KR100974120B1

KR100974120B1 - Ｍｉｍｏ 시스템에서 다중경로 채널을 위한 사전코딩

Info

Publication number: KR100974120B1
Application number: KR1020047015333A
Authority: KR
Inventors: 존 더블유. 케첨; 요른 에이. 비제르케
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2002-03-27
Filing date: 2003-03-19
Publication date: 2010-08-04
Also published as: EP1488585B1; CN1653768A; US7197084B2; JP4399271B2; CN1653768B; TW200304745A; UA83627C2; MXPA04009437A; DE60317644D1; WO2003084092A3; CA2480169A1; DE60317644T2; KR20040089748A; AU2003223328B2; BR0308712A; US20030185310A1; WO2003084092A2; JP2005522086A; EP1488585A2; AU2003223328A1

Abstract

본 발명은 MIMO 시스템에서 다중경로 채널에 대한 데이터를 사전 코딩하는 기술들에 관한 것이다. 한 방법에서는, 데이터는 코딩된 데이터를 제공하기 위해서 한 가지 이상의 코딩 방식들에 따라서 코딩되고, 추가적으로 변조 심볼들을 제공하기 위해 한 가지 이상의 변조 방식들에 따라서 변조된다(즉, 심볼 매핑). MIMO 채널의 추정된 응답이 획득되고(일예로, 수신기에 의해 제공됨), 등가 채널 응답이 추정된 MIMO 채널 응답 및 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터의 응답에 기초하여 유도된다. 변조 심볼들은 사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해서 등가 채널 응답에 기초하여 사전 코딩되고, 추가적으로 MIMO 채널을 통한 전송을 위해 사전 컨디셔닝된 심볼들을 제공하기 위해서 추정된 MIMO 채널 응답(일예로, 공간-시간 펄스-쉐이핑을 이용하여)에 기초하여 사전 컨디셔닝된다. 피드-포워드 필터는 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 기초하여 적응될 수 있다.

Description

ＭＩＭＯ 시스템에서 다중경로 채널을 위한 사전코딩{PRECODING FOR A MULTIPATH CHANNEL IN A MIMO SYSTEM}

본 발명은 전반적으로 데이터 통신에 관한 것으로, 더 상세하게는, 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중경로 채널을 위한 데이터를 사전코딩하는 기술들에 관한 것이다.

MIMO 시스템은 데이터 전송을 위해 다수(N_T)의 전송 안테나들과 다수의(N_R) 수신 안테나들을 이용한다. N_T개의 전송 안테나들과 N_R개의 수신 안테나들로 형성되는 MIMO 채널은 N_S개의 독립 채널들로 분해될 수 있는데, 상기 N_S≤min{N_T,N_R}이다. N_S개의 독립 채널들 각각은 MIMO 채널의 공간 서브채널로도 지칭되며 하나의 차원(dimension)에 상응한다. MIMO 시스템은 다중경로 전송 및 수신 안테나들에 의해 생성되는 추가적인 차원성(dimensionality)이 활용되는 경우에 향상된 성능(일예로, 증가된 전송 용량)을 제공할 수 있다.

MIMO 시스템의 전체적인 스펙트럼 효율성을 증가시키기 위해서, 데이터 스트림은 N_S개의 공간 서브채널들 각각을 통해 전송될 수 있다. 각각의 데이터 스트림 은 상응하는 심볼 스트림을 제공하기 위해서 처리될 수 있고(일예로, 인코딩, 인터리빙, 및 변조), 처리된 이후에는 각각의 공간 서브채널을 통해 전송된다. 전파 환경에서의 산란으로 인해서, N_S개의 전송되는 심볼 스트림들은 수신기에서 서로 간섭을 일으킨다. 다음으로, 각각의 수신되는 신호는 N_S개의 전송된 심볼 스트림 각각의 성분을 포함할 수 있다.

수신기에서는, N_S개의 전송된 심볼 스트림들을 복원할 목적으로 N_R개의 수신된 신호를 처리하기 위해서 여러 등화 기술들이 사용될 수 있다. 이러한 등화 기술들은 선형적인 등화 및 비선형적인 등화 기술들을 포함한다. 선형적인 등화는 수신된 신호들에서의 잡음을 개선시키는 경향이 있는데, 상기 잡음의 개선은 시스템 대역폭을 걸쳐 상이한 채널 이득들을 특징으로 하는 주파수 선택성 페이딩을 갖는 다중경로 채널을 위해 제공될 수 있다.

결정 피드백 등화(decision feedback equalization)는 다중경로 채널에 대한 개선된 성능(일예로, 보다 적은 잡음의 개선)을 제공할 수 있다. 결정 피드백 등화기(DFE)는 피드-포워드 필터 및 피드백 필터를 포함한다. 피드-포워드 필터(feed-forward filter)는 전송된 심볼들의 추정치(estimate)들을 유도하는데 사용되고, 상기 추정치들은 상기 전송된 데이터를 복원하기 위해서 추가적으로 처리된다(일예로, 복조, 디인터리빙, 및 디코딩). 피드백 필터는 이전에 검출된 심볼들(즉, 복조되어 어쩌면 디코딩된 심볼들)에 의해서 야기되는 왜곡의 추정치를 유도하는데 사용된다. 만약 심볼들이 에러가 없는 것으로서(또는 최소의 에러를 갖는 것으로서) 검출될 수 있다면 그리고 채널 응답이 정확하게 추정될 수 있다면, 상기 이전에 검출된 심볼들에 의해 야기되는 왜곡은 정확하게 추정되어 효과적으로 제거될 수 있다. 결정 피드백 등화기의 성능은 정확하게 검출된 심볼들을 피드백해야 하는 필요성에 의존하기 때문에, 등화기의 성능은 심볼들이 에러가 없이 검출될 수 없어서 검출 에러들이 피드백되는 경우에는 떨어질 것이다.

그러므로, MIMO 시스템에서 결정 피드백 등화기의 성능에 검출 에러로 인한 해로운 영향을 주지 않도록 하는 기술들이 해당 분야에서 필요하다.

본 명세서에서는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중경로 채널에 대한 채널을 사전코딩하는 기술들이 제공된다. 결정 피드백 등화기는 다중경로 채널의 주파수 선택성 응답을 등화시키기 위해 수신기에서 사용될 수 있다. 그러나, 결정 피드백 등화기의 성능은 정확하게 디코딩된 데이터를 피드백해야 하는 능력에 의존한다. 본 명세서에 설명되는 사전코딩 기술들은 MIMO 시스템으로 하여금 수신기에서 심볼들을 피드백할 필요 없이 결정 피드백 등화기에 의해 제공되는 것에 필적하는 성능을 달성하도록 한다

실시예에서는, 다중경로 MIMO 채널을 통한 전송을 위해 데이터를 처리하기 위한 방법이 제공된다. 송신기에서 수행되는 상기 방법에 따르면, 데이터는 코딩된 데이터를 제공하기 위해서 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 처음에 코딩되고, 코딩된 데이터는 변조 심볼들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식들에 따라 변조된다(즉, 심볼 매핑된다). MIMO 채널의 추정된 응답이 획득되고(일예로, 수신기에 의해 제공됨으로써), 등가 채널 응답이 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터의 응답 및 상기 추정된 MIMO 채널 응답에 기초하여 유도된다. 다음으로, 상기 변조 심볼들은 사전코딩된 심볼들을 제공하기 위해서 등가 채널 응답에 기초하여 사전코딩되고, 상기 사전코딩된 심볼들은 MIMO 채널을 통한 전송을 위해 미리 컨디셔닝된 심볼들을 제공할 목적으로 상기 추정된 MIMO 채널 응답에 기초하여 추가로 미리 컨디셔닝된다(일예로, 공간-시간 펄스-쉐이핑(spatio-temporal pulse-shaping)을 사용하여).

다른 실시예에서는, 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신되는 데이터 전송을 처리하기 위한 방법이 제공된다. 수신기에서 수행되는 상기 방법에 따르면, 다수의 수신된 신호들은 수신된 심볼들을 제공하기 위해서 MIMO 채널의 추정된 응답에 기초하여 처음에 미리 컨디셔닝된다(일예로, 공간-시간 펄스-쉐이핑을 사용하여). 상기 수신된 심볼들은 다음으로 피드-포워드 필터에 의해 필터링됨으로써(또는 등화됨으로써) 등화된 심볼들을 제공하는데, 이것은 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 사전코딩된 변조 심볼들의 추정이다. 벡터 모듈로-2M 연산이 복원된 심볼들을 제공하기 위해서 등화된 심볼에 대해 수행될 수 있다. 상기 등화되거나 복원된 심볼들은 전송된 데이터를 복원하기 위해서 복조되고 디코딩된다. 미리 컨디셔닝하는 것은 수신된 심볼 스트림을 직교시키기 위한 것이고, 그 경우에 필터링이 각각의 수신된 심볼 스트림에 대해 개별적으로 수행될 수 있다. MIMO 채널의 다수의 전송 채널들에 대해 상기 추정된 MIMO 채널 응답 및 신호-대-잡음-및-간섭 비(SNR)들에 대한 행렬들의 시퀀스를 포함할 수 있는 채널 상태 정보(CSI)가 유도되어 송신기에 다시 전송될 수 있다.

두 실시예 모두에서, 피드-포워드 필터는 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준이나 일부 다른 기준에 기초하여 적응될 수 있다.

본 발명의 여러 양상 및 실시예들은 아래에서 더욱 상세히 설명된다. 본 발명은 또한, 아래에 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 방법들, 디지털 신호 프로세서들, 송신기 및 수신기 유닛들, 및 본 발명의 여러 양상들, 실시예들, 및 특징들을 구현하는 다른 장치들 및 엘리먼트들을 제공한다.

본 발명의 특징들, 속성, 및 장점들은 도면과 연계하여 아래에서 기술되는 설명으로부터 더욱 자명해질 것이고, 도면들 전체에 걸쳐서는 동일한 부분을 나타내기 위해 동일한 참조 문자가 사용된다.

도 1은 수신기에서 심볼 스트림들을 직교시키기 위해 MIMO 처리를 수행하고 결정 피드백 등화기(DFE)를 또한 활용하는 MIMO 시스템의 블록도.

도 2는 심볼 스트림들을 직교시키기 위한 다중경로 채널 및 MIMO 처리를 위해 사전 코딩을 수행하는 MIMO 시스템의 블록도.

도 3은 MIMO 시스템의 수신기 시스템 및 송신기 시스템의 실시예에 대한 블록도.

도 4는 다중경로 채널에 대한 데이터를 사전 코딩하고 시간 도메인에서 MIMO 처리를 수행하는 송신기의 실시예에 대한 블록도.

도 5는 도 4의 송신기 유닛과 연계하여 사용될 수 있는 수신기 유닛의 실시예에 대한 블록도.

도 6A는 등가 채널 모델에 기초하여 유도되는 결정 피드백 등화기의 블록도.

도 6B는 송신기 유닛에서 사전 코딩과 연계하여 사용될 수 있는 수신기 유닛에 대한 등화기의 블록도.

다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템은 데이터 전송을 위해 다수의(N_T)의 전송 안테나들 및 다수의(N_R) 수신 안테나들을 이용한다. N_T개의 전송 안테나들 및 N_R개의 수신 안테나들로 형성된 MIMO 채널은 N_S개의 독립 채널들로 분해될 수 있는데, 상기 N_S ≤min{N_T,N_R}이다. N_S개의 독립 채널들 각각은 MIMO 채널의 공간 서브채널(또는 전송 채널)로도 지칭된다. 공간 서브채널들의 수는 MIMO 채널에 대한 고유 모드들의 수에 의해서 결정되며, 따라서 N_T개의 전송 안테나들과 N_R개의 수신 안테나들간의 응답을 나타내는 채널 응답 행렬

에 의존한다.

MIMO 시스템의 전체적인 스펙트럼 효율성을 증가시키기 위해서, 데이터 스트림은 N_S개의 공간 서브채널들 각각을 통해 전송될 수 있다. 각각의 데이터 스트림은 상응하는 심볼 스트림을 제공하기 처리될 수 있다. 전파 환경에서의 산란으로 인해, N_S개의 전송되는 심볼 스트림들은 수신기에서 서로 간섭을 일으킨다. N_R개의 수신된 신호들 각각은 N_S개의 전송된 심볼 스트림들 각각의 성분을 포함할 수 있다.

채널 고유모드(eigenmode) 분해는 MIMO 채널을 통한 다중 심볼 스트림들의 전송을 용이하게 하는 한 가지 기술이다. 이러한 기술은 처음에 특이값(singular value) 분해(SVD)를 사용하여 채널 응답 행렬

을 분해한다. 주파수 선택성 페이딩을 갖는 다중경로 채널에 있어서, 다음과 같이 다수의 주파수들(또는 주파수 빈들(frequency bins)) 각각에 대해 분해가 수행될 수 있다:

식 (1)

여기서,

는 주파수 f_k(또는 주파수 빈 k) 대한 채널 응답 행렬이다,

는 N_R ×N_R 단위 행렬이고(즉,

, 여기서

는 대각선을 따라 1을 갖고 다른 곳에서는 0을 갖는 단위 행렬이다),

는

의 특이값들에 대한 N_R ×N_T 대각 행렬이며,

는 N_T ×N_T 단위 행렬이다.

대각 행렬

은 대각선을 따라서는 음이 아닌 실수 값들을 갖고(즉,

), 다른 곳에서는 0들을 갖는다.

는 행렬

의 특이값으로도 지칭된다.

