CN107306238B - 载波调制信号的接收、发送方法及相应接收机与发射机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种基于滤波的载波调制信号的接收方法、基于滤波的载波调制信号的发送方式及相应的接收机和发射机。其中，接收方法包括：接收机确定符号间干扰；根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行检测和解调。本发明通过调整接收机检测窗的位置，可大大降低时域滤波造成的符号扩展所引起的符号间干扰，从而降低系统的误码率，提高系统的链路可靠性。通过对接收机检测窗位置的调整，接收机在对抗衰落信道的能力与对抗符号扩展引起的符号间干扰的能力之间寻找到了平衡点。

Description

载波调制信号的接收、发送方法及相应接收机与发射机
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，本发明涉及一种基于滤波的载波调制信号的接收方法及相应的接收机，一种基于滤波的载波调制信号的发送方法及相应的发射机。
背景技术
随着信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网(IoT,internet ofthings)的增长需求，给未来移动通信技术带来前所未有的挑战。如根据国际电信联盟ITU的报告ITU-R M.[IMT.BEYOND 2020.TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量增长相对2010年(4G时代)将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿，随着海量的IoT设备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战，通信产业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术研究(5G)，面向2020年代。目前在ITU的报告ITU-R M.[IMT.VISION]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标，其中对5G的需求展望、应用场景和各项重要性能指标做了详细说明。针对5G中的新需求，ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了针对5G的技术趋势相关的信息，旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持IoT、时延、能效、成本、网络灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。
调制波形和多址方式是无线通信空中接口设计的重要基础，在5G也不会例外。当前，MCM(Multi-carrier Modulation，多载波调制)技术家族中的典型代表OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)被广泛地应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如3GPP(3rd Generation PartnershipProject，第三代移动通信合作伙伴项目)制定的E-UTRA(Evolved Universal TerrestrialRadio Access，演进的UMTS陆地无线接入)协议对应的LTE(Long Term Evolution，长期演进)系统，欧洲的DVB(Digital Video Broadcasting，数字视频广播)和DAB(Digital AudioBroadcasting，数字音频广播)、VDSL(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop，甚高速数字用户环路)、IEEE802.11a/g WLAN(Wireless Local Area，无线局域网)、IEEE802.22 WRAN(Wireless Regional Area Network，无线城域网)和IEEE802.16 WiMAX(World Interoperability for Microwave Access，全球微波互联接入)等等。OFDM技术的基本思想是将宽带信道划分为多个并行的窄带子信道/子载波，使得在频率选择性信道中传输的高速数据流变为在多个并行的独立平坦子信道上传输的低速数据流，因此大大增强了系统抵抗多径干扰的能力,且OFDM可以利用IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速反傅里叶变换)和FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)实现简化的调制和解调方式；其次，通过添加CP(Cyclic Prefix,循环前缀)使得信道的线性卷积变为圆周卷积，从而根据圆周卷积的性质，当CP长度大于信道最大多径时延时，利用简单的单抽头频域均衡就可实现无ISI(Inter-symbol Interference，符号间干扰)接收，从而降低接收机处理复杂度。虽然基于CP-OFDM调制波形能很好的支持4G时代的移动宽带(Mobile Broadband,MBB)业务需求。
不过由于5G将面临更具挑战的和更丰富的场景，这使得CP-OFDM在5G的场景中出现很大的限制或者不足之处，主要表现在：(1)添加CP来抵抗ISI在5G低时延传输的场景会极大的降低频谱利用率，因为低时延传输将极大缩短OFDM的符号长度，而CP的长度只是受制于信道的冲激响应，那么CP的长度跟OFDM的符号长度之比会大大增加，这样的开销造成频谱效率损失非常大，是难以接受的。(2)严格的时间同步要求在5G的IoT场景中会造成很大的闭环同步维护所需的信令开销，而且严格的同步机制造成数据帧结构无弹性，不能很好的支持多种业务的不同的同步需求。(3)OFDM采用RF(Rectangular Pulse，矩形脉冲成形)使得其频域旁瓣滚降很慢，造成很大的带外泄露。因此OFDM对CFO(Carrier FrequencyOffset，载频偏置)非常敏感。然而5G将会有很多的碎片化频谱灵活接入/共享的需求，OFDM的高带外泄露极大的限制了频谱接入的灵活性，或者说需要很大的频域保护带从而降低了频谱的利用率。这些不足主要是由其自身的固有特性造成的，尽管通过采取一定的措施，可以降低这些缺点造成的影响，但同时会增加系统设计的复杂度，且无法从根本上解决问题。
正因为如此，如ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述，一些新波形调制技术，如基于多载波调制，被纳入5G的考虑范围之内。其中，F-OFDM(Filtered-OFDM，基于滤波的正交频分复用)调制技术成为热点研究对象之一。F-OFDM技术在OFDM的基础上引入了时域滤波，通过时域滤波器的设计，F-OFDM能够显著降低由于时域矩形窗滤波所带来的带外泄漏问题，同时保留了OFDM的一些特有优势，例如利用复数域子载波间的正交性，通过添加CP对抗频率选择性衰落等。良好的对带外泄漏的抑制能够很好的支持碎片化的频谱，同时与其他新波形调制技术，例如与FBMC(Filter-bank Multi-carrier，滤波器组多载波)相比，F-OFDM保持了复数域子载波间的正交性，能够对衰落信道以及多天线系统提供更好的支持；F-OFDM支持子带滤波，即可将可用频段划分为不重叠的子带，子带间可以使用不相同的多载波调制参数，包括子载波间隔、CP长度等；为防止子带间的串扰，不同子带间可以插入数个或不插入子载波用做保护频段，分配用于不同的业务或是不同的用户。基于子带的滤波处理，提高了系统的频谱利用率与频谱利用灵活性。
F-OFDM的上述优良特性使得其成为5G候选新波形调制技术之一，但是其自身仍然存在一些问题。具体来说，F-OFDM对添加CP后的OFDM符号进行了时域滤波，导致滤波后的OFDM符号在时域出现了扩展。同时，为了提高F-OFDM降低带外泄漏的能力，通常使用较长的时域滤波器。例如，在文献[Filtered OFDM:A New Waveform for Future WirelessSystems]中，所用的时域滤波器长度为OFDM符号的一半。这将导致相邻符号间产生符号间干扰，从而降低系统的误码性能。虽然通过时域滤波器的设计，使滤波器能量集中在一定范围内，能够降低该问题的影响，但是在一些场景中，例如在子带宽度较窄，或是使用的符号调制方式的调制阶数较高的情况下，滤波带来的时域符号扩展所引起的符号间干扰将难以忽略，甚至导致误码平台。
综上所述，要提升F-OFDM在5G候选技术中的竞争力，除了开发其优势特征外，还需要解决其自身的不足，针对5G中的多种场景特别是IoT场景下的窄带业务传输等模式，非常有必要通过有效的方法来解决F-OFDM的时域滤波引起的符号扩展对无线通信系统带来的符号间干扰问题。
发明内容
针对上述现有技术存在的缺陷，本发明提供了一种基于滤波的载波调制信号的接收方法，包括：
接收机确定符号间干扰；
根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；
基于接收机检测窗的位置对接收信号进行检测和解调。
