MXPA04009437A

MXPA04009437A - Precodificacion para un canal de trayectoria multiple en un sistema de entrada multiple y salida multiple.

Info

Publication number: MXPA04009437A
Application number: MXPA04009437A
Authority: MX
Inventors: A Bjerke Bjorn
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-03-27
Filing date: 2003-03-19
Publication date: 2005-01-25
Also published as: KR100974120B1; AU2003223328B2; DE60317644D1; JP4399271B2; UA83627C2; WO2003084092A3; US7197084B2; WO2003084092A2; CA2480169A1; AU2003223328A1; US20030185310A1; AU2003223328C1; EP1488585B1; CN1653768A; BR0308712A; TWI265702B; TW200304745A; CN1653768B; KR20040089748A; EP1488585A2

Abstract

Tecnicas para precodificar datos por un canal de trayectoria multiple en un sistema MIMO. En un metodo, los datos son codificados de acuerdo con uno o mas esquemas de codificacion para proporcionar datos codificados, los cuales son modulados adicionalmente (es decir, los simbolos trazados) de acuerdo con uno o mas esquemas de modulacion para proporcionar simbolos de modulacion. Se obtiene una respuesta estimada del canal MIMO (por ejemplo, proporcionada por un receptor), y se deriva una respuesta del canal equivalente sobre la base de la respuesta del canal MIMO estimada y una respuesta de un filtro de alimentacion anticipada de un igualador de retroalimentacion de decision. Los simbolos de modulacion son entonces precodificados sobre la base de la respuesta del canal equivalente para proporcionar simbolos precodificados, los cuales son preacondicionados ademas sobre la base de la respuesta del canal MIMO estimada (por ejemplo, usando la formacion de impulsos espacio-temporales) para proporcionar simbolos preacondicionados para la transmision sobre el canal MIMO. El filtro de alimentacion anticipada puede ser adaptado sobre la base de un criterio de error cuadrado minimo (MMSE) .

Description

PRECODIFICACION PARA UN CANAL DE TRAYECTORIA MULTIPLE EN UN SISTEMA DE ENTRADA MULTIPLE Y SALIDA MULTIPLE ANTECEDENTES Campo de la Invención La presente invención se relaciona, de manera general, con la comunicación de datos, y de manera más específica con técnicas para precodificar datos en un canal de trayectoria múltiple en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) .

Antecedentes de la Invención Un sistema MIMO emplea antenas de transmisión múltiples (NT) y antenas de recepción múltiples (NR) para la transmisión de datos. Un canal MIMO formado por las antenas de transmisión NT y recepción NR puede ser descompuesto en NS canales independientes, con NS < min [NT, NR] . Cada uno de los NS canales independientes también es referido como un subcanal espacial del canal MIMO y corresponde a una dimensión. El sistema MIMO puede proporcionar desempeño mejorado (por ejemplo, mayor capacidad de transmisión) si son utilizadas las dimensionalidades adicionales creadas por las antenas de transmisión y recepción múltiples.

Para incrementar la eficiencia espectral total del sistema MIMO, puede ser transmitido un flujo de datos sobre cada uno de los Ns subcanales espaciales. Cada flujo de datos puede ser procesado (por ejemplo, codificado, intercalado y modulado) para proporcionar un flujo de símbolos correspondiente, e,l cual es entonces transmitido sobre un subcanal espacial respectivo. Debido a la dispersión en el ambiente de propagación, los Ns flujos de símbolos transmitidos interfieren entre sí en el receptor. Cada señal recibida puede entonces incluir un componente de cada uno de los Ns flujos de símbolos transmitidos . En el receptor, pueden ser usadas varias técnicas de igualación para procesar las NR señales recibidas para recuperar los Ns flujos de símbolos transmitidos. Esas técnicas de igualación incluyen técnicas de igualación lineal e igualación no lineal. La igualación lineal tiende a aumentar el ruido en las señales recibidas y el aumento de ruido puede ser severo para un canal de trayectoria múltiple con desvanecimiento selectivo de frecuencia, el cual se caracteriza por diferentes ganancias de canal a través del ancho de banda del sistema. La igualación de retroalimentación de decisión puede proporcionar un desempeño mejorado (por ejemplo, menos aumento de ruido) para un canal de trayectoria múltiple. Un igualador de retroalimentacion de decisión (DFE) incluye un filtro de alimentación anticipada y un filtro de retroalimentacion. El filtro de alimentación anticipada es usado para derivar estimados de los símbolos transmitidos, los cuales son procesados adicionalmente (por ejemplo, desmodulados, desintercalados y descodificados) para recuperar los datos transmitidos. El filtro de retroalimentacion es usado para derivar un estimado de la distorsión causada por los símbolos detectados (es decir, los símbolos que han sido desmodulados y posiblemente descodificados) . Si los símbolos pueden ser detectados sin errores (o con errores mínimos) y si la respuesta del canal puede ser estimada exactamente, entonces la distorsión causada por los símbolos detectados anteriores puede ser estimada exactamente y cancelada de manera efectiva. Puesto que el desempeño del valor de retroalimentacion de la decisión depende de la necesidad de retroalimentar correctamente los símbolos detectados, el desempeño del igualador podría ser dañado si los símbolos no pueden ser detectados libre de errores y los errores de detección son de retroalimentacion . Por lo tanto existe la necesidad en la técnica de métodos para combatir los efectos dañinos o detección de errores sobre el desempeño de un igualador de retroalimentación de decisión en un sistema MIMO.

SUMARIO DE LA INVENCION Se proporcionan técnicas aquí para precodificar datos para el canal de trayectoria múltiple en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) . Puede ser usado un igualador de retroalimentación de decisión en un receptor para igualar la respuesta selectiva de frecuencia del canal de trayectoria múltiple. Sin embargo, el desempeño del igualador de retroalimentación de decisión depende de la capacidad de retroal imentar correctamente datos codificados. Las técnicas de precodificación descritas aquí permiten al sistema MIMO lograr un desempeño comparable al proporcionado por el igualador de retroalimentación de decisión, sin la necesidad de retroalimentar símbolos en el receptor. En una modalidad, se proporciona un método para procesar datos para la transmisión sobre un canal MIMO de trayectoria múltiple. De acuerdo con el método, el cual es efectuado en un transmisor, los datos son codificados inicialmente de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proporcionar datos codificados, y los datos codificados son entonces modulados (es decir, trazados los símbolos) de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación. Se obtiene una respuesta estimada del canal MIMO (por ejemplo, proporcionada por un receptor) , y se deriva una respuesta del canal equivalente sobre la base de la respuesta del canal MIMO estimada y una respuesta de un filtro de alimentación anticipada de un igualador de retroalimentación de decisión. Los símbolos de modulación son entonces precodificados sobre la base de la respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodificados , los cuales son preacondicionados adicionalmente sobre la base de la respuesta del canal MIMO estimada (por ejemplo, usando la formación de impulsos espacio- emporal ) para proporcionar símbolos preacondicionados para la transmisión sobre el canal MIMO. En otra modalidad, se proporciona un método para procesar una transmisión de datos recibida vía un canal MIMO de trayectoria múltiple. De acuerdo con el método, el cual es efectuado en un receptor, un número de señales recibidas son inicialmente preacondicionadas sobre la base de una respuesta estimada del canal MIMO (por ejemplo, usando la formación de impulsos espacio-temporal) para proporcionar los símbolos recibidos. Los símbolos recibidos son entonces filtrados (o igualados con un filtro de alimentación anticipada para proporcionar símbolos igualados, los cuales son estimados de los símbolos de modulación que han sido precodif icados en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO. Puede ser efectuada una operación con un módulo vectorial de 2M sobre los símbolos igualados para proporcionar símbolos recuperados. Los símbolos igualados o recuperados son entonces desmodualdos y descodificados para recuperar los datos transmitidos. El preacondicionaraiento ortogonaliza los flujos de símbolos recibidos, caso en el cual la filtración puede ser efectuada por separado para cada flujo de símbolos recibidos. La información de estado del canal (CSI) , la cual puede comprender una secuencia de matrices para la respuesta de canal MIMO estimada y relaciones de señal a ruido e interferencia (SNR) para un número de canales de transmisión del canal MIMO, pueden ser derivadas y enviadas nuevamente al transmisor. Para ambas modalidades, el filtro de alimentación anticipada puede ser adaptado sobre la base de un criterio de error cuadrado mínimo (MMSE) o alguno otro criterio. Varios aspectos y modalidades de la invención son descritos con mayor detalle más adelante. La invención proporciona además métodos, procesadores de señales digitales, unidades transmisoras o receptoras, y otros aparatos o elementos que implementan varios aspectos, modalidades, y características de la invención, como se describe con mayor detalle más adelante.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta más adelante cuando ise tome en conjunto con los dibujos en los cuales caracteres de referencia similares identifican lo correspondiente a su través y donde: La Figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema MIMO que efectúa el procesamiento MIMO para ortogonalizar los flujos de símbolos y utiliza además un igualador de retroalimentación de decisión (DFE) en el receptor; La Figura 2 es un diagrama de bloques de un sistema MIMO que efectúa la precodificación por un canal de trayectoria múltiple y procesamiento MIMO para ortogonalizar los flujos de símbolos; La Figura 3 es un diagrama de bloques de una modalidad de un sistema transmisor y un sistema receptor de un sistema MIMO; La Figura 4 es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad transmisora que precodifica datos para un canal de trayectoria múltiple y efectúa el procesamiento MIMO en el dominio temporal; La Figura 5 es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad receptora que puede ser usada en conjunto con la unidad transmisora en la Figura 4; La Figura 6A es un diagrama de bloques de un igualador de retroalimentación de decisión derivado sobre la base de un modelo canal equivalente; y La Figura 6B es un diagrama de bloques de un igualador para la unidad receptora y que puede ser usado en conjunto con la precodificación y unidad transmisora.

