DE102011054913B4 - Empfänger und verfahren zum detektieren eines vorkodierten signals - Google Patents

Abstract

MU-MIMO Empfänger einer betrachteten UE zum Detektieren eines vorkodierten Signals, miteiner Einheit zum blinden Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE, die auf derselben Ressource wie die betrachtete UE betrieben wird, anhand empfangener Daten, undeinem Entzerrer zum Entzerren des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der geschätzten Information über den Vorkodiervektor für die gepaarte UE, wobei die Einheit zum blinden Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor die Information über den Vorkodiervektor anhand einer Auswertung einer näherungsweise berechneten Energie eines Störkanals für die gepaarte UE und/oder anhand einer Auswertung eines näherungsweise berechneten Signal-zu-Rauschverhältnisses der gepaarten UE berechnet.

Description

• Die Erfindung betrifft einen Multiuser MIMO Empfänger zum Detektieren eines vorkodierten Signals sowie ein Verfahren, mit welchem in einem Multiuser MIMO Empfänger ein vorkodiertes Signal detektierbar ist.
• Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Übertragungen wurden in jüngster Zeit in vielen modernen schnurlosen Kommunikationssystemen eingeführt, da sie weiter erhöhte Datenraten ermöglichen. Beispielsweise wird im Standardisierungsgremium 3GPP TS (3^rdGeneration Partnership Project Technical Standardisation) eine als Long Term Evolution (LTE) bezeichnete Weiterentwicklung von UMTS (Universal Mobile Telecommunications System) spezifiziert, die MIMO Übertragungen nutzt.
• MIMO Systeme kennzeichnen sich dadurch, dass auf der Senderseite und auf der Empfängerseite jeweils mehrere Antennen zur Übertragung bzw. zum Empfang der Signale vorhanden sind. Dies ermöglicht die Nutzung der räumlichen Dimension zur Informationsübertragung, wodurch eine höhere spektrale Effizienz und höhere Datenraten ohne eine Erhöhung der Bandbreite ermöglicht werden.
• Multiuser (MU) MIMO Übertragungssysteme ermöglichen die gleichzeitige Übertragung von unterschiedlichen Datenströmen an unterschiedliche Nutzer (Empfänger) auf derselben Ressource, d.h. beispielsweise auf derselben Frequenz und/oder zur selben Zeit. Dies kann durch ein räumliches Multiplexen (sogenanntes „spatial multiplexing“) im Sender erreicht werden. Beim räumlichen Multiplexen der Signale für mehrere Nutzer werden die Informationssymbole vor ihrer Übertragung vorkodiert, um die Information im räumlichen Bereich zu multiplexen. Die für einen Empfänger verwendete Vorkodierung wird dem jeweiligen Empfänger vom Sender signalisiert, sodass dieser in der Lage ist, das für ihn vorkodierte Signal zu detektieren. Während für eine Single-User (SU) MIMO Übertragung, bei welcher einem einzelnen Nutzer mehrere solcher vorkodierten Datenströme übermittelt werden, aufgrund der Nähe der Empfangsantennen hohe Anforderungen an die Unkorreliertheit der übertragenen unterschiedlichen Datenströme gestellt werden müssen, profitiert die MU-MIMO Übertragung von der natürlichen Unabhängigkeit der Signale, die an den Antennen unterschiedlicher (und damit voneinander entfernter) Empfängern erhalten werden.
• Trotz des räumlichen Multiplexens der über dieselbe Ressource übertragenen unterschiedlichen Signale stellt die Störung durch das oder die anderen gemultiplexten Signale einen erheblichen Störbeitrag für das an einem betrachteten Empfänger zu detektierende Signal dar. Durch eine geeignete Wahl der Vorkodiervektoren im Sender für die unterschiedlichen Empfänger kann die durch das räumliche Multiplexen bewirkte Störung zwar verringert werden, sie bleibt jedoch signifikant und führt zu Performance-Verlusten im Empfänger.
• Eine Möglichkeit zur Unterdrückung der Störungen, die durch die auf derselben Ressource räumlich gemultiplexten Signale für andere Nutzer bewirkt werden, besteht darin, diese Signale im Empfänger zu detektieren und damit die deterministische Natur der Störsignale auszunutzen, d.h. diese nicht als weißes Rauschen zu betrachten. Derartige Empfänger werden auch als IA (Interference Aware) Empfänger bezeichnet. IA-Empfänger, wie beispielsweise IRC (Interference Rejection Combiner) und MMSE (Minimum Mean Square Error) Empfänger sind daher für MU-MIMO Übertragungssysteme besonders geeignet.
• IRC und MMSE Empfänger setzen bisher jedoch eine perfekte Kenntnis über den an dem betrachteten Empfänger auftretenden Störkanal voraus, über welchen die Störsignale (d.h. das oder die über die gleiche Ressource räumlich gemultiplext übertragene(n) Signal(e) für den(die) anderen Nutzer) eintreffen. Dieser Störkanal setzt sich aus dem MIMO Kanal für den betrachteten Empfänger und den oder die Vorkodiervektoren für den oder die anderen auf derselben Ressource betriebenen Mobilstationen zusammen. Der MIMO Kanal des betrachteten Empfängers wird von diesem zum Zwecke der eigenen Signaldetektion fortlaufend geschätzt. Der oder die Vorkodiervektoren für die anderen Mobilstationen werden von der Basisstation (z.B. eNodeB) dem betrachteten Empfänger (d.h. dem Empfänger in der betrachteten Mobilstation) üblicherweise jedoch nicht mitgeteilt. Infolgedessen kennt eine Mobilstation den oder die Vorkodiervektoren für die anderen auf der gleichen Ressource betriebenen Mobilstationen nicht oder nicht vollständig. Dies hat zur Folge, dass eine für die Verwendung von IRC oder MMSE Empfängern benötigte vollständige Information über den Störkanal an dem betrachteten Empfänger nicht vorliegt.