本发明还提供了一种基于滤波的载波调制信号的发送方法，包括：
发射机基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应；
根据等效信道频域响应来估计符号间干扰；
根据符号间干扰生成相应的检测窗位置调整的指示信息；
发送检测窗位置调整的指示信息。
本发明还提供了一种基于滤波的载波调制信号的接收机，包括：
第一干扰确定模块，用于确定符号间干扰；
第一位置确定模块，用于根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；
解调模块，用于基于接收机检测窗的位置对接收信号进行检测和解调。
本发明还提供了一种基于滤波的载波调制信号的发射机，包括：
第二信道估计模块，用于基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应；
第二干扰估计模块，用于根据等效信道频域响应来估计符号间干扰；
第二位置确定模块，用于根据符号间干扰生成相应的检测窗位置调整的指示信息；
发送模块，用于发送检测窗位置调整的指示信息。
本发明的技术方案是接收机确定符号间干扰，并依据符号间干扰的估计值来调整接收机检测窗的位置，以降低时域滤波造成的符号扩展所引起的符号间干扰问题，从而降低系统的误码率，提高系统的链路可靠性。通过对接收机检测窗位置的调整，接收机在对抗衰落信道的能力与对抗符号扩展引起的符号间干扰的能力之间寻找到了平衡点。同时，本方案在现有方案的基础上进行了针对性的改进，并未引进明显的复杂度提升，能够以较小的代价获得良好的链路可靠性方面的增益。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
图1为本发明中基于滤波的正交频分复用系统的发射机结构示意图；
图2为本发明中基于滤波的正交频分复用系统的接收机结构示意图；
图3a和图3b为本发明中F-OFDM所用窗函数时域冲激响应与频域响应的示意图；
图4为本发明中一个实施例的基于滤波的载波调制信号的接收方法的流程示意图；
图5为本发明中滑动接收机检测窗的示意图；
图6为本发明的实施例一中子带l的发射机结构示意图；
图7为本发明的实施例一中子带l的接收机结构示意图；
图8为本发明的等效信道时域冲激响应估计与实际信道时域冲激响应的对比示意图；
图9为本发明一个具体实施例的接收端检测窗的示意图；
图10为本发明中接收机未知时域滤波器信息时的接收机结构示意图；
图11为本发明的实施例二中发射机检测窗的位置前移的示意图；
图12为本发明的实施例二中仅考虑发射机时域滤波与接收机匹配滤波的等效信道时域冲激响应的示意图；
图13a-c为本发明的实施例三中为对符号添加额外循环前缀或是循环后缀的示意图；
图14示出了本发明的实施例三中接收机检测窗的位置的移动示意图；
图15示出了本发明另一实施例的基于滤波的载波调制信号的发送方法的流程示意图；
图16示出了本发明又一实施例的基于滤波的载波调制信号的接收机的结构示意图；
图17示出了本发明再一实施例的基于滤波的载波调制信号的发射机的结构示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
依据图1-图3所示，对F-OFDM技术的实现方式进行概述。
F-OFDM技术的发射机结构框图如图1所示。可用频带根据业务需求或是待服务UE(User Equipment，用户设备)的种类划分为L个子带，每个子带可以使用不相同的多载波调制参数，例如，不同的子载波间隔、不同的CP长度等。对于每个子带，其输入信号为经过信道编码与符号调制的复数信号，其中，符号调制包括QAM或是PSK等方式。每一路子带输入的复数信号经过串行-并行转换后，根据子带子载波位置进行子载波映射，将数据映射于分配好的子载波上，其余子载波上补零；之后经过N点IFFT得到时域信号。经过IFFT的信号经过并行-串行转换后添加CP，完成传统的OFDM调制过程。为了降低子带间的干扰，每个子带会在完成OFDM调制后进行时域滤波，即使用时域滤波器对每个子带进行滤波，以降低子带外的带外泄漏，从而能够以很小的保护频带为代价，显著降低子带间载波调制参数不同所导致的干扰。
系统中可能存在多个发射机，同时每个发射机可能占用多个子带。为方便描述，不失一般性的，这里假设每个发射机仅占用一个子带，并以子带索引指代发射机。子带l的发送信号可以用如下公式表示：
Figure BDA0000971314370000061
其中，sl，t[n]为子带l经过OFDM调制后所得到的第t个时域信号，可以通过下式表示：
Figure BDA0000971314370000071
式中，NCP为CP长度，dt，m表示第t个子带上第m个子载波所发送数据符号，同时子带l占用的子载波范围为第m1个子载波到第m1+Ml-1个子载波。经过时域滤波后，得到的信号表示为：
Figure BDA0000971314370000072
其中，fl[n]为子带l的时域滤波器，符号*表示线性卷积操作。
F-OFDM技术的接收机结构框图如图2所示。接收机首先对接收信号做子带级匹配滤波，之后对各个子带的信号做如图2所示的OFDM解调，具体包括去除循环前缀，并-串转换，离散傅里叶变换以及串-并转换，得到各个子带发送信号的估计值。若第l个子带的子带滤波器时域冲激响应为fl[n]，则相应匹配滤波器的时域冲激响应为fl *[-n]，其中，上标*表示取共轭操作。
经过子带匹配滤波之后，子带l个时域接收信号可以通过下式表示：
Figure BDA0000971314370000073
上式假设来自其他子带的信号能够通过子带滤波以及后续的频域操作区分开。上式中，需要估计经过子带滤波以及子带匹配滤波的等效信道fl *[-n]*hl[n]*fl[n]的频率响应，以进行后续的数据解调。其中，hl[n]表示信道冲激响应，运算符号*表示线性卷积，上标*表示复数共轭操作。
时域滤波器的设计可以通过sinc函数的窗函数软截断完成，例如在sinc函数的基础上，使用汉宁窗做软截断，得到的时域滤波器冲激响应和相应频域响应，如图3a和图3b所示。
F-OFDM有诸多优点，例如带外泄漏低，能够进行子带级滤波，并允许不同子带间使用不同的载波调制参数，能够有效利用频谱碎片从而提高频谱效率。这些优点使得F-OFDM称为一种有竞争力的新型波形技术。但是，F-OFDM仍然存在一些缺点，在一些场景中会对其应用产生限制。其中之一就是时域滤波会带来符号扩展，并引起符号间干扰。
从图3b可以看到，F-OFDM所用的窗函数的带外泄漏要远低于OFDM系统，从而可以实现子带级的滤波，在不同子带上使用不同的多载波参数，例如子载波间隔，或是CP长度等。图3a所示为所用窗函数的时域冲激响应，表示为h[n]，其中n表示采样点。可以看到，该滤波器有较长的拖尾，在时域滤波后会造成时域符号的扩展，对前后两个符号产生符号间干扰。通过滤波器的设计，可以使得滤波器的能量较为集中，这样滤波造成的时域符号扩展的影响也会较小。由于滤波器频响的带宽决定了时域冲激响应的能量分布，对于子带带宽较宽的系统，时域滤波器的能量更为集中，此时滤波造成的时域符号扩展影响较小；但是对于子带带宽较窄的情况，时域滤波器的能量较为分散，时域符号扩展所造成的影响更为明显。
现有的解决方案包括添加额外的循环前缀，可以看做将循环前缀的长度加长，用于抵抗来自前后符号的符号间干扰。但是这种方式将会带来额外的开销，对于子载波间隔较大的低延时场景将会带来严重的频谱效率损失。
为降低时域滤波带来的符号扩展所引起的符号间干扰，提高链路可靠性，本发明提供一种基于滤波的载波调制信号的接收方法，通过接收机根据信道以及滤波器所带来的符号扩展的估计，以自适应的方式调整接收端检测窗的位置，降低符号间干扰。
图4为基于滤波的载波调制信号的接收方法的流程示意图。
步骤S110：接收机确定符号间干扰；步骤S120：根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；步骤S130：基于接收机检测窗的位置对接收信号进行检测和解调。
其中，后续的检测与解调具体包括载波调制信号的解调等。
进一步，载波调制包括正交频分复用与单载波频分复用。
具体来说，对于任一符号，接收机估计来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰，根据符号间干扰的估计值确定合适的接收机检测窗函数的位置。根据该检测窗的位置，接收机进行F-OFDM信号的检测与解调。具体来说，在接收机子带匹配滤波之后，接收机根据符号间干扰的估计，在去除CP时滑动接收机检测窗的位置，使落入检测窗内的符号间干扰最小，如图5所示。
图5中，检测窗1的位置为原始的检测窗位置，即传统接收方式中检测窗的位置。接收机根据符号间干扰的估计将检测窗的位置滑动至检测窗2，可以看到，检测窗2内的符号间干扰明显小于检测窗1，因此能够获得更好的误码性能，提高系统的链路可靠性。
具体地，等效信道频域响应估计为经过发射机时域滤波、实际物理信道与接收机匹配滤波的等效信道频率响应估计，或为经过发射机时域滤波与实际物理信道的等效信道频率响应估计。
在步骤S110中，接收机确定符号间干扰的方式包括以下情形：
1)接收机接收到来自发射机的符号间干扰的估计信息，估计信息是发射机基于时域滤波器的特性信息来确定的。
2)接收机基于接收到的参考信号来估计等效信道频域响应；根据等效信道频域响应来确定符号间干扰；