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION Un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) emplea antenas de transmisión múltiples (NT) y antenas de recepción múltiples (NR) para la transmisión de datos. Un canal MIMO formado por las antenas de transmisión NT y de recepción NR puede ser descompuesto en NS canales independientes, con iVs <_ min {NTI NR} ¦ Cada uno de los NS canales independientes también es referido como un subcanal espacial (o un canal de transmisión) del canal MIMO. El número de subcanales espaciales es determinado por el número de modos propios para el canal MIMO, lo cual a su vez depende de la matriz de respuesta del canal H, que describe la respuesta entre las antenas de transmisión NT y recepción NR. Para incrementar la eficiencia espectral total del sistema MIMO, puede ser transmitido un flujo de datos sobre cada uno de los Ns canales espaciales. Cada flujo de datos puede ser procesado para proporcionar un flujo de símbolos correspondiente. Debido a la dispersión en el ambiente de propagación, los Ns flujos de símbolos transmitidos interfieren entre sí en el receptor. Cada una de las NR señales recibidas puede incluir entonces un componente de cada uno de los Ns flujos de símbolos transmitidos . La descomposición del modo propio del canal es una técnica para facilitar la transmisión de flujos de símbolos múltiples sobre el canal MIMO. Esta técnica descompone inicialmente la matriz de respuesta del canal, H, usando la descomposición del valor singular (SVD) . Para un canal de trayectoria múltiple de desvanecimiento selectivo de frecuencia, la descomposición puede ser efectuada por cada una de un número de frecuencias (o bandejas de frecuencia) , como sigue: H(/c) = U(k) (k) VH(k) , Ec (1) donde K{k) es la matriz de respuesta del canal para la frecuencia f¾ (o la bandeja de frecuencia k) , U(k) es una matriz unitaria de NR x NR (es decir, UK U = i, donde I es la matriz de identidad con unos a lo largo de la diagonal y ceros en cualquier otra parte) ?( es una diagonal de NR x NT de valores singulares de H(J ) ; y V(/) es una matriz- unitaria de NT x NT. La matriz diagonal X(k) no contiene valores reales negativo a lo largo de la diagonal (es decir, X(k) = diag {??(^) , k2(k) , ... ???(?:) }) y ceros en cualquier otro lugar. La x(k) son referidas como los valores singulares de la matriz K(k) . La descomposición del valor singular es una operación matricial conocida en la técnica y descrita en varias referencias. Una de esas referencias es el libro de Gilbert Strang titulado "Algebra Lineal y sus Aplicaciones", Segunda Edición, Academic Press, 1980, el cual se incorpora aquí como referencia. La descomposición del valor singular puede de este modo ser usado para descomponer el canal MIMO en sus modos propios, con cada modo propio correspondiendo a un subcanal espacial. Para un canal de trayectoria múltiple, la descomposición del valor singular puede ser efectuado como se muestra en la ecuación (1) para cada bandeja de frecuencia J , donde 0 k < {NF - 1) . El rango r(k) de ?(?) corresponde al número de modo propios para el canal MIMO para la bandeja de frecuencia k. La ?? (k) para 0 < i < (r(k)-l) y 0 < k < {NF -1), son indicativas de las respuestas del canal por los subcanales espaciales correspondientes a los modos propios de K(k) . Los valores singulares ??(&) son también raíces cuadradas positivas de los valores propios de una matriz de correlación R(Jc) , donde R(k) = HH (/c) H (/ ) . Los vectores propios de la matriz de correlación R(k) son de este modo los mismos que las columnas de V(J ) , y las columnas de U(k) pueden ser calculadas a partir de los valores singulares y las columnas de V{k) . Las matrices U(J) y V(k) , para 0 < k < (NF -1) , pueden ser usadas para ortogonalizar los flujos de símbolos múltiples transmitidos sobre el canal MIMO. Las columnas de V{k) son vectores de dirección para la bandeja de frecuencia k y pueden ser usadas como transmisora para preacondicionar símbolos antes de la transmisión sobre el canal MIMO. De manera correspondiente, las columnas de U(k) también son vectores de dirección para la bandeja de frecuencia k y pueden ser usadas en el receptor para preacondicionar los símbolos recibidos de MIMO. El preacondicionamiento en el transmisor y el receptor puede ser efectuado en cualquier dominio de frecuencia o el dominio de tiempo, como se describe más adelante. El preacondicionamiento (o procesamiento MIMO) con las matrices V(/) y TJ(k) en el transmisor y en el receptor, respectivamente, da como resultado la ortogonalización de los flujos de símbolos múltiples en el receptor. La FIGURA 1 es un diagrama de bloques de un sistema MIMO 100 que efectúa el procesamiento MIMO para ortogonal i zar los flujos de símbolos y utiliza además un igualador de retroalimentación de decisión (DFE) en el receptor. Con el propósito de simplificar, se asumió que la matriz de respuesta del canal, H(J) , es de rango completo (es decir, r{k) - Ns= NT < NR) , y se asumió que un flujo de datos será transmitido sobre todas las bandejas de frecuencia sobre cada uno de los NT subcanales espaciales . En un transmisor 110, los datos de tráfico a ser transmitidos (es decir, los bits de información) son proporcionados a un procesador de datos de transmisión (TX) 114, el cual codifica, intercala, y modula los datos de tráfico por cada uno de los NT flujos de datos para proporcionar un flujo correspondiente de símbolos de modulación. Un procesador MIMO de transmisión (TX) 120 recibe entonces los NT flujos de símbolos de modulación (denotados como un vector de símbolos de modulación a{n) ) y efectúa el procesamiento MIMO (es decir, el preacondicionamiento) sobre los flujos de símbolos de modulación para proporcionar NT señales transmitidas (denotadas como el vector de la señal transmitida, x(n)) . Las NT señales transmitidas son entonces acondicionadas (por ejemplo, filtradas, amplificadas, y convertidas de manera ascendente) y transmitidas desde las antenas de transmisión NT sobre un canal MIMO 130 a un receptor 150. En el receptor 150, las NT señales transmitidas son recibidas por las antenas de recepción NR. Un procesador MIMO de recepción (RX) 160 efectúa entonces el procesamiento MIMO complementario sobre las NK señales recibidas (denotadas como el vector de la señal recibida, yj(n) ) para proporcionar los NR flujos de símbolos recibidos (denotados como el vector del símbolo recibido, r(n)) . Un igualador de retroalimentación de decisión 170, el cual incluye un filtro de alimentación anticipada 172 y un filtro de retroalimentación 174, procesa entonces los NR flujos de símbolos recibidos para proporcionar NT flujos de símbolos recuperados (denotados como un vector del símbolo recuperado, i (n) ) , los cuales son estimados de los flujos de símbolos de modulación s(n) , en el transmisor 110. En particular, el filtro de alimentación anticipada 172 filtra los NR flujos de símbolos recibidos, r(r¡) , con una respuesta de Mf(l) para proporcionar NT flujos de símbolos igualados (denotados como un vector de símbolo igualado, s (n) ) . Una sumadora 176 combina entonces los símbolos igualados con estimados de distorsión (denotados con un vector de interferencia, i(n) ) del filtro de -.retroalimentación 174 para proporcionar los símbolos recuperados ? (n) ) . Un procesador de datos RX 180 entonces desmodula los símbolos recuperados para proporcionar datos desmodulados, y desintercala y descodifica además los datos desmodulados para proporcionar datos descodif icados , los cuales a su vez son una estimación de los datos de tráfico transmitidos. En una implementación del igualador de retroalimentación de decisión 170, los datos desmodulados son remodulados (es decir, trazados los símbolos) por el procesador de datos RX 180 para proporcionar símbolos remodulados, los cuales son representativos de los símbolos de modulación para los datos desmodulados. En otra implementación, los datos descodificados son recodif icados , intercalados, y remodulados por el procesador de datos RX 180 para proporcionar los símbolos remodulados. En cualquier caso, los símbolos remodulados (denotados como un vector del símbolo remodulado, & (n) ) son alimentados al filtro de retroalimentación 174 y filtrados con una respuesta de Mt,(2) para proporcionar estimados de la distorsión causada por los símbolos detectados (es decir, símbolos que han sido desmodulados) sobre los símbolos aún no detectados. Los detalles del procesamiento de señales ^mostrado en la FIGURA 1 se describen con mayor detalle más adelante. Como es bien sabido en la técnica, el desvanecimiento selectivo de frecuencia sobre un canal de trayectoria múltiple produce interferencia intersímbolo (ISI) , la cual es un fenómeno por el que cada símbolo en una señal recibida produce distorsión a símbolos posteriores en la señal recibida. Esa distorsión degrada el desempeño por el impacto sobre la capacidad para detectar correctamente los símbolos. La igualación lineal puede ser usada para corregir el desvanecimiento selectivo de frecuencia de un canal de trayectorias múltiples. Sin embargo, la igualación lineal también puede dar como resultado un aumento severo de ruido, el cual puede entonces producir un desempeño no satisfactorio de un sistema MIMO. La igualación de retroalimentación de decisión puede ser usada, de manera ventajosa, por un canal MIMO con trayectoria múltiples severa. Con la igualación de retroalimentación de decisión, los símbolos detectados con usados para generar símbolos remodulados, los cuales son usados además para derivar un estimado de la distorsión causada por los símbolos ya detectados. Si los símbolos pueden ser detectados sin errores (o con errores mínimos) y si la respuesta del canal MIMO puede ser estimada exactamente, entonces la distorsión puede ser estimada exactamente y la interferencia intersímbolo causada por los símbolos ya detectados puede ser cancelada efectivamente. Sin embargo, el desempeño del igualador de retroalimentación de decisión es dañado si son retroalimentados símbolos detectados con error. Para un canal MIMO con trayectoria múltiple severa, el efecto de la propagación de errores puede ser muy dañino, dado que el desempeño del igualador de retroalimentación de decisión puede empeorar tanto como la de un igualador 1 ineal . Se proporcionan técnicas para precodificar datos para evitar los efectos dañinos de la propagación de errores en un igualador de retroalimentación de decisión en un sistema MIMO. En el transmisor, los datos de tráfico pueden ser codificados, intercalados, y modulados de manera normal . Los símbolos de modulación son entonces precodificados antes del procesamiento MIMO y la transmisión sobre el canal MIMO. La precodificación deriva un estimado de la distorsión debida a la interferencia intersímbolo en el receptor y sustrae esta distorsión estimada a los símbolos a ser transmitidos. De esta manera, el sistema MIMO puede lograr un desempeño comparable al proporcionado por el igualador de retroalimentación de decisión, pero sin la necesidad de retroalimentar los ^símbolos detectados. La precodificación puede ser efectuada en el transmisor debido a que (1) los símbolos a ser transmitidos son conocidos y por lo tanto pueden ser retroalimentados libres de error, (2) la información de estado del canal usada para efectuar el procesamiento MIMO está disponible y también puede ser usada para derivar el estimado de la distorsión . En la FIGURA 1, un canal equivalente para el vector del símbolo recibido r (n) , puede ser definido como aquel que incluye la respuesta (1) el procesamiento MIMO por el procesador MIMO TX 120, (2) el canal MIMO 130, y (3) el procesamiento MIMO por el procesador MIMO RX 160. Este canal equivalente tiene una respuesta de impulso (es decir, una respuesta de muestra de unidad) de A(l) . Usando este canal equivalente, el vector del símbolo recibido, r(r¡), puede ser caracterizado como una convolución en el dominio temporal, como sigue: r(n) = A(I)s(ii-j) + z.(n), Ecuación (2) donde z(n) es el ruido recibido, como es transformado por el procesamiento MIMO en un receptor. El canal equivalente para el vector del símbolo recibido, r(n) tiene una respuesta de frecuencia de (?) . Un receptor de filtro igualado para r(n) incluiría un filtro igualado a la respuesta de impulso de ?(1) . Ese filtro igualado tendría una respuesta de impulso de ??(-1) y una respuesta de frecuencia correspondiente de (f) , donde el subíndice "t" denota la matriz transpuesta. La respuesta de la frecuencia extremo a extremo del canal equivalente para r(n) es un filtro igualado puede ser dada como ?(?)=?(?") _ ' ( f) . La respuesta de frecuencia extremo a extremo de ?(G") puede ser factorizada espectralmente en un filtro hipotético y su filtro igualado. Este filtro hipotético puede ser definido como si tuviera una respuesta de impulso causal de G(1) , donde G(1)=0 para 1<0, y una respuesta de frecuencia correspondiente de j{f) . La respuesta de frecuencia extremo a extremo del filtro hipotético y su filtro igualado (por definición) igual a la respuesta de frecuencia extremo a extremo del canal equivalente para r(n) y su filtro igualado, es decir %[f) (f) =_?(?) .

Usando la factorización espectral descrita anteriormente, puede ser definido un canal equivalente para el vector del símbolo igualado, £ (p) , para incluir, la respuesta de (1) el procesamiento MIMO por el procesador MIMO TX 120, (2) el canal MIMO 130, (3) el procesamiento MIMO por el procesador MIMO RX 160, (4) el filtro de alimentación anticipada 172. Este canal equivalente tiene una respuesta de impulso que puede ser expresada como: £„£(/) = ? Mf„ (1 )W), Ecuación (3) =(> donde F(2) es una matriz de NT x NT que describe la respuesta de impulso de un canal equivalente para £ (n) , con cada elemento de F(l) comprendiendo una secuencia de L + ¾ + 1 valores; Merx(i) es una matriz NT x NR que describe la respuesta de impulso del filtro de alimentación anticipada, con cada elemento de M£rx comprendiendo una secuencia de ¾ + 1 valores; y G(?) es una matriz de NR x NT que describe la respuesta de impulso del filtro hipotético con cada elemento de G(?) comprendiendo una secuencia de L + 1 valores . En la ecuación (3) , F0 se elige de modo que F(0)=I, y puede expresarse como: Fo Ecuación (4) si es usada la formación de impulsos espacio-temporal (descrita más adelante) para lograr la ortogonalización espacial de los flujos de símbolos, entonces G(?) y Mfrx(i) son matrices diagonales. En este caso, la matriz de respuesta de impulso de canal equivalente, F(2), también es diagonal. Si la respuesta de impulso de filtro hipotético, G[?) , está limitada por el tiempo a O < i < L y la respuesta de impulso del filtro de alimentación aumentada, Mfrx(i) está limitada por el tiempo a, -Ki < i < 0, entonces la respuesta del canal equivalente, F(l), no es causal con un periodo de tiempo de -? < 1 < L. En un sistema práctico, esta respuesta no causal puede ser considerada (o convertida en una respuesta causal realizable) proporcionando un retraso adicional de Ka periodos de símbolo en el receptor. La FIGURA 2 es un diagrama de bloques de un sistema MIMO 200 que efectúa la precodificación por un canal de trayectoria múltiple y procesamiento MIMO para ortogonalizar los flujos de símbolos. En un transmisor 210, los datos de tráfico a ser transmitidos en un procesador de datos TX 214, el cual codifica, intercala, y modula los datos de tráfico por cada uno de los NT flujos de datos para proporcionar un flujo correspondiente de símbolos de modulación. Puede ser seleccionado un esquema de codificación y modulación separado para cada flujo de datos. En una modalidad, cada esquema de modulación corresponde a una constelación de señales de modulación de amplitud de cuadratura cuadrada (o bidimensional ) (QAM) , la cual puede ser vista como un producto Cartesiano de dos constelaciones de señales de modulación de amplitud de impulso (PAM) ortogonales (unidimensionales) . . Cada constelación de señales PAM incluye un conjunto de M puntos, distribuidos uniformemente a lo largo de una línea, con valores de {- (M-l) , -( -3) , (M-3) , (M-l) }. El procesador de datos TX 214 proporciona NT flujos de símbolos de modulación, sin) . Un precodif icador 216 recibe y precodifica entonces los NT flujos de símbolos de modulación, s(n) , para proporcionar NT flujos de símbolos precodif icados , c (n) . La precodif icación puede ser efectuada como sigue: C(JI) = mod2, s(n)- ?E(l)c(ji-¡) Ecuación (5) + 2?[µ?) + jv(n)] - ?£(/)c(/7 ??0 donde "vmod2M [ . ] " es una operación aritmética con un módulo vectorial de 2M (es decir, una operación con un módulo de 2M sobre cada elemento del vector [ . ] ) . En la ecuación (5) , el término ?F(l)c(n-l) representa una estimación de la distorsión que habría sido derivada por el filtro de retroalimentación de un igualador de retroalimentación de decisión en el receptor. Con la codificación, esta distorsión es estimada en el transmisor sobre la base de los símbolos precodificados anteriores, c(n-l), y la respuesta de impulso F(I) del canal equivalente para los símbolos igualados, £ (n) . La distorsión es entonces extraída de los símbolos de modulación, s(r¡) , para derivar los símbolos precodificados , c(n) . Cada símbolo precodif icado, Cj(n), es generado como una combinación de un símbolo de modulación, S (p) , y su distorsión estimada. La combinación puede dar como resultado una expansión de la constelación de señales original (por ejemplo, QAM) por el símbolo de modulación, Si (n) . La operación vmod2M [ . ] se efectúa entonces para redoblar la constelación de señales expandida para preservar la constelación de señales original . La operación vmod2M t .1 puede ser reemplazada con, y es equivalente a, una adición con el término 2M[y.(n) +jv(n) ] .