특이값 분해는 해당 분야에 알려진 행렬 연산이며 여러 참조문헌들에 설명되어 있다. 하나의 이러한 참조문헌으로는 길버트 스트랑(Gilbert Strang)이 지은 "Linear Algebra and Its Applications"란 명칭의 책(1980, Academic Press, 제 2판)이 있으며, 상기 책은 본 명세서에 삽입된다.

따라서, 특이값 분해는 MIMO 채널을 그것의 고유모드로 분해하는데 사용될 수 있는데, 각각의 고유모드는 공간 서브채널에 상응한다. 다중경로 채널에 대하여, 특이값 분해는 각각의 주파수 빈 k에 대해 식(1)에 제시된 바와 같이 수행될 수 있는데, 여기서 0 ≤k ≤(N_F-1)이다.

의 랭크 r(k)는 주파수 빈 k에 대해 MIMO 채널에 대한 고유모드의 수에 상응한다. 0 ≤i ≤(r(k)-1) 및 0 ≤k ≤(N_F-1)의 경우에

는

의 고유모드에 상응하는 공간 서브채널들에 대한 채널 응답을 나타낸다.

특이값

은 또한 상관 행렬

의 고유값의 양의 제곱근이고, 여기서

이다. 따라서, 상관 행렬

의 고유벡터들은

의 열들과 동일한 고유벡터들이고,

의 열들은 특이값들 및

의 열들로부터 계산될 수 있다.

0 ≤k ≤(N_F-1)의 경우에, 행렬

및

는 MIMO 채널을 통해 전송되는 다중 심볼 스트림들을 직교시키기 위해 사용될 수 있다. 의 열들은 주파수 빈 k에 대한 조향(steering) 벡터들이며, MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 심볼들을 사전 컨디셔닝하는데 사용될 수 있다. 상응하여,

의 열들은 또한 주파수 빈 k에 대한 조향 벡터들이며, MIMO 채널로부터 수신되는 심볼들을 수신기에서 사전 컨디셔닝하는데 사용될 수 있다. 송신기 및 수신기에서의 사전 컨디셔닝은 아래에 설명되는 바와 같이 주파수 도메인이나 시간 도메인 중 어느 하나에서 수행될 수 있다. 송신기 및 수신기에서 행렬

및

를 통한 사전 컨디셔닝(또는 MIMO 처리)은 각각 수신기에서 다중 심볼 스트림들의 전체적인 직교성을 유도한다.

도 1은 심볼 스트림들을 직교시키기 위해 MIMO 처리를 수행하며 또한 수신기에서 결정 피드백 등화기(DFE)를 활용하는 MIMO 시스템(100)의 블록도이다. 간략성을 위해서, 채널 응답 행렬

은 풀 랭크(즉, r(k) = N_S= N_T ≤N_R)인 것으로 가정되고, 하나의 데이터 스트림은 N_T개의 공간 서브채널들 각각의 모든 주파수 빈들을 통해 전송되는 것으로 가정된다.

송신기(110)에서는, 전송될 트래픽 데이터(즉, 정보 비트들)가 전송(TX) 데이터 프로세서(114)에 제공되고, 상기 전송 데이터 프로세서(114)에서는 N_T개의 데이터 스트림들 각각에 대한 트래픽 데이터를 변조하여 상응하는 변조 심볼들의 스트림을 제공한다. 다음으로, 전송(TX) MIMO 프로세서(120)는 N_T개의 변조 심볼 스트림들(변조 심볼 벡터

로 표기됨)을 수신하고 상기 변조 심볼 스트림에 대해 MIMO 처리(즉, 사전 컨디셔닝)를 수행하여 N_T개의 전송된 신호들(전송 신호 벡터

로 표기됨)을 제공한다. 다음으로 N_T개의 전송된 신호들은 컨디셔닝되고(일예로, 필터링, 증폭, 및 상향변환) MIMO 채널(130)을 통해 N_T개의 전송 안테나로부터 수신기(150)로 전송된다.

수신기(150)에서는, N_T개의 전송된 신호들이 N_R개의 수신 안테나에 의해서 수신된다. 다음으로, 수신(RX) MIMO 프로세서(160)는 N_R개의 수신된 심볼 스트림들(수신 심볼 벡터

로 표기됨)을 제공하기 위해서 N_R개의 수신된 신호들(수신 신호 벡터

로 표기됨)에 대해 보상 MIMO 처리를 수행한다.

다음으로, 피드-포워드 필터(172) 및 피드백 필터(174)를 포함하는 결정 피드백 등화기(170)는 송신기(110)에서 N_T개의 복원된 심볼 스트림들(복원 심볼 벡터

로 지칭됨)을 제공하기 위해 N_R개의 수신된 심볼 스트림들을 처리하는데, 상기 복원된 심볼 스트림들은 변조 심볼 스트림

의 추정치이다. 특히, 피드-포워드 필터(172)는 N_T개의 등화된 심볼 스트림(등화 심볼 벡터

로 표기됨)을 제공하기 위해서

의 응답을 갖는 N_R개의 수신된 심볼 스트림

을 필터링한다. 합산기(176)는 복원된 심볼들을 제공하기 위해서 피드백 필터(174)로부터의 왜곡 추정치들(간섭 벡터

으로 표기됨)과 상기 등화된 심볼들을 결합한다. 다음으로, RX 데이터 프로세서(180)는 복조된 데이터를 제공하기 위해서 상기 복원된 심볼들을 복조하며, 디코딩된 데이터를 제공하기 위해서 상기 복조된 데이터를 디코딩하는데, 상기 디코딩된 데이터는 전송된 트래픽 데이터의 추정치이다.

결정 피드백 등화기(170)의 한 구현에 있어서, 복조된 데이터는 RX 데이터 프로세서(180)에 의해 재변조(즉, 심볼 매핑)됨으로써 재변조된 심볼들을 제공하는데, 상기 재변조된 심볼들은 복조된 데이터를 위한 변조 심볼들을 나타낸다. 다른 구현에 있어서, 상기 디코딩된 데이터는 재인코딩되고 인터리빙되며, RX 데이터 프로세서(180)에 의해 재변조됨으로써 재변조된 심볼들을 제공한다. 여하튼, 상기 재변조된 심볼들(재변조 심볼 벡터

로 표기됨)은 아직 검출되지 않은 심볼들 상에서 상기 검출된 심볼들(즉, 복조된 심볼들)에 의해 야기되는 왜곡 추정치를 제공하기 위해서 피드백 필터(174)에 피드백되고

의 응답으로 필터링한다. 도 1에 도시된 신호 처리의 상세한 설명이 아래에서 더욱 상세히 설명된다.

해당 분야에 잘 알려져 있는 바와 같이, 다중경로 채널 상에서의 주파수 선택성 페이딩은 심볼간 간섭(ISI)을 야기하고, 상기 ISI는 수신된 신호의 각 심볼이 상기 수신된 신호에서 후속하는 심볼들에 대해 왜곡을 야기하도록 하는 현상이다. 이러한 왜곡은 심볼들을 정확하게 검출하고자 하는 능력에 악영향을 줌으로써 성능을 떨어뜨린다.

선형적인 등화는 다중경로 채널의 주파수 선택성 페이딩을 정정하는데 사용될 수 있다. 그러나, 선형적인 등화는 또한 심각한 잡음 증가를 유발할 수 있으며, 결국 MIMO 시스템에 대한 불만족스런 성능을 유발할 수 있다.

결정 피드백 등화는 심각한 다중경로를 갖는 MIMO 채널을 위해서 유리하게 사용될 수 있다. 결정 피드백 등화를 통해서, 상기 검출된 심볼들은 재변조된 심볼들을 생성하는데 사용되고, 상기 재변조된 심볼은 이미 검출된 심볼들에 의해 야기된 왜곡의 추정치를 유도하는데 또한 사용된다. 만약 심볼들이 에러를 갖지 않고(또는 최소의 에러를 가지고) 검출될 수 있고 또한 만약 MIMO 채널의 응답이 정확하게 추정될 수 있다면, 왜곡이 정확하게 추정될 수 있고, 이미 검출된 심볼들에 의해 야기되는 심볼간 간섭이 효과적으로 제거될 수 있다. 그러나, 결정 피드백 등화기의 성능은 잘못 검출된 심볼들이 피드백되는 경우에는 떨어진다. 심각한 다중경로를 갖는 MIMO 채널에 있어서, 오류 전파(error propagation)의 영향은 매우 해로워서 결정 피드백 등화기의 성능이 선형적인 등화기의 성능보다 더 나빠질 수 있다.

본 명세서에서는 MIMO 시스템의 결정 피드백 등화기에서 잘못된 전파의 해로운 영향들을 방지하기 위해 데이터를 사전 코딩하는 기술들이 제공된다. 송신기에서, 트래픽 데이터는 코딩되고, 인터리빙되며, 일반적인 방식으로 변조된다. 다음으로, 변조 심볼들은 MIMO 처리 및 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 사전 코딩된다. 상기 사전 코딩은 수신기에서 심볼간 간섭으로 인한 왜곡 추정치를 유도하며, 전송될 심볼들에 대한 상기 추정된 왜곡을 뺀다. 이러한 방식으로, MIMO 시스템은 결정 피드백 등화기에 의해 제공되는 것에 필적하는 성능을 달성할 수 있지만, 검출된 심볼들을 피드백시킬 필요는 없다. 사전 코딩은 송신기에서 수행될 수 있는데, 그 이유는 (1) 전송될 심볼들이 통보되고 따라서 에러 없이 피드백될 수 있기 때문이고, 또한 (2) MIMO 처리를 수행하기 위해 사용되는 채널 상태 정보가 이용가능하며 또한 왜곡 추정치를 유도하는데 사용될 수 있기 때문이다.

도 1에서, 수신된 심볼 벡터

에 대한 등가 채널이 (1) TX MIMO 프로세서(120)에 의한 MIMO 처리, (2) MIMO 채널(130), 및 (3) RX MIMO 프로세서(160)에 의한 MIMO 처리의 응답을 포함하도록 정해질 수 있다. 이러한 등가 채널은

의 임펄스 응답(즉, 단위 샘플 응답)을 갖는다. 등가 채널을 사용함으로써, 수신된 심볼 벡터

는 다음과 같이 시간 도메인에서 컨볼루션으로서 특징될 수 있다:

식(2)

여기서,

은 수신기에서 MIMO 처리에 의해 변환될 때의 수신 잡음이다.

수신된 심볼 벡터

에 대한 등가 채널은 주파수 응답

을 갖는다.

을 위한 매칭 필터 수신기는 임펄스 응답

에 매칭되는 필터를 구비할 것이다. 이러한 매칭 필터는 임펄스 응답

및 상응하는 주파수 응답

을 가질 것인데, 여기서 "t"는 전치행렬을 나타낸다.

에 대한 등가 채널의 종단간(end-to-end) 주파수 응답 및 그것의 매칭 필터는

로서 주어질 수 있다.

종단간 주파수 응답

은 가상 필터(hypothetic filter) 및 그 매칭된 필터 에 스펙트럼적으로 인수분해(factorize)될 수 있다. 이러한 가상 필터는 인과적(causal) 임펄스 응답(

)(여기서

인 경우에

) 및 상응하는 주파수 응답

을 갖도록 정해질 수 있다. 가상 필터의 종단간 주파수 응답 및 그것의 매핑된 필터는

을 위한 등가 채널 및 그것의 매칭 필터의 종단간 주파수 응답, 즉

과 (정의 상) 동일하다.

위에서 설명된 스펙트럼 인수분해(factorization)를 사용함으로써, 등화된 심볼 벡터

에 대한 등가 채널은 (1) TX MIMO 프로세서(120)에 의한 MIMO 처리, (2) MIMO 채널(130), (3) RX MIMO 프로세서(160)에 의한 MIMO 처리, 및 (4) 피드-포워드 필터(172)의 응답들을 포함하도록 정해질 수 있다. 이러한 등가 채널은 다음과 같이 표현될 수 있는 임펄스 응답을 갖는다:

식(3)

여기서,

은

을 위한 등가 채널의 임펄스 응답을 나타내는 N_T ×N_T 행렬인데,

의 각 엘리먼트들은 L+K₁+1개의 값들로 이루어진 시퀀스를 포함한다.

는 피드-포워드 필터 임펄스 응답을 나타내는 N_T ×N_R 행렬인데,

의 각 엘리먼트는 K₁+1개의 값으로 이루어진 시퀀스를 포함한다.

는 가상 필터 임펄스 응답을 나타내는 N_T ×N_R 행렬인데,

의 각 엘리먼트는 L+1개의 값들로 이루어진 시퀀스를 포함한다.

식(3)에서,

는

이도록 선택되며, 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(4)

만약 (아래에 설명되는) 공간-시간 펄스-쉐이핑이 심볼 스트림들의 공간 직교성을 달성하기 위해 사용된다면,

및

는 대각 행렬이다. 이러한 경우에, 등가 채널 임펄스 응답 행렬

도 또한 대각 행렬이다.

만약 가상 필터 임펄스 응답

이 0 ≤i ≤L로 시간 제한되고 피드-포워드 필터 임펄스 응답

이 -K₁≤i ≤0으로 시간 제한된다면, 등가 채널 응답

은

의 시간 범위와 비인과적(non-causal)이다. 실질적인 시스템에서는, 이러한 비인과적인 응답이 수신기에서 K₁ 심볼 기간들의 추가적인 지연을 제공함으로써 설명될 수 있다(또는 실현가능한 인과적 응답으로 변환될 수 있다).