其中，等效信道频域响应为经过发射机时域滤波、实际物理信道与接收机匹配滤波的等效信道频率响应估计，或为经过发射机时域滤波与实际物理信道的等效信道频率响应估计。
针对情形2)，其中，根据等效信道频域响应来估计符号间干扰，包括：根据等效信道频域响应来计算等效信道时域冲激响应；根据等效信道时域冲激响应来估计符号间干扰。
优选地，根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号和来自后一符号的符号间干扰。
更优选地，根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展与来自后一符号的第二符号扩展；根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰。
其中，第一符号扩展为前一符号对当前的该任一符号所产生的符号扩展，第二符号扩展为后一符号对当前的该任一符号所产生的符号扩展；利用前一符号对当前的该任一符号的第一符号扩展、后一符号对当前的该任一符号所产生的第二符号扩展及相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰。
优选地，根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展，包括：
针对任一符号，确定前一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；根据等效信道时域冲激响应来确定前一符号的第一样点值，第一样点值之后的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第一功率阈值；提取第一样点值与最大样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展。
针对任一符号，确定后一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；根据等效信道时域冲激响应来确定后一符号的第二样点值，第二样点值之前的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第二功率阈值；提取最大样点值与第二样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自后一符号的第二符号扩展。
其中，第一功率阈值与第二功率阈值相等或不相等。第一功率阈值与第二功率阈值通过发射机输入信号的调制编码方式来确定，当调制编码方式的调制阶数增加时，第一功率阈值和/或第二功率阈值会相应降低。
优选地，根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰，包括：
针对任一符号，确定以待估计的样点区域的起点值为起始点、长度为第一符号扩展的样点区间内对应的等效信道时域冲激响应功率的加和，以作为来自前一符号的符号间干扰估计值，并确定待估计的样点区域的终点值为终点、长度为第二符号扩展的样点区间内对应的等效信道时域冲激响应功率的加和，以作为来自后一符号的符号间干扰估计值；确定两个加和结果之和以作为针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰的估计值；其中，待估计的样点区域的符号间干扰估计值是用于确定针对任一符号的接收机检测窗的位置的依据。
在步骤S120中，将符号间干扰的估计值最小的、且长度为离散傅里叶样点数的样点区间确定为接收机检测窗的位置。
优选地，当载波调制信号为多载波调制信号时，在步骤S120中，计算添加循环前缀后的多载波调制符号长度与第一符号扩展及第二符号扩展之差，确定计算结果为无符号间干扰的符号长度；若无符号间干扰的符号长度小于离散傅里叶样点数，则将符号间干扰的估计值最小的、且长度为离散傅里叶样点数的样点区间确定为接收机检测窗的位置；若无符号间干扰的符号长度不小于离散傅里叶样点数，则在无符号间干扰的样点区域选取长度等于离散傅里叶样点数的区域作为接收机检测窗的位置。
其中，接收机检测窗的位置的起始点位于循环前缀内。
在一优选实施例中，根据等效信道时域冲激响应来估计任一符号对前一符号与后一符号所产生的符号间干扰；将该符号对后一符号所产生的符号间干扰的估计值确定为后一符号所经历的前一符号对其造成的符号间干扰的第一估计值，并将该符号对前一符号的符号间干扰确定为后一符号所经历的再后一符号对该后一符号造成符号间干扰的第二估计值；基于第一估计值及第二估计值来确定该后一符号的接收机检测窗的位置。
优选地，在步骤S130中，确定任一符号的接收机检测窗的位置后，将该接收机检测窗的位置用于预定的时间周期内后续多个符号的数据检测和解调。
更优选地，确定任一符号的接收机检测窗的位置后，计算频域接收信号的信干噪比；若信干噪比低于预设的信干噪比阈值，使用针对该符号的符号间干扰的估计来确定下一符号的接收机检测窗的位置。
优选地，该接收方式还包括：当任一接收机检测窗的位置对应的符号间干扰的估计值均大于第三功率阈值，则接收机发送对发送信号添加额外符号的请求。其中，第一符号扩展内的符号间干扰的估计值大于第一预定估计阈值，则对发送信号添加额外符号的请求为添加扩展循环前缀的请求；若第二符号扩展内的符号间干扰的估计值大于第二预定估计阈值，则对发送信号添加额外符号的请求为添加循环后缀的请求。
其中，接收机接收添加额外符号后的接收信号的方式包括以下情形：
1)接收机接收发送信号添加额外符号的参数指示，其中，参数指示包括扩展循环前缀的长度或循环后缀的长度；接收机基于参数指示，接收添加额外符号后的接收信号；基于添加额外符号后的参考信号来估计等效信道频域响应。
2)接收机在预定个数符号后，接收添加额外符号后的接收信号。
优选地，该接收方式还包括：接收机接收到来自发射机的检测窗位置调整的指示信息；接收机根据符号间干扰，并结合接收到的检测窗位置调整的指示信息，来确定接收机检测窗的位置。
其中，检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息来估计的符号间干扰来确定的；或检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息与信道状态信息相结合来估计的符号间干扰来确定的。
其中，检测窗位置调整的指示信息包括接收机检测窗的位置前移量估计值的指示信息或是符号间干扰估计值的指示信息。
实施例一
本实施例中，将结合具体系统配置详述可自适应调整接收机检测窗的位置的F-OFDM接收系统。系统可用带宽为BW，系统根据UE业务需求或服务的UE数量，将可用带宽划分为L个子带，确定各个子带中所用的多载波调制参数，包括子载波间隔等，并将这L个子带根据业务需求分配给各个UE。
子带l的发射机框图如图6所示。其中，图6所示发射机框图与传统F-OFDM系统发射机框图没有区别，在此不再赘述。
子带l的可自适应调整接收机检测窗的位置的接收机框图如图7所示。接收信号经过子带l的匹配滤波后，进行数据的加窗截取，之后对所得信号进行串-并转换、离散傅里叶变换以及并-串转换。根据子带数据与参考信号的时频资源分配，分别提取出数据与参考信号。使用参考信号来估计经过时域滤波、实际物理信道以及接收端匹配滤波的等效信道。该等效信道估计用于数据的逐子载波单抽头均衡，以及后续的数据检测等过程。同时，基于该等效信道估计，接收机估计等效信道的符号间干扰，并根据符号间干扰的估计确定检测窗的位置，用于后续符号数据截取步骤。
对符号间干扰的估计可以利用等效信道的频率响应估计。具体来说，根据参考信号得到插入参考信号的子载波上的等效信道频率响应估计。基于这些估计，使用插值算法等得到未插入参考信号的子载波上的等效信道频率响应估计，从而得到整个子带上的等效信道频率响应估计
Figure BDA0000971314370000133
其中，k表示子载波索引。对
Figure BDA0000971314370000134
做逆离散傅里叶变换，得到等效信道时域冲激响应估计
Figure BDA0000971314370000135
n表示时域样点数。由于F-OFDM一般使用较长的时域滤波器，因此实际的等效信道时域冲激响应较长。但是考虑到为避免较大的符号间干扰，一般选取能量较为集中的时域滤波器，因此
Figure BDA0000971314370000136
的能量也较为集中，可以使用与数据相同的离散傅里叶变换点数对
Figure BDA0000971314370000137
处理。
图8为等效信道时域冲激响应估计与实际信道时域冲激响应的对比示意图。其中，图8所示为
Figure BDA0000971314370000138
的估计较为准确时，估计得到的
Figure BDA0000971314370000139
与实际的信道时域冲激响应对比示意图，图中离散傅里叶点数为1024。可以看到，当等效信道频率响应的估计较为准确时，相应的时域冲激响应也能得到较为准确的估计。但是当频率响应的估计由于信道估计算法或是插值算法等因素出现误差时，相应时域冲激响应的估计也会出现误差。但是对于估计符号扩展所造成的符号间干扰来说，这种精度足够获得较为准确的估计。
如图8所示，由于时域滤波，等效信道时域冲激响应将会扩展较长的长度，在接收机表现为当前符号会受到来自前一符号及后一符号的符号间干扰。针对任一当前符号，定义其等效信道时域冲激响应功率最大值所在样点位置为0点(对应图8中样点数512)，则大于0点的扩展为当前符号对后一符号产生的干扰，小于0点的扩展为当前符号对前一符号产生的干扰。