Cada elemento del vector es un entero seleccionado de modo que la parte real del elemento correspondiente de c(n) satisface la condición -Mi<Re{a (n) ] <Mi, donde M¿ es el iésimo elemento del vector M y está relacionado con la constelación de señales usada por el símbolo de modulación s¿ (n) . De manera similar, cada elemento del vector v(n) es un entero seleccionado de modo que la parte imaginaria del elemento correspondiente c(n) satisface la condición -Mi<Im{ci (n) } <M¿ . Un procesador MIMO TX 220 recibe y efectúa entonces el procesamiento MIMO sobre los NT flujos de símbolos precodif icados, c(n) , para proporcionar NT señales transmitidas, (n) . Las NT señales transmitidas son entonces acondicionadas y transmitidas desde las NT antenas de transmisión sobre el canal MIMO 230 a un receptor 250. En el receptor 250, las NT señales transmitidas son recibidas por las NR antenas de recepción. Un procesador MIMO RX 260 efectúa entonces el procesamiento MIMO complementario sobre las NR señales recibidas, ¡ (n) , para proporcionar NT flujos de símbolos recibidos, r(n) . Un filtro de alimentación anticipada 272 filtra entonces los NT flujos de símbolos recibidos, r(n) , para proporcionar NT flujos de símbolos igualados, ?(v2) . Usando la respuesta de impulso de F0F(I) por el canal equivalente para (n) , los flujos de símbolos igualados pueden ser expresados como: L ?(«) = £??£() -/) + 2( Ec (6) donde Z.(n) es el ruido recibido, transformado por el procesamiento MIMO y el filtro de alimentación anticipado en el receptor. La precodificación en la ecuación (5) puede ser reescrita como sigue: , í Ec. (7) Combinando las ecuaciones (6) y (7) , los flujos de símbolos igualados , pueden ser expresados como: S(n) = Eo[s(n) + 2?[µ(?) + Mn)]]+ Z(n) Ec (8) Como se muestra en la ecuación (8) , la precodificación en el transmisor da como resultado una expansión de la constelación de señales original (por ejemplo QAM) en el receptor. En particular, si Si(n) es un punto de señal válido en la constelación de señales original, entonces Si (n) + 2Mi (/A¿ (n) +j v¿ (n) ) es también un punto de señal válido en la constelación de señales expandida, donde µ (n) y Vi(n) son enteros seleccionados, de modo que el sxmbolo precodificado correspondiente Ci(n) se conforma dentro de la constelación de señales original en el transmisor, como se- describió anteriormente. Una unidad 276 preinstala entonces los flujos de símbolos igualados , con F0 1 para compensar el factor F0 en la ecuación (8) , y efectúa además la operación con módulo de poder de -2 sobre los flujos de símbolo resultante, como sigue : Los flujos de símbolos recuperados, S(u) , de la ecuación (9) son estimados de los flujos de símbolos de modulación, s(n) , en el transmisor. La operación con el módulo vectorial de -2 en el receptor repliega efectivamente la constelación de señales expandida a la constelación de señales original. Un procesador de datos RX 280 desmodula, desintercala y descodifica entonces los símbolos recuperados para proporcionar los datos codificados, los cuales son una estimación de los datos de tráfico transmitidos.