도 2는 심볼 스트림들을 직교시키기 위해서 다중경로 채널 및 MIMO 처리를 위한 사전 코딩을 수행하는 MIMO 시스템(200)의 블록도이다. 송신기(210)에서, 전송될 트래픽 데이터는 TX 데이터 프로세서(214)에 제공되고, 상기 TX 데이터 프로세서(214)는 N_T개의 데이터 스트림들 각각에 대한 트래픽 데이터를 인코딩하고, 인터리빙하며, 변조하여 변조 심볼들을 제공한다. 각각의 데이터 스트림을 위해 별도의 코딩 및 변조 방식이 선택될 수 있다. 실시예에서, 각각의 변조 방식은 정방형(square)(즉 2-차원의) 직교 진폭 변조(QAM) 신호 컨스털레이션(constellation)에 상응하는데, 상기 컨스털레이션은 두 직교(1-차원의) 펄스 진폭 변조(PAM) 신호 컨스털레이션들의 데카르트(Cartesian) 곱으로서 보여질 수 있다. 각각의 PAM 신호 컨스털레이션은 {-(M-1),-(M-3),...,(M-3),(M-1)}의 값들을 가지고 라인을 따라 균일하게 분배된 M 포인트 세트를 포함한다. TX 데이터 프로세서(214)는 N_T개의 변조 심볼 스트림

을 제공한다.

다음으로, 사전 코더(precoder)(216)는 N_T개의 변조 심볼 스트림들을 수신하여 사전 코딩함으로써 N_T개의 사전 코딩된 심볼 스트림들

을 제공한다. 상기 사전 코딩은 다음과 같이 수행될 수 있다:

식(5)

여기서, "vmod_2M[ ·]"은 벡터 모듈로-2M(modulo-2M) 산술 연산(arithmetic operation)(즉, 벡터[ ·]의 각 엘리먼트에 대한 모듈로-2M 연산)이다.

식(5)에서,

항은 수신기에서 결정 피드백 등화기의 피드백 필터에 의해서 유도되어질 왜곡의 추정치를 나타낸다. 사전 코딩을 통해서, 이러한 왜곡은 송신기에서 앞서 사전 코딩된 심볼들

과 상기 등화된 심볼들

에 대한 등가 채널의 임펄스 응답

에 기초하여 추정된다. 다음으로, 상기 왜곡은 변조 심볼들

로부터 감산되어 상기 사전 코딩된 심볼들

을 유도한다.

각각의 사전 코딩된 심볼

은 변조 심볼

과 그것의 추정된 왜곡의 결합으로서 생성된다. 이러한 결합은 변조 심볼

에 대한 본래(일예로 QAM) 신호 컨스털레이션의 확장을 초래할 수 있다. 다음으로, vmod_2M[ ·] 연산이 본래 신호 컨스털레이션을 보존하기 위해서 상기 확장된 신호 컨스털레이션을 폴딩하기 위해서(fold back) 수행된다. vmod_2M[ ·] 연산은

항과의 합으로 대체될 수 있고 그와 등가이다. 벡터

의 각 엘리먼트는,

의 상응하는 엘리먼트의 실수부가 -M_i≤Re{c_i(n)} ≤M_i인 조건을 충족시키도록 선택되는 정수인데, 여기서 M_i는 벡터

의 i번째 엘리먼트이며 변조 심볼

을 위해 사용되는 신호 컨스털레이션에 관련된다. 마찬가지로, 벡터

의 각 엘리먼트는

의 상응하는 엘리먼트의 허수부가

인 조건을 충족시키도록 선택되는 정수이다.

다음으로, TX MIMO 프로세서(220)는 N_T개의 전송된 신호들

을 제공하기 위해서 N_T개의 사전 코딩된 심볼 스트림

을 수신하고 그에 대해 MIMO 처리를 수행한다. 다음으로, N_T개의 전송된 신호들은 컨디셔닝되며, MIMO 채널(230)을 통해 N_T개의 전송 안테나들로부터 수신기(250)로 전송된다.

수신기(250)에서는, N_T개의 전송된 신호들이 N_R개의 수신 안테나들에 의해 수신된다. 다음으로, RX MIMO 프로세서(260)는 N_T개의 수신된 심볼 스트림

을 제공하기 위해서 상기 N_R개의 수신된 신호들에 대해 상보적인 MIMO 처리를 수행한다.

다음으로, 피드-포워드 필터(272)는 N_T개의 등화된 심볼 스트림들

을 제공하기 위해서 N_T개의 수신된 심볼 스트림들

을 필터링한다.

을 위해 등가 채널에 대한 임펄스 응답

을 사용함으로써, 등화된 심볼 스트림들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(6)

여기서,

는 수신기에서 MIMO 처리 및 피드-포워드 필터에 의해서 변환되는 수신 잡음이다.

식(5)에서의 사전 코딩은 다음과 같이 다시 표현될 수 있다:

식(7)

식(6) 및 식(7)을 결합하면, 등화된 심볼 스트림들

은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(8)

식(8)에 도시된 바와 같이, 송신기에서의 사전 코딩은 수신기에서 본래(QAM) 신호 컨스털레이션의 확장을 유도한다. 특히,

이 본래 신호 컨스털레이션에서 유효 신호라면, 상기 확장된 신호 컨스털레이션에서 유효 신호 포인트는 또한

이고, 여기서

및

은 위에서 설명된 바와 같이 상응하는 사전 코딩된 심볼 c_i(n)이 송신기에서 본래 신호 컨스털레이션 내에서 따르도록 선택되는 정수들이다. 다음으로, 유닛(276)은 식(8)에서 인자

를 보상하기 위해

를 통해서 상기 등화된 심볼 스트림들

을 사전 스케일링하며, 또한 다음과 같이 최종적인 심볼 스트림들에 대해 벡터 모듈로-2M 연산을 수행한다:

식(9)

식(9)로부터의 복원된 심볼 스트림들

은 송신기에서 변조 심볼 스트림들

의 추정치들이다. 수신기에서 벡터 모듈로-2M 연산은 본래 신호 컨스털레이션에 상기 확장된 신호 컨스털레이션을 효과적으로 폴딩한다. 다음으로, RX 데이터 프로세서(280)는 디코딩된 데이터를 제공하기 위해서 상기 복원된 심볼들을 복조하고, 디인터리빙하며, 디코딩하는데, 상기 디코딩된 데이터는 전송된 트래픽 데이터의 추정치이다.

도 3은 본 발명의 여러 양상들 및 실시예들을 구현할 수 있는 MIMO 시스템(300)의 수신기 시스템(350) 및 송신기 시스템(310)에 대한 실시예의 블록도이다.

송신기 시스템(310)에서는, 데이터 소스(312)로부터 TX 데이터 프로세서(314)로 트래픽 데이터가 제공되는데, 상기 TX 데이터 프로세서(314)는 코딩된 데이터를 제공하기 위해서 하나 이상의 코딩 방식들에 기초하여 상기 트래픽 데이터를 코딩하고 인터리빙한다. 다음으로, 상기 코딩된 데이터는 일예로 시분할 다중화(TDM) 또는 코드분할 다중화(CDM)를 사용하여 파일롯 데이터와 다중화될 수 있다. 파일롯 데이터는 통상적으로 있다해도 알려진 방식으로 처리되는 알려진 데이터 패턴이며, MIMO 채널의 응답을 추정하기 위해 수신기 시스템에서 사용될 수 있다. 이어서, 상기 다중화된 파일롯 및 코딩 데이터는 하나 이상의 변조 방식들에 기초하여 다중화됨으로써(즉, 심볼 매핑됨으로써) 변조 심볼들을 제공한다. 실시예에서, 각각의 데이터 스트림은 각각의 공간 서브채널을 통해 전송되고, 각각의 데이터 스트림은 별도의 코딩 및 변조 방식에 기초하여 코딩되고 변조될 수 있어서 상응하는 변조 심볼 스트림을 제공한다. 데이터 레이트, 코딩, 인터리빙, 및 각각의 데이터 스트림에 대한 변조는 제어기(330)에 의해 제공되는 제어에 의해서 결정될 수 있다. TX 데이터 프로세서(314)는 또한 위에서 설명된 바와 같이 사전 코딩된 심볼 스트림들을 제공하기 위해서 변조 심볼 스트림을 사전 코딩한다.

다음으로, TX MIMO 프로세서(320)는 상기 사전 코딩된 심볼 스트림들을 수신하고 그에 대해서 MIMO 처리를 수행한다. MIMO 처리는 아래에서 더 상세하게 설명되는 바와 같이 시간 도메인이나 주파수 도메인에서 수행될 수 있다. TX MIMO 프로세서(320)는 (최대) N_T개의 사전 컨디셔닝된 심볼 스트림들을 송신기(TMTR: 322a 내지 322t)에 제공한다.

각각의 송신기(322)는 각각의 사전 컨디셔닝된 심볼 스트림을 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하며, 또한 MIMO 채널을 통해 전송하기에 적합한 변조 신호를 생성하기 위해서 상기 아날로그 신호들을 컨디셔닝한다(일예로, 증폭, 필터링, 및 상향변환). 다음으로, 송신기들(322a 내지 322t)로부터의 상기 (최대) N_T개의 변조 신호들은 안테나(324a 내지 324t)를 통해 수신기 시스템에 전송된다.

수신기 시스템(350)에서는, 전송된 변조 신호가 N_R개의 안테나들(352a 내지 352r)에 의해서 수신되고, 각각의 안테나(352)로부터의 수신된 신호는 각각의 수신기(RCVR:354)에 제공된다. 각각의 수신기(354)는 수신된 신호를 컨디셔닝하고(일 예로, 필터링, 증폭, 및 하향변환) 상기 컨디셔닝된 신호를 디지털화함으로써 각각의 샘플 스트림을 제공한다. RX MIMO 프로세서(360)는 N_R개의 수신기들(354)로부터 N_R개의 샘플 스트림들을 수신하고 이러한 샘플 스트림들에 대해 MIMO 처리 및 등화를 수행하여 N_T개의 복원된 심볼 스트림들을 제공한다. RX MIMO 프로세서(360)에 의한 처리는 아래에서 더 상세히 설명된다.

다음으로, RX 데이터 프로세서(380)는 상기 복원된 심볼 스트림들을 복조하고 디인터리빙하며 디코딩하여 디코딩된 데이터를 제공한다. RX MIMO 프로세서(360) 및 RX 데이터 프로세서(380)에 의한 처리는 송신기 시스템(310)에서 TX MIMO 프로세서(320) 및 TX 데이터 프로세서(314)에 의해 각각 수행되는 것에 상보적이다.

RX MIMO 프로세서(360)는 MIMO 채널의 응답, 공간 서브채널의 신호-대-잡음-및-간섭 비(SNR) 등을 또한 추정하며, 이러한 추정치들을 제어기(370)에 제공한다. RX 데이터 프로세서(380)는 또한 각각의 수신된 패킷이나 프레임의 상태들, 디코딩된 결과를 나타내는 하나 이상의 다른 성능 메트릭들, 및 어쩌면 다른 정보를 제공할 수 있다. 다음으로, 제어기(370)는 채널 상태 정보(CSI)를 제공하는데, 상기 CSI는 RX MIMO 프로세서(360) 및 RX 데이터 프로세서(380)로부터 수신되는 정보 모두나 그 중 일부를 포함할 수 있다. CSI는 TX 데이터 프로세서(388)에 의해 처리되고, 변조기(390)에 의해 변조되고, 송신기들(354a 내지 354r)에 의해 컨디셔닝되며, 송신기 시스템(310)에 다시 전송된다.

송신기 시스템(310)에서는, 수신기 시스템(350)으로부터의 상기 변조된 신호들이 안테나(324)에 의해 수신되고, 수신기들(322)에 의해 컨디셔닝되고, 복조기(340)에 의해 복조되며, RX 데이터 프로세서(342)에 의해 처리됨으로써 수신기 시스템에 의해 전송되는 CSI를 복원한다. 다음으로, CSI는 제어기(330)에 제공되며, TX 데이터 프로세서(314) 및 TX MIMO 프로세서(320)를 위한 여러 제어신호들을 생성하기 위해 사용된다.

제어기들(330 및 370)은 송신기 및 수신기 시스템들에서의 동작을 각각 지시한다. 메모리들(332 및 372)은 제어기들(330 및 370)에 의해 사용되는 프로그램 코드들 및 데이터를 위한 저장부를 각각 제공한다.

MIMO 시스템에서 다중경로 채널에 대한 사전 코딩은 여러 방식으로 구현될 수 있다. 사전 코딩이 채널 고유모드 분해 및 공간-시간 펄스-쉐이핑과 연계하여 수행되도록 하는 특정 설계가 아래에서 설명된다. MIMO 채널의 고유모드를 결정하고 또한 송신기 및 수신기에서 심볼들을 사전 컨디셔닝하는데 각각 사용되는 제 1 및 제 2 조향 벡터 세트들을 유도하기 위해서 채널 고유모드 분해가 사용되며, 그로 인해 직교 심볼 스트림이 복원된다. 공간-시간 펄스-쉐이핑은 시간 도메인에서 사전 컨디셔닝을 수행하기 위한 기술이다. MIMO 시스템에 대한 고성능이 달성되도록 하기 위해 모든 이용가능한 전송 전력을 고유모드들에 최적으로 할당하는 워터-필링 분석(water-filling analysis)이 사용될 수 있다. 상기 채널 고유모드 분해 및 공간-시간 펄스-쉐이핑은 아래에서 더 상세히 설명된다.