如图8所示，虽然等效信道时域冲激响应的扩展较长，但是大部分取值接近于零。因此需要确定符号间干扰较为明显的区域，以确定接收机检测窗的位置。一种可选的方法为：确定某一功率阈值Pγ，在大于上述0点的区域确定位置τ1>0，满足
Figure BDA0000971314370000131
即大于等于样点τ1的时域冲激响应其功率均不大于功率阈值Pγ；在小于上述0点的区域确定位置τ2＜0，满足
Figure BDA0000971314370000132
即小于等于样点τ2的时域冲激响应其功率均不大于功率阈值Pγ。因此在上述定义基础上，符号间干扰较为明显的区域为[τ2，τ1]。
针对任一当前符号，定义其前一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值所在样点位置为0点，前一符号对本符号干扰较为严重的区域为样点0至样点τ1间的区域；后一符号对本符号干扰较为严重的区域为样点M+τ2至样点M间的区域，其中M为添加CP后的F-OFDM当前符号。为降低符号间干扰的影响，时域窗函数，即接收机检测窗的位置应置于符号间干扰不严重的区域，即样点[τ1，M+τ2]。
该功率阈值Pγ的选取与所用MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码)方式相关。具体来说，所用的调制方式越低，所选取的功率阈值Pγ越高。这是由于低阶调制星座点符号欧式距离较大，所能容忍的符号间干扰更大，因此可以使用较高的功率阈值。相反的，高阶调制星座点符号欧式距离较小，所能容忍的符号间干扰较小，因此需要较低的功率阈值，以消除更多的符号间干扰。
上述区域中，τ1考虑了由于多径引起的频率选择性衰落以及时域滤波造成的符号扩展所带来的来自前一符号的符号间干扰；而M+τ2考虑了由于时域滤波造成的符号扩展所带来的来自后一符号的符号间干扰。选择这两个样点之间的区域能够有效的消除符号间干扰。但是由于接收机检测窗函数的长度固定为所用离散傅里叶变化点数N，因此若出现[τ1，M+τ2]间的样点数小于N时，检测窗中仍然会不可避免的落入来自相邻符号的符号间干扰，此时需要一种优选的窗函数选取准则来确定窗函数的位置。
制定选取准则的依据是落入检测窗内的符号间干扰最小。基于该准则，提出如下衡量符号间干扰的标准：待估计的样点区间[n1，τ1]内的符号间干扰I1(n1)用下式衡量：
Figure BDA0000971314370000141
上式表示使用落入区间[n1，τ1]内的等效时域冲激响应的样点功率之和衡量该区间内的符号间干扰。
区间[M+τ2，n2]内的符号间干扰I2(n2)用下式衡量：
Figure BDA0000971314370000151
即使用落入区间[M+τ2，n2]内的等效时域冲激响应的样点功率之和衡量该区间内的符号间干扰。
根据上述准则和衡量标准，确定接收窗位置的方案如下：
若M+τ2-τ1≥N，选取区间[τ1，M+τ2]内任意连续个样点，即检测窗在区间[τ1，M+τ2]内任意位置。例如可选取[τ1+1，N+τ1]或[M+τ2-N+1，M+τ2]作为检测窗。也即检测窗的起始位置可以为区间[τ1，M+τ2-N+1]内的任意值；
若M+τ2-τ1＜N，说明区间[τ1，M+τ2]内没有足够的样点数，检测窗内不可避免的会引入符号间干扰，此时需要考虑检测窗内的符号间干扰来选择检测窗的位置。设检测窗起始位置为nk，考虑到检测窗的长度为N，nk的取值范围为[0，M-N]。定义检测窗起始位置为nk时落入检测窗内的符号间干扰为：
Figure BDA0000971314370000152
遍历nk全部可能的取值，选取
Figure BDA0000971314370000153
最小的nk作为检测窗的起始位置。
需要说明的是，上述符号间干扰的估计与度量方法仅为一种优选的方式，其他符号间干扰的估计与度量方式也可以用于本发明的实施中。
从上述描述可以看到，根据符号间干扰滑动检测窗会导致检测窗的一部分与循环前缀重叠，如图9所示。
图9为一个具体实施例的接收端检测窗的示意图。其中，NCP为循环前缀的长度。由于检测窗的前移，导致检测窗内包含了一部分循环前缀。此时，检测窗内的时域符号样点是传输数据时域符号样点的循环移位。由于时域序列循环移位对应频域序列的相位旋转，因此该循环移位可以在频域进行补偿，或是直接估计经过循环移位的等效信道。
若接收机发现区间[τ1，M+τ2]内没有足够的样点数，且无论窗函数的位置选择在哪，其引入的符号间干扰均大于某一阈值，则说明当前的滤波器特性或是信道条件较差，无法通过前移检测窗使得符号间干扰降低到可接受的水平。此时，接收机通过上行控制信道或上行共享信道请求发射机添加额外循环前缀，即延长循环前缀长度或是添加循环后缀。具体来说，若|τ1|较大，导致来自前一符号的符号间干扰较大，则请求添加额外循环前缀；若|τ2|较大，导致来自后一符号的符号间干扰较大，则请求添加循环后缀。
发送请求后，接收机在等待k个F-OFDM符号后接收添加额外循环前缀或是循环后缀的符号，其中k为预先设定的参数；或是接收机在下行控制信道中搜索相关指示，若接收到添加额外冗余的指示，则接收添加额外循环前缀或是循环后缀的符号。其中，该指示不仅包括添加方式的指示，还可以包括相关参数，例如，额外循环前缀长度指示或是循环后缀长度指示等。
需要说明的是，前述实施例一中的方案均针对接收机已知滤波器信息，能够在收端进行匹配滤波的系统。对于接收机未知时域滤波器信息的系统，即滤波器对接收机透明的系统，本实施例所述方案仍然使用。此时接收机结构如图10所示。
图10所示的接收机结构示意图中，由于接收机未知滤波器信息，无法进行时域滤波，由于滤波造成的子带边缘频谱畸变由参考信号辅助的信道估计来进行估计，或是在发射机进行预补偿。匹配滤波器的移除并不影响本实施例中所述方案的进行，接收机仍然通过参考信号估计等效信道，并通过等效信道来估计符号间干扰，完成接收机检测窗位置的确定。与前述方案的区别在于，此时等效信道为经过发端时域滤波与实际物理信道的冲激响应，即hl[n]*fl[n]。
另外需要说明的是，对于本实施例所提供方案，最优的估计流程为，首先通过前一符号的信道估计得到来自前一符号的对本符号所产生的符号间干扰，之后通过后一符号的信道估计得到来自后一符号的对本符号所产生的符号间干扰。通过来自前一符号与来自后一符号的符号间干扰估计，确定本符号的接收机检测窗的位置。上述流程能够得到较为精确的符号间干扰的估计，因此接收机检测窗的放置也能够避免大部分符号间干扰。但是上述流程需要得到后一符号的符号间干扰估计才能够进行本符号的解调，引入了明显的延时，即一个载波调制符号长度的延时；此外，依据本实施例所提供的方案，估计符号间干扰需要首先进行频域信道响应的估计，则如果采用上述流程，就会导致重复使用离散傅里叶变换对某一符号进行操作，引入了额外的复杂度。
因此，考虑到实际使用中的复杂度、延时等限制，一种优选的估计方案的执行流程为：确定当前符号的接收机检测窗的位置后，对当前符号进行信道估计，并用于数据的解调解码等操作；根据当前符号的信道估计，估计当前符号对前一符号与后一符号产生的符号间干扰，使用对后一符号产生的符号间干扰作为后一符号所经历的前一符号对其造成的干扰，使用当前符号对前一符号的符号间干扰估计作为后一符号所经历的再后一符号对其造成的干扰，用于确定后一符号接收机检测窗的位置。
上述流程中，前一符号对后一符号的符号间干扰估计是较为准确的，但是后一符号对前一符号的干扰有可能会产生误差。但是考虑到信道的影响主要体现在前一符号对后一符号的干扰上，而后一符号对前一符号的干扰长度主要由滤波器特性决定，因此其误差并不十分明显。
在检测窗位置的确定上，为进一步降低估计计算的复杂度，可以采用周期性确定检测窗位置的方式。即对某一符号进行接收机检测窗位置的确定后，该接收机检测窗的位置用于后续若干符号的数据检测，直到执行下一次接收机检测窗位置的确定为止。该周期取决于信道时间选择性衰落的强弱，即信道时间选择性衰落越强，周期越短；反之，信道时间选择性衰落越弱，周期越长。
也可以采用非周期的方式确定检测窗的位置。即每个符号的数据检测后统计信干噪比，若信干噪比低于预先设定的阈值，即使用该符号的信道估计来确定下一符号的检测窗位置。
周期性与非周期性的检测窗位置确定可以相互结合。即使用较长的周期，同时接收机检测数据检测的信干噪比，用于触发非周期检测窗位置的估计。
采用上述流程能够降低延时和检测估计复杂度，更为适合实际系统采用。
本实施例所述方案针对基于滤波的OFDM系统，但是对基于滤波的其他载波调制系统，例如基于滤波的SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access，单载波频分复用)系统来说，本实施例所述方案同样适用。
实施例二
本实施例中，将结合具体系统配置详述可自适应调整接收机检测窗的位置的F-OFDM接收系统。实施例一所示示例中，接收机根据符号间干扰的强度确定检测窗的位置，而发射机并不做额外处理。本实施例中，发射机协助接收机完成自适应调整接收机检测窗的位置的F-OFDM接收过程。系统配置如实施例一中所述。
发送机端协助接收机的方案有以下几种：
方案1.发射机规定接收机检测窗的位置前移量。
图15示出了本发明另一实施例的基于滤波的载波调制信号的发送方法的流程示意图。