La Figura 3 es un diagrama de bloques de una modalidad de un sistema transmisor 310 y un sistema receptor 350 de un sistema MIMO 300 capaz de implementar varios aspectos y modalidades de la invención. En el sistema transmisor 310, los datos de tráfico son proporcionados de la fuente de datos 312 a un procesador de datos TX 314, el cual codifica e intercala los datos de tráfico sobre la base de uno o mas esquemas de codificación para proporcionar datos codificados. Los datos codificados pueden entonces ser multiplexados con datos piloto usando, por ejemplo, la multiplexión por división de tiempo (TDM) o multiplexión por división de código (CDM) . Los datos piloto son típicamente un patrón de datos procesado en una forma conocida, si del todo, y pueden ser usados en el sistema receptor para estimar la respuesta del canal MIMO. Los datos piloto y codificados multiplexados son entonces modulados (es decir, trazados los símbolos) sobre la base de uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación. En una modalidad, es transmitido un flujo de datos sobre cada subcanal espacial, y cada flujo de datos puede ser codificado y modulado sobre la base de un esquema de codificación y modulación separado para proporcionar un flujo de símbolos de modulación correspondiente. La velocidad de datos, codificación, intercalación y modulación por cada flujo de datos puede ser determinada por controles proporcionados por un controlador 330. El procesador de datos TX 314 precodifica además los flujos de los símbolos de modulación para proporcionar flujos de símbolos precodificados , como se describió anteriormente. Un procesador MIMO TX 320 recibe y efectúa entonces el procesamiento MIMO sobre flujos de símbolos precodificados . El procesamiento MIMO puede ser efectuado en el dominio temporal o el dominio de frecuencia, como se describe con mayor detalle más adelante. El procesador MIMO TX 320 proporciona (hasta) NT flujos de símbolos preacondicionados a los transmisores (TMTR) 322a hasta 322t . Cada uno de los transmisores 322 convierte un flujo de símbolos preacondicionado respectivo en una o más señales analógicas y acondiciona además (por ejemplo, amplifica, filtra y convierte de manera ascendente) las señales analógicas para generar una señal modulada adecuada para la transmisión sobre el canal MIMO. Las (hasta) NT señales moduladas de los transmisores 322a hasta 322t son entonces transmitidos vía las antenas 324a hasta 324t al sistema receptor. En el sistema receptor 350, las señales moduladas transmitidas son recibidas por NR antenas 352a hasta 352r, y la señal recibida de cada antena 352 es proporcionada a un receptor respectivo (RCVR) 354. Cada receptor 354 acondiciona (por ejemplo, filtra, amplifica y convierte de manera descendente) la señal recibida y digitaliza la señal acondicionada para proporcionar un flujo respectivo de muestras. Un procesador MIMO RX 360 recibe NR flujos de muestras de NR receptores 354 y efectúa el procesamiento MIMO e igualación de esos flujos de muestras para proporcionar NT flujos de símbolos recuperados . El procesamiento por el procesador MIMO RX 360 es descrito con mayor detalle más adelante. Un procesador de datos RX 380 desmodula, desintercala y descodifica entonces los flujos de símbolos recuperados para proporcionar datos descodificados. El procesamiento por el procesador MIMO RX 360 y el procesador de datos RX 380 es complementario al efectuado por el procesador MIMO TX 320 y el procesador de datos TX 314, respectivamente, en el sistema transmisor 310. El procesador MIMO RX 360 puede estimar además la respuesta del canal MIMO, las relaciones de señal a ruido e interferencia (SNR) de los subcanales espaciales, y así sucesivamente, y proporcionar esos estimados a un controlador 370. El procesador de datos RX 380 también puede proporcionar el estado de cada paquete o cuadro recibido, una o más de otras métricas de desempeño indicativas de los resultados descodificados, y posiblemente otra información. El controlador 370 proporciona entonces información de estado del canal (CSI) , la cual puede comprender toda o alguna de la información recibida del procesador MIMO RX 360 y el procesador de datos RX 380. La CSI es procesada por un procesador de datos TX 388, modulada por un modulador 390, acondicionada por los transmisores 354a hasta 354r, y transmitida nuevamente al sistema transmisor 310. En el sistema transmisor 310, las señales moduladas del sistema receptor 350 son recibidas por las antenas 324, acondicionadas por los receptores 322, desmoduladas por un desmodulador 340, y procesadas por un procesador de datos RX 342 para recuperar la CSI transmitida por el sistema receptor. La CSI es entonces proporcionada al controlador 330 y usada para generar varios controles por el procesador de datos TX 340 y el procesador MIMO TX 320. Los controladores 330 y 370 dirigen la operación en los sistemas transmisor y receptor, respectivamente. Las memorias 332 y 372 proporcionan un almacén para códigos de programa y datos usados por los controladores 330 y 370, respectivamente. La precodificación por un canal de trayectoria múltiple en un sistema MIMO puede ser implementada de varias maneras. Más adelante se describe un diseño específico mediante el cual se describe la precodificación en conjunto con la descomposición del modo propio del canal y la formación de impulsos espacio-temporal. La descomposición del modo propio del canal es usada para determinar los modos propios del canal MIMO y para derivar primer y segundo conjuntos de vectores de dirección usados para preacondicionar símbolos en el transmisor y el receptor, respectivamente, de modo que sean recuperados flujos de símbolos ortogonales. La formación de impulsos espacio-temporal es una técnica para efectuar el preacondicionamiento y el dominio temporal. El análisis de llenado con agua puede ser usado para asignar de manera más óptima la potencia de transmisión disponible total a los modos propios, de modo que se logre un alto desempeño por el sistema MIMO. La descomposición del modo propio del canal y la formación de impulsos espacio- emporal se describen con mayor detalle más adelante. La Figura 4 es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad transmisora 400 que precodifica datos para un canal de trayectoria múltiple y efectúa el procesamiento MIMO en el dominio temporal . La unidad transmisora 400 es una modalidad específica de la porción transmisora del sistema transmisor 310 en la Figura 3. La unidad transmisora 400 incluye (1) un procesador de datos TX 314a que recibe y procesa datos de tráfico y piloto para proporcionar (hasta) NT flujos de símbolos precodificados y (2) un procesador MIMO TX 320a que preacondiciona los flujos de símbolos precodificados para proporcionar (hasta) NT flujos de símbolos preacondicionados . El procesador de datos TX 314a y el procesador MIMO TX 320a son una modalidad del procesador de datos TX 314 y el procesador MIMO TX 320, respectivamente, en la Figura 3. En la modalidad específica mostrada en la Figura 4, un procesador de datos TX 314a incluye un codificador 412, un intercalador de canal 414, un elemento trazador de símbolos 416, y un precodificador 418. El codificador 412 recibe y codifica los datos de tráfico (es decir, los bits de información) de acuerdo con uno o más sistemas de codificación para proporcionar bits codificados. La codificación incrementa la confiabil idad de la transmisión de datos. En una modalidad, puede ser usado un esquema de codificación separado por cada flujo de datos, el cual puede ser transmitido vía todas las bandejas de frecuencia de un subcanal espacial respectivo. En modalidades alternativas, puede ser usado un esquema de codificación separado por cada grupo de uno o más flujos de datos, o puede ser usado un esquema de codificación común por todos los flujos de datos. El esquema de codificación específico a ser usado puede ser seleccionado sobre la base de la CSI recibida del sistema receptor y son identificados por los controles de codificación del controlador 330. Cada esquema de codificación seleccionado puede incluir cualquier combinación de verificación de redundancia cíclica (CRC) , codificación convolucional , Turbocodificación, codificación por bloques, y otra codificación o sin codificación del todo. El intercalador de canal 414 intercala los bits codificados sobre la base de uno o más esquemas de intercalación. Por ejemplo, puede ser usado un esquema de intercalación con cada esquema de codificación. La intercalación proporciona diversidad de tiempo por los bits codificados, permite que los datos sean transmitidos sobre la base de una SNR promedio por los subcanales espaciales usados por la transmisión de datos, combate el desvanecimiento y remueve además la correlación entre los bits codificados usados para formar cada símbolo de modulación . El elemento trazador de símbolos 416 recibe y multiplexa datos piloto con los datos codificados e intercalados, y el símbolo adicional traza los datos multiplexados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación. Puede ser usado un esquema de modulación separado por cada flujo de datos o cada grupo de uno o más flujos de datos. De manera alternativa, puede ser usado un esquema de modulación común para todos los flujos de datos. El trazo de símbolos por cada flujo de datos puede ser logrado (1) agrupando conjuntos de bits de datos multiplexados para formar símbolos no binarios y (2) trazando cada símbolo no binario en un punto en una constelación de señales correspondiente al esquema de modulación (por ejemplo, QPSK, M-PSK, M-QA , o algún otro esquema) seleccionado para usarse en ese flujo de datos. Cada punto de señal trazado corresponde a un símbolo de modulación. El elemento trazador de símbolos 416 proporciona un vector de símbolos de modulación, s(n) , por cada periodo de símbolo n, con el número de símbolos de modulación en cada vector siendo igual al número de subcanales espaciales a ser usados por ese periodo de símbolos. El elemento trazador de símbolos 416 proporciona de este modo (hasta) iVT flujos de símbolos de modulación (es decir, una secuencia de vectores de símbolos de modulación, con cada vector incluyendo hasta NT símbolos de modulación) . Para efectuar la precodificación y procesamiento MIMO en el transmisor, la respuesta del canal MIMO es estimada y usada para precodificar los símbolos de modulación y para preacondicionar además los símbolos precodificados antes de la transmisión sobre el canal MIMO. En un sistema duplexado por división de frecuencia (FDD) , al enlace descendente y al enlace ascendente se les asigna diferentes bandas de frecuencia, y las respuestas de canal para el enlace ascendente y un enlace descendente no pueden ser correlacionadas en un grado suficiente. Para el sistema FDD, la respuesta del canal puede ser estimada en el receptor y enviada nuevamente al transmisor. En un sistema duplexado por división de tiempo (TDD) , el enlace descendente y el enlace ascendente comparten la misma banda de frecuencia en una forma multiplexada por división de tiempo, y puede existir un alto grado de correlación entre las respuestas de canal del enlace descendente y el enlace ascendente. Para el sistema TDD, el sistema transmisor puede estimar la respuesta del canal de enlace ascendente (por ejemplo, sobre la base del piloto transmitido por el sistema receptor sobre el enlace ascendente) y derivar la respuesta del canal del enlace descendente calculando las diferencias entre los arreglos de antenas de transmisión y recepción y el procesamiento del extremo frontal . En una modalidad, los estimados de la respuesta del canal MIMO son proporcionados a la unidad transmisora 400 como una secuencia de matrices de NR x NT de muestras en el dominio temporal, H(/?) . El (i, j')-ésimo elemento de la matriz de respuesta de impulso de canal estimada H(/?) , para l < i < J\¾ y l < j NT, es una secuencia de L+l muestras que representan la respuesta de impulso muestreada de la trayectoria de propagación de la j-ésima antena de transmisión a la i-ésima antena de recepción. En este caso, la respuesta del canal MIMO es limitada por el tiempo a L periodos de símbolo. El precodificador 418 recibe y precodifica los flujos de símbolos de modulación, s(n), para proporcionar flujos de símbolos precodificados, c(n) . La precodificación puede ser efectuada como se muestra en la ecuación (5) y se basa en la respuesta de impulso de F0F(I) por el canal equivalente por los símbolos igualados, . Esta respuesta de impulso de canal equivalente F0F(2) puede ser derivada de la unidad transmisora 400 sobre la base de un modelo que incluye (1) el canal MIMO con la respuesta de impulso estimada de H(n) , (2) un igualador de retroalimentación de decisión adaptado para proporcionar los símbolos recuperados S(n) , y (3) el procesamiento con las matrices V_[k) y U(J) en el transmisor y el receptor, respectivamente. Para este modo, los símbolos de modulación, s (n) , son transmitidos por el canal MIMO, y la salida del canal MIMO puede ser expresada como: El igualador de retroalimentación de decisión en el modelo puede entonces formar un estimado inicial, s' (n) , de los símbolos de modulación, s(n) , la cual puede ser expresada como: s ri)= ¿ /-a (l)¿(« - l) + ?. A« (l)5(n - l), E c ? = donde s(n) son los símbolos remodulados, los cuales pueden fijarse iguales a s_(n), es decir, s[n) = s(n) ; Mftx(l) es una matriz de respuesta de impulso de NT x NR para el filtro de alimentación anticipada, con cada elemento de Mftx(l) comprendiendo una secuencia de ( Ki+ 1 ) coeficientes; y Mbtx ( ^ ) es una matriz de respuesta de impulso de NT x NT para el filtro de retroalimentación, con cada elemento de tx(I) comprendido de una secuencia de K2 coeficientes . Las matrices de alimentación anticipada y retroalimentación pueden ser derivadas sobre la base de varios criterios, como es sabido en la técnica. La derivación de esas matrices sobre la base de un criterio de error cuadrado medio mínimo (MMSE) se describe en la Patente Estadounidense NO. 09/993,087, titulada "Sistema de Comunicación de Entrada Múltiple de Salida Múltiple (MIMO) de Acceso Múltiple", presentada en Noviembre 6, 2001, y la Patente Estadounidense No. 10/017,308, titulada "Procesamiento de Transmisión y Recepción en el Dominio Temporal con Descomposición del Modo Propio del Canal con Sistemas MIMO", presentada en Diciembre 7, 2001, ambas de las cuales se otorgaron al beneficiario de la presente solicitud y se incorporan aquí como referencia. La respuesta de impulso de canal equivalente F0F(2) puede entonces ser derivada como: L ^??() = ? «( -/)?(/). Ecuación (12) El precodificador 418 precodifica los flujos de símbolos de modulación, s(n), sobre la base de la respuesta de impulso de canal equivalente F0F(1), la cual puede ser derivada como se muestra en la ecuación (12) , para proporcionar los flujos de símbolos precodificados , c(n) . El procesador MIMO TX 320a efectúa entonces el procesamiento MIMO sobre los flujos de símbolos precodificados , c(n) para ortogonalizar los flujos de símbolos en el sistema receptor. Como se hizo notar anteriormente, el procesamiento MIMO puede ser efectuado en el dominio temporal o en el dominio de frecuencia. La formación de impulsos espacio- temporal es una técnica para efectuar el procesamiento MIMO en el dominio temporal. En un sistema transmisor, la matriz de respuesta de frecuencia de canal, H(Je) , puede ser descompuesta en matrices unitarias V(Je) y U(Je) y la matriz ía< ,··;·*r i ? (Je) , como se muestra en la ecuación (1) . La matriz diagonal X{k) puede ser usada para derivar una matriz diagonal E?. (Je) que indica las energía (o potencias de transmisión) asignadas a los modos propios en la bandeja de frecuencia k. La asignación de energía puede ser efectuada, por ejemplo, sobre la base de la técnica de distribución de energía de transmisión de "llenado con agua" bien conocida que asigna más energía a los mejores modos propios y menos energía a los modos propios más pobres, de modo que se maximice la eficiencia espectral total. Las matrices V(Jc) y E>. (Je) son entonces usadas para derivar una matriz de formación de impulsos espacio-temporal Ptx(n) , la cual es usada además para preacondicionar los símbolos precodi icados en el dominio temporal en el transmisor. De manera correspondiente, la matriz U(k) es usada para derivar una matriz de formación de impulsos espacio-temporal, U(l) , la cual es usada además para preacondicionar los símbolos en el dominio temporal en el receptor. Usando la formación de impulsos espacio- temporal , puede ser transmitido un flujo de símbolos sobre todas las bandejas de frecuencia de un subcanal espacial dado. Esto permite el acondicionamiento/modulación separada por el subcanal espacial, lo cual puede simplificar la igualación de flujos de símbolos recibidos, r(n), en el receptor. El procesador MIMO TX 320 efectúa la formación de impulsos espacio - temporal sobre los flujos de símbolos precodif icados . Dentro del procesador MIMO TX 320a, un transformador de Fourier rápido 422 recibe la matriz de respuesta de impulso de canal estimada, B.(n), (por ejemplo, del sistema receptor) y deriva la matriz de respuesta de frecuencia de canal estimada correspondiente, B.( k ), efectuando una transformación de Fourier rápida (FFT) sobre fí{n), (es decir, £L{k) = FFT[Ñ (n)]). Esto puede ser logrado efectuando una FFT puntual de NF sobre una secuencia de NF muestras por cada elemento de in) para obtener una secuencia correspondiente de NF coeficientes para el elemento correspondiente de ÉL(k), donde WF>(L+1) . Los NR.NT elementos de £L(k) son de este modo NT secuencias que representan las respuestas de frecuencia de las trayectorias de propagación entre las NT antenas de transmisión y las NR antenas receptoras. Cada elemento de ÉL(k) es la FFT del elemento correspondiente de BSk) . En el bloque 424 se efectúa entonces la descomposición del valor singular de la matriz de respuesta de frecuencia del canal estimada, H.(A') , por cada valor de k, donde 0 < k < {NF -1) y NF es la longitud de la FFT. La descomposición del valor singular puede ser expresada como se muestra en la ecuación (1) la cual es (k) = U{k)Á(k)V"(k).