• Bai, Z. [u.a.]: On the Receiver Performance in MU-MIMO Transmission in LTE. In: The Seventh International Conference on Wireless and Mobile Communications (ICWMC, 2011), 19. Juni 2011, S. 128 - 133, offenbart einen MU-MIMO-Empfänger zum Detektieren eines vorkodierten Signals, welcher eine Entzerrung des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der Information über den Vorkodiervektor für die gepaarte UE vornimmt.
• US 2009 / 0 323 773 A1 beschreibt ein Verfahren zur Signalisierung von Vorkodiervektoren, bei welchem der Empfänger eine blinde Schätzung der Vorkodiervektoren für die eigenen Signale durchführt.
• US 2011 / 0 085 627 A1 beschreibt ein Signalverarbeitungsverfahren zur Symbolschätzung, wobei die Schätzung das Berechnen einer Kovarianzmatrix für eine angenommene Hypothese der gesuchten Vorkodiermatrix beinhaltet.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen leistungsfähigen und aufwandsgünstigen Empfänger für eine MU-MIMO Übertragung zu schaffen. Ferner zielt die Erfindung darauf ab, ein Detektionsverfahren mit diesen Eigenschaften anzugeben.
• Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterbildungen und Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
• Die folgende Beschreibung und die Zeichnungen dienen einem weitergehenden Verständnis von Weiterbildungen und Ausführungsformen der Erfindung. Die Zeichnungen dienen zusammen mit der Beschreibung der Erläuterung von Grundsätzen von Ausführungsformen. Weitere Ausführungsformen und viele der beabsichtigten Vorteile von Ausführungsformen werden durch Bezugnahme auf die nachfolgende Beschreibung besser verständlich. Dabei können Merkmale, die im Zusammenhang mit verschiedenen Ausführungsformen beschrieben sind, miteinander kombiniert werden, sofern dies technisch möglich ist oder nicht explizit Gegenteiliges bemerkt ist.
• 1 zeigt beispielhaft ein Blockschaltbild eines Senders und eines Empfängers des physikalischen Kanals gemäß einer Ausführungsform.
• 2 zeigt beispielhaft ein Blockschaltbild eines Entzerrers und einer Einheit zum Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor gemäß einer Ausführungsform.
• 3 zeigt beispielhaft ein Blockschaltbild eines Entzerrers und einer Einheit zum Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor gemäß einer Ausführungsform.
• 4 zeigt beispielhaft ein Blockschaltbild eines Senders und eines Empfängers des physikalischen Kanals gemäß einer Ausführungsform.
• 5 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Signalverarbeitungsverfahrens in einem Empfänger gemäß einer Ausführungsform.
• 6 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Signalverarbeitungsverfahrens in einem Empfänger gemäß einer Ausführungsform.
• Im Folgenden wird eine komplexe Basisband-Notation verwendet, die eine Matrix-Vektoralgebra zur Beschreibung der Systemstruktur und der Signalverarbeitung benutzt. Zeitdiskrete Variablen werden durch Vektoren dargestellt, die mit Kleinbuchstaben in Fettdruck bezeichnet sind. Matrizen werden durch Großbuchstaben in Fettdruck dargestellt. Komplexe Werte sind unterstrichen. Ferner bezeichnet (·)^H den hermiteschen Vektor bzw. die hermitesche Matrix, I ist die Identitätsmatrix und E{·} bezeichnet den Erwartungswert von in der geschweiften Klammer angegebenen Zufallsvariablen.
• Der folgenden Beschreibung wird in beispielhafter Weise und ohne Beschränkung der Allgemeinheit ein MIMO-OFDM (MIMO-Orthogonal Frequency Division Multiplexing) System zugrunde gelegt, das N_subc Subträger, N_T Sendeantennen und N_R Empfangsantennen aufweist. Ein solches System liegt beispielsweise dem Standard LTE (Long Term Evolution), Rel. 8 des Standardisierungsgremiums 3GPP TS zugrunde. Auch wenn in der folgenden Beschreibung Bezeichnungen aus dem LTE Standard in beispielhafter Weise übernommen werden, sind die hier beschriebenen Ausführungsformen und die Erfindung nicht auf spezifische Standards (beispielsweise LTE, LTE Advanced) oder Releases derselben beschränkt.
• Ferner werden im Folgenden in Anlehnung an die Terminologie im UMTS bzw. LTE Standard ein vom Mobilfunkteilnehmer zur Kommunikation benutztes Gerät (Mobilstation) als UE (User Equipment) bezeichnet. Es kann sich dabei beispielsweise um ein Mobiltelefon, einen tragbaren Computer oder jedes andere Gerät handeln. Basisstationen werden, wie im LTE Standard üblich, als eNodeB bezeichnet. Diese Bezeichnungen sind beispielhaft und implizieren keine Festlegung auf spezielle Standards.
• Im Folgenden wird aus Gründen einer einfacheren Darstellung und ohne Beschränkung der Allgemeinheit in beispielhafter Weise ein System betrachtet, bei dem neben der betrachteten UE (sogenannte „target UE“) lediglich eine weitere UE auf derselben Ressource unter Verwendung eines räumlich gemultiplexten Signals betrieben wird. Diese weitere UE wird als gepaarte UE („paired UE“) bezeichnet. Allgemein ist es jedoch möglich, dass mehrere solcher gepaarten UEs (oft auch als „co-scheduled UEs“ bezeichnet) bei der MU-MIMO Übertragung vorhanden sind. Der Begriff gepaarte UE impliziert also nicht, dass nur eine solche gepaarte UE existiert.
• Die Subträger-spezifische Systemfunktion einer solchen MU-MIMO Übertragung kann in der Form $${\underset{\_}{r}}_{j,i}={\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{1,}j,i}+{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{2,}j,i}+{\underset{\_}{n}}_{\mathrm{1,}j,i}\text{.}$$