步骤S210：发射机基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应；步骤S220：根据等效信道频域响应来估计符号间干扰；步骤S230：根据符号间干扰生成相应的检测窗位置调整的指示信息；步骤S240：发送检测窗位置调整的指示信息。其中，时域滤波器的特性信息包括发射机时域滤波的特性信息与接收机匹配滤波的特性信息。
优选地，根据等效信道频域响应来估计符号间干扰，具体包括：
针对任一符号，确定前一符号或后一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定后一符号的第三样点值，第三样点值之前的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第三功率阈值；
提取最大样点值与第三样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自前一符号或后一符号的第三符号扩展；
根据第三符号扩展估计与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号及后一符号的符号间干扰。
优选地，发射机基于时域滤波器的特性信息，并结合时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应。
其中，根据符号间干扰通过以下任一方式来生成相应的检测窗位置调整的指示信息：
根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置，并生成相应的检测窗位置前移量估计值的指示信息；
将符号间干扰的估计值作为检测窗位置调整的指示信息。
接收机接收到来自发射机的检测窗位置调整的指示信息；根据符号间干扰的估计，并结合接收到的检测窗位置调整的指示信息，来确定接收机检测窗的位置。
其中，检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息来估计的符号间干扰来确定的。
其中，检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息与信道状态信息相结合来估计的符号间干扰来确定的。
其中，检测窗位置调整的指示信息包括接收机检测窗的位置前移量估计值的指示信息或是符号间干扰估计值的指示信息。
发射机预先确定检测窗的位置前移量，生成相应的检测窗位置调整指示信息，并通过广播信道，控制信道或是数据信道将检测窗位置调整指示信息发送至接收机。接收机接收到该指示信息后，在原检测窗的基础上根据检测窗位置前移量调整检测窗的位置，并进行后续数据的解调和检测。具体来说，如图10所示，原检测窗的位置根据循环长度位置确定，将循环前缀去掉，保留完整的顺序正确的数据序列；接收到发射机发送的检测窗的位置前移量指示后，根据该指示前移nΔ个样点，用于数据的接收、检测。
发射机根据信道频率选择性强弱与所用的时域滤波器特性确定接收机检测窗的位置前移量。具体来说，发射机根据接收机反馈的信道状态信息估计信道频率选择性衰落强弱，或是在时分双工(time division duplex,TDD)模式中，发射机利用信道互易性通过上行信道的信道估计来确定信道频率选择性衰落强弱。依据频率选择性衰落的估计，并结合时域滤波器的特性，即时域滤波所造成的符号扩展强度，确定合适的接收机检测窗的位置前移量。具体方式可参照实施例一中详述的发射机检测窗位置的确定方式。
考虑到滤波器的特性与子带带宽相关，发射机可以预先确定每个子带带宽所对应的接收机检测窗的位置前移量，并通过子带带宽隐式的通知接收机。具体来说，子带带宽越窄，时域滤波器的能量越难以集中，时域滤波所造成的符号间干扰越严重。此时接收机检测窗的前移量应该越大。
发射机根据信道状态信息的估计实时调整接收机检测窗的位置前移量，起到自适应调整接收窗的作用。
方案2.发射机发送接收机检测窗的位置前移量的预估值。
发射机确定接收机检测窗的位置前移量的预估值，并生成相应的检测窗位置调整指示信息，并将检测窗位置调整指示信息发送至接收机。
优选地，接收机接收到来自发射机的检测窗位置调整指示信息；根据符号间干扰的估计，并结合接收到的检测窗位置调整指示信息，来确定接收机检测窗的位置。
发射机根据子带时域滤波器特性，确定并发送接收机检测窗的位置前移量的预估值，协助接收机完成接收机检测窗位置的调整。具体来说，发射机根据信道状态信息的估计以及子带所用时域滤波器的特性，得到接收机检测窗的位置前移量的估计值，并通过广播信道、控制信道或是共享信道以检测窗的位置前移量估计指示的方式发送给接收机。接收机根据接收到的指示，在发射机预估的接收机检测窗的位置前移量附近进行干扰检测，获得最终的检测窗位置，并用于后续信号的检测与解调。
具体来说，发射机估计检测窗前移量时，可以使用前述方案1的方法；或是仅根据子带所用时域滤波器特性，给出因时域滤波造成的符号扩展对检测窗的影响。图12为仅考虑发射机时域滤波与接收机匹配滤波的等效信道时域冲激响应的示意图。
对于子带l，发射机估计仅经过发射机时域滤波与接收机匹配滤波的等效信道
Figure BDA0000971314370000201
并设定功率阈值，确定该等效信道的拖尾长度。如图12所示，子带带宽为540kHz，所用时域滤波器如图8所示。可以看到，在时域冲激响应功率最高点左右，该等效信道冲激响应均有能量分布，说明时域滤波和匹配滤波后，会造成当前符号对前一符号和后一符号的干扰。另外可以看到，图12中的等效信道冲激响应在时间上，即采样点，是以功率最高点对称分布的，从干扰方面来看其对前一符号和后一符号的影响相同。
规定等效信道
Figure BDA0000971314370000202
功率最大点为0样点，规定功率阈值Pr，在大于0的样点值寻找样点nr，满足
Figure BDA0000971314370000203
并将该样点值作为检测窗前移量的预估值发送给接收机。
功率阈值Pr的选取与调制阶数相关，调制阶数较低时，能够容忍的符号间干扰更大，可以选取较高的功率阈值Pr；调制接收较高时，能够容忍的符号间干扰较低，此时应选取较低的功率阈值Pr。
发射机通知接收机检测检测窗的位置前移量的预估值时，可以采用查找表方式，将检测窗前移量的预估值以索引的方式发送给接收机。接收机根据索引，在查找表中得到检测窗的位置前移量的预估值。考虑到子带滤波器的特性与子带带宽相关，针对每个子带带宽，可以预先根据上述准则计算相应的检测窗的位置前移量的预估值，并与相应子带带宽相绑定，发射机与接收机均已知该绑定关系信息。发射机通知接收机时仅需通知子带带宽，接收机根据子带带宽基于绑定关系信息推知检测窗位置前移量的预估值。
接收机接收到该检测窗的位置前移量的预估值后，结合信道估计结果确定接收机检测窗的位置。具体来说，接收机可以根据该检测窗位置前移量的预估值来前移检测窗，并固定检测窗位置；或是在检测窗的位置前移量左右滑动检测窗，在一定范围内确定最优的检测窗位置，也即符号间干扰最小的检测窗位置。具体来说，接收机根据信道估计判定信道的频率选择性衰落的强弱，若信道频率选择性较强，则应在发射机发送的检测窗位置前移量估计值基础上向后平移，以减轻信道频率选择性衰落带来的影响；若信道频率选择性较弱，则可在发射机发送的检测窗位置前移量估计值基础上继续前移。
与实施例一相比，实施例二中所述方式能够降低接收机的实现复杂度，有利于低复杂度接收机的实现。但是由于接收机并未估计实际的符号扩展与符号间干扰，因此其效果不如实施例一中所述方案。实际中可以将实施例一与实施例二中的方案相结合，即通过实施例二中方案得到大致的检测窗位置范围，通过实施例一中所述方案在该范围内得到最优的检测窗位置，以达到性能与复杂度间的折中。
本实施例中的方案同样适用于接收端未知滤波器信息，即滤波器对接收端透明的系统，此时第二种方法中发射机只要考虑发端时域滤波器的扩展即可。
实施例三
本实施例中，将结合具体系统配置详述可自适应调整接收机检测窗的位置的F-OFDM接收系统。一些系统配置下，例如子带带宽很窄的情况，由于信道时延和时域滤波所造成的符号间干扰无法通过滑动检测窗来有效降低。此时需要通过添加额外循环前缀或是循环后缀的方式降低符号间干扰。
图13a-c所示为子带带宽很窄时，对符号添加额外循环前缀或是循环后缀的示意图。图13a中，由于子带带宽很窄，难以设计出能量集中的时域滤波器，导致由时域滤波引起的符号扩展严重。符号扩展与信道时延引起的符号间干扰难以通过接收机自适应调节检测窗的方式降低到可接受的水平，此时需要发射机做一些额外处理。
图13b与图13c示出了两种可能的处理方式。如图13b所示，在原有CP的基础上添加了额外CP，用于降低符号间干扰。此时接收机检测窗的起始位置为额外CP的截止处；图13c中，为符号添加循环后缀，用于降低符号间干扰。此时接收机仍然按照循环前缀的长度添加检测窗。
虽然图13b与图13c中的方式能够降低符号间干扰，但是在一些情况下，例如信道条件较为恶劣，信道延时较长时，信号经过信道时出现的扩展与时域滤波导致的扩展相叠加，对下一个符号的影响可能会大于扩展CP(对应图13b方案)或是传统CP(对应图13c方案)。此时，仍然需要接收机自适应的调整接收机检测窗的位置，以降低符号间干扰对系统性能和链路可靠性的影响。
与实施例一类似，调整接收机检测窗位置的准则为使得落入检测窗内的符号间干扰最小。采用的方法也与实施例一类似，即通过基于参考信号的信道估计，估计经过发射机时域滤波，实际物理信道与接收机匹配滤波后的等效信道时域冲激响应，根据预先设定功率阈值，得到前一符号产生的符号间干扰对当前符号的最大影响区域以及后一符号产生的符号间干扰对当前符号的最大影响区域，并选择符号间干扰最小的区域作为接收端检测窗，具体方式在此不再赘述。