도 4는 다중경로 채널에 대한 데이터를 사전 코딩하고 시간 도메인에서 MIMO 처리를 수행하는 송신기 유닛(400)의 실시예에 대한 블록도이다. 송신기 유닛(400)은 도 3에서 송신기 시스템(310)의 송신기 부분에 대한 특정 실시예이다. 송신기 유닛(400)은, (1) (최대) N_T개의 사전 코딩된 심볼 스트림들을 제공하기 위해 트래픽 및 파일롯 데이터를 수신하여 처리하는 TX 데이터 프로세서(314a), 및 (2) (최대) N_T개의 사전 컨디셔닝된 심볼 스트림들을 제공하기 위해서 사전 코딩된 심볼 스트림들을 사전 컨디셔닝하는 TX MIMO 프로세서(320a)를 구비한다. TX 데이터 프로세서(314a) 및 TX MIMO 프로세서(320a)는 도 3에 각각 도시된 TX 데이터 프로세서(314)와 TX MIMO 프로세서(320)의 일실시예이다.

도 4에 도시된 특정 실시예에서, TX 데이터 프로세서(314a)는 인코더(412), 채널 인터리버(414), 심볼 매핑 엘리먼트(416), 및 사전 코더(418)를 구비한다. 인코더(412)는 트래픽 데이터(즉, 정보 비트들)를 수신하여 하나 이상의 코딩 방식에 따라 상기 트래픽 데이터를 코딩함으로써 코딩된 비트들을 제공한다. 상기 코딩은 데이터 전송의 신뢰도를 향상시킨다. 실시예에서는, 각각의 데이터 스트림을 위해 개별적인 코딩 방식이 사용될 수 있는데, 상기 데이터 스트림은 각각의 공간 서브채널의 모든 주파수 빈들을 통해서 전송될 수 있다. 대안적인 실시예들에서는, 하나 이상의 데이터 스트림들의 각 그룹에 대해 개별적인 코딩 방식이 사용될 수 있거나, 공통의 코딩 방식이 모든 데이터 스트림들에 대해 사용될 수 있다. 사용될 특정 코딩 방식(들)이 수신기 시스템으로부터 수신되는 CSI에 기초하여 선택될 수 있으며, 제어기(330)로부터의 코딩 제어신호들에 의해 식별된다. 각각의 선택되는 코딩 방식은 순환 중복 검사(CRC), 컨볼루셔널 코딩, 터보 코딩, 블록 코딩, 및 다른 코딩들의 임의의 결합을 포함할 수 있거나, 그렇지 않으면 어떠한 코딩도 포함하지 않을 수 있다.

채널 인터리버(414)는 하나 이상의 인터리빙 방식들에 기초하여 상기 코딩된 비트들을 인터리빙한다. 일예로, 하나의 인터리빙 방식이 각각의 코딩 방식과 함께 사용될 수 있다. 상기 인터리빙은 코딩된 비트들에 대한 시간 다이버시티를 제공하고, 데이터 전송에 사용되는 공간 서브채널(들)에 대한 평균 SNR에 기초하여 데이터가 전송되도록 하고, 페이딩을 방지하며, 각각의 변조 심볼을 형성하기 위해 사용되는 코딩된 비트들간의 상관성을 또한 제거한다.

심볼 매핑 엘리먼트(416)는 파일롯 데이터를 수신하여 상기 코딩되고 인터리빙된 데이터와 다중화하고, 또한 하나 이상의 변조 방식들에 따라 상기 다중화된 데이터를 심볼 매핑함으로써 변조 심볼들을 제공한다. 하나 이상의 데이터 스트림들의 각 그룹이나 각각의 데이터 스트림에 대해서 개별적인 변조 방식이 사용될 수 있다. 대안적으로, 공통 변조 방식이 모든 데이터 스트림들에 대해 사용될 수 있다. 각각의 데이터 스트림에 대한 심볼 매핑은 (1) 비-이진 심볼들을 형성하기 위해 다중화된 데이터 비트들 세트를 그룹화하고 (2) 상기 데이터 스트림에 대해 사용하기 위해 선택된 변조 방식(일예로, QPSK, M-PSK, M-QAM, 또는 일부 다른 방식)에 상응하는 신호 컨스털레이션의 포인트에 각각의 비-이진 심볼을 매핑시킴으로써 달성될 수 있다. 각각의 매핑된 신호 포인트는 변조 심볼에 상응한다. 심볼 매핑 엘리먼트(416)는 각각의 심볼 기간(n) 동안에 변조 심볼들의 벡터

를 제공하는데, 각각의 벡터의 변조 심볼 수는 상기 심볼 기간 동안에 사용될 공간 서브채널의 수와 동일하다. 따라서, 심볼 매핑 엘리먼트(416)는 (최대) N_T개의 변조 심볼 스트림들(즉, 최대 N_T개의 변조 심볼들을 각각 포함하는 변조 심볼 벡터들의 시퀀스)을 제공한다.

송신기에서 사전 코딩 및 MIMO 처리를 수행하기 위해, MIMO 채널의 응답이 추정되고, 또한 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하며 MIMO 채널을 통해 전송하기에 앞서 상기 사전 코딩된 심볼들을 또한 사전 컨디셔닝하기 위해 사용된다. 주파수 분할 듀플렉싱(FDD) 시스템에서는, 다운링크 및 업링크에 상이한 주파수 대역들이 할당되고, 다운링크 및 업링크에 대한 채널 응답은 충분할 정도로 상관되지 않을 수 있다. FDD 시스템에 있어서, 채널 응답은 수신기에서 추정되고 송신기로 다시 전송될 수 있다. 시분할 듀플렉싱(TDD) 시스템에서는, 다운링크 및 업링크가 시분할 다중화 방식으로 동일한 주파수 대역을 공유하고, 상기 다운링크 및 업링크 채널 응답들 사이에는 고도의 상관성이 존재할 수 있다. TDD 시스템에 있어서, 송신기 시스템은 (일예로, 업링크를 통해 수신기 시스템에 의해서 송신되는 파일롯에 기초하여) 업링크 채널 응답을 추정할 수 있고, 또한 전송 및 수신 안테나 어레이들과 프런트-엔드(front-end) 처리 사이의 차이를 고려함으로써 다운링크 채널 응답을 유도할 수 있다.

실시예에서, MIMO 채널 응답 추정치들은 시간 도메인 샘플들의 N_R ×N_T 행렬 시퀀스

로서 송신기 유닛(400)에 제공된다. 1 ≤i ≤N_R 및 1 ≤j ≤N_T인 경우에 상기 추정되는 채널 임펄스 응답 행렬

의 (i,j)번째 엘리먼트는 j번째 전송 안테나로부터 i번째 수신 안테나로의 전파 경로의 샘플링된 임펄스 응답을 나타내는 L+1 샘플들의 시퀀스이다. 이 경우에, MIMO 채널의 응답은 L 개의 심볼 기간들로 시간 제한된다.

사전 코더(418)는 사전 코딩된 심볼 스트림

을 제공하기 위해 변조 심볼 스트림들

을 수신하여 사전 코딩한다. 상기 사전 코딩은 식(5)에 제시된 바와 같이 수행될 수 있으며, 등화된 심볼들

에 대해 등가 채널들에 대한 임펄스 응답

에 근거한다. 이러한 등가 채널 임펄스 응답

은, (1) 추정된 임펄스 응답

을 갖는 MIMO 채널, (2) 복원된 심볼들

을 제공하도록 적응된 결정 피드백 등화기, 및 (3) 송신기 및 수신기에서 각각 행렬

및

를 통한 처리를 포함하는 모델에 기초하여 송신기 유닛(400)에서 유도된다. 이러한 모델에 있어서, 변조 심볼들

은 MIMO 채널을 통해 전송되고, MIMO 채널의 출력은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(10)

다음으로, 상기 모델에서 결정 피드백 등화기는 변조 심볼들

의 초기 추정치

를 형성하는데, 상기 초기 추정치는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(11)

여기서,

은 재변조된 심볼들이며,

과 동일할 수 있는데, 즉

이고,

는 피드-포워드 필터에 대한 N_T ×N_R 임펄스 응답 행렬인데,

의 각각의 엘리먼트는 (K₁+1)개의 계수들로 이루어진 시퀀스를 포함하고,

는 피드백 필터에 대한 N_T ×N_T 임펄스 응답 행렬인데,

의 각각의 엘리먼트는 K₂개의 계수들로 이루어진 시퀀스를 포함한다.

피드-포워드 및 피드백 행렬들은 해당 분야에 알려진 바와 같은 여러 기준들에 기초하여 유도될 수 있다. 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 근거한 이러한 행렬들의 유도는 2001년 11월 6일에 미국 특허 출원된 제 09/993,087호 "Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO) Communication System"과, 2001년 12월 7일에 미국 특허 출원된 제 10/017,308호 "Time-Domain Transmit and Receive Processing with Channel Eigenmode Decomposition with MIMO Systems"에 설명되어 있는데, 상기 두 미국 특허 모두는 본 출원의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조문헌으로서 포함된다.

다음으로, 등기 채널 임펄스 응답

은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(12)

사전 코더(418)는 식(12)에 제시된 바와 같이 유도될 수 있는 등가 채널 임펄스 응답

에 기초하여 변조 심볼 스트림들

을 사전 코딩하여 사전 코딩된 심볼 스트림들

을 제공한다.

다음으로, TX MIMO 프로세서(320a)는 상기 사전 코딩된 심볼 스트림들

에 대해 MIMO 처리를 수행함으로써 수신기 시스템에서 심볼 스트림들을 직교시킨다. 위에서 언급된 바와 같이, MIMO 처리는 시간 도메인이나 주파수 도메인에서 수행될 수 있다.

공간-시간 펄스-쉐이핑은 시간 도메인에서 MIMO 처리를 수행하기 위한 기법이다. 송신기 시스템에서는, 채널 주파수 응답 행렬

이 식(1)에 제시된 바와 같은 단위 행렬

및

과 대각 행렬

로 분해될 수 있다. 상기 대각 행렬

은 주파수 빈(k)에서 고유모드들에 할당된 에너지들(또는 전송 전력들)을 나타내는 대각 행렬

을 유도하는데 사용될 수 있다. 상기 에너지 할당은, 예컨대, 전체적인 스펙트럼 효율이 최대화되도록 보다 많은 에너지는 보다 양호한 고유모드들에 할당하고 보다 적은 에너지는 보다 나쁜 고유모드들에 할당하는 잘 알려진 "워터-필링" 전송 에너지 분배 기술에 기초하여 수행될 수 있다.

다음으로, 행렬들

및

는 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬

을 유도하기 위해 사용되는데, 상기 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬은 송신기에서 상기 사전 코딩된 심볼들을 시간 도메인에서 사전 컨디셔닝하는데 또한 사용된다. 따라서, 행렬

은 공간-시간 펄스 행렬

을 유도하기 위해 사용되는데, 상기 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬은 수신기에서 심볼들을 시간 도메인에서 사전 컨디셔닝하는데 또한 사용된다. 공간-시간 펄스-쉐이핑을 사용함으로써, 하나의 심볼 스트림이 정해진 공간 서브채널의 모든 주파수 빈들을 통해 송신될 수 있다. 따라서, 이는 공간 서브채널마다 개별적인 코딩/변조를 가능하게 하여, 수신기에서 상기 수신된 심볼 스트림

의 등화를 간략화할 수 있다.

TX MIMO 프로세서(320a)는 사전 코딩된 심볼 스트림들에 대해 공간-시간 펄스-쉐이핑을 수행한다. TX MIMO 프로세서(320a) 내에서는, 고속 푸리에 변환기(422)가 (일예로, 수신기 시스템으로부터) 추정된 채널 임펄스 응답 행렬

을 수신하며,

에 대해 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행함으로써 상응하는 추정된 채널 주파수 응답 행렬

을 유도한다(즉,

). 이는, N_F ≥(L+1)인 경우,

의 상응하는 엘리먼트에 대한 N_F개의 계수들로 이루어진 상응하는 시퀀스를 획득하기 위해

의 각각의 엘리먼트에 대한 N_F개의 샘플들로 이루어진 시퀀스에 N_F-포인트 FFT를 수행함으로써 달성될 수 있다. 따라서,

의 N_R·N_T 엘리먼트는 N_T개의 전송 안테나들과 N_R개의 수신 안테나들 사이의 전파 경로의 주파수 응답들을 나타내는 N_R·N_T개의 시퀀스들이다.

의 각각의 엘리먼트는

의 상응하는 엘리먼트의 FFT이다.

다음으로, 블록(424)은 각각의 k 값에 대해서 상기 추정된 채널 주파수 응답 행렬

의 특이값 분해를 수행하는데, 여기서 0 ≤k ≤(N_F-1)이고 N_F는 FFT의 길이이다. 상기 특이값 분해는 식(1)에 제시된 바와 같이 표현될 수 있는데, 이는 다음과 같다:

특이값 분해 결과는 0 ≤k ≤(N_F-1)인 경우에 N_F개의 행렬들로 이루어진 세 개의 시퀀스

,

및

이다. 각각의 주파수 빈 k에 있어서,

는

의 좌측 고유벡터들로 이루어진 N_R ×N_R 단위 행렬이고,

는

의 우측 고유벡터들로 이루어진 N_T ×N_T 단위 행렬이며,

는

의 특이값들로 이루어진 N_R ×N_T 대각 행렬이다. 행렬들

및

는 송신기 및 수신기에서 심볼들을 각각 사전 컨디셔닝하는데 사용될 수 있다.