  

  geschrieben werden. Hier bezeichnet j = 1,2, ...,14 den Index des OFDM Symbols in einem Subrahmen (mit normaler zyklischer Präfix-Einstellung in LTE Systemen), i bezeichnet den Index des Subträgers in dem entsprechenden OFDM Symbol, r_j,i ∈ ℂ^{N R×1}bezeichnet den (von Empfangsantennen) empfangenen Datenvektor an der indizierten Position an dem betrachteten UE mit dem UE Index 1. H_j,i ∈ ℂ^{N R×N T} ist die von dem betrachteten UE gesehene MIMO Kanalmatrix bestehend aus den MIMO Kanalkoeffizienten. p_1,j,i ∈ ℂ^{N T×1} und d_1,j,i ∈ ℂ sind der Vorkodiervektor bzw. das übertragene Symbol für das betrachtete UE. p_2,j,i ∈ ℂ^{N T×1} und d_2,j,i ∈ ℂ sind der Vorkodiervektor bzw. das übertragene Symbol für das gepaarte UE der MU-MIMO Übertragung. n_1,j,i ∈ ℂ^{N R×1} ist der komplexe Gaußsche Zufallsrauschvektor des Mittelwerts Null mit n_1,j,i∼CN(0,N₀ I) .
• Ohne Beschränkung der Allgemeinheit und in Anlehnung an die Definitionen in LTE Systemen bezeichnen d_1,j,i und d_2,j,i z.B. QAM (Quadrature Amplitude Modulation) Symbole mit gleicher Symbolenergie E{|d_1,j,i|² }=E{|d_2,j,i|² }=E_d. Sowohl p_1,i als auch p_2,i sind aus dem Vorkodiervektor-Kodebuch ℘ (sogenanntes „precoding codebook“) ausgewählt, das beispielsweise durch die LTE Standards definiert ist und eine limitierte Größe von beispielsweise 4 und 16 Vektoren für die Fälle N_T = 2 bzw. N_T = 4 aufweist. Das Vorkodiervektor-Kodebuch ℘ ist im Sender (in eNodeB) und an jeder UE bekannt. Sowohl p_1,i als auch p_2,i sind gemäß der Konfiguration in LTE Standards unabhängig von dem OFDM Symbolindex in einem Subrahmen. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird angenommen, dass d_1,j,i, d_2,j,i, die Koeffizienten in H_j,i und die Koeffizienten in n_1j,i voneinander unabhängig sind und einen Mittelwert von Null haben.
• Für den Fall, dass Interzellen-Interferenz (ICI) an der betrachteten UE vorliegt, sollte der Verzerrungsterm in (2.1) als farbiges Rauschen modelliert werden. Insoweit repräsentiert n_1,j,i das thermische Rauschen zusammen mit der Interzellen-Interferenz. Die Koeffizienten in n_1,j,i werden als komplexe Gaußsche Zufallsvariablen mit Mittelwert Null approximiert und die Kovarianzmatrix von n_1,j,i ist als R_n definiert, d.h. n_1,j,i∼CN(0,R_n). Dies ändert jedoch nicht die Verarbeitung in der betrachteten UE.
• Da die MU-MIMO Übertragung für beide gepaarten UEs symmetrisch ist, wird im Folgenden ohne Beschränkung der Allgemeinheit die UE mit dem UE-Index 1 für die Beschreibung einer Detektion von d_1,j,1 verwendet.
• Der für eine MU-MIMO Übertragung gemäß (2.1) eingesetzte Empfänger der betrachteten UE dient zur Detektion der gewünschten Signale, während er die Störung von der gepaarten UE (ein oder mehrere) eliminiert. Somit kann der Empfänger der betrachteten UE gemäß einer Ausführungsform als ein IA Empfänger bezeichnet werden.
• Wie bereits erwähnt, gehen bisherige IRC Empfänger von der Annahme einer perfekten Kenntnis des Störkanals, d.h. H_j,ip_2,j,i aus. In realen Systemen ist die perfekte Kenntnis des Störkanals an der betrachteten UE jedoch häufig nicht gegeben, da die Signalisierung der Vorkodiervektoren für die gepaarten UEs einen zu großen Signalisierungsaufwand erforderlich machen würde. Dieser Signalisierungsaufwand würde zunehmen, falls eine frequenzselektive UE-Paarbildung (sogenanntens „UE pairing“) in der MU-MIMO Übertragung vorgesehen ist. Deshalb ist beispielsweise in LTE Rel. 8 eine solche Signalisierung von Vorkodiervektoren gepaarter UEs an die betrachtete UE nicht vorgesehen.
• Der gemäß einer Ausführungsform im Folgenden beschriebene Empfänger einer UE kann als ein Empfänger, beispielsweise IRC Empfänger bezeichnet werden, der ohne das Erfordernis einer a priori Kenntnis des Störkanals auskommt. Er kann daher auch als blinder Empfänger bzw. blinder IRC Empfänger bezeichnet werden. Ein blinder Empfänger kann darauf beruhen, dass er zunächst den Vorkodiervektor p_2j,i (oder in äquivalenter Weise H_j,ip_2,j,i) schätzt und dann, mit der Kenntnis über den geschätzten Störkanal - eine IA Detektion des empfangenen Signals - beispielsweise durch Verwendung eines konventionellen IRC Empfängers - vornimmt. Der Begriff „blind“ soll hier also so verstanden werden, dass eine Schätzung von Information über wenigstens einen Koeffizienten des Vorkodiervektors p _2,j,i (äquivalent H _j,i p _2,j,i) vorgenommen wird, um das empfangene Signal von der Interferenz durch den Störkanal zu befreien.
• Im Folgenden werden zum besseren Verständnis von Ausführungsformen der Erfindung mehrere Algorithmen angegeben, nach welchen blinde Schätzungen eines Vorkodiervektors vorgenommen werden können. Die hier in beispielhafter Weise beschriebenen Algorithmen können in vielfältiger Weise abgewandelt, kombiniert und ergänzt werden, ohne von dem Grundgedanken der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Insofern sind die folgenden mathematischen Darstellung und expliziten Angaben als Beispiele aufzufassen, die das der Erfindung zugrunde liegende breite Konzept einer blinden Schätzung einer Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE nicht beschränken, sondern in beispielhafter Weise erläutern sollen.
• Bei der geschätzten Information über einen für die gepaarte UE verwendeten Vorkodiervektor kann es sich um den Vorkodiervektor p _2,j,i selbst, einem Äquivalent wie beispielsweise H _j,i p _2,j,i, einzelnen Koeffizienten dieser Größen oder um eine andere Größe, die von dem verwendeten Vorkodiervektor p _2,j,i oder einzelnen Koeffizienten desselben abhängig ist, handeln. Der betrachtete Empfänger (d.h. der Empfänger in der betrachteten UE) erlangt durch die Schätzung einer Information über den für eine gepaarte UE verwendeten Vorkodiervektor eine Kenntnis, die ihm weder a priori bekannt ist noch über eine Signalisierung durch den Sender zur Verfügung gestellt wird und die es ihm ermöglicht, die deterministische Natur des Störkanals für die Entstörung am betrachteten UE auszunutzen.
• Ein Empfänger für die Signaldetektion in einem Subträgerspezifischen System kann am Beispiel eines IRC Empfängers gemäß $${\underset{\_}{m}}_{\text{IRC}}^{\text{H}}=\frac{{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\eta }}^{-1}}{{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\eta }}^{-1}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}}.$$