与实施例一不同的是，本实施例中，接收机检测窗的位置可能前移，也可能后移。图14示出了针对图13b和图13c中两种方法下接收机检测窗的位置的移动方式。其中，图13b中添加扩展循环前缀的方式相当于增加了循环前缀的长度，在传统检测窗的基础上，自适应的检测窗可能向前移动，也可能向后移动，但移动后落入检测窗内的序列均为原始序列的循环移位；图13c中添加循环后缀的方式中，落入检测窗内的序列也为原始序列的循环移位。
实施例二中接收机根据发射机的指示确定接收机检测窗的位置的方式对于本实施例中所述方案同样适用。具体来说，发射机根据接收机反馈的信道状态信息，或是TDD模式中利用信道互易性由上行信道估计推知下行信道，并结合时域滤波器得到经过时域滤波器、实际物理信道以及匹配滤波器的等效信道；根据该等效信道，得到来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰，并确定窗内干扰最小的检测窗位置，将检测窗的移动量以检测窗位置调整的指示信息的方式通过广播信道、下行控制信道或下行共享信道发送给接收机。
或是发射机根据时域滤波器特性确定由于时域滤波引起的符号扩展，并以符号扩展指示的方式通过广播信道、下行控制信道或下行共享信道发送给接收机。该符号扩展指示仅考虑了由时域滤波引起的符号间干扰，接收机基于符号扩展，结合信道估计，确定接收检测窗的位置。具体来说，当信道频率选择性衰落较弱时，检测窗在符号扩展指示的基础上前移较多样点数；当信道频率选择性衰落适中时，检测窗在符号扩展指示的基础上前移较少样点数或不移动；当信道频率选择性衰落较强时，检测窗在符号扩展指示的基础上后移。
本实施例中所述情况出现于子带带宽很窄并且信道条件较差，例如信道时延较大，或是接收机移动速度较快的情况。同时，对于系统设定即传输循环前缀，也传输循环后缀的情况，本实施例所述方案也是适用的。与前两个实施例类似，本实施例中所述方案同样适用于接收端未知滤波器信息，即时域滤波器对接收端透明的系统。
图16示出了本发明又一实施例的基于滤波的载波调制信号的接收机的结构示意图。其中，该接收机包括第一干扰确定模块310、第一位置确定模块320、解调模块330。
第一干扰确定模块310确定符号间干扰；第一位置确定模块320根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；解调模块330基于接收机检测窗的位置对接收信号进行检测和解调。
图17示出了本发明再一实施例的基于滤波的载波调制信号的发射机的结构示意图。其中，该发射机包括第二信道估计模块410、第二干扰估计模块420、第二位置确定模块430和发送模块440。
第二信道估计模块410基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应；第二干扰估计模块420根据等效信道频域响应来估计符号间干扰；第二位置确定模块430根据符号间干扰生成相应的检测窗位置调整的指示信息；发送模块440发送检测窗位置调整的指示信息。
本技术领域技术人员可以理解，本发明中已经讨论过的各种操作、方法、流程中的步骤、措施、方案可以被交替、更改、组合或删除。进一步地，具有本发明中已经讨论过的各种操作、方法、流程中的其他步骤、措施、方案也可以被交替、更改、重排、分解、组合或删除。进一步地，现有技术中的具有与本发明中公开的各种操作、方法、流程中的步骤、措施、方案也可以被交替、更改、重排、分解、组合或删除。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (60)

1.一种基于滤波的载波调制信号的接收方法，包括：
接收机确定符号间干扰；
根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；
基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行解调；
其中，接收机确定符号间干扰，包括：
接收机接收到来自发射机的符号间干扰的估计信息，所述估计信息是发射机基于时域滤波器的特性信息来确定的；或者，
接收机基于接收到的参考信号来估计等效信道频域响应；根据等效信道频域响应来确定符号间干扰；
其中，所述等效信道频域响应为经过发射机时域滤波、实际物理信道与接收机匹配滤波的等效信道频率响应估计，或为经过发射机时域滤波与实际物理信道的等效信道频率响应估计。
2.根据权利要求1所述的接收方法，根据等效信道频域响应来估计符号间干扰，包括：
根据等效信道频域响应来计算等效信道时域冲激响应；
根据等效信道时域冲激响应来估计符号间干扰。
3.根据权利要求2所述的接收方法，其中，根据等效信道时域冲激响应来估计符号间干扰，包括：
根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号和来自后一符号的符号间干扰。
4.根据权利要求3所述的接收方法，其中，根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号和来自后一符号的符号间干扰，包括：
根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展与来自后一符号的第二符号扩展；
根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰。
5.根据权利要求4所述的接收方法，其中，所述第一符号扩展为前一符号对当前的该任一符号所产生的符号扩展，所述第二符号扩展为后一符号对当前的该任一符号所产生的符号扩展；
其中，根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰，包括：
利用前一符号对当前的该任一符号的第一符号扩展、后一符号对当前的该任一符号所产生的第二符号扩展及相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰。
6.根据权利要求4或5所述的接收方法，根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展，包括：
针对任一符号，确定前一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定前一符号的第一样点值，所述第一样点值之后的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第一功率阈值；
提取所述第一样点值与所述最大样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展。
7.根据权利要求6所述的接收方法，根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自后一符号的第二符号扩展，包括：
针对任一符号，确定后一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定后一符号的第二样点值，所述第二样点值之前的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第二功率阈值；
提取所述最大样点值与所述第二样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自后一符号的第二符号扩展。
8.根据权利要求7所述的接收方法，所述第一功率阈值与所述第二功率阈值相等或不相等。
9.根据权利要求7所述的接收方法，所述第一功率阈值与所述第二功率阈值通过发射机输入信号的调制编码方式来确定，当调制编码方式的调制阶数增加时，第一功率阈值和/或第二功率阈值会相应降低。
10.根据权利要求4或5所述的接收方法，其中，根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰，包括：
针对任一符号，确定以待估计的样点区域的起点值为起始点、长度为第一符号扩展的样点区间内对应的等效信道时域冲激响应功率的加和，以作为来自前一符号的符号间干扰估计值，并确定待估计的样点区域的终点值为终点、长度为第二符号扩展的样点区间内对应的等效信道时域冲激响应功率的加和，以作为来自后一符号的符号间干扰估计值；
确定两个加和结果之和以作为针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰的估计值；
其中，待估计的样点区域的符号间干扰估计值是用于确定针对任一符号的接收机检测窗的位置的依据。
11.根据权利要求1所述的接收方法，其中，根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置，包括：
将符号间干扰的估计值最小的、且长度为离散傅里叶样点数的样点区间确定为接收机检测窗的位置。
12.根据权利要求4所述的接收方法，所述载波调制信号为多载波调制信号时，根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置，包括：
计算添加循环前缀后的多载波调制符号长度与第一符号扩展及第二符号扩展之差，确定计算结果为无符号间干扰的符号长度；