의 대각을 따라 있는 엘리먼트들은 1 ≤i ≤r(k)인 경우에

이고, 여기서 r(k)는

의 랭크이다.

및

,

및

의 열들은 각각 고유 식에 대한 솔루션들인데, 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(13)

,

및

행렬들은 두 가지 형태, 즉 "정렬된(sorted)" 형태 및 "무작위-순서의(random-ordered)" 형태로 제공될 수 있다. 정렬된 형태에서는,

의 대각 엘리먼트들이

이도록 감소하는 순서로 정렬되고, 그것들의 고유벡터들은

및

에서 상응하는 순서로 배열된다. 상기 정렬된 형태는 본 명세서에서는 아래첨자 s, 즉

,

, 및

로 표기된다. 무작위-순서의 형태에서는, 특이값들 및 고유 벡터들의 순서화는 랜덤하며 주파수와 독립적이다. 상기 무작위 형태는 아래첨자 r로 표시된다. 정렬된 형태나 무작위-순서의 형태 중 사용하기 위해 선택되는 특정 형태는 데이터 전송과 코딩 및 변조 방식이 각각의 선택된 고유모드에 사용되도록 하기 위해 사용될 고유모드들을 결정한다.

다음으로, 워터-필링 분석은 (1) 행렬 시퀀스

에 포함되는 각각의 주파수 빈 k에 대한 특이값들 세트, 및 (2) 각각의 특이값에 상응하는 수신된 SNR을 포함하는 CSI를 수신한다. 상기 수신된 SNR은 아래에서 설명되는 바와 같이 복원된 심볼 스트림에 대해 수신기에서 획득되는 SNR이다. 행렬

은 대각 행렬 시퀀스

를 유도하기 위해 상기 수신된 SNR들과 연계하여 사용되는데, 이는 앞서 언급한 미국 특허 출원 제 10/017,308호서 제공되는 워터-필링 식에 대한 솔루션이다. 대각 행렬

은 N_F개의 주파수 빈들 각각에 대한 고유모드들에 할당되는 에너지 또는 전송 전력들 세트를 포함한다.

워터-필링 기술은 Robert G.Gallagerrk가 1968년 John Wiley and Sons의 "Information Theory and Reliable Communication"에서 설명하였으며, 그 문헌은 본 명세서에서 참조문헌으로서 포함된다. 대각 행렬

을 유도하기 위한 워터-필링 분석은 앞서 언급된 미국 특허 출원된 제 10/017,308호와, 2001년 10월 15일에 미국 특허 출원된 제 09/978,337호 "Method and Apparatus for Determining Power Allocation in a MIMO Communication System"에 설명된 바와 같이 수행될 수 있는데, 상기 두 미국 특허 모두는 본 출원의 양수인에게 양도되었으며, 본 명세서에서 참조문헌으로서 포함된다.

스케일러/IFFT(428)는 모든 N_F개의 주파수 빈들에 대해서 단위 행렬

과 대각 행렬

을 수신하며, 상기 수신된 행렬들에 기초하여 송신기에 대한 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬

을 유도한다. 처음에는, 대각 행렬

의 제곱근

이 대각 행렬 시퀀스를 유도하기 위해 계산되는데, 그것의 엘리먼트들은

의 엘리먼트들의 제곱근이다. 대각 행렬

의 엘리먼트들은 고유 모드들에 할당되는 전송 전력을 나타낸다. 다음으로, 제곱근은 상기 전력 할당을 등가의 신호 스케일링으로 변환한다. 제곱근 대각 행렬

과 단위 행렬

의 곱이 계산되는데, 상기 단위 행렬은

의 우측 고유 벡터의 시퀀스이다. 이러한 곱

은 사전 코딩된 심볼 벡터

에 적용될 "최적의" 공간-스펙트럼 쉐이핑을 정의한다.

다음으로, 곱

의 역FFT가 송신기에 대해서 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬

을 유도하기 위해 계산되는데, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(14)

펄스-쉐이핑 행렬

은 N_T ×N_T인데,

의 각각의 엘리먼트는 N_F ≥L+1값들의 시퀀스를 포함한다.

의 각각의 열은

의 상응하는 엘리먼트를 위한 조향 벡터이다.

컨볼버(430)는 전송된 신호 벡터

를 유도하기 위해서 상기 사전 코딩된 심볼 벡터

를 수신하고 펄스-쉐이핑 행렬

을 통해 상기 사전 코딩된 심볼 벡터

를 사전 컨디셔닝한다(일예로, 컨볼빙(convolve)한다).

를 통한

의 컨볼루션은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(15)

식(15)에 제시된 행렬 컨볼루션은 다음과 같이 수행될 수 있다. 시간 n 동안에 벡터

의 i번째 엘리먼트

를 유도하기 위해서, 행렬

의 i번째 행과 벡터

의 내적이 다수의 지연 인덱스들(delay indices)(일예로,

)에 대해 형성되고, 그 결과들은 엘리먼트

를 유도하기 위해 누산된다. 따라서, 각각의 전송 안테나를 통해 전송되는 신호(일예로,

의 각각의 엘리먼트, 또는

)가 다수의 심볼 주기(symbol period)들 동안에 N_T개의 사전 코딩된 심볼 스트림들의 가중된 결합으로서 형성되는데, 상기 가중은 행렬

의 적절한 행에 의해 결정된다. 처리는 벡터

의 각각의 엘리먼트가 행렬

의 각각의 행과 벡터

로부터 유도되도록 반복된다.

전송된 신호 벡터

의 각각의 엘리먼트는 각각의 전송 안테나를 통해 전송될 사전 컨디셔닝된 심볼들의 스트림에 상응한다. 상기 N_T개의 사전 컨디셔닝된 심볼 스트림들(즉, 사전 컨디셔닝된 심볼 벡터들의 시퀀스, 각각의 벡터는 최대 N_T개의 사전 컨디셔닝된 심볼들을 포함함)은 또한 N_T개의 전송된 신호들로서 표기된다. 상기 N_T개의 사전 컨디셔닝된 심볼 스트림들은 송신기들(322a 내지 322t)에 제공되고 N_T개의 변조된 신호들을 유도하기 위해 처리되며, 이어서 N_T개의 안테나들(324a 내지 324t)로부터 전송된다.

도 4에 도시된 실시예는 사전 코딩된 심볼 벡터

의 시간-도메인 빔-조향(beam-steering)을 수행한다. 상기 빔-조향은 또한 주파수 도메인에서 수행될 수 있다. 이 경우에, 벡터

는 주파수-도메인 벡터

를 획득하기 위해서 FFT를 통해 변환될 수 있다. 다음으로, 벡터

는 주파수-도메인 벡터

를 획득하기 위해서 행렬

과 다음과 같이 곱해진다:

다음으로, 상기 전송된 신호 벡터

는 벡터

에 대해 IFFT를 수행함으로써 유도될 수 있는데, 즉

이다.

도 5는 수신기 유닛(500)의 실시예에 대한 블록도인데, 이는 도 3의 수신기 시스템(350)의 수신기 부분에 대한 특정 실시예이다. 수신기 유닛(500)은 (1) N_T개의 복원된 심볼 스트림들을 제공하기 위해 N_R개의 수신된 샘플 스트림들을 처리하는 RX MIMO 프로세서(360a), 및 (2) 복원된 심볼들을 복조하고 디인터리빙하며 디코딩함으로써 디코딩된 데이터를 제공하는 RX 데이터 프로세서(380a)를 구비한다. RX MIMO 프로세서(360a) 및 RX 데이터 프로세서(380a)는 도 3에서 RX MIMO 프로세서(360)와 RX 데이터 프로세서(380)의 일실시예이다.

도 3을 다시 참조하면, N_T개의 전송 안테나들로부터 전송되는 변조된 신호들은 N_R개의 안테나들(352a 내지 352r)에 의해 수신되고, 각각의 안테나로부터의 상기 수신된 신호는 각각의 수신기(354)(프런트-엔드 유닛으로도 지칭됨)에 라우팅된다. 각각의 수신기(354)는 각각의 수신된 신호를 컨디셔닝하고(일예로, 필터링, 증폭, 및 하향변환) 상기 컨디셔닝된 신호를 디지털화함으로써 상응하는 샘플 스트림을 제공한다. 수신기들(354a 내지 354r)은 N_R개의 샘플 스트림들(즉, 수신된 신호 벡터들 시퀀스

, 각각의 벡터는 최대 N_R개의 샘플들을 포함함)을 제공한다. 다음으로, 상기 N_R개의 샘플 스트림들은 RX MIMO 프로세서(360a)에 제공된다.

RX MIMO 프로세서(360a) 내에서는, 채널 추정기(512)가 샘플 스트림들

을 수신하며, 상기 추정된 채널 임펄스 응답 행렬

을 유도하고, 상기 추정된 채널 임펄스 응답 행렬은 송신기 시스템에 다시 전송되어 사전 코딩 및 MIMO 처리를 수행하는데 사용된다. FFT(514)는 상기 추정된 채널 임펄스 응답 행렬

에 대해 FFT를 수행함으로써 상기 추정된 채널 주파수 응답 행렬

을 유도한다.

다음으로, 블록(516)은 각각의 주파수 빈에 대해서 좌측 고유벡터 행렬

을 획득하기 위해서 0 ≤k ≤(N_F-1)인 경우에

의 특이값 분해를 수행한다.

의 각각의 엘리먼트는

의 상응하는 엘리먼트에 대한 주파수 빈 k의 조향 벡터이며, 수신기 시스템에서 심볼 스트림들을 직교시키는데 사용된다. 다음으로, IFFT(518)는 수신기 시스템에서 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬

을 유도하기 위해

의 역FFT를 수행한다.

다음으로, 컨볼버(520)는 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬의 공액 전치

와 상기 수신된 신호 벡터

의 컨볼루션을 수행함으로써 상기 수신된 심볼 벡터

를 유도한다. 이러한 컨볼루션은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(16)

상기 수신기에서의 펄스-쉐이핑은 송신기와 관련하여 위에서 설명된 것과 마찬가지로 주파수 도메인에서 역시 수행될 수 있다. 이 경우에, 수신된 신호 벡터

는 주파수 도메인 벡터

를 획득하기 위해서 FFT를 통해 변환될 수 있다. 다음으로,

는 주파수 도메인 벡터

를 획득하기 위해서 공액 전치 행렬

과 미리 곱해진다. 다음으로, 상기 행렬 곱의 결과

는 시간 도메인 수신 심볼 벡터

을 획득하기 위해 역FFT를 통해 변환될 수 있다. 따라서, 행렬

과 벡터

의 컨볼루션은 이산적인 주파수 도메인에서 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(17)

여기서,

는

의 가중된 특이값 행렬인데, 상기 가중은 워터- 필링 솔루션의 제곱근

이고,

는 사전 코딩된 심볼 벡터

의 FFT이고,

는 수신된 신호 벡터

의 FFT이고,

는 수신된 심볼 벡터

이며,

는 단위 행렬

에 의해 변환되었을 때 수신되는 잡음 처리

의 FFT이다.

식(17)으로부터, 상기 수신된 심볼 벡터

는 다음과 같은 시간 도메인에서의 컨볼루션으로서 특징될 수 있다.

식(18)

여기서,

는

의 역FFT이다.

는 수신기 공간-시간 펄스-쉐이핑 행렬

에 의해 변환될 때의 수신된 잡음이다.

행렬

는 고유-펄스의 대각 행렬인데, 각각의 고유 펄스는 0 ≤k ≤(N_F-1)의 경우에

에서 상응하는 특이값 시퀀스의 IFFT로서 유도된다.

특이값들을 순서화하는 두 가지 형태, 정렬된 형태 및 무작위-순서의 형태는 두 가지 상이한 타입의 고유 펄스들을 유도한다. 정렬된 형태에서는, 최종 고유 펄스 행렬

은 에너지 컨텐트의 감소하는 순서로 분류되는 펄스 대각 행렬이다. 고유 펄스 행렬의 첫 번째 대각 엘리먼트에 상응하는 펄스

는 가장 큰 에너지를 갖고, 대각 행렬의 더 아래에 있는 엘리먼트들에 상응하는 펄스들은 연속적으로 보다 작은 에너지를 갖는다. 게다가, 워터-필링이 주파수 빈들 중 일부가 에너지를 갖지 않도록 할 정도로 SNR이 충분히 작을 경우, 에너지는 가장 작은 고유 펄스로부터 먼저 취해진다. 따라서, 낮은 SNR들에서는, 고유 펄스들 중 하나 이상이 에너지를 갖지 않을 수 있다. 이는 낮은 SNR에서 코딩 및 변조가 직교 서브채널들의 수를 감소시킴으로써 간단해진다는 장점을 갖는다. 그러나, 채널 용량을 해결하기 위해서는, 각각의 고유 펄스를 개별적으로 코딩하고 변조할 필요가 있다.

주파수 도메인에서 특이값들의 무작위-순서의 형태는 코딩 및 변조를 간단하게 하기 위해서(즉, 고유 펄스 행렬의 각각의 엘리먼트에 대한 개별적인 코딩 및 변조의 복잡성을 막기 위해서) 사용될 수 있다. 무작위-순서의 형태에서는, 각각의 주파수 빈에 대해서, 특이값들의 순서화는 그들의 크기에 근거하는 대신에 랜덤하게 된다. 이러한 무작위 순서화는 모든 고유 펄스들에서의 거의 동일한 에너지를 유도할 수 있다. SNR이 에너지를 갖지 않는 주파수 빈들을 유도할 정도로 충분히 낮을 경우, 이러한 빈들은 고유 모드들에서 거의 균일하게 확산됨으로써 0이 아닌(non-zero) 에너지를 갖는 고유 펄스들의 수는 SNR과 무관하게 된다. 높은 SNR에서는, 무작위-순서의 형태는 모든 고유 펄스들이 거의 동일한 에너지를 갖는 장점을 갖는데, 이 경우에는 상이한 고유 모드들에 대해 개별적인 코딩 및 변조가 필요하지 않다.

