以及(2)将每个非二进制码元映射到对应于用于数据流所选的调制方案(例如，QPSK、M-PSK、M-QAM或一些其它方案)的信号星座中的一点。每个映射的信号点对应于一调制码元。码元映射单元416为每个码元周期n提供调制码元s(n)的向量，每个向量中的调制码元数等于要用于此码元周期的空间子信道数。码元映射单元416从而提供(多至)N_T的调制码元流(即，一序列调制码元向量，每个向量包括上至N_T的调制码元)。

为了在发射机处执行预编码和MIMO处理，MIMO信道的响应被估计并用于预编码调制码元并且在MIMO信道上传输前进一步预调节预编码码元。在频分复用(FDD)系统中，下行链路和上行链路被分配不同频率带，而且下行链路和上行链路的信道响应不可以相关到足够程度。对于FDD系统，信道响应可以在接收机处被估计并且发送回发射机。在时分双工(TDD)系统中，下行链路和上行链路以时多路分复用方式共享相同的频带，在下行链路和上行信道响应之间存在高度相关。对于TDD系统，发送机系统能估计上行链路响应(例如，基于上行链路上接收机系统所发送的导频)，并且通过计算发送和接收天线阵列及前端处理之间的差异而导出下行链路信道响应。

在一实施例中，MIMO信道响应估计可以被提供到发射机单元400作为时域采样的一序列的N_R×N_T矩阵

经估计的信道冲激响应矩阵

的第(i，j)个元素，其中1≤i≤N_R，1≤j≤N_T，是表示从第j个发送天线到第i个接收天线的传播路径的采样冲激响应的一个L+1采样的序列。这样，MIMO信道的响应被时间限制到L个码元周期。

预编码器接收和预编码调制码元流s(n)，以提供预编码码源流c(n)。预编码可以被执行如等式(5)中所示，并且基于经均衡的码元的等效信道的F ₀ F(l)的冲激响应。等效信道冲激响应F ₀ F(l)可以在发射机单元400处基于一模型而导出，所述模型包括(1)具有经估计的冲激响应

的MIMO信道，(2)判决反馈均衡器，适用于提供经恢复的码元

以及(3)在发射机和接收机处分别使用矩阵V(k)和U(k)的处理。对于此模型，调制码元s(n)在MIMO信道上被发送，MIMO信道的输出可以被表示如下：

此模型中的判决反馈均衡器接着形成调制码元s(n)的初始估计s′(n)，所述调制码元可以被表示为：

其中，

是再调制码元，所述再调制码元可以被设置得等于s(n)，即

M _ftx(l)是前馈滤波器的N_T×N_R的冲激响应矩阵，M _ftx(l)的每个元素包括一序列的(K₁+1)个系数；以及

M _btx(l)是反馈滤波器的N_T×N_T的脉冲响应矩阵，M _btx(l)的每个元件包括一序列K₂的系数。

前向和反馈矩阵可以基于各种准则而导出，如本领域内所公知的。基于最小均方误差(MMSE)准则导出这些度量被描述在美国专利申请序列号为09/993087、标题为“Multiple-Access Multiple-Input(MIMO)CommunicationSystem”，提交于2001年11月6日的美国专利，以及美国专利申请序列号为10/017308、标题为“Time-Domain Transmit and Receive Processing withChannel Eigenmode Decomposition with MIMO Systems”，提交于2001年12月7日的美国专利中，所述两专利受让于本申请的受让人，并且通过引用被结合于此。

等效信道冲激响应F ₀ F(l)接着可以被导出如下：

${\underset{\‾}{F}}_0\underset{\‾}{F}\left(l\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_{\mathrm{ftx}}(l-i)\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(i\right)---\left(12\right)$

预编码器418基于等效信道冲激响应F ₀ F(l)而预编码调制码源流，所述等效信道冲激响应可以如等式(12)所示被导出，用于提供预编码码元流c(n)。

发送MIMO处理器320a接着对预编码码源流c(n)执行MIMO处理，以在接收机系统正交化码源流。如上所指出，MIMO处理可以在时域或频率被执行。

空时脉冲成形是用于在时域执行MIMO处理的技术。在发射机系统处，信道频率响应矩阵H(k)可以被分解为酉矩阵V(k)和U(k)，以及对角矩阵λ(k)，如等式(1)中所示。对角矩阵λ(k)可以被用于导出指示被分配给频率区段k中的特征模式的能量(或发送功率)的对角矩阵E _λ(k)。例如，可以基于著名的“注水”发送能量分布技术而执行能量分配，所述“注水”发送能量分布技术将更多能量分配给较好的特征模式，而将较少的能量分配给较差的特征模式，从而整个频谱效率被最大化。

矩阵V(k)和E _λ(k)接着被用于导出空时脉冲成形矩阵P _tx(n)，所述矩阵进一步用于在发射机处时域内预调节预编码的码元。相应地，矩阵U(k)被用于导出空时脉冲成形矩阵μ(l)，所述矩阵还进一步被用于在接收机处时域内预调节码元。使用空时脉冲成形，一码源流可以在给定空间子信道的所有频率区段上被发送。接着，这允许每空间子信道分离的编码/调制，所述分离的编码/调制能简化接收机处接收码元流r(n)的均衡。

发送MIMO处理器320a在预编码码源流上执行空时脉冲成形。在发送MIMO处理器320a内，快速傅立叶转换器422接收经估计的信道脉冲响应矩阵

(例如，来自接收机系统)，并且通过在上执行快速傅立叶变换(FFT)(即，)导出相应的经估计的信道频率响应通过在的每个元素的一序列N_F采样上执行N_F点FFT，以获得

的响应元素的相应序列N_F个系数，其中N_F≥(L+1)。

的N_R·N_T个单元是表示N_T个发送天线和N_R个接收天线之间的传播路径的频率响应的N_R·N_T个序列。

的每个单元是

的响应单元的FFT。

方框424接着对于k的每个值执行经估计的信道频率响应矩阵

的奇异值分解，其中0≤k≤(N_F-1)，以及N_F是FFT的长度。奇异值分解可以被解释如等式(1)中所示，为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{H}}\left(k\right)=\underset{\‾}{U}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\λ}}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}^H\left(k\right)$