  

  beschrieben werden. In (3.1) bezeichnet $$\underset{\_}{\eta }={\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}j,i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{2,}j,i}+{\underset{\_}{n}}_{\mathrm{1,}j,i}$$

  

  und $$\begin{array}{cc}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\eta }}& =\text{E}\left\{{\underset{\_}{\eta \eta }}^{\text{H}}\right\}\\ & =\text{E}\left\{\left({\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{2,}j,i}+{\underset{\_}{n}}_{1j,i}\right){\left({\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{2,}j,i}+{\underset{\_}{n}}_{1j,i}\right)}^{\text{H}}\right\}\\ & =E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}+{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\mathbf{n}}}\end{array}$$

  
• Für den Fall eines lediglich additiven weißen Gaußschen Rauschens (AWGN) ergibt (3.3) $${\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\eta }}=E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}+N_{0}I.$$

  
• Das Symbol hinter dem IRC Empfänger kann dargestellt werden als $$\begin{array}{cc}{\widetilde{\underset{\_}{d}}}_{\mathrm{1,}j,i}& ={\underset{\_}{m}}_{\text{IRC}}^{\text{H}}{\underset{\_}{r}}_{j,i}={\underset{\_}{m}}_{\text{IRC}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{1,}j,i}+{\underset{\_}{m}}_{\text{IRC}}^{\text{H}}\underset{\_}{\eta }\\ & ={\underset{\_}{d}}_{\mathrm{1,}j,i}+\frac{{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\eta }}^{-1}}{{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\eta }}^{-1}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}}\left({\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}j,i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{2,}j,i}+{\underset{\_}{n}}_{1,j,i}\right)\text{.}\end{array}$$

  
• Es kann sich bei dem hier betrachteten Empfänger also um einen linearen Empfänger handeln.
• Im Gegensatz hierzu ist der SU MRC Empfänger für MU-MIMO Übertragung darstellbar als $${\underset{\_}{m}}_{\text{MRC}}^{\text{H}}={\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}\text{.}$$