만약 MIMO 채널의 응답이 주파수 선택적이라면(즉, k의 상이한 값들에 대한

에서의 상이한 값들), 행렬

에서의 고유 펄스들은 시간-분산적이다. 이 경우에, 최종적으로 수신되는 심볼 시퀀스

는 고성능을 제공하기 위해 일반적으로 등화를 필요로 할 심볼간 간섭(ISI)을 갖는다. 게다가,

의 특이값들이 실수라면,

도 또한 실수이고, 행렬

에서 고유 펄스들은 앨리어스(alias)된 공액 대칭 특성을 나타낸다. 만약 이러한 시간 도메인 앨리어싱을 회피하기 위한 단계들이 실행된다면(일예로, 추정되는 채널 임펄스 응답 행렬

에서 0이 아닌 샘플들의 수 보다 충분히 큰 FFT 길이를 사용함으로써), 고유 펄스 행렬은 지연 변수

에서 공액 대칭적이다, 즉,

이다.

등화기(522)는 복원된 심볼 벡터

를 획득하기 위해서 수신된 심볼 벡터

를 수신하여 그에 대해 공간-시간 등화를 수행하는데, 상기 복원된 심볼 벡터는 변조 심볼 벡터

의 추정치이다. 등화는 아래에서 더욱 상세히 설명된다. 다음으로, 상기 복원된 심볼 벡터

는 RX 데이터 프로세서(380a)에 제공된다.

RX 데이터 프로세서(380a) 내에서는, 심볼 언매핑(symbol unmapping) 엘리먼트(532)가 복조 방식(일예로, M-PSK, M-QAM)에 따라

의 각각의 복원된 심볼을 복조하는데, 상기 복조 방식은 송신기 시스템에서 그 심볼에 대해 사용된 변조 방식과 상보적이다. 상기 심볼 언매핑 엘리먼트(532)로부터의 복조된 데이터는 디인터리버(534)에 의해서 디인터리빙되고, 상기 디인터리빙된 데이터는 전송된 트래픽 데이터의 추정치인 디코딩된 데이터를 획득하기 위해서 디코더(536)에 의해 또한 디코딩된다. 디인터리빙 및 디코딩은 송신기 시스템에서 각각 수행되는 인터리빙 및 인코딩과 상보적인 방식으로 수행된다. 일예로, 터보 또는 컨볼루셔널 코딩이 각각 송신기 시스템에서 수행된다면, 터보 디코더나 비터비 디코더가 디코더(536)를 위해 사용될 수 있다.

결정 피드백 등화

식(12)에서 제시된 바와 같이, 송신기 시스템은 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터의 임펄스 응답

과 채널 임펄스 응답 추정치

에 기초하여 (변조 심볼들을 사전 코딩하는데 사용되는) 등가 채널 임펄스 응답

을 유도할 수 있다. 수신기 시스템은 또한 피드-포워드 필터에 기초하여 상기 수신된 심볼 벡터의 등화를 또한 수행한다. 결정 피드백 등화기의 특정 설계가 아래에서 설명된다.

비록 송신기 및 수신기 시스템에서 피드-포워드 필터들의 출력이 유사하지만, 송신기 시스템에서 피드-포워드 필터의 임펄스 응답

은 수신기 시스템에서 피드-포워드 필터의 임펄스 응답

와 다를 수 있는데, 그 이유는 다른 입력들이 이러한 필터들에 제공되기 때문이다.

위에서 설명된 바와 같이, 수신된 심볼 벡터

를 위한 등가 채널이

의 임펄스 응답 및

의 상응하는 주파수 응답을 갖도록 정의될 수 있다. 이러한 등가 채널 및 그것의 매칭 필터의 종단간(end-to-end) 주파수 응답은

의 종단간 주파수 응답을 갖는 가상 필터 및 그것의 매핑된 필터에 스펙트럼적으로 인수분해(factorize)될 수 있다. 가상 필터는

의 인과 임펄스 응답 및

의 상응하는 주파수 응답을 갖도록 정의될 수 있다.

다음의 분석에서는, 등가 채널 모델이 스펙트럼적으로 백색 잡음을 갖도록 정의될 수 있다. 이는

의 Moore-Penrose inverse인

의 주파수 응답 행렬을 갖는 잡음-백색화 필터(noise whitening filter)를 수신기 매칭 필터의 출력에 적용함으로서 달성된다. (

의 주파수 응답을 갖는)채널, (

의 주파수 응답을 갖는) 매핑 필터, 및 (

의 주파수 응답을 갖는) 잡음-백색화 필터의 전체적인 주파수 응답은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(19)

도 6A는 위에 설명된 등가 채널 모델에 기초하여 유도되는 결정 피드백 등화기(610)의 블록도이다. 수신된 심볼 벡터

는 필터링된 심볼 벡터

를 제공하기 위해서

의 응답을 갖는 (가상) 백색화 매칭 필터(whitened matched filter)(612)에 의해 필터링된다. 상기 백색화 매칭 필터는

에 대한 매칭 필터링(matched filtering) 및 잡음 백색화(noise whitening)의 이중 기능을 수행하며, 결정 피드백 등화기에 대한 유도를 간략화하는데 사용된다. 실질적인 구현에 있어서, 상기 백색화 매칭 필터의 응답은 등화기가 선택된 기준(일예로, 최소 평균 제곱 오차)에 기초하여 적응될 때 결정 피드백 등화기의 응답 내에 (자동적으로) 포함된다.

필터링된 심볼 벡터

는 등가 채널 모델의 출력이며, 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(20)

여기서,

는 샘플링된 채널-백색화 고유 펄스에 대해 행렬 시퀀스

를 나타내는 차원성(dimensionality) N_R ×N_T를 갖는 L+1개의 블록들로 구성되는 블록-구조 행렬이며, 다음과 같이 표현될 수 있고:

은 변조 심볼들의 (L+1)개의 벡터들로 이루어진 시퀀스이며, 다음과 같이 표현될 수 있다:

의 각각의 벡터는 최대 (L+1)개의 심볼들까지 포함하고, 상기 벡터의 각각의 심볼은 행렬

에서 고유 펄스들 중 하나와 연관된다.

의 블록들(즉

)은 모두 대각적이다.

필터링된 심볼 벡터

는 등화된 심볼 벡터

를 제공하기 위해서

의 임펄스 응답을 가지는 피드-포워드 필터(614)에 의해서 추가로 필터링된다. 다음으로, 피드-포워드 필터(614)로부터의 벡터

는 전송된 심볼 벡터

의 초기 추정치

를 유도하기 위해서 피드백 필터(618)로부터의 왜곡 추정치

와 합산기(616)에 의해 합산된다. 상기 초기 추정치

는 복원된 심볼 벡터

를 제공하기 위해서 추가적으로 스케일링된다. (

을 유도하기 위해

을 스케일링하는 것은 간략성을 위해 도 6A에 도시되지 않았다.) 상기 벡터

는 또한 재변조된 심볼 벡터

을 유도하기 위해서 심볼 결정 엘리먼트(620)에 제공되는데, 상기 재변조된 심볼 벡터는

에 대해 검출된 심볼들을 나타낸다. 재변조된 심볼 벡터

는 (1) 복조된 데이터를 제공하기 위해 복원된 심볼 벡터

를 복조하고, (2) 어쩌면 복조된 데이터를 디인터리빙, 디코딩, 재코딩, 및 인터리빙하며, (3) 선택된 변조 방식들에 상응하는 신호 컨스털레이션들에 기초하여 상기 복조된 데이터를 재변조함으로써 유도될 수 있다. 다음으로, 상기 재변조된 심볼 벡터

는

의 임펄스 응답을 통해 피드백 필터(618)에 의해서 필터링되고, 피드백 필터(618)의 출력은 합산기(616)에 제공된다.

광대역 고유 모드 전송과 연계하여 사용되는 결정 피드백 등화기(DFE)는 시간 n에서 상기 전송된 심볼 벡터

의 초기 추정치

를 형성하며, 상기 초기 추정치는 다음과 같이 표현될 수 있고:

식(21)

여기서,

은 등가 채널 모델로부터의 필터링된 심볼 벡터이고,

은 재변조된 심볼 벡터이고,

는 (K₁+1)개의 피드-포워드 행렬들로 이루어진 시퀀스인데, 각각의 행렬은 N_T ×N_R개의 계수들을 포함하며,

는 K₂개의 피드백 행렬들로 이루어진 시퀀스인데, 각각의 행렬은 N_T ×N_T개의 계수들을 포함한다.

식(21)은 다음과 같이도 표현될 수 있는데:

식(22)

여기서,

만약 MMSE 기준이 피드-포워드 및 피드백 계수 행렬들을 결정하기 위해 사용된다면, 다음과 같은 평균 제곱 에러(MSE)를 최소화시키는

및

에 대한 솔루션들이 사용될 수 있는데,

여기서, 에러

는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(23)

피드-포워드 및 피드백 필터들은 통상적으로 복원된 심볼들에서 심볼간 간섭의 평균 제곱 에러를 최소화시키기 위해 동시에 조정된다.

인 경우 피드-포워드 필터에 대한 MMSE 솔루션

은 다음과 같은 선형적인 제약에 의해서 결정되고,

식(24)

다음과 같이도 표현될 수 있으며:

식(25)

여기서,

이고,

는 N_R ×N_R개의 블록들로 이루어진 (K₁+1)N_R ×(K₁+1)N _R이다.

의 (i,j)번째 블록은 다음과 같이 제공된다:

식(26)

피드백 필터에 대한 MMSE 솔루션은 다음과 같이 표현될 수 있고:

식(27)

여기서,

이다.

인 경우에 행렬

은 대각적이고, 따라서 식(25)으로부터, 피드-포워드 필터 계수 행렬들

은

인 경우에 또한 대각적이다. 피드백 필터 계수 행렬들

도

인 경우에 역시 대각적이라는 결과가 된다.

피드-포워드 필터 및 피드백 필터는 주파수 응답 행렬들

및

을 각각 갖는데, 상기 주파수 응답 행렬들은 다음과 같이 제공된다:

식(28)

식(27)을 식(21)으로 대체하고 완벽한 결정(즉,

)을 가정하면, 초기 심볼 추정치는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(29)

여기서,

이다.

결정 피드백 등화기로부터 초기 심볼 추정치

와 연관된 SNR을 결정하기 위해서, 비편향(unbiased) 최소 평균 제곱 오차 추정치가 전송된 심볼 벡터의 조건부 평균값을 찾음으로써 초기에 유도되고:

식(30)

여기서,

이다. 다음으로,

의 i번째 엘리먼트의 평균값이 다음과 같이 표현될 수 있고:

여기서,

는

의 i번째 대각 엘리먼트이다.

비편향 심볼 추정치

를 형성하기 위해서, 엘리먼트들이

의 대각 엘리먼트의 역인 대각 행렬이 먼저 다음과 같이 정해진다:

식(31)

다음으로, 비편향 추정치

가 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(32)

결과적인 에러 공분산 행렬

이 다음과 같이 주어진다:

식(33)

다음으로, i번째 전송 안테나를 통해 전송되는 심볼의 비편향 추정치

와 연관된 SNR이 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(34)

결정 피드백 등화기는 앞서 언급된 미국 특허 출원 제 09/993,087호 및 10/017,308호와, 1997년 7월 7일자 IEEE 회보의 Communication(Vol.7, No.7)에 S.L.Ariyavistakul 등이 "Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span"란 제목으로 게재한 문헌에 더욱 자세히 설명되어 있으며, 상기 문헌은 본 명세서에서 참조문헌으로서 포함된다.

도 6B는 송신기 시스템에서 사전 코딩과 연계하여 사용될 수 있는 등화기(522a)의 블록도이다. 등화기(522a) 내에서는, RX MIMO 프로세서(360)로부터의 수신된 심볼 벡터

가 피드-포워드 필터(634)에 의해 필터링됨으로써 등화된 심볼 벡터

를 제공한다. 피드-포워드 필터(634)의 응답은 위에서 설명된 바와 같이 MMSE 기준에 근거하거나 일부 다른 선형적인 공간 등화 기술에 기초하여 적응될 수 있다.

피드-포워드 필터(634)는 초기 추정치

를 제공하기 위해서

의 임펄스 응답을 통해 상기 수신된 심볼 벡터

를 초기에 필터링하고, 또한 변조 심볼 벡터

의 비편향 추정치인 등화된 심볼 벡터

를 제공하기 위해서 초기 추정치를 행렬

을 곱한다. 피드-포워드 필터의 임펄스 응답

은 MMSE 기준에 대해 식(25)에 제시된 바와 같이 적응될 수 있다.