奇异值分解的结果是N_F个矩阵的三个序列，U(k)、λ(k)和V ^H(k)，0≤k≤(N_F-1)。对于每个频率区段k，U(k)是

的左特征向量的N_R×N_R酉矩阵，V(k)是

的右特征向量的N_T×N_T酉矩阵，以及λ(k)是的奇异值的N_R×N_T的对角矩阵。矩阵V(k)和U(k)可以被用于分别在发射机和接收机处预调节码元。

沿着_λ(k)的对角线的元素是λ_ii(k)，1≤i≤r(k)，其中r(k)是

的秩。U(k)和V(k)的列，u _i(k)和v _i(k)分别是特征方程的解，可以表示如下：

$\underset{\‾}{\overset{^}{H}}\left(k\right){\underset{\‾}{v}}_i\left(k\right)={\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ii}}{\underset{\‾}{u}}_i\left(k\right)---\left(13\right)$

U(k)、λ(k)和V(k)矩阵可以以两种形式被提供-“排序”形式和“随机顺序”形式。在排序形式中，λ(k)的对角元素以降序排列，从而λ₁₁(k)≥λ₂₂(k)≥…≥λ_rr(k)，而且它们的特征向量可以在U(k)和V(k)中以相应的顺序排列。此排序形式在这里由下标s指示，即U _s(k)、λ _s(k)和V _s(k)。在随机排序形式中，奇异值和特征向量的排序是随机的并且独立于频率。这里由下标r指示随机形式。选择使用排序或随机顺序的特定形式确定将被用于数据传输的特征模式，编码和调制方案将被用于每个所选特征模式。

注水分析方框426接着接收(1)每个频率区段k的奇异值的组，所述奇异值的组被包含在矩阵序列λ(k)中，以及(2)包括对应于每个奇异值的接收SNR的CSI。接收SNR是在接收机处经恢复的码源流达到的SNR，如下所述。结合接收的SNR使用矩阵λ(k)以导出对角矩阵E _λ(k)的序列，所述对角矩阵是前述美国专利申请序列号为10/017308的专利中给定的注水方程的解。

对角矩阵E _λ(k)包含为N_F个频率区段的每个分配给特征模式的能量组或发送功率组。

注水技术由Robert G.Gallager描述，在1968年的John Wiley和Sons所著的“Information Theory and Reliable Communication”中，上述著作通过引用被结合于此。导出对角矩阵E _λ(k)的注水分析可以被执行如下面专利所述：前面美国专利申请序列号为10/017308的专利和美国专利申请号为09/978337、标题为“Method and Apparatus for Determining Power Allocationin a MIMO Communication System”、提交于2001年10月15日的专利，上述专利被授权于本应用的受益人，通过引用被结合于此。

缩放器/IFFT428对于所有N_F个频率集合接收酉矩阵V(k)以及对角矩阵_Eλ(k)，并且导出空时脉冲成形矩阵P _tx(n)，用于基于接收矩阵的发射机。开始时，对角矩阵E _λ(k)的平方根被计算以导出一序列对角矩阵

其元素是E _λ(k)平方根。对角矩阵E _λ(k)的元素表示分配到特征模式的发送功率。接着平方根将功率分配转换到等效的信号标度。平方根对角矩阵

和酉矩阵V(k)的乘积被计算，所述酉矩阵V(k)是

的右特征向量的矩阵序列。乘积

定义了将应用于预编码码元向量c(n)的“最优”空间频谱成型。

乘积

的反FFT接着被计算以导出空时脉冲成形矩阵P _tx(l)，用于发射机，可以表示如下：

${\underset{\‾}{P}}_{\mathrm{tx}}\left(l\right)=\mathrm{IFFT}\left[\underset{\‾}{V}\left(k\right)\sqrt{{\underset{\‾}{E}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)}\right]---\left(14\right)$

脉冲成形矩阵P _tx(l)是N_T×N_T的矩阵，P _tx(l)的每个元素包括一序列N_F≥L+1个值。P _tx(l)的每列是c(n)的响应元素的操控向量。

卷积器430接收和使用脉冲成型矩阵P _tx(l)预调节(例如，卷积)预编码码元向量c(n)，以导出发送的信号向量x(n)。c(n)与P _tx(l)的卷积可以表示为：

x(n)＝∑P _tx(l)c(n-l)(15)

等式(15)中示出的矩阵卷积可以被执行如下。为了导出用于时间n的向量x(n)的第i个元素x_i(n)，矩阵P _tx(l)的第i行与向量c(n-l)的内积可以对一些延时索引(例如0≤l≤L)形成，而且结果被累加以导出元素x_i(n)。每个发送天线上发送的信号(即，x(n)的每个元素或x_i(n))从而形成为使用矩阵P _tx(l)的适当行确定的加权对于几个码元周期的N_T个预编码码元流的加权组合。此过程被重复，从而向量x(n)的每个元素可以从矩阵P _tx(l)的各行和向量c(n)导出。

发送信号向量x(n)的每个元素对应于在各个发送天线上发送的一个预调节码源流。N_T个预调节码源流(即，一序列预调节码元向量，每个向量包括多达N_T个调制码元)也被表示为N_T个发送信号。N_T个预调节码元流被提供到发射机322a到322t，并且被处理以导出N_T个调制信号。接着从N_T个天线324a到324t发送此调制信号。

图4中示出的实施例执行预编码码元向量c(n)的时域波束操控。波束操控也可以在频域被执行。这样，向量c(n)可以通过FFT被转换，以获得频域向量C(k)。向量C(k)接着与矩阵相乘，以获得频域向量X(k)，如下：

$\underset{\‾}{X}\left(k\right)=\left[\underset{\‾}{V}\left(k\right)\sqrt{{\underset{\‾}{E}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)}\right]\underset{\‾}{C}\left(k\right)$

接着可以通过对向量X(k)执行IFFT操作而导出发送的信号向量x(n)，即，x(n)＝IFFT[X(k)]。

图5是接收单元500的实施例的框图，此实施例是图3中接收机系统350的接收机部分的特定实施例。接收机单元500包括(1)处理N_R个接收采样流以提供N_T个经恢复码源流的接收MIMO处理器360a，以及(2)解调、去交织和解码经恢复码元以提供解码数据的接收数据处理器380a。接收MIMO处理器360a和接收数据处理器380a分别是图3中的接收MIMO处理器360和接收数据处理器380的一实施例。

返回参考图3，从N_T个发射天线发送的调制信号由N_R个天线352a到352r的每个所接收，而且来自每个天线的接收信号被路由到各个接收机354(也称为前端单元)。每个接收机354调节(例如，滤波、放大和下变频)各自的接收信号并且数字化经调节的信号以提供相应的采样流。接收机354a到354r提供N_R个采样流(即，一序列的接收信号向量y(n)，每个向量包括多达N_R个采样)。N_R个采样流接着被提供到接收MIMO处理器360a。