  

  und das detektierte Signal für das UE mit Index 1 ist $$\begin{array}{cc}{\widetilde{\underset{\_}{d}}}_{\mathrm{1,}j,i}& ={\underset{\_}{m}}_{\text{MRC}}^{\text{H}}{\underset{\_}{r}}_1\\ & ={\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}j,i}{\underset{\_}{d}}_{\mathrm{1,}j,i}+{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}\underset{\_}{\eta }\text{.}\end{array}$$

  
• Im Folgenden werden drei Algorithmen angegeben, nach welchen Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE im betrachteten UE geschätzt werden kann. Der erste Algorithmus schätzt die Information anhand einer näherungsweise berechneten Kovarianzmatrix des Störkanals, der zweite Algorithmus schätzt die Information anhand einer näherungsweise berechneten Energie des Störkanals und der dritte Algorithmus schätzt die Information anhand eines näherungsweise berechneten SINR (SINR: Signal-to-Interference and Noise Ratio), d.h. anhand eines Signal-zu-Rausch-Verhältnisses für das oder die gepaarten UE Signale. Diese drei Algorithmen weisen unterschiedliche Komplexitäten auf und führen zu unterschiedlicher System-Performance. Im Folgenden werden diese drei beispielhaften Algorithmen anhand des Beispiels einer blinden Schätzung des Vorkodiervektors p _2,j,i erläutert.
• Schätzung des Vorkodiervektors basierend auf der Kovarianzmatrix
• Ausgehend von der Systemfunktion nach (2.1) kann mit der Definition eines kohärenten Bandes, in welchem sich MIMO Kanäle ähnlich verhalten, die Kovarianzmatrix des empfangenen Signals in diesem kohärenten Band dargestellt werden als $$\begin{array}{cc}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{r}}& =\mathbf{E}\left\{\left({\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j,i}-\mathbf{E}\left\{{\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j,i}\right\}\right){\left({\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j,i}-\mathbf{E}\left\{{\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j,i}\right\}\right)}^{\text{H}}\right\}\\ & =E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}+E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}+{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{n}}\end{array}$$

  
• Da H _j,i und p _1,j,i an der betrachteten UE bekannt sind, kann ${\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}$

  

  durch Subtraktion der Kovarianzmatrix des effektiven Kanals, d.h. ${\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}$

  

  und dem Rauschterm von R _r gemäß $${\underset{\_}{R}}_{\text{t}}={\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}=\frac{{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{r}}}{E_{\text{d}}}-{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}-\frac{{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{n}}}{E_{\text{d}}}\text{,}$$

  

  erhalten werden. Die Matrix R _r kann innerhalb des kohärenten Bandes nach der Wahrscheinlichkeitstheorie der Varianz einer Grundgesamtheit aus Proben näherungsweise berechnet werden. Um die Genauigkeit der Schätzung von R _r in stark frequenzselektiven Kanälen zu erhöhen, kann die Schätzung über mehrere OFDM Symbole in einem Subrahmen durchgeführt werden. Die Ablaufsteuerung bei der Vorkodierung kann beispielsweise eine minimale Granularität (Dauer) von einem Subrahmen haben, was bedeutet, dass der von der betrachteten UE gesehene Vorkodiervektor p _2j,i sich innerhalb eines einzelnen Subrahmens nicht ändert. Eine solche Ablaufsteuerung bei der UE-Paarbildung ist beispielsweise sowohl in LTE als auch LTE-Advanced Systemen vorgesehen. Deshalb erzeugt ein Schätzprozess mit mehreren OFDM Symbolen in einem Subrahmen keine systematischen Fehler.
• Abgesehen davon kann beispielsweise angenommen werden, dass UEs in einer MU-MIMO Übertragung eine geringe Geschwindigkeit haben, sodass sie in einer MU-MIMO Übertragung gültige Feedback-Information mitteilen können. Insofern ist die Kohärenzzeit des MIMO Kanals relativ lang und Subträger-spezifische MIMO Kanäle in mehreren aufeinanderfolgenden OFDM Symbolen sind einander ziemlich ähnlich. Infolgedessen kann die Verlängerung des Schätzprozesses über mehrere OFDM Symbole dazu beitragen, sowohl die Genauigkeit der Schätzung von R _r als auch die Genauigkeit der Schätzung von p ₂ zu verbessern.
• Es wird ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen, dass in $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}$

  

  aufeinanderfolgenden Subträgern dieselbe UE-Paarbildung durchgeführt wird. Der Schätzprozess wird über N_OFDM OFDM Symbole ausgeführt. Die Matrix R _r in (3.8) kann somit durch $${\underset{\_}{\tilde{R}}}_{\underset{\_}{r}}=\frac{1}{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}{N}_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left({\underset{\_}{r}}_{j,i}{\underset{\_}{r}}_{j,i}^{\text{H}}\right)}}\text{,}$$

  

  genähert werden.
• Die gemittelte Kovarianzmatrix des effektiven Kanals innerhalb des Kohärenzbandes kann nach $${\underset{\_}{\tilde{R}}}_{\text{e}}=\frac{1}{N_{\text{OFDM}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}}}\text{,}$$