El resultado de la descomposición del valor singular es tres secuencias de NF matrices, U(J), (k) y VH(jc) , para o _< k < (NF- 1) . Por cada bandeja de frecuencia k, U(Jc) es la matriz unitaria de R WR de los vectores propios izquierdos de fí\k) , V(Jc) es la matriz unitaria de NTxNT de los vectores propios derechos de R{k) y X.(k) es la matriz diagonal de NRxNr de los valores singulares de H(Ar) . Las matrices V(k) y XJ(k) pueden ser usadas para preacondicionar símbolos en el transmisor y el receptor, respectivamente . Los elementos a lo largo de la diagonal de {k) son a(k) para 1 < i < r(k), donde r(Jc) es el rango de fí(k) . Las columnas de U(/c) y V(k) , Ui(k) y Vi ik) , respectivamente son soluciones en una ecuación propia, la cual puede ser expresada cómo: Ñ(k)vt(k) = ffUfik . Ecuación (13) Las matrices U(Jc) , {k) y V(k) pueden ser proporcionadas en dos formas - una forma "clasificada" y una forma "aleatoria-ordenada" . En la forma clasificada, los elementos diagonales de {k) son clasificados en orden decreciente de modo que ??? ( k) >?22 ( k) > . . . > l (c) , y sus vectores propios son arreglados en el orden correspondiente en O{k) y V(k) . La forma clasificada es indicada aquí por el subíndice s, es decir \ s(k) , X.s(c) y Vs(jí) . En la forma aleatoria-ordenada, el ordenamiento de los valores singulares y los vectores propios es aleatorio e independiente de la frecuencia. La forma aleatoria es indicada aquí por el subíndice r. La forma particular seleccionada para usarse, ya sea clasificada o aleatoria-ordenada, determina los modos propios a ser usados para la transmisión de datos y el esquema de codificación y modulación a ser usado por cada modo propio seleccionado. Un bloque de análisis de llenado con agua 426 recibe entonces (1) el conjunto de valores singulares de cada bandeja de frecuencia k, que está contenido en la secuencia de matrices ?(?:) , y (2) la CSI que incluye la SNR recibida correspondiente a cada valor singular. La SNR recibida es la SNR activada en el receptor por el flujo de símbolo recuperado, como se describe más adelante. Las matrices (k) son usadas en conjunto con las SNR recibidas para derivar la secuencia de matrices diagonales, E\(k) , las cuales son la solución a las ecuaciones de llenado con agua dadas en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 10/017,308 mencionada anteriormente. Las matrices diagonales E\[k) contienen el conjunto de energías o potencias de transmisión asignadas a los modos propios por cada una de las NF bandejas de frecuencia . La técnica de llenado con agua es descrita por Robert G. Gallager, en "Teoría de Información y Comunicación Confiable", John Wiley and Sons, 1968, la cual se incorpora aquí como referencia. El análisis de llenado con agua para derivar las matrices diagonales, E (J) , puede ser efectuado de acuerdo a lo descrito en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 10/017,308 y en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 09/978,337, titulada "Método y Aparato para Determinar la Asignación de Potencia en un Sistema de Comunicación MIMO", presentada en Octubre 15, 2001, la cual fue otorgada al beneficiario de la presente solicitud y se incorpora aquí como referencia. Un escalar/lFFT 428 recibe las matrices unitarias V(Je) , y las matrices diagonales E;. (Je), para todas las NF bandejas de frecuencia, y deriva una matriz de formación de impulsos espacio-temporal, Ptx(n), por el transmisor sobre la base de las matrices recibidas. Inicialmente , se calcula la raíz cuadrada de las matrices diagonales E\{k) , para derivar una secuencia de matrices diagonales, J cuyos elementos son las raíces cuadradas de los elementos de ¾ (Je) . Los elementos de las matrices diagonales, E;. (Je) , son representativas de la potencia de transmisión asignada a los modos propios. La raíz cuadrada transforma entonces la asignación de potencia al escalamiento de la señal equivalente. El producto de la raíz cuadrada de las matrices diagonales -^E (k), y las matrices unitarias, V(Je) , las cuales son la secuencia de las matrices de los vectores propios derechos B.{k) , es entonces calculado. Este producto, V(k) -jEx(k), define la formación de espacio-espectral "óptima" a ser aplicada al vector de símbolos precodif icado , c(n) . Se calcula entonces una FFT inversa del producto V(k) ^E¿(k), para derivar la matriz de formación de impulsos espacio-temporal, P x(l), por el transmisor, la cual puede ser expresada como: £„(/) = Ecuación (14) La matriz de formación de impulsos, Ptx(2),es una matriz de ?t X NT, con cada elemento de Ptx(2), comprendiendo una secuencia de NF > L + 1 valores. Cada columna de Ptx(2), es un vector de dirección para un elemento correspondiente de c(n) . Un convolusionador 430 recibe y preacondi ciona (por ejemplo convolusiona ) el vector de símbolos precodi f icado , c{n) , con la matriz de formación de impulso, Ptx(2) , para derivar el vector de la señal transmitida, x(n) . La convolusión de c(n) con Ptx(i) puede ser expresada como: x[n) = ^P_lx l)c{n- I). Ecuación (15) La convolusión de la matriz mostrada en la Ecuación (15) puede ser efectuada como sigue. Para derivar el iésimo elemento del vector x(n) para el tiempo n, Xi(n) , se forma el producto interno de la iésima hilera de la matriz Ptx(2) con el vector c(n-l) para un número de índices de retraso (por ejemplo 0 < 1 < L) , y los resultados son acumulados para derivar el elemento Xi(n) . La señal es transmitida sobre cada antena de transmisión (es decir, cada elemento de x(n), o i (n) ) es formada de este modo como una combinación ponderada de los NT flujos de símbolos precodif icados por un número de periodos de símbolos, con el peso o ponderación determinada por la hilera apropiada de la matriz Ptx(l) . El proceso se repite de modo que cada elemento del vector x(n) se ha derivado de una hilera respectiva de la matriz Ptx(l) y el vector c (n) . Cada elemento del vector de la señal transmitida, x.{n) , corresponde a un flujo de símbolos preacondicionados a ser transmitidos sobre una antena de transmisión respectiva. Los NT flujos de símbolos preacondicionados (es decir, una secuencia de vectores de símbolos preacondicionados, con cada vector incluyendo hasta NT símbolos preacondicionados) también son denotados como NT señales transmitidas. Los NT flujos de símbolos preacondicionados son proporcionados a los transmisores 322a hasta 322t y procesador para derivar las NT señales moduladas, las cuales son entonces transmitidas desde NT antenas 324 hasta 324t. La modalidad mostrada en la FIGURA 4 efectúa la dirección de haz en el dominio temporal del vector del símbolo precodificado, c(n) . El direccionamiento del haz también puede ser efectuado en el dominio de frecuencia. En este caso el vector c(n) puede ser transformada vía una FFT para obtener un vector de dominio de frecuencia C(k) . El vector C(k) es entonces multiplicado con la matriz V{k) JE¿(JC), para obtener un vector de dominio de frecuencia X(k) , como sigue: El vector de la señal transmitida, x(n) , puede entonces ser derivado efectuando una IFFT sobre el vector X(k) , es decir x(n)=IFFT [X(k) ] . La FIGURA 5 es un diagrama de bloques de una modalidad de una unidad receptora 500, la cual es una modalidad específica de la porción receptora del sistema receptor 350 en la FIGURA 3. La unidad receptora 500 incluye (1) un procesador MIMO RX 360a que procesa NR flujos de muestras recibidas para proporcionar NT flujos de símbolos recuperados, y (2) un procesador de datos RX 380a que desmodula, desintercala y descodifica los símbolos recuperados para proporcionar datos descodificados. El procesador MIMO RX 360a y el procesador de datos RX 380a son una modalidad del procesador MIMO RX 360a y el procesador de datos RX 380, respectivamente como en la FIGURA 3. Refiriéndose nuevamente a la FIGURA 3, las señales moduladas transmitidas desde las NT antenas transmisoras son recibidas por cada una de las NR antenas 352a hasta 352r, y la señal recibida de cada antena es encaminada a un receptor respectivo 354 (el cual también es referido como una unidad de la sección de entrada) . Cada receptor 354 acondicionado (por ejemplo, filtra, amplifica y convierte de manera descendente) una señal recibida respectiva y digitaliza la señal acondicionada para proporcionar un flujo correspondiente de muestras. Los receptores 354a hasta 354r proporcionan NR flujo de muestras (es decir, una secuencia de vectores de señales recibidas, y_(n), con cada vector incluyendo hasta NR muestras) . Los NR flujos de muestra son entonces proporcionados al procesador MIMO 360a. . Dentro del procesador MIMO RX, un estimador del canal 512 recibe los flujos de muestra, y(n) , y deriva una matriz de respuesta de impulso de canal estimada, .{n) , la cual puede ser enviada nuevamente al sistema transmisor y es usada para efectuar el preacondicionamiento y el procesamiento MIMO. Una FFT 514 efectúa entonces una FTT sobre la matriz de respuesta de canal estimada, H_(/j) , para derivar la matriz de respuesta de frecuencia de canal estimada, £L{k) . Un bloque 516 efectúa entonces una descomposición del valor singular de £L{k) , por 0 < k < (NF-1) para · obtener la matriz de vectores propios izquierdos, U(Jc) ,por cada bandeja de frecuencia. Cada columna de J(k) es un vector de direccionamiento en la bandeja de frecuencia k para un elemento correspondiente de s(n) , y se usa para ortogonalizar los flujos de símbolos en el sistema receptor, un IFFT 518 efectúa entonces la IFFT inversa de J(k) para derivar la matriz de formación de impulso espacio- temporal , U(l) por el sistema receptor. El convolucionador 520 deriva entonces el vector del símbolo recibido, r(n) , efectuando una conyolución del vector de la señal recibida, (n) ' con Ia transposición conjugada de la matriz de formación de impulsos espacio- temporal , UH(2) . Esta convolución puede ser expresada como: ¦/·(/;) = ? í/ (IW/J - I). Ec (16) La formación de impulsos en el receptor también puede ser efectuada en el dominio de frecuencia, de manera similar a lo descrito anteriormente para el transmisor. En este caso, el vector de la señal recibida, _(?) , puede ser transformado vía una FFT para obtener un vector en el dominio de frecuencia Y{k) . El vector Y (j) es entonces premul iplicado con la matriz transpuesta conjugada UH (k) para obtener un vector del dominio de frecuencia R(k) . El resultado de esta multiplicación matricial, R(k) , puede entonces ser transformado vía una FFT inversa para obtener el vector del símbolo recibido, en el domino temporal, r(n) . La convolución del vector y(n) con la matriz UH(1) puede ser de este modo representada en el dominio de frecuencia discreto como: (Ec 17; R(k) = U " (k)Y(k) = X{k)C(k) + ¿(k) donde X{k) - Á(k)~JE_¿ (k) , es una matriz de valores singulares ponderados de li.(k), con los pesos siendo la raíz cuadrada de la solución de llenado con agua, -,·'.£;. (k ) ; C(J) es la FFT de c(n) , el vector del símbolo precodi f icado Y(k) es la FFT de ?_(?) , el vector de la señal recibida ,- R(J) es la FFT de r(n) , el vector del símbolo recibido; y Z\k) es FFT de (n) del proceso de ruido recibido transformado por la matriz unitaria UH(J ) . De la ecuación (17) , el vector del símbolo recibido, r(n) , puede ser caracterizado como una convolución en el dominio temporal, como sigue: 1 Ec (18) donde ?(1) es la FFT inversa de ¿(k) = Á(k ¡EÁ (k) ; y 2(n) es el ruido recibido, transformado por la matriz de formación de impulsos espacio- temporal recibida, UH(1) . La matriz A(l) es una matriz diagonal de impulsos propios, con cada impulso propio siendo derivado como la IFFT de la secuencia correspondiente de valores singulares en X{k) para 0 < k < (NF-1) . Las dos formas de ordenas los valores singulares, clasificados y aleatorios-ordenados, da como resultado dos tipos diferentes de impulsos propios. Para la forma clasificada, la matriz de impulso propio resultante, ??(1) , es una matriz diagonal de impulsos que están clasificados en orden descendente de contenido de energía. El impulso correspondiente al primer elemento diagonal de la matriz de impulsos propios, {As(l)}n, tiene la mayor energía, los impulsos correspondientes a los elementos más hacia abajo de la diagonal tienen sucesivamente menos energía. Además, cuando la SNR es suficientemente bajo el llenado con agua que resulta es alguna de las bandejas que resulta que no tiene energía, la energía es tomada de los primeros impulsos propios más pequeños. De este modo, a SNR bajas, uno o más de los impulsos propios puede no tener energía. Esto tiene la ventaja de que a SNR bajas, la codificación y modulación son simplificadas a través de la reducción en el número de subcanales ortogonales. Sin embargo, para aproximarse a la capacidad del canal, es necesario codificar y modular por separado cada impulso propio. La forma aleatoria-ordenado de los valores singulares en el dominio de frecuencia puede ser usada para simplificar la codificación y modulación (es decir, para evitar la complejidad de la codificación y modulación separada por cada elemento de la matriz de impulsos propios) . En la forma aleatoria-ordenada , por cada bandeja de frecuencia, el ordenamiento de los valores singulares es aleatorio en lugar de basarse en su tamaño. Este ordenamiento aleatorio puede dar como resultado una energía aproximadamente igual en todos los impulsos propios. Cuando la SNR es suficientemente baja para dar como resultado bandejas de frecuencia sin energía, esas bandejas se dispersan de manera aproximadamente uniforme entre los modos propios, de modo que el número de impulsos propios con energía diferente de cero es el mismo independientemente de SNR. A SNR altas, la forma aleatoria-ordenada tiene la ventaja de que todos los impulsos propios tienen una energía aproximadamente igual, caso en el cual no se requiere la codificación y modulación separadas por los diferentes modos propios . Si la respuesta del canal MIMO es selectiva de la . frecuencia (es decir, diferentes valores en H(k) para diferentes valores de k) , entonces los impulsos propios en la matriz ?(1) están dispersos en el tiempo. En este caso, las secuencias de símbolos recibida resultantes r{n) , tienen interferencia intersímbolo (ISI) que en general requerirá la evaluación para proporcionar un alto desempeño. Además, debido a que los valores singulares en X{k) son reales, los elementos de ?{k) = X{k)- E_>. (k) son reales, y los impulsos propios en la matriz ?(1) exhiben propiedades de simetría conjugada con designación alternada de datos. Si se efectúan los pasos para evitar esta designación alternada de datos del dominio temporal (por ejemplo, usando una longitud FFT, NF, que sea suficientemente mayor que el número de muestras diferentes de cero en la matriz de respuesta de pulsos de canal estimada, ÉL{n)) entonces la matriz de impulsos propios es conjugada de manera simétrica en la variable de retraso, 1, es decir, ?(2)= ?*(-1) . Un igualador 522 recibe y efectúa la igualación espacio- temporal sobre el vector del símbolo recibido, r(n) , para obtener el vector del símbolo recuperado, S(n) , el cual es un estimado del vector del símbolo de modulación, s(n) . La igualación es descrita con mayor detalle más adelante. El vector del símbolo recuperado S(n) , es entonces proporcionado al procesador de datos RX 380a. Dentro del procesador de datos RX 380a, un elemento que no traza símbolos 532 desmodula cada símbolo recuperado en §{n) de acuerdo con un esquema de modulación (por ejemplo, M-PSK, M-QA ) que es complementario al esquema de modulación usado para es símbolo en el sistema transmisor. Los datos desmodulados del elemento que no traza símbolos 532 son entonces desintercalados por un desintercalador 534, y los datos desintercalados son descodificados adicionalmente por un descodif icador 536 para obtener los datos descodificados, los cuales son una estimación de los datos de tráfico transmitidos. La desintercalación y descodificación son efectuadas en una forma complementaria a la intercalación y codificación, respectivamente efectuada en el sistema transmisor. Por ejemplo, puede ser usado un Turbo descodificador o descodif icador de Viterbi para descodificar 356 si se efectúa la codificación Turbo o convolucional , respectivamente, en el sistema transmisor.