若无符号间干扰的符号长度小于离散傅里叶样点数，则将符号间干扰的估计值最小的、且长度为离散傅里叶样点数的样点区间确定为接收机检测窗的位置。
13.根据权利要求12所述的接收方法，若无符号间干扰的符号长度不小于离散傅里叶样点数，则在无符号间干扰的样点区域选取长度等于离散傅里叶样点数的区域作为接收机检测窗的位置。
14.根据权利要求12或13所述的接收方法，所述接收机检测窗的位置的起始点位于循环前缀内。
15.根据权利要求3所述的接收方法，还包括：
根据等效信道时域冲激响应来估计任一符号对前一符号与后一符号所产生的符号间干扰；
将该符号对后一符号所产生的符号间干扰的估计值确定为后一符号所经历的前一符号对其造成的符号间干扰的第一估计值，并将该符号对前一符号的符号间干扰确定为后一符号所经历的再后一符号对该后一符号造成符号间干扰的第二估计值；
其中，根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置，包括：
基于第一估计值及第二估计值来确定该后一符号的接收机检测窗的位置。
16.根据权利要求1-5、11-13、以及15中任一项所述的接收方法，其中，基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行解调，包括：
确定任一符号的接收机检测窗的位置后，将该接收机检测窗的位置用于预定的时间周期内后续多个符号的数据解调。
17.根据权利要求1-5、11-13、以及15中任一项所述的接收方法，其中，基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行解调，包括：
确定任一符号的接收机检测窗的位置后，计算频域接收信号的信干噪比；
若所述信干噪比低于预设的信干噪比阈值，使用针对该符号的符号间干扰的估计来确定下一符号的接收机检测窗的位置。
18.根据权利要求1-5、11-13、以及15中任一项所述的接收方法，还包括：
当任一接收机检测窗的位置对应的符号间干扰的估计值均大于第三功率阈值，则接收机发送对发送信号添加额外符号的请求。
19.根据权利要求18所述的接收方法，其中，接收机根据等效信道频域响应来确定符号间干扰，包括：
根据等效信道频域响应来计算等效信道时域冲激响应；
根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展与来自后一符号的第二符号扩展；
根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰；
其中，所述第一符号扩展内的符号间干扰的估计值大于第一预定估计阈值，则对发送信号添加额外符号的请求为添加扩展循环前缀的请求；若第二符号扩展内的符号间干扰的估计值大于第二预定估计阈值，则对发送信号添加额外符号的请求为添加循环后缀的请求。
20.根据权利要求18所述的接收方法，还包括：
接收机接收发送信号添加额外符号的参数指示，其中，所述参数指示包括扩展循环前缀的长度或循环后缀的长度；
接收机基于所述参数指示，接收添加额外符号后的接收信号；
其中，基于接收到的参考信号来估计等效信道频域响应，包括：
基于添加额外符号后的参考信号来估计等效信道频域响应。
21.根据权利要求18所述的接收方法，还包括：
接收机在预定个数符号后，接收添加额外符号后的接收信号。
22.根据权利要求1所述的接收方法，还包括：
接收机接收到来自发射机的检测窗位置调整的指示信息；
其中，根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置，包括：
根据符号间干扰，并结合接收到的检测窗位置调整的指示信息，来确定接收机检测窗的位置。
23.根据权利要求22所述的接收方法，其中，所述检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息来估计的符号间干扰来确定的；或所述检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息与信道状态信息相结合来估计的符号间干扰来确定的。
24.根据权利要求22或23所述的接收方法，其中，所述检测窗位置调整的指示信息包括接收机检测窗的位置前移量估计值的指示信息或是符号间干扰估计值的指示信息。
25.一种基于滤波的载波调制信号的发送方法，包括：
发射机基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应；
根据等效信道频域响应来估计符号间干扰；
根据符号间干扰生成相应的检测窗位置调整的指示信息；
发送所述检测窗位置调整的指示信息。
26.根据权利要求25所述的发送方法，其中，所述时域滤波器的特性信息包括发射机时域滤波的特性信息与接收机匹配滤波的特性信息。
27.根据权利要求25或26所述的发送方法，其中，根据等效信道频域响应来估计符号间干扰，包括：
针对任一符号，确定前一符号或后一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定后一符号的第三样点值，所述第三样点值之前的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第三功率阈值；
提取所述最大样点值与所述第三样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自前一符号或后一符号的第三符号扩展；
根据第三符号扩展估计与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号及后一符号的符号间干扰。
28.根据权利要求25所述的发送方法，其中，发射机基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应，包括：
发射机基于时域滤波器的特性信息，并结合信道状态信息来估计等效信道频域响应。
29.根据权利要求25、26以及28中任一项所述的发送方法，其中，根据符号间干扰通过以下任一方式来生成相应的检测窗位置调整的指示信息：
根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置，并生成相应的检测窗位置前移量估计值的指示信息；
将符号间干扰的估计值作为检测窗位置调整的指示信息。
30.一种基于滤波的载波调制信号的接收机，包括：
第一干扰确定模块，用于确定符号间干扰；
第一位置确定模块，用于根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置；
解调模块，用于基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行解调；
其中，第一干扰确定模块在确定符号间干扰时，具体用于：
接收到来自发射机的符号间干扰的估计信息，所述估计信息是发射机基于时域滤波器的特性信息来确定的；或者，基于接收到的参考信号来估计等效信道频域响应；根据等效信道频域响应来确定符号间干扰；
其中，所述等效信道频域响应为经过发射机时域滤波、实际物理信道与接收机匹配滤波的等效信道频率响应估计，或为经过发射机时域滤波与实际物理信道的等效信道频率响应估计。
31.根据权利要求30所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据等效信道频域响应来确定符号间干扰时，用于：
根据等效信道频域响应来计算等效信道时域冲激响应；
根据等效信道时域冲激响应来估计符号间干扰。
32.根据权利要求31所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据等效信道时域冲激响应来估计符号间干扰时，用于：
根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号和来自后一符号的符号间干扰。
33.根据权利要求32所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号和来自后一符号的符号间干扰时，用于：
根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展与来自后一符号的第二符号扩展；
根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰。
34.根据权利要求33所述的接收机，其中，所述第一符号扩展为前一符号对当前的该任一符号所产生的符号扩展，所述第二符号扩展为后一符号对当前的该任一符号所产生的符号扩展；第一干扰确定模块具体用于：
利用前一符号对当前的该任一符号的第一符号扩展、后一符号对当前的该任一符号所产生的第二符号扩展及相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰。
35.根据权利要求33或34所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展时，用于：
针对任一符号，确定前一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定前一符号的第一样点值，所述第一样点值之后的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第一功率阈值；