在接收MIMO处理器360a内，信道估计器512接收采样流y(n)并且导出经估计的信道冲激响应矩阵所述矩阵可以被发送回发射机系统并用于执行预编码和MIMO处理。接着FFT514对经估计的信道冲激响应矩阵

执行FFT，以导出经估计的频率响应矩阵

然后，框图516执行

的奇异值分解，0≤k≤(N_F-1)，以获得每个频率集合的左特征向量的矩阵U(k)。对于s(n)的相应元素U(k)的每列是频率区段k的控制向量，而且用于在接收机系统处正交化码源流。IFFT518接着执行U(k)的反FFT，以导出接收机系统的空时脉冲成形矩阵μ(l)。

接着，卷积器520通过执行接收信号向量y(n)和空时脉冲成形矩阵μ ^H(l)的共轭转置的卷积而导出接收码元向量r(n)。此卷积可以表示为：

r(n)＝∑μ ^H(l)y(n-l)(16)

接收机处脉冲成形也可以在频域被执行，相似于上面对发射机的描述。这样，接收的信号向量y(n)可以通过FFT被转换以获得频域向量Y(k)。向量Y(k)接着与共轭转置矩阵U ^H(k)预乘以获得频域向量R(k)。此矩阵相乘的结果R(k)接着能通过反FFT被转换以获得时域接收的码元向量r(n)。向量y(n)与矩阵μ ^H(l)的卷积从而能在离散的频域内被表示为：

$\underset{\‾}{R}\left(k\right)={\underset{\‾}{U}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{Y}\left(k\right)=\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\λ}}}\left(k\right)\underset{\‾}{C}\left(k\right)+\underset{\‾}{\overset{^}{Z}}\left(k\right)---\left(17\right)$

其中 $\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\λ}}}\left(k\right)=\underset{\‾}{\mathrm{\λ}}\left(k\right)\sqrt{{\underset{\‾}{E}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)}$ 是

的加权奇异值的矩阵，加权为注水解的平方根

C(k)是c(n)的FFT，预编码码元向量；

Y(k)是y(n)的FFT，接收信号向量；

R(k)是r(n)的FFT，接收码元向量；以及

Z(k)是

的FFT，按照酉矩阵U ^H(k)所转换的接收噪声过程。

从等式(17)，接收码元向量r(n)可以被表征为时域内的卷积，如下：

$\underset{\‾}{r}\left(n\right)=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l)+\underset{\‾}{\overset{^}{z}}\left(n\right)---\left(18\right)$

其中Λ(l)是 $\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\λ}}}\left(k\right)=\underset{\‾}{\mathrm{\λ}}\left(k\right)\sqrt{{\underset{\‾}{E}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)}$ 的反FFT；以及

是接收噪声，如由接收机空时脉冲成形矩阵μ ^H(l)所转换。

矩阵Λ(l)是特征脉冲的对角矩阵，每个特征脉冲按照

中的奇异值的相应序列的IFFT导出，0≤k≤(N_F-1)。

用于排序奇异值的两种形式，排序的和随机顺序的，产生两种不同类型的特征脉冲。对于排序形式，产生的特征脉冲矩阵Λ _s(l)是以能量容量降序排列的对角矩阵脉冲。对应于特征脉冲矩阵的第一对角元素的脉冲{Λ _s(l)}₁₁具有最多的能量，而对应于对角线向下的元素的脉冲具有较少能量。而且，当SNR足够低使得注水产生无能量的一些频率区段时，能量被从最小特征脉冲首先取出。从而，在低SNR时，一个或多个特征脉冲没有能量。这具有以下优点：在低SNR时，通过减少正交子信道的数目而简化编码和调制。然而，为了逼近信道容量，需要为每个特征脉冲分别编码和调制。

频域中的奇异值的随机排序形式可以用于简化编码和调制(即，为了避免对特征脉冲矩阵的每个元素分别编码和调制的复杂性)。在随机排序形式中，对于每个频率区段，奇异值的排序是随机的而非基于它们的大小。当SNR足够低以致于产生没有能量的频率区段时，这些区段大致被平均分布在特征模式中，从而具有非零能量的特征脉冲数目相同，独立于SNR。在高SNR时，随机序列形式具有以下优点：所有特征脉冲大致具有相等的能量，这样不需要为不同的特征模式单独的编码和调制。

如果MIMO信道的响应是频率选择性的(即，对于不同的k值H(k)中的值不同)，则矩阵Λ(l)中的特征脉冲是时间弥散的。这样，产生的接收码元序列r(n)具有码间串扰，所述码间串扰一般需要均衡以提供高性能。而且，因为λ(k)中的奇异值是实数，则 $\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\λ}}}\left(k\right)=\underset{\‾}{\mathrm{\λ}}\left(k\right)\sqrt{{\underset{\‾}{E}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)}$ 的元素也是实数，Λ(l)中的特征脉冲展现了混叠的共轭对称特性。如果采取步骤以避免此时域混叠(例如，通过使用FFT长度N_F，所述长度充分大于经估计的信道脉冲响应矩阵

中非零采样数)，则特征脉冲矩阵以延时变量l共轭对称，即Λ(l)＝Λ*(-l)。

均衡器522接收和执行接收码元向量r(n)上的空时均衡，以获得经恢复的码元向量

所述经恢复码元向量是调制码元向量s(n)的估计。下面进一步描述均衡。接着，向接收数据处理器380a提供经恢复的码元向量

在接收数据处理器380a内，码元解映射单元532按照与用于发射机系统处码元的调制方案相反的解调方案(例如，M-PSK、M-QAM)解调

中的每个接收码元。来自码元解映射单元532的解调数据接着由去交织器534去交织，而且去交织数据还由解码器536解码以获得解码数据，所述解码数据是发送的话务数据的估计。去交织和解码分别以与发射机系统处执行的交织和编码相反的方式被执行。例如，如果Turbo或卷积编码分别在发射机系统处被执行，则Turbo解码器或Viterbi解码器可以被用于解码器536。

判决反馈均衡

如上面等式(12)中所示，发射机系统基于信道冲激响应估计和判决反馈均衡器的前馈滤波器的脉冲响应M _ftx(l)而导出等效的信道冲激响应F ₀ F(l)(也用于预编码调制码元)。接收机系统也基于前馈滤波器执行接收码元向量的均衡。下面描述判决反馈均衡器的特定设计。