Igualación de Retroalimentación y Decisión Como se mostró anteriormente en la ecuación (12) , el sistema transmisor puede derivar la respuesta de impulsos de canal equivalente F0F(J) (la cual es usada para precodificar los símbolos de modulación) sobre la base del estimado de la respuesta de impulso del canal H(l) y la respuesta de impulso MEtx(l) de un filtro de alimentación anticipada por un igualador de retroalimentación de decisión. El sistema receptor también efectúa la igualación del vector del símbolo recibido sobre la base de un filtro de alimentación anticipada. Un diseño específico de un igualador de retroalimentación de decisión se describe más adelante. Aunque la salida de los filtros de alimentación anticipada y los sistemas transmisor y receptor pueden ser similares, la respuesta de impulso M£txd) del filtro de alimentación anticipada del sistema transmisor puede ser diferente de las repuestas de impulso Mftx(I) del filtro de alimentación anticipada en el sistema receptor debido a que se proporcionan diferentes entradas a esos filtros . Como se describió anteriormente, un canal equivalente para el vector del símbolo recibido, r(n), puede ser definido como aquel que tiene una respuesta de impulso de ?(1) y la respuesta de frecuencia correspondiente de X{f) . La respuesta de frecuencia extremo a extremo de este canal equivalente y su filtro igualado, vj/ ( f) =? ( ) ?' (f) , puede ser factorizada espectralmente en un filtro hipotético y su filtro igualado que tiene una respuesta de frecuencia extremo a extremo de ( f) y" ( f) =\}/ ( f) . El filtro hipotético puede ser definido como aquel que tiene una respuesta de impulso causada de G(1) y una respuesta de frecuencia correspondiente de y_(f) . En el siguiente análisis, puede definirse que un modelo de canal equivalente tiene ruido espectralmente blanco. Este puede ser logrado aplicando un filtro de blanqueador de ruido que tenga una matriz de respuesta de frecuencia de ( " (í))* = (y(f)y" (/')~l y(f') , la cual es la inversa de Moore-Penrose de ?"(G"), a la salida del filtro igualado del receptor. La respuesta de frecuencia total del canal (con la respuesta de frecuencia de ?(?")), el filtro igualado (con la respuesta de frecuencia de ?' (f)) , y el filtro blanqueador de ruido (con la respuesta de frecuencia de (yH(f)V) puede expresarse entonces como: WWV)(YH W)Y = ?( G)(?" ( G)? =r(f). Ec (19) La Figura 6A es ~ un diagrama de bloques de un igualador de retroal imentación de decisión 610 derivado sobre la base del modelo de canal equivalente descrito anteriormente. El vector del símbolo recibido, r(n) , es filtrado por un filtro igualado blanqueado (hipotético) 612 que tiene una respuesta de ^íf) (??(?))+ para proporcionar un vector del símbolo filtrado, Tin). El filtro igualado blanqueado efectúa la doble función de filtración igualada para r(n) y blanqueo de ruido, y es usado para simplificar la derivación por igualador de retroalimentación de decisión. En una implementación práctica, la respuesta del filtro igualado blanqueado es incorporada (automáticamente) dentro de la respuesta del igualador de retroalimentación de decisión cuando el igualador sea adaptado sobre la base del criterio seleccionado (por ejemplo, el error cuadrado medio mínimo) . El vector del símbolo filtrado {n) , es la salida del modelo de canal equivalente puede ser expresado como: ?«) = EC 20 donde E es una matriz estructurada por bloques compuesta de L + 1 bloques con una dimensional idad de NR x NT que representa una secuencia de matrices G(1) , para los impulsos propios blanqueados de canales creados puede ser representada como: G= [G(0)G(1) ... (L)] , y s(n) es una secuencia de (L+l) vectores de símbolos de modulación y puede ser representada como: s(n - 1) s{n) = s{n-L) Cada vector de j;(r¡) comprende hasta (L+l)Wr símbolos y cada símbolo en el vector está asociado con uno de los impulsos propios en la matriz G. Los bloques de G (es decir, G ( 0 ) G ( 1 ) ... G (L) ) son todos diagonales.