  

  berechnet werden. Durch Einsetzen von (3.11) in (3.10) kann die genäherte Kovarianzmatrix des Störkanals nach $$\begin{array}{l}\begin{array}{cc}{\widetilde{\underset{\_}{R}}}_{\text{t}}& =\frac{{\widetilde{\underset{\_}{R}}}_{\underset{\_}{\mathbf{r}}}}{E_{\text{d}}}-{\widetilde{\underset{\_}{R}}}_{\text{e}}-\frac{{\underset{\_}{R}}_{\mathbf{n}}}{E_{\text{d}}}\\ & =\frac{1}{E_{\text{d}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}{N}_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left({\underset{\_}{r}}_{j,i}{\underset{\_}{r}}_{j,i}^{\text{H}}\right)}}\end{array}\\ \begin{array}{cccccc}& & & & & -\frac{1}{N_{\text{OFDM}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}}}\end{array}\text{,}-\frac{{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\text{n}}}}{E_{\text{d}}}\end{array}$$

  

  berechnet werden.
• Die Kovarianzmatrix des Störkanals mit einem vorgegebenen gepaarten Vorkodiervektor p _co kann folgendermaßen angegeben werden $${\underset{\_}{R}}_{\text{t}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)=\frac{1}{N_{\text{OFDM}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}}}\text{.}$$

  
• Der tatsächliche gepaarte Vorkodiervektor kann dann basierend auf dem Kriterium des geringsten Abstandes zwischen (3.12) und (3.13) mit unterschiedlichen p _co ∈ ℘ berechnet werden. Diese Schätzprozedur lässt sich beispielsweise darstellen als $${\widehat{\underset{\_}{p}}}_2=\text{arg }\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \mathcal{R}}{\text{min}}\frac{1}{\sqrt{2}}{\Vert {\underset{\_}{\tilde{R}}}_{\text{t}}{\underset{\_}{\tilde{R}}}_{\text{t}}^{\text{H}}-{\underset{\_}{R}}_{\text{t}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right){\underset{\_}{R}}_{\text{t}}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\Vert }_{\text{F}}\text{,}$$

  

  wobei ||•||_F die Frobenius-Norm einer gegebenen Matrix bezeichnet.
• Falls dieselbe gepaarte UE durch die Systemkonfiguration über mehrere kohärente Bänder mit der betrachteten UE gepaart ist, kann eine Mittelungsoperation in (3.14) angewendet werden, um den gemittelten Zwischenabstand (auch als „chordal distance“ bezeichnet) über diese Bänder zu berechnen, und p ₂ kann durch Minimierung des gemittelten Zwischenabstands geschätzt werden.
• Für die frequenzselektive UE Paarbildungssituation in einer MU-MIMO Übertragung wird eine Schätzung des Vorkodiervektors p ₂ gemäß (3.10) - (3.14) an der betrachteten UE für jedes Band in der vollständigen Systembandbreite durchgeführt, in der eine neue UE-Paarung durch eNodeB ausgeführt wird. Die Größe dieses Bandes ist beispielsweise durch LTE Standards definiert und beträgt $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}=24$

  

  Subträger, beispielsweise entsprechend 360 kHz mit einer Breite von 15 kHz pro Subträger. In diesem und in anderen Fällen und in anderen Ausführungsformen kann N_OFDM ≥ 10 bevorzugt sein.
• Schätzung des gepaarten Vorkodiervektors basierend auf der Kanalenergie
• Gemäß einer Ausführungsform kann die genäherte Kanalenergie des Störkanals als Metrik verwendet werden, um den gepaarten Vorkodiervektor (bzw. allgemeiner eine Information über denselben wie oben erläutert) zu schätzen. Diese Vorgehensweise ist sowohl alternativ als auch in Kombination mit der vorstehend beschriebenen Schätzung der Kovarianzmatrix des Störkanals (bzw. einer Information über dieselbe) durchführbar.
• Die Signalenergie des empfangenen Signals berechnet sich nach $$\begin{array}{cc}{E}_{\underset{\_}{r}}& =\mathbf{E}\left\{{\left({\underset{\_}{r}}_1-\mathbf{E}\left\{{\underset{\_}{r}}_1\right\}\right)}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{r}}_1-\mathbf{E}\left\{{\underset{\_}{r}}_1\right\}\right)\right\}\\ & =E_{\text{d}}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}+E_{\text{d}}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}+\text{tr}\left\{{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{n}}\right\}\text{,}\end{array}$$

  

  wobei tr{R _n } die Spur einer gegebenen Matrix bezeichnet. Die Störkanalenergie ${\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}$

  

  kann durch Subtraktion der effektiven Kanalenergie ${\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}$

  

  und des Rauschterms von E _r , nämlich $$E_{\text{t}}={\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{2,}i}=\frac{E_{\underset{\_}{\mathbf{r}}}}{E_{\text{d}}}-{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j,i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}-\frac{\text{tr}\left\{{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{\mathbf{n}}}\right\}}{E_{\text{d}}}.$$

  

  berechnet werden.
• Es wird angenommen, dass dieselbe gepaarte UE in $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}$

  

  aufeinanderfolgenden Subträgern mit der betrachteten UE gepaart ist, wobei $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}$

  

  als die Anzahl der Subträger in einem kohärenten Band definiert ist. Der Schätzprozess kann beispielsweise über N_OFDM OFDM Symbole durchgeführt werden. Ähnlich wie bei der Ermittlung von ${\underset{\_}{\tilde{R}}}_{\underset{\_}{r}}$

  

  im vorhergehenden Abschnitt 1 kann die empfangene Signalenergie E _r gemäß der Wahrscheinlichkeitstheorie der Varianz einer Grundgesamtheit aus Proben geschätzt werden als $${\underset{\_}{\tilde{E}}}_{\underset{\_}{r}}=\frac{1}{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}{N}_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left({\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j,i}^{\text{H}}{\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j,i}\right)}}\text{.}$$