尽管发射机和接收机系统处的前馈滤波器的输出相似，发射机系统处的前馈滤波器的冲激响应M _ftx(l)可以与接收机系统处的前馈滤波器的冲激响应M _frx(l)不同，因为不同的输入被提供给这些滤波器。

如上所述，接收码元向量r(n)的等效信道可以被定义为具有Λ(l)的冲激响应以及λ(f)的相应的频率响应。等效信道的端到端频率响应及其匹配滤波器，ψ(f)＝λ(f)λ ^t(f)，可以在频谱上被分为假设滤波器和其匹配滤波器，所述匹配滤波器具有γ(f)γ ^H(f)＝ψ(f)的端到端频率响应。假设滤波器被定义为具有Γ(l)的因果冲激响应以及γ(f)的相应频率响应。

在下面的分析中，等效的信道模型可以被定义为具有频谱白噪声。通过对接收机匹配滤波器的输出应用噪声白化滤波器而达到此，所述噪声白化滤波器具有(γ ^H(f))⁺＝(γ(f)γ ^H(f))^-1 γ(f)的频率响应矩阵，所述矩阵是γ ^H(f)的Moore-Penrose逆。信道的整个频率响应(具有λ(f)的频率响应)、匹配滤波器(具有λ ^t(f)的频率响应)以及噪声白化滤波器(具有(γ ^H(f))⁺的频率响应)可以被表示为：

λ(f)λ ^t(f)(γ ^H(f))⁺＝ψ(f)(γ ^H(f))⁺＝γ(f)     (19)

图6A是基于上述等效信道模型导出的判决反馈均衡器610的框图。接收码元向量r(n)由具有λ ^t(f)(γ ^H(f))⁺的响应的(假设)白化匹配滤波器612滤波，以提供经滤波的码元向量白化匹配滤波器执行r(n)的匹配滤波和噪声白化的双重功能，而且被用于简化判决反馈均衡器的导出。在实际实现中，当基于所选准则(例如，最小均衡误差)匹配均衡器时，均衡器白化的匹配滤波器的响应(自动地)包括在判决反馈均衡器的响应内。

经滤波的码元向量是等效信道模型的输出，可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{r}}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(l\right)\underset{\‾}{s}(n-l)+\underset{\‾}{z}\left(n\right)=\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{s}}\left(n\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{z}}\left(n\right)---\left(20\right)$

其中

是具有维数N_R×N_T的L+1个分组所组成的一分组结构矩阵，该分组结构矩阵代表一序列矩阵Γ(l)用于采样的信道白化特征脉冲，能被表示为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}=[\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(0\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(1\right)...\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(L\right)]$

以及是调制码元的(L+1)向量序列，可以表示为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{s}}\left(n\right)=\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{s}\left(n\right)\\ \underset{\‾}{s}(n-1)\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{s}(n-L)\end{array}\right]\end{array}$

的每个向量组成多达(L+1)N_T个码元，向量中的每个码元与矩阵

中的特征脉冲之一相关。

的分组(即，Γ(0)，Γ(1)，…Γ(L))都是对角的。

经滤波的码元向量

还由具有M _f(l)的冲激响应的前馈滤波器614滤波，以提供经均衡的码元向量

来自前馈滤波器614的向量接着通过加法器616与来自反馈滤波器618的失真估计i(n)相加，以导出发送码元向量

的初始估计s′(n)。此初始估计s′(n)还被缩放，以提供经恢复的码元向量

(为了简明，在图6A中未示出缩放s′(n)以导出

)向量

也被提供给码元判决单元620以导出再调制的码元向量

所述向量代表的检测码元。再调制码元向量

可以按照以下导出：(1)解调经恢复的码元向量

以提供解调数据，(2)可能去交织、解码、再编码和交织经解调的数据，以及(3)基于对应于所选调制方案的信号星座而再调制和解调数据。再调制码元向量

接着由具有M _b(l)的脉冲响应的反馈滤波器618滤波，而且反馈滤波器618的输出被提供到加法器616。

结合宽带特征模式传输而使用的判决反馈均衡器(DFE)形成时刻n处发送码元向量

的初始估计s′(n)，可以表示为：

其中

是来自等效信道模型的经滤波的码元向量；

是再调制的码元向量；

M _f(l)是一具有(K₁+1)个前馈矩阵的序列，每个矩阵包括N_T×N_R个系数；以及

M _b(l)是一具有K₂个反馈矩阵的序列，每个矩阵包括N_T×N_T个系数。

等式(21)也可以被表示为：

其中

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_f=[{\underset{\‾}{M}}_f(-K_1){\underset{\‾}{M}}_f(-K_1+1)...{\underset{\‾}{M}}_f\left(0\right)];$

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_b=[{\underset{\‾}{M}}_b\left(1\right){\underset{\‾}{M}}_b\left(2\right)...{\underset{\‾}{M}}_b\left(K_2\right)];$

以及 $\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{r}}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{\overset{~}{r}}(n+K_1)\\ \underset{\‾}{\overset{~}{r}}(n+K_1-1)\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{\overset{~}{r}}\left(n\right)\end{array}\right]$

如果MMSE准则被用于确定前馈和反馈系数矩阵，则最小化均方差(MSE)的

和的解，

ε＝E{e ^H(n)e(n)}

能被使用，其中e(n)可以表示为：

e(n)＝s′(n)-s(n)  (23)

通常前馈和反馈滤波器被同时调整以最小化经恢复码元内的码间串扰的均方差。

前馈滤波器M _f(l)的MMSE解，-K₁≤l≤0，由下面的线性限制而被确定：

$\underset{l=-K_1}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_f\left(l\right)[\underset{i=0}{\overset{-l}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(i\right){\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}^H(i+l-m)+N_0\underset{\‾}{I}\mathrm{\δ}(l-m)]={\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}^H(-m),---\left(24\right)$

也能被表示为：

其中

$\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}=\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{0}}_{(K_1-L)N_R\×N_T}\\ \underset{\‾}{\overset{~}{\mathrm{\Γ}}}\left(L\right)\\ \underset{\‾}{\overset{~}{\mathrm{\Γ}}}(L-1)\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{\overset{~}{\mathrm{\Γ}}}\left(0\right)\end{array}\right]$