El vector del símbolo filtrado, Z(n) , es filtrado adicionalmente por un filtro de alimentación anticipada 614 que tiene una respuesta de impulso f(l) para proporcionar el vector de símbolo igualado, £(/7) . El vector 2 «) del filtro de alimentación anticipada 614 es entonces sumado con el estimado de la distorsión, i(n), de un filtro de retroalimentación 618 por una sumadora 612 para derivar un estimado inicial, s' (n) , del vector del símbolo transmitido s(n) . Este estimado final, s' (n) , es escalado además para - .. proporcionar el vector del símbolo recuperado, S(n) . (El escalamiento de s' (n) para derivar S(n) no se muestra en la Figura 6A por simplicidad) . Este vector S_(n) también es proporcionado a un elemento de decisión de símbolo 620 para derivar el vector del símbolo remodulado, s(r¡), que representa los símbolos detectados para S(n) . El vector del símbolo remodulado s(n), puede ser derivado (1) desmodulando el vector del símbolo recuperado, £{n) para proporcionar datos desmodulados, (2) posiblemente desintercalando, descodificando, recodificando, e intercalando los datos modulados, y (3) remodulando los datos desmodulados sobre la base de las constelaciones de señales correspondientes a los esquemas de modulación seleccionados. El vector del símbolo remodulado, s(n), es entonces filtrado por el filtro de retroalimentación 618 con una respuesta de impulso de b(l) , y la salida del filtro de retroalimentación 618 es proporcionada a la sumadora 616. Un igualador de retroalimentación o decisión (DFE) usado en conjunto con la transmisión de modo propio de banda ancha forma un estimado inicial, s' (n) , del vector del símbolo transmitido, s(n), tiempo n, lo cual puede ser expresado como: donde (n) es el vector del símbolo filtrado del modelo de canal equivalente ; s(r¡) es el vector del símbolo remodulado; Mf(l) es una secuencia de ( i+1) matrices de alimentación anticipada, con cada matriz incluyendo NT x NR coeficientes; y b(l) es una secuencia de K2 matrices de retroal imentación , con cada matriz incluyendo NT x NT coeficientes . La ecuación (21) también puede ser expresada como : s n) = MrT(n) + Mh {n), Ec (22) donde ]M Mt= [Mb(l)Mb(2) ...Mb(K2) ] ; Se es usado el criterio MMSE para determinar las matrices de coeficiente de alimentación anticipada y retroalimentación, entonces la solución es para y Mb que minimizan en error cuadro medio (MSE) , e =E{eH(n)e(n) } , puede ser usado, donde el error e(n) es expresado como: e (n) ) =s' (n) -s (n) Ec (23) Los filtros de alimentación anticipada y retroalimentación son anticipados típicamente, de manera simultánea, para minimizar el error cuadrado medio de la interferencia intersímbolo en los símbolos recuperados. La solución MMSE para el filtro de alimentación anticipado, f(I) , para -Ki < 1 < 0 , es determinada por las siguientes decisiones lineales: Ec (24) ? MrU) ? C(7)G" (/ + 7 - 777) + 7V0L5{1 - 777) = C"(-777), También puede expresarse como EC (25) donde Q{K,-l)NKxNT G = C(0) y ? es una matriz de (??+1) 2?? ?(??+1)2\¾ constituida de NR x NR bloques. El (i,j)-ésimo bloque en f está dado por: La solución MMSE para el filtro de retroalimentación puede ser expresada como: para 1 < 1 < K2, Ecuación (27) donde G = G, Q(K¡+i)Nex(K2-L)NT Puesto que las matrices G(1), para 0 < 1 < L, son diagonales, entonces de la ecuación (25), las matrices del coeficiente del filtro de alimentación anticipada, Mf(l), para -Ka < 1 < 0, también son diagonales. Entonces se sigue que las matrices del coeficiente de filtro de retroalimentación Mb(l), para 1 < 1 < K2, también son diagonales. El filtro de alimentación anticipada y el filtro de retroalimentación tienen matrices de respuesta de frecuencia mf ( f ) y mb(f) , respectivamente, las cuales están dadas por: o m,{f) = j r(/)f'jM, y Ecuación (28) Sustituyendo la ecuación (27) en la ecuación (21) y asumiendo decisiones perfectas (es decir, S.[n) = =(/?) ) , el estimado del símbolo inicial, s' (n) , puede ser expresado como: s'(n) = rlls_(n) + MrZ('¡), Ecuación (29) donde z (n)- Zr{n + K)z' (n + K, -\)--z (n) Para determinar la SNR asociada con el estimado del símbolo inicial, s' (n) , del igualador de retroal imentación de decisión, inicialmente es derivado un estimado del error cuadrado medio mínimo encontrando el valor medio condicional del vector del símbolo transmitido : E[s.'{n)\s(n)} = = Ecuación (30) donde Cre — M^f.=C"^.'^ A continuación, el valor medio del iésimo elemento de s' (n) , si' (n) , es expresado como: donde gafe, a es el iésimo elemento diagonal de Gdfe- Para formar el estimado del símbolo no desviado, S(n), se define primero una matriz diagonal cuyos elementos son el inverso de los elementos diagonales de Gdfe como : Da» = díag(\lgMA,,1 /gdli.22,· · ·,1 /^(//i,.Vj ?? )· Ecuación (31) El estimado desviado, $(n), puede entonces se expresado como ·. \ s(n) = nc'j.s'in) = DSajrÁ ?., ?") + Mb s(n) Ecuación (32) La matriz de covarianza de error resultante, (gee, está dado por <£ee = E{s(n)-DGMs'(n)ls"(n)-s'f' (?)?8 — I ~ DGi/fcGdrb ' Gdl D kll + Güjráj-dleD- Gíife- Ecuación (33) La SNR asociada con el estimado no desviado, S¡(n) , del símbolo transmitido sobre la iésima antena de transmisión puede entonces se expresado como: SNR, ¦ = —— = - Ecuación (34) El igualador de retroalimentación de decisión es descrito con mayor detalle en las Solicitudes de Patente Estadounidense Nos. de Serie 09/993,087 y 10/017,308 mencionadas anteriormente y en un artículo de S.L. Ariyavistakul et al., titulado "Procesadores Espacio-Temporales Optimos con Interconexión Dispersiva: Análisis Unificado y Espacio de Filtro Requerido", IEEE Trans . en la Comunicación, Vol . 7, NO. 7, Julio 1999, el cual se incorpora aquí como referencia. La FIGURA 6B es un diagrama de bloques de un igualador 52a que puede ser usado en conjunto con la precodificación en un sistema transmisor. Dentro del igualador 522a, el vector de símbolo recibido, r(n), del procesador MIMO RX 360 es filtrado por un filtro de alimentación anticipada 634 para proporcionar el vector del símbolo igualado, 3T(/7) . La respuesta del filtro de alimentación anticipada 634 puede ser adaptada sobre la base del criterio MMSE, como sé describió anteriormente o sobre la base de alguna otra técnica de igualación espacial lineal . El filtro de alimentación anticipada 634 filtra inicialmente el vector del símbolo recibido, r(n) , con la respuesta de impulso de frx(l) para proporcionar el estimado inicial, s' (n) , y multiplica además el estimado inicial con la matriz ?a,??- para proporcionar el vector del símbolo igualado, $¦(;?) , el cual es el estimado no desviado del vector del símbolo de modulación, s(n) . La respuesta de impulso Mj-r:Al) del filtro de alimentación anticipada puede ser adaptada como se muestra en la ecuación (25) por el criterio MMSE. Con la precodif icación en el sistema transmisor, los símbolos igualados caen sobre una constelación de señales expandida. Una unidad 636 entonces preescala el vector del símbolo igualado , con £ó' para compensar el factor F0 en la ecuación (8) y efectúa además la operación del vector modular de 2M sobre el vector resultante, como se muestra en la ecuación (9) , para proporcionar un vector de símbolo recuperado, . La operación con el módulo de 2M en el receptor repliega efectivamente la constelación de señales expandidas a la constelación de señales original. El procesador de datos RX 380 desmodula, desintercala y descodifica entonces los símbolos recuperados para proporcionar los datos descodificados. Puede ser usado un procesador CSI 638 para estimar la SNR de cada flujo de símbolos recuperado (por ejemplo, sobre la base de la ecuación (34) ) . Debido a la precodificación en el sistema transmisor, el filtro de retroalimentación no necesita el igualador de retroalimentación de decisión en el sistema receptor . El igualador de retroalimentación de decisión también puede ser adaptado sobre la base de alguna otra técnica en lugar de la técnica MMSE, y ésta está dentro del alcance de la invención. Por ejemplo, el igualador de retroalimentación de decisión puede ser adaptado sobre la base de una técnica para forzar acero. Para ciertas clases de codificación de canal (por ejemplo, codificación Turbo y convolucional) , la descodificación en el sistema receptor es efectuada sobre la base de decisiones flexibles (es decir, valores no binarios) para los símbolos recuperados, en lugar de decisiones inflexibles. Para un desempeño mejorado, las decisiones flexibles de símbolos en la constelación de señales expandidas (es decir los símbolos igualados) pueden ser usados directamente para la descodificación, y la operación con el módulo de 2M puede ser omitida por las razones descritas más adelante. El vector de símbolo igualado, S(n) , después del filtro de alimentación anticipada puede ser expresado como se muestra en la ecuación (8), la cual es: Z(n) = E [$Xn) + 2?[µ{?) + jv.(n)]}+ 2_{n). El vector sí(n) incluye hasta NT símbolos igualados, y cada símbolo igualado, ¡(n) , es un estimado del símbolo de modulación correspondiente, Si (n) , generado en el sistema transmisor sobre la base de una constelación de señales particular (por ejemplo, M2-QAM) . El símbolo de modulación, Si (n) , es un punto particular (Xi, ¡) en la constelación de señales QAM bidimensional , y este punto de la señal {XÍ, y¿) es definido sobre la base de 2log2Mi bits codificados, con los 2log2Mi bits codificados siendo usados para definir x¡ los otros bits log2Mi codificados siendo usados para definir ¿ . Debido a la simetría del producto de una constelación de señales QAM cuadrada y el trazo del código de Gray como los bits codificados usados para definir XÍ son independientes de los bits codificados usados para definir ^. El punto de la señal (XÍ, y¿) en la constelación de señales QAM bidimensional puede ser visto de este modo como si comprendiera dos puntos de señal unidimensionales (es decir, x± y yi) con cada punto de señal 1-D perteneciendo a una constelación de señales PAM bidimensional, independiente. Por cada símbolo igualado, ?,·(¦ø) , a ser desmodulado y descodificado, el proceso de desmodulación en el sistema receptor determina los 2log2Mi bits codificados más deseables para formar el símbolo de modulación, s¿ (n) , que corresponde a este símbolo igualado, ,-?1) ¦ Para la descodificación de entrada flexible, se calcula una relación de log-probabilidad (LLR) por cada uno de los 21og2Mi bits codificados que definen el símbolo igualado, ?,·(;;) . Para el propósito de calcular los LLR para los bits codificados, debe considerarse que cada símbolo QAM ,{n) comprende dos símbolos PAM independientes, Re{ ?,·(«)} e Im{ S", (/7) } . Cada símbolo PAM es definido por log2Mi bits codificados. Entonces es calculada la LLR por cada uno de los log2Mi bits codificados por cualquiera de Re{3"((/7)} o Im{ } . La LLR para un bit codificado dado, bj(n), para 0< j < log2Mi, por cualquiera Re{?,(y7)} o Im{?.(;;) }, puede ser expresada como: LLR{bj) Ecuación (35) También puede ser expresado lo siguiente: ?r{bl =x\s) ?x\s}= ?Pr<5,¿,} = ??x{s,A,} Ecuación (36) ^ ?Pr(s\A,}-Pr{Ai}, donde Ai= Re{?,(/7) } o Im{ ?, (/7) } , S" representa un conjunto de Mi puntos de señal PAM por lo que bj=0 , y S representa un conjunto de M¡ puntos de señal PAM para el cual bj=l . La ecuación (35) puede entonces se expresada como : LLR(bl) Ecuación (37) En el caso especial donde los símbolos Ai probablemente sean transmitidos igualmente, entonces la ecuación (37) puede ser expresada como: Ecuación (38) Puesto que ?r{Aj}= Yl?r{bj}, y Ecuación (39) Pr{5|-4y}=e" s' ecuación (37) puede ser expresada como = LLRC{bj ) + LLRa(bj), Ecuación (40) donde LLRe(bj) representa información "extrínseca" del bit codificado bj y LLRa (bj ) representa información a pri ori para el codificado de bj . La información a priori de LLRa (bj ) puede estar disponible y la fuente separada puede ser estimada por un descodif icador de corrección de errores (por ejemplo un descodif icador Turbo, convolucional , o de bloques) y retroal imentar a un elemento no trazador de símbolos. La detección y descodificación pueden ser efectuadas sobre la base de un esquema iterativo. Uno de esos esquemas de detección y descodificación interactivos es descrito en la Solicitud de Patente Estadounidense No. de Serie 10/005,104, titulada "Detección y Descodificación Iterativa de un sistema MIMO-OFD " , presentada en Diciembre 3, 2001, la cual se otorgó al beneficiario de la presente invención y se incorpora aquí como referencia . Cuando es usado un trazo de símbolos diferente al de Gray para derivar los símbolos de derivación en el transmisor, el esquema de detección y descodificación iterativo puede proporcionar un desempeño mejorado en el receptor. Debido a la precodif icación en el sistema transmisor, el símbolo igualado, £,(;;), pertenece a una constelación de señales expandida (es decir, Re {?(/;)} y Im{ ?,(/;) } pertenece a constelaciones de señales PAM expandidas) . Efectuando la operación con el módulo de 2M sobre Re{ ?,(;?) } y Im{ } se repliega la constelación de señales expandida a la constelación de señal original, la cual es la operación apropiada si van a ser obtenidas decisiones difíciles para Re { 2G,- (?) } y Im{y,(?)}. Sin embargo, si está presente la codificación de canal y son usadas decisiones flexibles para calcular las LLR de bits codificados por Turbo códigos (o una... métrica ramificada para la descodificación de Viterbi por decisiones flexibles de códigos convolucional es ) , plegando entonces la constelación de señales expandidas antes de calcular las LLR de bits o métricas ramificadas pueden dar como resultado una degradación severa del desempeño del descodi f i cador . Para proporcionar un desempeño de descodificación mejorado, la operación con el módulo de 2M puede ser eliminada y el cálculo de LLR de bits codificados puede ser efectuada sobre la constelación de señales expandida. Los conjuntos S'- y ^ pueden ser expandidos para igualar la constelación de señales expandidas agregando 2M . c¡ , donde d es un entero, a cada punto de la señal en los conjuntos originales S" y Sj para formar los conjuntos expandidos S"c y 5'c , respectivamente. La LLR puede entonces ser calculada como se muestra en la ecuación (40) sobre la base de los conjuntos expandidos.

El intervalo de posibles valores de d puede ser determinado sobre la base de un montaje de realizaciones de canal. Se ha encontrado a. través de la simulación un número grande de realizaciones de canal que d =-2, -1, 0, 1, 2 puede ser suficiente. Para este intervalo de d, la cardinalidad de los conjuntos expandidos S . y S/[e es cinco veces más grande que los conjuntos originales S° y S . Esto incrementa la complejidad del cálculo de LLR . Para reducir la complejidad del cálculo de LLR con los conjuntos expandidos a la misma complejidad del cálculo de LLR con los conjuntos originales, solo los puntos de la señal que están dentro de +_ Mi del punto de la señal recibida pueden ser considerados para el cálculo de LLR o métrica. Las técnicas anteriores descritas aquí para un canal de trayectoria múltiple en un sistema MIMO pueden ser implementadas en varios sistemas de comunicación inalámbricos , incluyendo, pero sin limitarse a sistemas MIMO y CDMA . Esas técnicas también pueden ser usadas para un sistema MIMO que implemente OFDM . Esas técnicas también pueden ser usadas para el enlace de ida y/o el enlace de regreso. Las técnicas de recodificación también pueden ser implementadas por varios medios. Por ejemplo, esas técnicas pueden ser implementadas en componentes físicos, programas y sistemas de programación, o una combinación de los mismos. Para una implementación de componentes físicos, los elementos usados para efectuar varios pasos de procesamiento de señales en el transmisor (por ejemplo, para codificar y modular los datos, precodificar los símbolos de modulación, precodif icación de los símbolos precodi f icados , y así sucesivamente) y en el receptor (por ejemplo, para preacondicionar las muestras recibidas, e igualizar los símbolos recibidos, desmodular y descodificar los símbolos recuperados o igualados, y así sucesivamente) , pueden ser implementados dentro de uno o más circuitos integrados específicos de la aplicación (ASIC) , procesadores de señales digitales (DSP) , dispositivos procesadores de señales digitales (DSPD) , dispositivos lógicos programables (PLD) , arreglos de compuertas programables en el campo (FPGA) , procesadores, controladores , microcontroladores , microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para efectuar las funciones descritas aquí, o una combinación de las mismas. Para una implementación de programas y sistemas de programación, algunos o todos los pasos de procesamiento de señales en cada uno del transmisor y el receptor pueden ser implementados con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, y así sucesivamente) que efectúan las funciones descritas aquí . Los códigos de programas y sistemas de programación pueden ser almacenados en una unidad de memoria (por ejemplo, las memorias 332 y 372 en la FIGURA 3) y ejecutados por un procesador (por ejemplo, los controladores 330 y 370) . La unidad de memoria puede ser implementada dentro del procesador o externa al procesador, caso en el cual puede ser acoplada de manera comunicativa al procesador vía varios medios como es sabido en la técnica. Los encabezados incluyen aquí como referencia para ayudar a localizar ciertas secciones. Esos encabezados no pretenden limitar el alcance de los conceptos descritos aquí más adelante, y esos conceptos pueden tener aplicabilidad en otras secciones a través de toda la especificación. La descripción anterior de las modalidades descritas es proporcionada para permitir a cualquier experto en la técnica hacer o usar la presente invención. Varias modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a aquellos expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos aquí pueden ser aplicados a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. De este modo, la presente invención no pretende ser limitada a las modalidades mostradas aquí sino de acuerdo al más amplio alcance consistente con los principios y características novedosas descritas aquí.