송신기 시스템에서 사전 코딩함으로써, 등화된 심볼들은 확장된 신호 컨스털레이션 상에 놓인다. 다음으로, 유닛(634)은 식(8)에서 인자

를 보상하기 위해서 상기 등화된 심볼 벡터

을

으로 사전 스케일링하며 또한 식(9)에 제시된 바와 같이 최종 벡터에 대해 벡터 모듈로-2M 연산을 수행함으로써, 복원된 심볼 벡터

를 제공한다. 수신기에서의 모듈로-2M 연산은 확장된 신호 컨스털레이션을 본래의 신호 컨스털레이션으로 다시 효과적으로 폴딩한다. RX 데이터 프로세서(380)는 복원된 심볼들을 복조하고 디인터리빙하며 디코딩하여 디코딩된 데이터를 제공한다. CSI 프로세서(638)는 각각의 복원된 심볼 스트림의 SNR을 추정하기 위해(식(34)에 기초하여) 사용될 수 있다.

송신기 시스템에서 사전 코딩하기 때문에, 피드백 필터는 수신기 시스템에서 결정 피드백 등화기를 위해 필요하지 않다.

결정 피드백 등화기는 또한 MMSE 기술 대신에 일부 다른 기술에 기초하여 적응될 수 있고, 이는 본 발명의 범위 내에 있다. 일예로, 결정 피드백 등화기는 제로-포싱 기술(zero-forcing technique)에 기초하여 적응될 수 있다.

채널 코딩의 특정 클래스들(일예로, 터보 및 컨볼루셔널 코딩)에 대해서는, 수신기 시스템에서의 디코딩이 경판정(hard decision) 대신에 복원된 심볼에 대해서 연판정(soft decision)(즉, 비이진 값들)에 기초하여 수행된다. 개선된 성능을 위해서, 확장된 신호 컨스털레이션의 심볼들(즉, 등화된 심볼들)에 대한 연판정이 디코딩을 위해 사용될 수 있고, 모듈로-2M 연산이 아래에 설명된 이유들로 생략될 수 있다.

피드-포워드 필터 이후의 등화된 심볼 벡터

는 식(8)에 제시된 바와 같이 표현될 수 있는데, 다음과 같다:

벡터

은 최대 N_T개의 등화된 심볼을 포함하고, 각각의 등화된 심볼

은 특정(일예로,

) 신호 컨스털레이션에 기초하여 송신기 시스템에서 생성되는 상응하는 변조 심볼

의 추정치이다. 변조 심볼

은 2-차원 QAM 신호 컨스털레이션에서 특정 (x_i,y_i) 포인트이고, 상기 (x_i,y_i) 신호 포인트는 2log₂M_i 코딩 비트들에 기초하여 정해지는데, 상기 log₂M_i 코딩 비트들은 x_i를 정의하기 위해 사용되고 다른 log₂M_i 코딩 비트들은 y_i를 정의하기 이해 사용된다. 제곱 QAM 신호 컨스털레이션 및 Gray 코드 매핑의 곱 대칭으로 인해, x_i를 정하기 위해 사용되는 코딩된 비트들은 y_i를 정하기 위해 사용되는 코딩된 비트들과 무관하다. 따라서, 2-차원 QAM 신호 컨스털레이션에서 (x_i,y_i) 신호 포인트는 두 개의 1-차원 신호 포인트들(즉, x_i 및 y_i)을 포함하는 것으로 도시될 수 있는데, 각각의 1-차원 신호 포인트는 독립적인 1-차원 PAM 신호 컨스털레이션에 속한다.

복조되고 디코딩될 각각의 등화된 심볼

에 대해서, 수신기 시스템에서 복조 처리는 상기 등화된 심볼

에 상응하는 변조 심볼

을 형성하기 위해 사용되는 가장 가능한 2log₂M_i 코딩된 비트들을 결정한다. 소프트-입력 디코딩을 위해서, 로그-우도 비(LLR:log-likelihood ratio)가 등화된 심볼

을 정하는 2log₂M_i 코딩된 비트들 각각에 대해 계산된다.

상기 코딩된 비트들에 대한 LLR들을 계산하기 위해서, 각각의 QAM 심볼

은 두 개의 독립적인 PAM 심볼들,

및

을 포함하는 것으로 간주될 수 있다. 각각의 PAM 심볼은 log₂M_i 코딩된 비트들에 의해 정의된다. 다음으로,

이나

에 대한 log₂M_i 코딩된 비트들 각각에 대하여 LLR이 계산된다.

의 경우에

이나

에 대하여 주어진 코딩된 비트에 대한 LLR이 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(35)

또한 다음과 같이 표현될 수도 있고:

식(37)

여기서,

이고,

는 M_iPAM 신호 포인트들 세트를 나타내는데, 그 경우에 b_j=0이고,

는 M_iPAM 신호 포인트들 세트를 나타내는데, 그 경우에 b_j=1이다.

다음으로, 식(35)는 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(37)

심볼들 A_i가 동일하게 전송될 가능성이 있는 특별한 경우에는, 식(37)은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(38)

식(39)

이기 때문에, 식(37)은 다음과 같이 표현될 수 있고:

식(40)

여기서, LLR_e(b_j)는 코딩된 비트 b_j에 대한 "외적(extrinsic)" 정보를 나타내고, LLR_a(b_j)는 코딩된 비트 b_j에 대한 선험적 정보(a priori information)를 나타낸다.

상기 선험적 정보 LLR_a(b_j)는 별도의 소스로부터 이용가능할 수 있거나, 에러 정정 디코더(일예로, 터보, 컨볼루셔널, 또는 블록 디코더)에 의해 추정되어 심볼 언매핑 엘리먼트에 제공될 수 있다. 상기 검출 및 디코딩은 반복적인 방식에 기초하여 수행될 수 있다. 하나의 이러한 반복적인 검출 및 디코딩 방식이 2001년 12월 3일에 미국 특허 출원된 제 10/005,104호 "Iterative Detection and Decoding for a MIMO-OFDM system"에 설명되어 있는데, 상기 미국 특허 출원은 본 출원의 양수인에게 양도되었으며, 본 명세서에서 참조문헌으로 포함된다. 송신기에서 변조 심볼들을 유도하기 위해 비-Gray 심볼 매핑이 사용될 때는, 반복적인 검출 및 디코딩 방식이 수신기에서 향상된 성능을 제공할 수 있다.

송신기 시스템에서의 사전 코딩으로 인해, 등화된 심볼

은 확장된 신호 컨스털레이션에 속한다(즉,

이나

은 확장된 PAM 신호 컨스털레이션은 확장된 PAM 신호 컨스털레이션에 속한다).

및

에 대한 모듈로-2M 연산은 확장된 신호 컨스털레이션을 본래의 신호 컨스털레이션로 폴딩하는데, 이는

및

에 대해 경판정이 획득되는 경우에는 적절한 연산이다. 그러나, 만약 채널 코딩이 존재하고 연판정이 터보 코드들(또는 컨볼루셔널 코드들의 연판정 비터비 디코딩에 대한 브랜치 메트릭)에 대해 코딩된 비트 LLR들을 계산하는데 활용된다면, 비트 LLR들이나 브랜치 메트릭들을 계산하기 전에 상기 확장된 신호 컨스털레이션을 폴딩하는 것은 디코더의 심각한 성능 악화를 초래할 수 있다.

향상된 디코딩 성능을 제공하기 위해서, 모듈로-2M 연산이 제거될 수 있고 코딩된 비트 LLR 계산이 확장된 신호 컨스털레이션에 수행될 수 있다. 세트들

및

은 2M ·d를 더함으로써(여기서, d는 정수임) 확장된 신호 컨스털레이션을 본래 세트들

및

의 각각의 신호 포인트에 매칭시키기 위해 확장될 수 있어서 확장된 세트들

및

를 각각 형성한다. 다음으로, LLR이 확장된 세트들에 기초하여 식(40)에 제시된 바와 같이 계산될 수 있다.

가능한 d 값의 범위는 채널 구현들의 앙상블에 기초하여 결정될 수 있다. d=-2, -1, 0, 1, 2면 충분할 수 있다는 것이 매우 많은 수의 채널 구현들을 사용한 시뮬레이션을 통해 확인되었다. 이러한 d의 범위에서, 확장된 세트들

및

의 원소수(cardinality)는 본래 세트들

및

보다 5배 더 크다. 이는 LLR 계산의 복잡도를 증가시킨다. 확장된 세트들을 통한 LLR 계산의 복잡도를 본래 세트들을 통한 LLR 계산의 동일한 복잡도까지 감소시키기 위해서는, 수신된 신호 포인트의 ±M_i 내에 있는 신호 포인트들만이 LLR 또는 메트릭 계산을 위해 고려될 수 있다.

MIMO 시스템에서 다중경로 채널을 위한 본 명세서에 설명된 사전 코딩 기술들은 MIMO 및 CDMA 시스템들(그러나 이러한 것들로 제한되지는 않음)을 포함한 여러 무선 통신 시스템들에서 구현될 수 있다. 이러한 기술들은 또한 OFDM을 구현하는 MIMO 시스템을 위해서도 사용될 수 있다. 이러한 기술들은 또한 순방향 링크 및/또는 역방향 링크를 위해서도 사용될 수 있다.

상기 사전 코딩 기술들은 또한 여러 수단을 통해 구현될 수 있다. 일예로, 이러한 기술들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그것들의 결합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현을 위해서는, (일예로, 데이터를 코딩하고 변조하며, 변조 심볼들을 사전 코딩하고, 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하는 것들을 위해) 송신기와 (수신된 샘플들을 사전 컨디셔닝하고, 수신된 심볼들을 등화시키고, 복원되거나 등화된 심볼들을 복조하고 디코딩하는 것들을 위해) 수신기에서 여러 신호 처리 단계들을 수행하기 위해 사용되는 엘리먼트들은 하나 이상의 ASIC들(application specific integrated circuits), DSP들(digital signal processors), FPGA들(field programmable gate arrays), 프로세서들, 제어기들, 마이크로-제어기들, 마이크로프로세서들, 본 명세서에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛들, 또는 그것들의 결합 내에서 구현될 수 있다.

소프트웨어 구현을 위해서는, 송신기 및 수신기 각각에서의 신호 처리 단계들 중 일부나 모두가 본 명세서에 설명된 기능들을 수행하는 모듈들(일예로, 절차들, 기능들 등)을 통해 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드들은 메모리 유닛(일예로, 도 3의 메모리(332 및 372))에 저장될 수 있으며 프로세서(일예로, 제어기(330 및 370))에 의해 실행될 수 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에 구현되거나 또는 프로세서 외부에 구현될 수 있는데, 그 경우에 메모리 유닛은 해당 분야에 알려진 바와 같은 여러 수단을 통해 프로세서에 통신가능하도록 연결될 수 있다.

특정 섹션들을 찾고 참조하는데 도움을 주기 위해 본 명세서에서는 표제들이 포함되어 있다. 이러한 표제들은 아래에서 설명되는 개념의 범위를 제한하도록 의도되지 않으며, 이러한 개념들은 전체 명세서 전반에 걸쳐 다른 섹션들에 적용될 수 있다.

개시된 실시예에 대한 앞선 설명은 임의의 당업자가 본 발명을 제작하거나 사용할 수 있을 정도로 제공된다. 이러한 실시예들에 대한 여러 변경이 당업자에게는 쉽게 자명해질 것이고, 본 명세서에서 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상이나 범위에서 벗어나지 않으면서 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 제시된 실시예들로 제한되지 않으며, 개시된 원리들 및 신규한 특징들에 따른 가장 넓은 범위를 제공할 것이다.

Claims

다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중경로 MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 데이터를 처리하기 위한 방법으로서:

코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 데이터를 코딩하는 단계;

변조 심볼들을 제공하기 위해서 하나 이상의 변조 방식들에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하는 단계;

사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해서 등가 채널 응답(equivalent channel response)에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩(precode)하는 단계; 및

상기 MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 사전 컨디셔닝된(preconditioned) 심볼들을 제공하기 위해서 상기 MIMO 채널의 추정된 응답에 기초하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하는 단계를 포함하는,

데이터 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

각각의 심볼 기간(symbol period) 동안의 상기 사전 코딩된 심볼들은 상기 다중경로 MIMO 채널로 인해 이전 심볼 기간들에서 사전 코딩된 심볼들에 의해 야기되는 심볼간 간섭의 추정치(estimate)를 포함하는,

데이터 처리 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 사전 코딩 단계는:

에 따라 수행되고,

은 심볼 기간 n 에 대한 사전 코딩된 심볼들의 벡터이고;

은 심볼 기간 n 에 대한 변조 심볼들의 벡터이고;

은 상기 등가 채널 응답에 대한 행렬들의 시퀀스이며; 그리고

vmod_2M은 벡터 모듈로-2M 산술 연산(modulo-2M arithmetic operation)인,

데이터 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 등가 채널 응답은 상기 MIMO 채널의 상기 추정된 응답 및 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터(feed-forward filter)의 응답에 기초하여 유도되는,

데이터 처리 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 피드-포워드 필터의 응답은 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 기초하여 적응되는,

데이터 처리 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 피드-포워드 필터의 응답은 제로-포싱 기법(zero-forcing technique)에 기초하여 획득되는,

데이터 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝 단계는 공간-시간 펄스-쉐이핑(spatio-temporal pulse-shaping)을 이용하여 시간 도메인에서 수행되는,

데이터 처리 방법.
제 7 항에 있어서,

제 2 고유-벡터(eigen-vector)들의 행렬들의 시퀀스 및 제 3 특이값(singular value)들의 행렬들의 시퀀스를 획득하기 위해 상기 MIMO 채널의 추정된 응답에 대한 제 1 행렬들의 시퀀스를 분해하는 단계; 및