是(K₁+1)N_R×(K₁+1)N_R的矩阵，由N_R×N_R个分组组成。

中的第(i，j)个分组给定如下：

反馈滤波器的MMSE解可以解释为：

${\underset{\‾}{M}}_b\left(l\right)=-\underset{i=-K_1}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_f\left(i\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}(l-i),$

1≤l≤K₂

$=-{\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_f\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Γ}}}}},$ 对于(27)

其中

$\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Γ}}}}}=[{\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}}_1{\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}}_2...{\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}}_L{\underset{\‾}{0}}_{(K_1+1)N_R\×(K_2-L)N_T}],$ 以及 ${\underset{\‾}{\overset{^}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}}_l=\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{0}}_{(K_1-L+l)N_R\×N_T}\\ \underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(L\right)\\ .\\ .\\ .\\ \underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}\left(l\right)\end{array}\right]$

因为矩阵Γ(l)，0≤l≤L，是对角矩阵，从等式(25)看出，前馈系数矩阵M _f(l)，-K₁≤l≤0，也是对角矩阵。因而，反馈滤波器系数矩阵M _b(l)，0≤l≤K₂，也是对角矩阵。

前馈滤波器和反馈滤波器分别具有频率响应矩阵m _f(f)和m _b(f)，给定如下：

${\underset{\‾}{m}}_f\left(f\right)=\underset{l=-K_1}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_f\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\πlf}},$

${\underset{\‾}{M}}_b\left(f\right)=\underset{l=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{M}}_b\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\πlf}}.---\left(28\right)$

将等式(27)替换进等式(21)，并且假定完美判决(即，

)，则初始码元估计s′(n)可以被表示为：

$\underset{\‾}{s^{\′}}\left(n\right)={\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_f\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}\underset{\‾}{s}\left(n\right)+{\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_f\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{z}}}\left(n\right),---\left(29\right)$

其中 $\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{z}}}\left(n\right)={[{\underset{\‾}{\overset{~}{z}}}^T(n+K_1){\underset{\‾}{\overset{~}{z}}}^T(n+K_1-1)...{\underset{\‾}{\overset{~}{z}}}^T\left(n\right)]}^T$

为了确定与来自判决反馈均衡器的初始码元估计s′(n)相关的SNR，开始时通过查找发送码元向量的条件均值来导出无偏最小均方误差估计，如下：

$E\left[\underset{\‾}{s^{\′}}\left(n\right)\right|\underset{\‾}{s}\left(n\right)]={\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_f\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}\underset{\‾}{s}\left(n\right)={\underset{\‾}{G}}_{\mathrm{dfe}}\underset{\‾}{s}\left(n\right),---\left(30\right)$

其中

接着，s′(n)的第i个元素的均值s′_i(n)可以表示为：

E[s′_i(n)|s_i(n)]＝g_dfe，iis_i(n)，

其中g_dfe，ii是G _dfe的第i个对角元素。

为了形成无偏码元估计

元素为G _dfe的对角元素的倒数的对角矩阵首先被定义为：

${\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Gdfe}}^{-1}=\mathrm{diag}(1/g_{\mathrm{dfe},11},1/g_{\mathrm{dfe},22},...,1/g_{\mathrm{dfe},N_T{N}_T})---\left(31\right)$

无偏估计

可以被表示为：

$={\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Gdfe}}^{-1}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{M}}}_f(\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{\mathrm{\Γ}}}}\underset{\‾}{s}\left(n\right)+\underset{\‾}{\overset{~}{z}}\left(n\right))---\left(32\right)$

产生的误差方差矩阵

给定如下：

$=\underset{\‾}{I}-{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Gdfe}}^{-1}{\underset{\‾}{G}}_{\mathrm{dfe}}-{\underset{\‾}{G}}_{\mathrm{dfe}}^H{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Gdfe}}^{-1}+{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Gdfe}}^{-1}{\underset{\‾}{G}}_{\mathrm{dfe}}{\underset{\‾}{D}}_{\mathrm{Gdfe}}^{-1}---\left(33\right)$

与第i个发射天线上发送的码元的无偏估计s′_i(n)相关的SNR可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{1}{w_{\mathrm{dfe},\mathrm{ii}}}=\frac{g_{\mathrm{dfe},\mathrm{ii}}}{1-g_{\mathrm{dfe},\mathrm{ii}}}---\left(34\right)$

判决反馈均衡器被进一步详细描述于前述美国专利申请序列号为09/993087和10/017308的专利中，以及在S.L.Ariavistakul等人所著的论文中，所述论文标题为“Optimum Space-Time Processors with DispersiveInerference：Unified Analysis and Required Filter Span”，通信方面的IEEE杂志第7卷第7号，1999年七月，通过引用将上述文献结合于此。

图6B是可以结合发射机系统处的预编码使用的均衡器522a的框图。在均衡器522a内，从接收MIMO处理器360中接收的码元向量r(n)由前馈滤波器634滤波以提供经均衡的码元向量

前馈滤波器634的响应基于MMSE准则适配，如上所述，或者基于一些其它线性空间均衡技术。

前馈滤波器634开始时使用M _frx(l)的冲激响应对接收码元向量r(n)滤波，以提供初始估计s′(n)，而且还将初始估计与矩阵DG_dfe ^-1相乘以提供经均衡的码元向量

所述码元向量是调制码元向量

的无偏估计。前馈滤波器的冲激响应M _frx(l)可以如用于MMSE准则的等式(25)中所示被适配。

由于在发射机系统处预编码，经均衡的码元落在扩展的信号星座上。接着，单元636使用F₀ ^-1预缩放码元向量

来补偿等式(8)中的因子F ₀，还对产生的向量执行向量模2M操作，如等式(9)中所示，以提供经恢复的码元向量

接收机处的模2M操作有效地将扩展信号星座图折叠回初始信号星座图。接着，接收数据处理器380解调、去交织和解码经恢复的码元，以提供解码数据。CSI处理器638可以用于估计每个经恢复的码源流的SNR(例如，基于等式(34))。

因为在发射机系统处预编码，在接收机系统处不需要反馈滤波器用于判决反馈均衡器。

判决反馈均衡器也基于一些其它技术而非MMSE技术被适配，这在本发明的范围内。例如，判决反馈均衡器可以基于迫零技术被适配。

对于某些类别的信道编码(例如，Turbo和卷积编码)，接收机系统处的解码可以基于对经恢复的码元软判决(非二进制值)而非硬判决来执行。为了改进性能，扩展信号星座图(即，经均衡的码元)中的软判决可以被直接用于解码，模2M操作由于下述原因被忽略。