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCION Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes:
REIVINDICACIONES 1. En un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) , un método para procesar datos para la transmisión sobre un canal MIMO de trayectoria múltiple, caracterizado porque comprende: codificar datos de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proporcionar datos codificados ; modular los datos codificados de acuerdo con uno o mas esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación ,- precodificar los símbolos de modulación sobre una base de una respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodi ficados ; y preacodicionar los símbolos modificados sobre la base de una respuesta estimada del canal MIMO para proporcionar símbolos preacondicionados para la transmisión sobre el canal MIMO. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los símbolos precodificados por cada periodo de símbolo comprende un estimado de la interferencia intersímbolo causada por los símbolos precodif icados de un periodo de símbolo anteriores debido al canal MIMO de trayectoria múltiple.
3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la precodif icación es efectuada como: ¿{n) = v mod . -?£(/)£(«-/) J donde (n) es un vector de símbolos precodif icados para un periodo de símbolo n; _s(n) es un vector de símbolos de modulación para un periodo de símbolo n; F(l) es una secuencia de matrices para la respuesta de canal equivalente; y vmod2M es una operación aritmética de un módulo vectorial 2M.
4. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la respuesta de canal equivalente es derivada sobre la base de la respuesta estimada del canal MIMO y una respuesta de un filtro de alimentación anticipada de un igualador de retroalimentación de decisión.
5. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque la respuesta del filtro de alimentación anticipada es adaptada sobre a base de un criterio de error cuadrado medio mínimo (MMSE) .
6. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque la respuesta del filtro de alimentación anticipada se obtiene sobre la base de una técnica de forzar acero.
7. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la precodif icación es efectuada en el dominio temporal usando la formación de impulsos espacio-temporal.
8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracter zado porque comprende además: descomponer una primera secuencia de matrices por la respuesta estimada del canal MIMO para obtener una segunda secuencia de matrices de vectores propios y una tercera secuencia de matrices de valores singulares; y derivar una matriz de formación de impulsos basada en la segunda y tercera secuencia de matrices, donde el preacondicionamiento es efectuado sobre la base de la matriz de formación de impulsos.
9. El método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque la primera secuencia de matrices para la respuesta estimada del canal MIMO es descompuesta sobre la base de una descomposición del valor singular.
10. El método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque la matriz de formación de impulsos comprende una pluralidad de secuencias de valores de dominio temporal, y donde el preacondicionamiento es efectuado de un dominio temporal convolucionando los símbolos precodificados con una matriz de formación de impulsos.
11. El método de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado porque la matriz de formación de impulsos comprende una pluralidad de secuencias de valores de dominio de frecuencia, y donde el preacondicionamiento es efectuado en el dominio de frecuencia multiplicando símbolos precodif icados transformados a la matriz de formación de impulsos.
12. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque es usado el esquema de codificación y modulación por cada flujo de datos transmitido sobre el canal MIMO.
13. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque es usado el esquema de codificación y modulación común para todos los flujos de datos transmitidos sobre el canal MIMO.
14. En un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) , un método para procesar datos para la transmisión sobre un canal MIMO de trayectoria múltiple, caracterizado porque comprende: codificar datos de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proporcionar datos codificados ,- modular los datos codificados de acuerdo con uno o mas esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación; determinar una respuesta estimada del canal MIMO; derivar una respuesta de canal equivalente sobre la base de la respuesta estimada del canal MIMO y una respuesta de un filtro de alimentación anticipada de un igualador de retroalimentación de decisión; precodificar los símbolos de modulación sobre una base de una respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodif icados ; y preacodicionar los símbolos precodi ficados sobre la base de una respuesta estimada del canal MIMO y usarla formación de impulsos espacio- emporal para proporcionar símbolos preacondicionados para la transmisión sobre el canal MIMO.
15. Una memoria acoplada, de manera comunicativa, a un dispositivo procesador de señales digitales (DSPD) capaz de interpretar información digital para: codificar datos de acuerdo con uno o más de los esquemas de codificación para proporcionar datos codificados; modular los datos codificados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación; precodificar los símbolos de modulación sobre la base de una respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodif icados ; y preacodicionar los símbolos precodificados sobre la base de una respuesta estimada de un canal MIMO trayectoria múltiple para proporcionar símbolos preacondicionados para la transmisión sobre el canal MIMO de trayectoria múltiple.
16. En un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) , y un método para procesar datos de transmisión recibidos vía un canal MIMO de trayectoria múltiple, caracterizado porque comprende: preacondicionar una pluralidad de señales recibidas para proporcionar símbolos recibidos; filtrar los símbolos recibidos con un igualador para proporcionar símbolos igualados donde los símbolos igualados son estimados de símbolos de modulación que son precodificados posteriormente en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO; y procesar los símbolos igualados para recuperar los datos transmitidos.
17. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque comprende además: efectuar una operación con un módulo vectorial 2M de los símbolos igualados para proporcionar símbolos recuperados, donde los símbolos recuperados son procesados para recuperar los datos transmitidos.
18. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el preacondicionamiento ortogonal iza una pluralidad de flujos de símbolos recibidos.
19. El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque la filtración es efectuada por separado para cada flujo de símbolos recibido .
20. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el igualador corresponde a un filtro de alimentación anticipada de un igualador de retroal imentacion de decisión.
21. El método de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque comprende además: adaptar el igualador sobre la base de un criterio de error cuadrado medio mínimo (MMSE) .
22. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el procesamiento incluye desmodular los símbolos igualados de acuerdo con uno o más de los esquemas de modulación para proporcionar datos desmodulados; y descodificar los datos desmodulados de acuerdo con uno o más esquemas de descodificación para proporcionar datos . descod ficados .
23. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el procesamiento incluye calcular relaciones de probabilidad (LLR) de bits codificados por cada símbolo igualado.
24. El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque las relaciones de log-probabil idad son calculadas sobre la base de una constelación de señales expandida por los símbolos igualados .
25. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el preacondicionamiento es efectuado en el dominio temporal usando la formación de impulsos espacio- temporal .
26. El método de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el preacondicionamiento incluye determinar una primera secuencia de matrices por una respuesta estimada del canal MIMO, descomponer la primera secuencia de matrices para obtener una secuencia de matrices de vectores propios, derivar una matriz de formación de impulso sobre la base de la segunda secuencia de matrices, y convolucionar la pluralidad de señales recibidas con la matriz de formación de impulsos para proporcionar los símbolos recibidos.
27. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el preacondicionamiento es efectuado en el dominio de frecuencia e incluye transformar las señales recibidas al dominio de frecuencia, multiplicar la señales recibidas transformadas con una matriz de formación de impulsos del dominio de frecuencia para proporcionar señales preacondicionadas, y transformar las señales preacondicionadas al dominio temporal para proporcionar los símbolos recibidos.
28. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque comprende además : derivar información de estado del canal (CSI) comprendida en una secuencia de matrices para una respuesta estimada del canal MIMO y relaciones de señal a ruido e interferencia (SNR) por una pluralidad de canales de transmisión del canal MIMO; y enviar nuevamente la CSI al transmisor.
29. En un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) , un método para procesar datos de transmisión recibidos de un canal MIMO de trayectoria múltiple, caracterizado porque comprende: preacondicionar una pluralidad de señales recibidas sobre la base de una respuesta estimada del canal MIMO y usar la formación de impulsos espacio-temporal para proporcionar símbolos recibidos; filtrar los símbolos recibidos con un igualador para proporcionar símbolos igualados, donde los símbolos igualados son estimados de los símbolos de modulación que son precodificados posteriormente en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO; adaptar el igualador sobre la base de un criterio de error cuadrado mínimo (MMSE) ; y procesar los símbolos igualados para recuperar los datos transmitidos.
30. Una memoria, acoplada de manera comunicativa a un dispositivo procesador de señales digitales (DSPD) capaz de interpretar información digital para: preacondicionar una pluralidad de señales recibidas vía un canal MIMO de trayectoria múltiple para proporcionar símbolos recibidos; igualar los símbolos recibidos para proporcionar símbolos igualados, donde los símbolos igualados son estimados de los símbolos de modulación que son precodificados posteriormente en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO; proceso para igualar símbolos para recuperar datos transmitidos.
31. Una unidad transmisora en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO), caracterizada porque comprende: un procesador de datos TX que opera para codificar datos de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proporcionar datos codificados con una pluralidad de canales de transmisión en un canal mínimo de trayectoria múltiple MIMO, modular los datos codificados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación, y precodificar los símbolos de modulación sobre la base de una respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodificados ; y un procesador MIMO TX que opera para preacondicionar los símbolos precodi ficados sobre la base de una respuesta estimada del canal MIMO para proporcionar símbolos preacondicionados para la transmisión sobre el canal MIMO.
32. La unidad transmisora de conformidad con reivindicación 31, caracterizada porque el procesador datos TX opera además para precodificar los símbolos modulación sobre la base de: a(n) = v mod 2 ,, ) - £( / )c{n - /) donde c(n) es un vector de símbolos precodif icados para el periodo de símbolo n; s(n) es un vector de símbolos de modulación para el periodo de símbolo n ; F(l) es una secuencia de matrices para la respuesta de canal equivalente; y vmod2M es una operación aritmética con un módulo vectorial de 2M.
33. La unidad transmisora de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada porque el procesador de datos TX opera además para derivar la respuesta del canal equivalente sobre la base de la respuesta estimada del canal MIMO y de la respuesta del filtro de alimentación anticipada de un igualador de retroal imentación de decisión .
34. La unidad transmisora de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada porque el procesador de datos TX opera además para adaptar la respuesta del filtro de alimentación anticipada sobre la base de un criterio de error cuadrado mínimo (MMSE) .
35. La unidad transmisora de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada porque el procesador MIMO TX opera además para descomponer una primera secuencia de matrices por la respuesta estimada del canal MIMO para obtener una segunda secuencia de matrices de vectores propios y una tercera secuencia de matrices de valores singulares, dez'ivar una matriz de formación de impulso sobre la base de la segunda y tercera secuencia de matrices, y preacondicionar los símbolos precodificados sobre la base de la matriz de formación de impulsos.
36. Un aparato transmisor en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) caracterizado porque comprende: medios para codificar datos de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proporcionar datos codi f icados ; medios para modular los datos codificados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación; medios para precodificar los símbolos de modulación sobre la base de una respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodificados; medios para preacondicionar los símbolos precodificados sobre la base de una respuesta estimada de un canal MIMO para proporcionar símbolos preacondicionados ; medios para acondicionar y transmitir los símbolos preacondicionados sobre el canal MIMO.
37. Un procesador de señales digitales para usarse en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO) , caracterizado porque comprende: medios para codificar- datos de acuerdo con uno o más esquemas de codificación para proporcionar datos codi ficados ; medios para modular los datos codificados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación para proporcionar símbolos de modulación; medios para preacondicionar los símbolos de modulación sobre la base de una respuesta de canal equivalente para proporcionar símbolos precodificados ; y medios para preacondicionar los símbolos precodif icados sobre la base de una respuesta estimada de un canal MIMO para proporcionar símbolos preacondicionados para la transmisión sobre el canal MIMO.
38. Una unidad receptora en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO), caracterizada porque comprende: un procesador MIMO RX que opera para preacondicionar una pluralidad de señales recibidas vía un canal MIMO trayectoria múltiple para proporcionar símbolos recibidos, y para filtrar los símbolos recibidos con un igualador para proporcionar símbolos igualados, donde los símbolos igualados son estimados de los símbolos de modulación que son precodif icados posteriormente en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO de trayectoria múltiple; y un procesador de datos RX que opera para desmodular los símbolos igualados de acuerdo con uno o más esquemas de desmodulación, y para descodificar los datos desmodulados de acuerdo con uno o más esquemas de descodificación para proporcionar datos descodificados.
39. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 38, caracterizada porque el MIMO RX opera además para efectuar una operación con un módulo vectorial de 2M sobre los símbolos igualados para proporcionar símbolos cubiertos, y donde los símbolos recuperados son desmodulados y descodificados para proporcionar los datos descodificados.
40. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 38, caracterizada porque el preacondicionamiento ortogonaliza una pluralidad de flujos de datos recibidos, y donde el procesador MIMO RX opera para filtrar por separado cada flujo de símbolos recibido.
41. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 38, caracterizada porque el igualador corresponde a un filtro de alimentación anticipada de un igualador de retroalimentación de decisión.
42. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 38, caracterizada porque el procesador MIMO RX opera además para adaptar el igualador sobre la base de un criterio de error cuadrado medio mínimo (MMSE) .
43. Un aparato receptor en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO), caracterizado porque comprende: medios para preacondicionar una pluralidad de señales recibidas vía un cana] de trayectoria múltiple MIMO para proporcionar símbolos recibidos; medios para filtrar símbolos recibidos con un igualador para proporcionar símbolos igualados, donde los símbolos igualados son estimados de los símbolos de modulación que son precodificados posteriormente en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO; y medios para procesar los símbolos igualados para recuperar datos transmitidos.
44. Un procesador de señales digitales en un sistema de comunicación de entrada múltiple y salida múltiple (MIMO), caracterizado porque comprende: medios para preacondicionar una pluralidad de señales recibidas . vía un canal de trayectoria múltiple MIMO para proporcionar símbolos recibidos; medios para filtrar símbolos recibidos con un igualador para proporcionar símbolos igualados, donde los símbolos igualados son estimados de los símbolos de modulación que son precodificados posteriormente en un transmisor antes de la transmisión sobre el canal MIMO; y medios para procesar los símbolos igualados para recuperar datos transmi idos.