상기 제 2 및 제 3 행렬들의 시퀀스들에 기초하여 펄스-쉐이핑(pulse-shaping) 행렬을 유도하는 단계 - 상기 사전 컨디셔닝 단계는 상기 펄스-쉐이핑 행렬에 기초하여 수행됨 - 를 더 포함하는,

데이터 처리 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 MIMO 채널의 추정된 응답에 대한 상기 제 1 행렬들의 시퀀스는 특이값 분해에 기초하여 분해되는,

데이터 처리 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 펄스-쉐이핑 행렬은 다수의 시간-도메인 값들의 시퀀스들을 포함하고, 상기 사전 컨디셔닝 단계는 상기 펄스-쉐이핑 행렬과 상기 사전 코딩된 심볼들을 컨볼빙(convolve)함으로써 상기 시간 도메인에서 수행되는,

데이터 처리 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 펄스-쉐이핑 행렬은 다수의 주파수-도메인 값들의 시퀀스들을 포함하고, 상기 사전 컨디셔닝 단계는 상기 펄스-쉐이핑 행렬과 변환된 사전 코딩된 심볼들을 곱함으로써 상기 주파수 도메인에서 수행되는,

데이터 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 MIMO 채널을 통해 전송되는 각각의 데이터 스트림에 개별적인 코딩 및 변조 방식이 이용되는,

데이터 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 MIMO 채널을 통해 전송되는 모든 데이터 스트림들에 공통의 코딩 및 변조 방식이 이용되는,

데이터 처리 방법.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중경로 MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 데이터를 처리하기 위한 방법으로서:

코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 데이터를 코딩하는 단계;

변조 심볼들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식들에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하는 단계;

상기 MIMO 채널의 추정된 응답을 결정하는 단계;

상기 MIMO 채널의 상기 추정된 응답 및 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터의 응답에 기초하여 등가 채널 응답을 유도하는 단계;

사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해 상기 등가 채널 응답에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하는 단계; 및

상기 MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 사전 컨디셔닝된 심볼들을 제공하기 위해 상기 MIMO 채널의 추정된 응답에 기초하여 그리고 공간-시간 펄스-쉐이핑을 이용하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하는 단계를 포함하는,

데이터 처리 방법.
코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 데이터를 코딩하고;

변조 심볼들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식들에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하고;

사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해 등가 채널 응답에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하고; 그리고

다중경로 MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 사전 컨디셔닝된 심볼들을 제공하기 위해 상기 다중경로 MIMO 채널의 추정된 응답에 기초하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하기 위한 디지털 정보를 저장하고, 상기 디지털 정보를 해석할 수 있는 디지털 신호 처리 장치(DSPD)에 통신가능하도록 연결되는,

메모리.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신되는 데이터 전송을 처리하기 위한 방법으로서:

수신되는 심볼들을 제공하기 위해 다수의 수신되는 신호들을 사전 컨디셔닝하는 단계;

등화된 심볼들을 제공하기 위해 상기 수신되는 심볼들을 등화기로 필터링하는 단계 - 상기 등화된 심볼들은 상기 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 후속해서 사전 코딩되는 변조 심볼들의 추정치(estimate)들임 -; 및

전송된 데이터를 복원하기 위해 상기 등화된 심볼들을 처리하는 단계를 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

복원된 심볼들을 제공하기 위해 상기 등화된 심볼들에 대해 벡터 모듈로-2M 연산을 수행하는 단계를 더 포함하며, 상기 복원된 심볼들은 상기 전송된 데이터를 복원하기 위해 처리되는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝 단계는 다수의 수신되는 심볼 스트림들을 직교시키는(orthogonalize),

데이터 전송 처리 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 필터링 단계는 각각의 수신되는 심볼 스트림에 대해 개별적으로 수행되는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 등화기는 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터에 대응하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 20 항에 있어서,

최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 기초하여 상기 등화기를 적응시키는 단계를 더 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 처리 단계는,

복조된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 복조 방식들에 따라 상기 등화된 심볼들을 복조하는 단계; 및

디코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 디코딩 방식들에 따라 상기 복조된 데이터를 디코딩하는 단계를 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 처리 단계는 각각의 등화된 심볼에 대해서 코딩된 비트들의 로그-우도 비(LLR:log-likelihood ratio)들을 계산하는 단계를 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 로그-우도 비율들은 상기 등화된 심볼들에 대한 확장된 신호 컨스털레이션(constellation)에 기초하여 계산되는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝 단계는 공간-시간 펄스-쉐이핑을 이용하여 시간 도메인에서 수행되는,

데이터 전송 처리 방법.
제 25 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝 단계는,

상기 MIMO 채널의 추정되는 응답에 대한 제 1 행렬들의 시퀀스를 결정하는 단계;

고유-벡터들의 제 2 행렬들의 시퀀스를 획득하기 위해 상기 제 1 행렬들의 시퀀스를 분해하는 단계;

상기 제 2 행렬들의 시퀀스에 기초하여 펄스-쉐이핑 행렬을 유도하는 단계; 및

상기 수신된 심볼들을 제공하기 위해 상기 다수의 수신되는 신호들을 상기 펄스-쉐이핑 행렬과 컨볼빙하는 단계를 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝 단계는 주파수 도메인에서 수행되고,

상기 수신되는 신호들을 상기 주파수 도메인으로 변환하는 단계;

사전 컨디셔닝된 신호들을 제공하기 위해 주파수-도메인 펄스-쉐이핑 행렬과 상기 변환된 수신 신호들을 곱하는 단계; 및

상기 수신되는 심볼들을 제공하기 위해 상기 사전 컨디셔닝된 신호들을 시간 도메인으로 변환하는 단계를 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 MIMO 채널의 추정된 응답에 대한 행렬들의 시퀀스 및 상기 MIMO 채널의 다수의 전송 채널들에 대한 신호-대-잡음-및-간섭 비(SNR)들로 구성되는 채널 상태 정보(CSI)를 유도하는 단계; 및

상기 CSI를 역으로 상기 송신기에 전송하는 단계를 더 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신되는 데이터 전송을 처리하기 위한 방법으로서:

수신되는 심볼들을 제공하기 위해서 상기 MIMO 채널의 추정되는 응답에 기초하여 그리고 공간-시간 펄스-쉐이핑을 이용하여 다수의 수신되는 신호들을 사전 컨디셔닝하는 단계;

등화된 심볼들을 제공하기 위해서 상기 수신되는 심볼들을 등화기로 필터링하는 단계 - 상기 등화된 심볼들은 상기 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 후속해서 사전 코딩되는 변조 심볼들의 추정치들임 -;

최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 기초하여 상기 등화기를 적응시키는 단계; 및

전송되는 데이터를 복원하기 위해 상기 등화된 심볼들을 처리하는 단계를 포함하는,

데이터 전송 처리 방법.
수신되는 심볼들을 제공하기 위해 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신되는 다수의 신호들을 사전 컨디셔닝하고;

등화된 심볼들을 제공하기 위해 상기 수신되는 심볼들을 등화시키고 - 상기 등화된 심볼들은 상기 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 후속해서 사전 코딩되는 변조 심볼들의 추정치들임 -; 그리고

전송되는 데이터를 복원하기 위해 상기 등화된 심볼들을 처리하기 위한 디지털 정보를 저장하고, 상기 디지털 정보를 해석할 수 있는 디지털 신호 처리 장치(DSPD)에 통신가능하도록 연결되는,

메모리.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서의 송신기 유닛으로서:

다중경로 MIMO 채널에서 다수의 전송 채널들에 대한 코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 데이터를 코딩하고, 변조 심볼들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식들에 따라서 상기 코딩된 데이터를 변조하고, 그리고 사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해 등가 채널 응답에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하도록 동작하는 TX 데이터 프로세서; 및

MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 사전 컨디셔닝된 심볼들을 제공하기 위해 상기 MIMO 채널의 추정되는 응답에 기초하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하도록 동작하는 TX MIMO 프로세서를 포함하는,

송신기 유닛.
제 31 항에 있어서, 상기 TX 데이터 프로세서는:

에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하도록 추가로 동작하고,

은 심볼 기간 n 에 대한 사전 코딩된 심볼들의 벡터이고;

은 심볼 기간 n 에 대한 변조 심볼들의 벡터이고;

은 상기 등가 채널 응답에 대한 행렬들의 시퀀스이고; 그리고

vmod_2M은 벡터 모듈로-2M 산술 연산인,

송신기 유닛.
제 31 항에 있어서,

상기 TX 데이터 프로세서는 상기 MIMO 채널의 상기 추정된 응답 및 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터의 응답에 기초하여 상기 등가 채널 응답을 유도하도록 추가로 동작하는,

송신기 유닛.
제 33 항에 있어서,

상기 TX 데이터 프로세서는 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 기초하여 상기 피드-포워드 필터의 응답을 적응시키도록 추가로 동작하는,

송신기 유닛.
제 31 항에 있어서,

상기 TX MIMO 프로세서는 제 2 고유-벡터들의 행렬들의 시퀀스와 제 3 특이값들의 행렬들의 시퀀스를 획득하기 위해 상기 MIMO 채널의 상기 추정된 응답에 대한 제 1 행렬들의 시퀀스를 분해하고, 상기 제 2 및 제 3 행렬들의 시퀀스들에 기초하여 펄스-쉐이핑 행렬을 유도하고, 그리고 상기 펄스-쉐이핑 행렬에 기초하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하도록 추가로 동작하는,

송신기 유닛.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서의 송신기 장치로서:

코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 데이터를 코딩하기 위한 수단;

변조 심볼들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식들에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하기 위한 수단;

사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해 등가 채널 응답에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하기 위한 수단;

사전 컨디셔닝된 심볼들을 제공하기 위해 MIMO 채널의 추정된 응답에 기초하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하기 위한 수단; 및

상기 사전 컨디셔닝된 심볼들을 컨디셔닝하고 상기 MIMO 채널을 통해서 전송하기 위한 수단을 포함하는,

송신기 장치.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 이용하기 위한 디지털 신호 프로세서로서:

코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 코딩 방식들에 따라 데이터를 코딩하기 위한 수단;

변조 심볼들을 제공하기 위해 하나 이상의 변조 방식들에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하기 위한 수단;

사전 코딩된 심볼들을 제공하기 위해 등가 채널 응답에 기초하여 상기 변조 심볼들을 사전 코딩하기 위한 수단; 및

MIMO 채널을 통해 전송하기 위한 사전 컨디셔닝된 심볼들을 제공하기 위해 상기 MIMO 채널의 추정된 응답에 기초하여 상기 사전 코딩된 심볼들을 사전 컨디셔닝하기 위한 수단을 포함하는,

디지털 신호 프로세서.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서의 수신기 유닛으로서:

수신되는 심볼들을 제공하기 위해 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신되는 다수의 신호들을 사전 컨디셔닝하고, 그리고 등화된 심볼들을 제공하기 위해 상기 수신되는 심볼들을 등화기로써 필터링하도록 동작하는 RX MIMO 프로세서 - 상기 등화된 심볼들은 상기 다중경로 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 후속해서 사전 코딩되는 변조 심볼들의 추정치들임 -; 및

하나 이상의 복조 방식들에 따라서 상기 등화된 심볼들을 복조하고, 그리고 디코딩된 데이터를 제공하기 위해 하나 이상의 디코딩 방식들에 따라서 상기 복조된 데이터를 디코딩하도록 동작하는 RX 데이터 프로세서를 포함하는,

수신기 유닛.
제 38 항에 있어서,

상기 RX MIMO는 복원된 심볼들을 제공하기 위해 상기 등화된 심볼들에 벡터 모듈로-2M 연산을 수행하도록 추가로 동작하고, 상기 복원된 심볼들은 상기 디코딩된 데이터를 제공하기 위해서 복조되고 디코딩되는,

수신기 유닛.
제 38 항에 있어서,

상기 사전 컨디셔닝은 다수의 수신되는 심볼 스트림들을 직교시키고, 상기 RX MIMO 프로세서는 각각의 수신되는 심볼 스트림을 개별적으로 필터링하도록 동작하는,

수신기 유닛.
제 38 항에 있어서,

상기 등화기는 결정 피드백 등화기의 피드-포워드 필터에 대응하는, 수신기 유닛.
제 38 항에 있어서,

상기 RX MIMO 프로세서는 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준에 기초하여 상기 등화기를 적응시키도록 추가로 동작하는,

수신기 유닛.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서의 수신기 장치로서:

수신되는 심볼들을 제공하기 위해 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신되는 다수의 신호들을 사전 컨디셔닝하기 위한 수단;

등화된 심볼들을 제공하기 위해 상기 수신되는 심볼들을 등화기로써 필터링하기 위한 수단 - 상기 등화된 심볼들은 상기 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 후속해서 사전 코딩되는 변조 심볼들의 추정치들임 -; 및

전송되는 데이터를 복원하기 위해 상기 등화된 심볼들을 처리하기 위한 수단을 포함하는,

수신기 장치.
다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서의 디지털 신호 프로세서로서:

수신되는 심볼들을 제공하기 위해 다중경로 MIMO 채널을 통해 수신된 다수의 신호들을 사전 컨디셔닝하기 위한 수단;

등화된 심볼들을 제공하기 위해서 상기 수신되는 심볼들을 등화기로써 필터링하기 위한 수단 - 상기 등화된 심볼들은 상기 MIMO 채널을 통한 전송에 앞서 송신기에서 후속해서 사전 코딩되는 변조 심볼들의 추정치들임 -; 및

전송되는 데이터를 복원하기 위해 상기 등화된 심볼들을 처리하기 위한 수단을 포함하는,

디지털 신호 프로세서.