前馈滤波器之后的经均衡的码元向量

可以被表示如等式(8)中所示：

向量

包括多达N_T个经均衡的码元，每个经均衡的码元

是发射机系统处基于某个(例如M²点QAM)信号星座图产生的相应调制码元s_i(n)的估计。调制码元s_i(n)是2维QAM信号星座图中的某个(x_i，y_i)点，而且此(x_i，y_i)点基于2log₂M_i个编码比特而被定义，log₂M_i个编码比特被用于定义x_i，而其它log₂M_i个编码比特被用于定义y_i。由于平分QAM信号星座图的乘积的对称性和Gray码映射，用于定义的编码比特独立于用于定义y_i的编码比特。2维QAM信号星座中的(x_i，y_i)信号点从而可以被视为包括两个1维信号点(即，x_i和y_i)，每个1维信号点属于一独立的一维PAM信号星座。

对于将被解调和解码的每个经均衡的码元

接收机系统处的解调过程确定最可能的2log₂M_i个编码比特，用于形成调制码元s_i(n)，所述调制码元对应于此经均衡的码元对于软输入解码，为2log₂M_i个编码比特的每个计算对数似然比(LLR)，所述编码比特定义经均衡的码元

为了计算编码比特的LLR，每个QAM码元可以被认为包括两个独立PAM码元，和

每个PAM码元由log₂M_i个编码比特定义。接着，对或

的log₂M_i个编码比特的每个进行计算。

给定编码比特b_j(n)的LLR，0≤j≤log₂M_i，对于

或

可以表示为：

$\mathrm{LLR}\left(b_j\right)=\ln \left[\frac{\mathrm{Pr}\{b_j=0|s\}}{\mathrm{Pr}\{b_j=1|s\}}\right]---\left(35\right)$

下面也可以表示为：

$\mathrm{Pr}\{b_j=x|s\}\·\mathrm{Pr}\{s\}=\underset{s\∈S_j^x}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\{s,b_i\}=\underset{s\∈S_j^x}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\{s,A_i\}$

$=\underset{s\∈S_j^x}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{s\right|A_i\left\}\mathrm{Pr}\right\{A_i\},---\left(36\right)$

其中 $A_i=\mathrm{Re}\left\{{\tilde{s}}_i\left(n\right)\right\}$ 或

对于b_j＝0，S_j ⁰代表一组M_i个PAM信号点，对于b_j＝1，S_j ¹代表一组M_i个PAM信号点。

等式(35)可以表示为：

$\mathrm{LLR}\left(b_j\right)=\ln \left[\frac{\underset{s\∈S_j^0}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{s\right|A_i\}\·\mathrm{Pr}\{A_i\}}{\underset{s\∈S_j^1}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{s\right|A_i\}\·\mathrm{Pr}\{A_i\}}\right]---\left(37\right)$

在A_i可能相同地被发送的空间情况下，等式(37)可以表示为：

$\mathrm{LLR}\left(b_j\right)=\ln \left[\frac{\mathrm{Pr}\{b_j=0|A_i\}}{\mathrm{Pr}\{b_j=1|A_i\}}\right]=\ln \left[\frac{\underset{s\∈S_j^0}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{s\right|A_i\}}{\underset{s\∈S_j^1}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{s\right|A_i\}}\right]$

$=\ln \left[\frac{\underset{s\∈S_j^0}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{A_i\right|s\}}{\underset{s\∈S_j^1}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\left\{A_i\right|s\}}\right]=\ln \left[\frac{\underset{s\∈S_j^0}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}}{\underset{s\∈S_j^1}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}}\right]---\left(38\right)$

因为

$\mathrm{Pr}\left\{A_j\right\}=\underset{j=1}{\overset{{\log }_2{M}_i}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\left\{b_j\right\},---\left(39\right)$

$\mathrm{Pr}\left\{s\right|A_j\}=e^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}},$

等式(37)可以表示为：

$\mathrm{LLR}\left(b_j\right)=\ln \left[\frac{\underset{s\∈s_j^0}{\mathrm{\Σ}}(e^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\·\underset{k=1}{\overset{{\log }_2{M}_i}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\{b_k\left\}\right)}{\underset{s\∈S_j^1}{\mathrm{\Σ}}(e^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\·\underset{k=1}{\overset{{\log }_2{M}_i}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\{b_k\left\}\right)}\right]$

$=\ln \left[\frac{\underset{s\∈S_j^0}{\mathrm{\Σ}}(e^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\·\underset{\stackrel{k=1}{k\≠j}}{\overset{{\log }_2{M}_i}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\{b_k\left\}\right)}{\underset{s\∈S_j^1}{\mathrm{\Σ}}(e^{\frac{{(A_i-s)}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}\·\underset{}{\underset{k\≠j}{\overset{{\log }_2{M}_i}{\underset{k=1}{\mathrm{\Π}}}}}\mathrm{Pr}\left\{b_k\right\})}\right]+\ln \left[\frac{\mathrm{Pr}\{b_j=0\}}{\mathrm{Pr}\{b_j=1\}}\right]---\left(40\right)$

$={\mathrm{LLR}}_e\left(b_j\right)+{\mathrm{LLR}}_a\left(b_j\right),$

其中LLR_e(b_j)表示编码比特b_j的“非本征”信息，以及LLR_a(b_j)代表编码比特b_j的先验信息。

先验信息LLR_a(b_j)可以从一独立的源获得，或者可以由差错校正解码器(例如，Turbo、卷积或分组解码器)估计，并且返回给码元去映射单元。检测和解码可以基于迭代方案来执行。一个此类迭代检测和解码方案被描述于美国专利申请序列号为10/005104、标题为“Iterative Decfeotion and Decoding forMIMO-OFDM System”、提交于2001年12月3日的专利中，所述专利被受权于本发明的受益人，通过引用被结合于此。当非Gray码元映射被用于在发射机处导出调制码元时，迭代检测和解码方案可以在接收机处提供改进的性能。

由于在发射机系统处预编码，经均衡的码元

属于扩展的信号星座图(即，或

属于扩展的PAM信号星座图)。对或

执行模2M操作将扩展信号星座图折叠回原始信号星座图，如果对于

或

获得硬判决则所述操作是正确操作。然而，如果信道编码存在而且使用软判决计算Turbo编码(或卷积码的软判决Viterbi解码的分支度量)的编码比特LLR，则在计算比特LLR或分支度量前折叠扩展的信号星座会导致解码器的严重性能降级。