  
• Die ermittelte Kanalenergie des effektiven Kanals innerhalb des kohärenten Bandes kann berechnet werden durch $$\begin{array}{c}{\tilde{E}}_{\text{e}}=\frac{1}{N_{\text{OFDM}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}}}\\ ={\underset{\_}{p}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{H}\mathrm{-}\text{Tx}}{\underset{\_}{p}}_1\text{,}\end{array}$$

  

  wobei $${\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{H}-\text{Tx}}=\frac{1}{N_{\text{OFDM}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}\text{,}}}$$

  

  die Maximum-Likelihood (ML) Schätzung der Übertragungs-Korrelationsmatrix ist. Es kann angenommen werden, dass p _1,i in dem kohärenten Band Subträger-unabhängig ist, d.h.p _1,i=p _1,i= $\mathrm{1,}\cdot \cdot \cdot \text{,}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}\text{.}$

  

  Diese Annahme ist beispielsweise in den LTE Standards erfüllt, in denen p ₁ entweder in der gesamten Systembandbreite oder in einem Subband identisch ist. Die Größe eines Subbandes ist ein Parameter, der von der Systembandbreite abhängen kann, und sie ist im Allgemeinen gleich oder größer als das bereits definierte kohärente Band.
• Durch Anwenden von (3.18) auf (3.17) kann die genäherte Kanalenergie des Störkanals berechnet werden als $$\begin{array}{c}{\underset{\_}{\tilde{E}}}_{\text{t}}=\frac{{\underset{\_}{\tilde{E}}}_{\underset{\_}{r}}}{E_{\text{d}}}-{\tilde{E}}_{\text{e}}-\frac{N_{\text{R}}{N}_0}{E_{\text{d}}}\\ =\frac{1}{E_{\text{d}}{N}_{\text{subc}}^{\text{coh}}{N}_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left({\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{r}}_{\mathrm{1,}j\text{,}i}\right)-{\underset{\_}{p}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{H}-\text{Tx}}{\underset{\_}{p}}_1-\frac{\text{tr}\left\{{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{n}}\right\}}{E_{\text{d}}}}}\end{array}$$

  
• Die gemittelte Kanalenergie des Störkanals mit dem gegebenen gepaarten Vorkodiervektor p _co wird definiert als $${\underset{\_}{E}}_{\text{t}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)={\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{H}-\text{Tx}\text{,}k}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\text{.}$$

  
• Der tatsächliche gepaarte Vorkodiervektor kann basierend auf dem Kriterium einer minimalen Differenz zwischen (3.20) und (3.21) mit unterschiedlichen p _co ∈ ℘ geschätzt werden. Diese Prozedur kann beispielsweise dargestellt werden durch $${\underset{\_}{\widehat{p}}}_2=\text{arg}\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \mathcal{R}}{\text{min}}\left|{\underset{\_}{\tilde{E}}}_{\text{t}}-{\underset{\_}{E}}_{\text{t}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\right|\text{,}$$

  
• Die durch die (3.18) - (3.22) repräsentierte Schätzprozedur benötigt einen geringeren Rechenaufwand als die unter Abschnitt 1 beschriebene Prozedur, da die Berechnung von Matrizen durch eine Berechnung von Skalaren ersetzt ist. Darüber hinaus muss (3.19) nur einmal für die Berechnung von (3.21) für alle p _co ∈ ℘ berechnet werden, was ebenfalls die Komplexität des Schätzprozesses reduziert.
• Schätzung des gepaarten Vorkodiervektors basierend auf dem SINR
• Gemäß einer Ausführungsform kann die Schätzung des Vorkodiervektors p ₂ anhand einer Berechnung und Auswertung einer weiteren Metrik, nämlich des SNR der gepaarten UE an der betrachteten UE und durch Maximieren dieser Metrik geschätzt werden. Diese Vorgehensweise kann alternativ oder in Kombination mit einer oder beiden vorstehend beschriebenen Vorgehensweisen, die auf einer Schätzung des Störkanals anhand der Berechnung und Auswertung statistischer Größen des Störkanals (entweder der Kovarianzmatrix oder der Energie) beruhen, durchgeführt werden.
• Anders als bei einer bisherigen IRC Empfängerstruktur, die die Störung von der gepaarten UE an der betrachteten UE in weißes Rauschen umformt, wird hier zunächst das gewünschte Signal an der betrachteten UE mit einem whitening-Filter $${\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}{}^{-\frac{1}{2}}=E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_1{\underset{\_}{p}}_1{\underset{\_}{p}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}+N_{0}I\text{,}$$

  

  gefiltert und das modifizierte, angepasste Filter $${\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-\frac{1}{2}}={\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}{\left(E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_1{\underset{\_}{p}}_1{\underset{\_}{p}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}+N_{0}I\right)}^{-\frac{1}{2}}$$

  

  auf die geweißten Signalvektoren mit unterschiedlichen p _co ∈ ℘ angewendet. Der Vorkodiervektor p _co, der das größte SINR bezüglich des Störsignals an der betrachteten UE $${\gamma }_{\text{t}\text{,Post}-\text{SINR}}={\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-1}{\underset{\_}{H}}_1{\underset{\_}{p}}_2{\underset{\_}{p}}_2^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-1}{\underset{\_}{H}}_1{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\text{/}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_1^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-1}{\underset{\_}{H}}_1{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\text{,}$$