提取所述第一样点值与所述最大样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展。
36.根据权利要求35所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自后一符号的第二符号扩展时，用于：
针对任一符号，确定后一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定后一符号的第二样点值，所述第二样点值之前的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第二功率阈值；
提取所述最大样点值与所述第二样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自后一符号的第二符号扩展。
37.根据权利要求36所述的接收机，其中，所述第一功率阈值与所述第二功率阈值相等或不相等。
38.根据权利要求36所述的接收机，其中，所述第一功率阈值与所述第二功率阈值通过发射机输入信号的调制编码方式来确定，当调制编码方式的调制阶数增加时，第一功率阈值和/或第二功率阈值会相应降低。
39.根据权利要求33或34所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰时，用于：
针对任一符号，确定以待估计的样点区域的起点值为起始点、长度为第一符号扩展的样点区间内对应的等效信道时域冲激响应功率的加和，以作为来自前一符号的符号间干扰估计值，并确定待估计的样点区域的终点值为终点、长度为第二符号扩展的样点区间内对应的等效信道时域冲激响应功率的加和，以作为来自后一符号的符号间干扰估计值；
确定两个加和结果之和以作为针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰的估计值；
其中，待估计的样点区域的符号间干扰估计值是用于确定针对任一符号的接收机检测窗的位置的依据。
40.根据权利要求30所述的接收机，其中，第一位置确定模块在根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置时，用于：
将符号间干扰的估计值最小的、且长度为离散傅里叶样点数的样点区间确定为接收机检测窗的位置。
41.根据权利要求33所述的接收机，其中，所述载波调制信号为多载波调制信号时，第一位置确定模块在根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置时，用于：
计算添加循环前缀后的多载波调制符号长度与第一符号扩展及第二符号扩展之差，确定计算结果为无符号间干扰的符号长度；
若无符号间干扰的符号长度小于离散傅里叶样点数，则将符号间干扰的估计值最小的、且长度为离散傅里叶样点数的样点区间确定为接收机检测窗的位置。
42.根据权利要求41所述的接收机，其中，若无符号间干扰的符号长度不小于离散傅里叶样点数，则在无符号间干扰的样点区域选取长度等于离散傅里叶样点数的区域作为接收机检测窗的位置。
43.根据权利要求41或42所述的接收机，其中，所述接收机检测窗的位置的起始点位于循环前缀内。
44.根据权利要求32所述的接收机，其中，第一干扰确定模块还用于：
根据等效信道时域冲激响应来估计任一符号对前一符号与后一符号所产生的符号间干扰；
将该符号对后一符号所产生的符号间干扰的估计值确定为后一符号所经历的前一符号对其造成的符号间干扰的第一估计值，并将该符号对前一符号的符号间干扰确定为后一符号所经历的再后一符号对该后一符号造成符号间干扰的第二估计值；
第一位置确定模块在根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置时，用于：
基于第一估计值及第二估计值来确定该后一符号的接收机检测窗的位置。
45.根据权利要求30-34、40-42、以及44中任一项所述的接收机，其中，解调模块在基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行解调时，用于：
确定任一符号的接收机检测窗的位置后，将该接收机检测窗的位置用于预定的时间周期内后续多个符号的数据解调。
46.根据权利要求30-34、40-42、以及44中任一项所述的接收机，其中，解调模块在基于所述接收机检测窗的位置对接收信号进行解调时，用于：
确定任一符号的接收机检测窗的位置后，计算频域接收信号的信干噪比；
若所述信干噪比低于预设的信干噪比阈值，使用针对该符号的符号间干扰的估计来确定下一符号的接收机检测窗的位置。
47.根据权利要求30-34、40-42、以及44中任一项所述的接收机，还包括：
发送模块，用于当任一接收机检测窗的位置对应的符号间干扰的估计值均大于第三功率阈值，发送对发送信号添加额外符号的请求。
48.根据权利要求47所述的接收机，其中，第一干扰确定模块在根据等效信道频域响应来确定符号间干扰时，用于：
根据等效信道频域响应来计算等效信道时域冲激响应；
根据等效信道时域冲激响应来估计针对任一符号的来自前一符号的第一符号扩展与来自后一符号的第二符号扩展；
根据第一符号扩展、第二符号扩展与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号的符号间干扰与来自后一符号的符号间干扰；
其中，所述第一符号扩展内的符号间干扰的估计值大于第一预定估计阈值，则对发送信号添加额外符号的请求为添加扩展循环前缀的请求；若第二符号扩展内的符号间干扰的估计值大于第二预定估计阈值，则对发送信号添加额外符号的请求为添加循环后缀的请求。
49.根据权利要求47所述的接收机，其中，接收机还用于：
接收发送信号添加额外符号的参数指示，其中，所述参数指示包括扩展循环前缀的长度或循环后缀的长度；以及用于基于所述参数指示，接收添加额外符号后的接收信号；
其中，第一干扰确定模块在基于接收到的参考信号来估计等效信道频域响应时，用于：
基于添加额外符号后的参考信号来估计等效信道频域响应。
50.根据权利要求47所述的接收机，其中，接收机还用于：
在预定个数符号后，接收添加额外符号后的接收信号。
51.根据权利要求30所述的接收机，接收机还用于：
接收到来自发射机的检测窗位置调整的指示信息；
其中，第一位置确定模块在根据符号间干扰来确定接收机检测窗的位置时，用于：
根据符号间干扰，并结合接收到的检测窗位置调整的指示信息，来确定接收机检测窗的位置。
52.根据权利要求51所述的接收机，其中，所述检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息来估计的符号间干扰来确定的；或所述检测窗位置调整的指示信息是由发射机根据时域滤波器的特性信息与信道状态信息相结合来估计的符号间干扰来确定的。
53.根据权利要求51或52所述的接收机，其中，所述检测窗位置调整的指示信息包括接收机检测窗的位置前移量估计值的指示信息或是符号间干扰估计值的指示信息。
54.一种基于滤波的载波调制信号的发射机，包括：
第二信道估计模块，用于基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应；
第二干扰估计模块，用于根据等效信道频域响应来估计符号间干扰；
第二位置确定模块，用于根据符号间干扰生成相应的检测窗位置调整的指示信息；
发送模块，用于发送所述检测窗位置调整的指示信息。
55.根据权利要求54所述的发射机，其中，所述时域滤波器的特性信息包括发射机时域滤波的特性信息与接收机匹配滤波的特性信息。
56.根据权利要求54或55所述的发射机，其中，第二干扰估计模块用于：
针对任一符号，确定前一符号或后一符号的等效信道时域冲激响应功率最大值对应的最大样点值；
根据等效信道时域冲激响应来确定后一符号的第三样点值，所述第三样点值之前的样点值的等效信道时域冲激响应功率小于预定的第三功率阈值；
提取所述最大样点值与所述第三样点值之间的样点数作为针对任一符号的来自前一符号或后一符号的第三符号扩展；
根据第三符号扩展估计与相应的等效信道时域冲激响应功率，来估计针对任一符号的来自前一符号及后一符号的符号间干扰。
57.根据权利要求54所述的发射机，其中，第二信道估计模块在基于时域滤波器的特性信息来估计等效信道频域响应时，用于：
基于时域滤波器的特性信息，并结合信道状态信息来估计等效信道频域响应。
58.根据权利要求54、55以及57中任一项所述的发射机，其中，第二位置确定模块用于通过以下任一方式来生成相应的检测窗位置调整的指示信息：
根据符号间干扰的估计来确定接收机检测窗的位置，并生成相应的检测窗位置前移量估计值的指示信息；
将符号间干扰的估计值作为检测窗位置调整的指示信息。
59.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括至少一个存储器和至少一个处理器；
其中，所述至少一个存储器中存储有计算机程序，所述至少一个处理器在运行所述计算机程序时，执行权利要求1-29中任一项所述的方法。
60.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述存储介质中存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器运行时，执行权利要求1-29中任一项所述的方法。
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