为了提供经改进的解码性能，模2M操作可以被估计，而且可以对扩展的信号星座图执行编码比特LLR的计算。集合S_j ⁰和S_j ¹可以通过向原始集合S_j ⁰和S_j ¹中的每个信号点增加2M·d以分别形成集合S_je ⁰和S_je ¹而被扩展，从而匹配扩展的信号星座图，其中d是整数。LLR接着可以基于扩展的集合被计算，如等式(40)中所示出。

可以基于信道实现的集来确定d的可能值的范围。已经通过使用大量信道实现的仿真发现，d＝-2，-1，0，1，2可能足够了。对于d的此范围，扩展集合S_je ⁰和S_je ¹的基数比原始集合S_j ⁰和S_j ¹大五倍。这增加了LLR计算的复杂度。为了将使用扩展集合的LLR计算的复杂度降低到使用原始集合的LLR计算的相同复杂度，只有在接收信号点的±M_i范围内的信号点可以被认为用于LLR或度量计算。

这里所描述的用于MIMO系统中多径信道的技术可以应用于多种无线通信系统，包括但不限制于MIMO和CDMA系统。这些技术也可以用于实现OFDM的MIMO系统。这些技术也可以用于前向链路和/或反向链路。

这里描述的预编码技术可以通过多种方式实现。例如，这些技术可以使用硬件、软件或它们的组合来实现。对于硬件实现，用于执行发射机处(例如，用于编码和调制数据、预编码调制码元、预调节经预编码的码元等等)和接收机处(例如，预调节和接收采样、均衡接收码元、解调和解码经恢复或经均衡的采样、均衡接收码元、解调和解码经恢复或经均衡的码元等等)的多种信号处理步骤的单元可以实现在一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器设备(DSPD)、可编程逻辑电路(PLD)、控制器、微控制器、微处理器、其他设计为用于执行这里描述的功能的电子元件、或者它们的组合。

对于软件实现，每个发射机和接收机处的一些或全部信号处理步骤可以使用执行这里所描述的功能的模块(例如，步骤、函数等等)来实现。软件可以存储在存储器单元(例如，图3的存储器332和372)并且由处理器(例如，控制器330和370)执行。存储器单元可以在处理器内或处理器外实现，其中它通过多种本领域已知的方法被通信耦合到处理器。

这里包括标题用于参考或辅助定位某些部分。这些标题不被理解为限制其下所描述的原理的范围，而且这些原理在整个说明的其它部分具有可应用性。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (40)

1.在多输入多输出MIMO通信系统中用于处理多径MIMO信道上传输的数据的方法，包括：

按照一个或多个编码方案对数据编码，以提供编码数据；

按照一个或多个调制方案对编码数据调制，以提供调制码元；

基于等效信道响应预编码调制码元，以提供预编码码元，所述等效信道响应是基于MIMO信道的经估计的响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出的；以及

基于MIMO信道的经估计的响应对预编码码元预调节，以提供MIMO信道上传输的预调节码元。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对于每个码元期间的预编码码元包括由于多径MIMO信道在先前码元期间的预编码码元引起的码间串扰的估计。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，预编码被执行为：

$\underset{\‾}{c}\left(n\right)={v\mathrm{mod}}_{2M}[\underset{\‾}{s}\left(n\right)-\underset{l\≠0}{\mathrm{\Σ}}\underset{\‾}{F}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l)],$

其中

c(n)是码元期间n的预编码码元的向量；

s(n)是码元期间n的调制码元的向量；

F(l)是等效信道响应的矩阵序列；以及

vmod_2M是向量模2M运算操作。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于最小均方误差MMSE准则适配前馈滤波器的响应。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于迫零技术获得前馈滤波器的响应。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，使用空时脉冲成形在时域内执行预调节。

7.如权利要求6所述的方法，还包括：

为MIMO信道的经估计的响应分解第一序列矩阵以获得本征向量的第二序列矩阵和奇异值的第三序列矩阵；以及

基于第二和第三序列矩阵导出脉冲成形矩阵，其中基于脉冲成形矩阵执行预调节。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，基于奇异值分解而分解MIMO信道的经估计的响应的第一序列矩阵。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，脉冲成形矩阵包括多个序列的时域值，其中通过将预编码码元与脉冲成形矩阵卷积而在时域执行预调节。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于，脉冲成形矩阵包括多个序列的频域值，其中通过将变换后的预编码码元与脉冲成形矩阵相乘而在频率域执行预调节。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，独立的编码和调制方案用于MIMO信道上发送的每个数据流。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，公共的编码和调制方案用于MIMO信道上发送的所有数据流。

13.在多输入多输出MIMO通信系统中用于处理多径MIMO信道上传输的数据的方法，包括：

按照一个或多个编码方案对数据编码，以提供编码数据；

按照一个或多个调制方案对编码数据调制，以提供调制码元；

确定MIMO信道的经估计的响应；

基于经估计的MIMO信道响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出等效信道响应。

基于等效信道响应预编码调制码元，以提供预编码码元；以及

基于MIMO信道的经估计的响应并且使用空时脉冲成形对预编码码元预调节，以提供在MIMO信道上传输的预调节码元。

14.在多输入多输出MIMO通信系统中用于处理通过多径MIMO信道接收的数据传输的方法，包括：

预调节多个接收信号以提供接收码元；

使用均衡器滤波接收码元以提供经均衡的码元，其中经均衡的码元是调制码元的估计，所述调制码元在发射机处时在MIMO信道上传输之前还基于等效信道响应被预编码过；以及

处理经均衡的码元以恢复发送的数据。

15.如权利要求14所述的方法，还包括：

对经均衡的码元执行向量模2M操作以提供经恢复的码元，其中经恢复的码元被处理以恢复发送的数据。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述预调节正交化多个接收的码元流。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，对每个接收的码元流分别执行滤波。

18.如权利要求14所述的方法，其特征在于，均衡器对应于判决反馈均衡器的前馈滤波器。

19.如权利要求18所述的方法，还包括：

基于最小均方误差MMSE准则适配均衡器。

20.如权利要求14所述的方法，其特征在于，处理包括

按照一个或多个解调方案解调经均衡的码元以提供经解调的数据，以及

按照一个或多个解码方案对解调数据解码以提供解码数据。

21.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述处理包括

计算每个经均衡的码元的编码比特的对数似然比LLR。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，基于经均衡的码元的扩展信号星座图计算对数似然比。

23.如权利要求14所述的方法，其特征在于，使用空时脉冲成形在时域内执行预调节。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述预调节包括

确定MIMO信道的经估计的响应的第一序列矩阵，

分解第一序列矩阵以获得本征向量的第二序列矩阵，

基于第二序列矩阵导出脉冲成形矩阵，以及

将所述多个接收信号与脉冲成形矩阵卷积以提供接收的码元。

25.如权利要求14所述的方法，其特征在于，在频域执行预调节，并包括

将接收信号变换到频域，

将变换的接收信号与频域脉冲成形矩阵相乘以提供预调节的信号，以及

将预调节的信号变换到时域以提供接收码元。

26.如权利要求14所述的方法，还包括：

导出信道状态信息CSI，所述信道状态信息包括经估计的MIMO信道响应的矩阵序列和MIMO信道的多个传输信道的信号对噪声加干比SNR；以及

将CSI发送回发射机。

27.在多输入多输出MIMO通信系统中用于处理通过多径MIMO信道接收的数据传输的方法，包括：

基于MIMO信道的经估计的响应并且使用空时脉冲成形而预调节多个接收信号以提供接收码元；

使用均衡器对接收码元滤波以提供经均衡的码元，其中经均衡的码元是调制码元的估计，所述调制码元在发射机处时在MIMO信道上传输之前还基于等效信道响应被预编码过；

基于最小均方误差MMSE准则适配均衡器；以及

处理经均衡的码元以恢复发射数据。

28.多输入多输出MIMO通信系统中的发射机单元，包括：

发送数据处理器，可操作地用于按照一个或多个编码方案对数据编码，以提供编码数据用于在多径MIMO信道中的多个传输信道，按照一个或多个调制方案对编码数据调制以提供调制码元，基于等效信道响应预编码调制码元以提供预编码码元，所述等效信道响应是基于MIMO信道的经估计的响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出的，以及

发送MIMO处理器，可操作地用于基于MIMO信道的经估计的响应对预编码码元预调节以提供MIMO信道上传输的预调节码元。

29.如权利要求28所述的发射机单元，发送数据处理器还可操作地用于预编码调制码元，所述操作基于：

$\underset{\‾}{c}\left(n\right)={v\mathrm{mod}}_{2M}[\underset{\‾}{s}\left(n\right)-\underset{l\≠0}{\mathrm{\Σ}}\underset{\‾}{F}\left(l\right)\underset{\‾}{c}(n-l)],$

其中

c(n)是码元期间n的预编码码元的向量；

s(n)是码元期间n的调制码元的向量；

F(l)是等效信道响应的矩阵序列；以及

vmod_2M是向量模2M运算操作。

30.如权利要求28所述的发射机单元，其特征在于，发射数据处理器还可操作地用于基于最小均方误差MMSE准则适配前馈滤波器的响应。

31.如权利要求28所述的发射机单元，其特征在于，发送MIMO处理器还可操作地用于为MIMO信道的经估计的响应分解第一序列矩阵以获得本征向量的第二序列矩阵和奇异值的第三序列矩阵，基于第二和第三序列矩阵导出脉冲成形矩阵，以及基于脉冲成形矩阵执行预编码码元的预调节。

32.多输入多输出MIMO通信系统中的发射机装置，包括：

用于按照一个或多个编码方案对数据编码以提供编码数据的装置；

用于按照一个或多个调制方案对编码数据调制以提供调制码元的装置；

用于基于等效信道响应预编码调制码元以提供预编码码元的装置，所述等效信道响应是基于MIMO信道的经估计的响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出的；

用于基于MIMO信道的经估计的响应对预编码码元预调节以提供预调节码元的装置；

用于调节和发送MIMO信道上的预调节码元的装置。

33.用在多输入多输出MIMO通信系统中的数字信号处理器，包括：

用于按照一个或多个编码方案对数据编码以提供编码数据的装置；

用于按照一个或多个调制方案对编码数据调制以提供调制码元的装置；

用于基于等效信道响应预编码调制码元以提供预编码码元的装置，所述等效信道响应是基于MIMO信道的经估计的响应和判决反馈均衡器的前馈滤波器的响应而导出的；以及

用于基于MIMO信道的经估计的响应对预编码码元预调节以提供MIMO信道上传输的预调节码元的装置。

34.在多输入和多输出MIMO通信系统中的接收机单元，包括：

接收MIMO处理器，可操作地用于预调节通过多径MIMO信道接收的多个信号以提供接收码元，并且使用均衡器滤波接收码元以提供经均衡的码元，其中经均衡的码元是调制码元的估计，所述调制码元在发射机处时在MIMO信道上传输之前还基于等效信道响应被预编码过；以及

接收数据处理器，可操作地用于按照一个或多个解调方案解调经均衡的码元，以及按照一个或多个解码方案对解调数据解码以提供经解码的数据。

35.如权利要求34所述的接收机单元，其特征在于，接收MIMO处理器还可操作地用于对经均衡的码元执行向量模2M操作以提供经恢复的码元，其中经恢复的码元被解调和解码以提供经解码的数据。

36.如权利要求34所述的接收机单元，其特征在于，所述预调节使多个接收码元流正交化，以及接收MIMO处理器可操作地用于对每个接收码元流分别滤波。

37.如权利要求34所述的接收机单元，其特征在于，均衡器对应于判决反馈均衡器的前馈滤波器。

38.如权利要求34所述的接收机单元，其特征在于，接收MIMO处理器还可操作地用于基于最小均方误差MMSE准则适配均衡器。

39.在多输入和多输出MIMO通信系统中的接收机装置，包括：

用于预调节通过多径MIMO信道接收的多个信号以提供接收码元的装置；

用于使用均衡器滤波接收码元以提供经均衡的码元的装置，其中经均衡的码元是调制码元的估计，所述调制码元在发射机处时在MIMO信道上传输之前还基于等效信道响应被预编码过；以及

用于处理经均衡的码元以恢复发送的数据的装置。

40.用在多输入多输出MIMO通信系统中的数字信号处理器，包括：

用于预调节通过多径MIMO信道接收的多个信号以提供接收码元的装置；

用于使用均衡器滤波接收码元以提供经均衡的码元的装置，其中经均衡的码元是调制码元的估计，所述调制码元在发射机处时在MIMO信道上传输之前还基于等效信道响应被预编码过；以及

用于处理经均衡的码元以恢复发送的数据的装置。

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