  

  ergibt, wird als der geschätzte Vorkodiervektor p ₂ angenommen. Das hier betrachtete SINR kann aufgrund der vorausgehenden Filterung durch das whitening-Filter auch als Post-SINR bezeichnet werden.
• Die diesem Algorithmus zugrunde liegende Idee besteht darin, die Schätzung von p ₂ durch eine Vergrößerung des Störanteils und eine Unterdrückung des gewünschten Signals zu verbessern. In diesem Fall kann die Schätzung zuverlässiger werden und die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Bestimmung von p ₂ lässt sich reduzieren.
• Im Folgenden wird in beispielhafter Weise eine detaillierte Prozedur dieses Schätzalgorithmus angegeben. Ausgangspunkt ist wiederum die Systemfunktion nach (2.1). Ähnlich wie bei den zuvor erläuterten Algorithmen kann die Annahme getroffen werden, dass dieselbe UE-Paarbildung (d.h. dieselbe gepaarte UE zu der betrachteten UE) in $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}$

  

  aufeinanderfolgenden Subträgern ausgeführt wird. Die Schätzprozedur wird mit N_OFDM OFDM Symbolen durchgeführt.
• In dem j-ten OFDM Symbol und dem i-ten Subträger an der betrachteten UE kann das Entzerrer-Filter (ICR-Filter) bezüglich der gepaarten UE Signale durch $${\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)={\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\left(E_{\text{d}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}{\underset{\_}{p}}_{\mathrm{1,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}+N_{0}I\right)}^{-1}\text{,}$$

  

  dargestellt werden und ist eine Funktion des gewählten Vorkodiervektors p _co. Die Energie des gefilterten Signals kann genähert werden durch $${\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\mathrm{1,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)={\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{r}}_{j\text{,}i}\right|}^2\text{.}$$

  
• Es ist bekannt, dass folgende Beziehung gilt $$\begin{array}{c}{\underset{\_}{E}}_{\mathrm{1,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)=\text{E}\left\{{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{r}}_{i\text{,}j}{r}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}\right\}\\ ={\left|{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-1}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_2\right|}^2+{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-1}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\text{.}\end{array}$$

  
• Deshalb kann die Störsignalenergie nach dem Filter, d.h. ${\left|{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}^{\text{H}}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}^{\text{H}}{\underset{\_}{R}}_{\underset{\_}{s}}^{-1}{\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_2\right|}^2\text{,}$

  

  durch Verwenden von (3.27) in (3.28) genähert werden und ergibt $${\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)={\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{1}\text{,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)-{\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{e}\text{,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\text{.}$$

  

  mit $${\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{e}\text{,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)={\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right|}^2\text{.}$$

  
• Schließlich kann das Post-SINR in Bezug auf die Störsignale an der betrachteten UE genähert werden durch $$\begin{array}{c}{\gamma }_{\text{t}\text{,Post}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)={\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)/{\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{e}\text{,}j\text{,}i}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\\ ={\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{r}}_{j\text{,}i}\right|}^2/{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right|}^2-1.\end{array}$$

  
• Durch Anwenden einer Mittelungsoperation auf (3.31) über $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}$

  

  aufeinanderfolgende Subträger und N_OFDM OFDM Symbole kann das gemittelte Post-SINR bezüglich der Störsignale angegeben werden durch $${\overline{\gamma }}_{\text{t}\text{,Post}}=\frac{1}{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}{N}_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left(\frac{{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{r}}_{j\text{,}i}\right|}^2}{{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right|}^2}-1\right)}}\text{.}$$

  
• Unter Verwendung des Kriteriums einer Maximierung des Post-SINR kann der geschätzte Vorkodiervektor p ₂ durch Maximierung der Gleichung (3.32) mit p _co ∈ ℘ erhalten werden und dargestellt werden als $$\begin{array}{c}{\widehat{\underset{\_}{p}}}_2=\text{arg}\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \mathcal{R}}{\text{max}}{\overline{\gamma }}_{\text{t}\text{,Pos}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\\ \triangleq \text{arg}\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \mathcal{R}}{\text{max}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left(\frac{{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{r}}_{j\text{,}i}\right|}^2}{{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right|}^2}\right)\text{.}}}\end{array}$$

  
• Bei den beschriebenen Algorithmen und Ausführungsformen werden also unter Verwendung der empfangenen Datenabtastwerte genäherte Korrelationskoeffizienten des Störkanals berechnet. Basierend auf der Kenntnis des gesamten Vorkodiervektor-Kodebuches, aus welchem der Vorkodiervektor für die gepaarte UE ausgewählt ist, können die genäherten Korrelationskoeffizienten des Störkanals zu diskreten Ergebniswerten (bestehend aus den MIMO Kanalkoeffizienten und allen möglichen Vorkodiervektoren) quantisiert werden. Ein ML Kriterium kann dann verwendet werden, um den wahrscheinlichsten Vorkodiervektor der gepaarten UE (oder eine Information über denselben) zu schätzen.
• 1 veranschaulicht in vereinfachter Weise den Aufbau eines Senders (in eNodeB) und eines Empfängers in UE-1 eines physikalischen Kanals gemäß einer Ausführungsform. Bei der UE-1 kann es sich um die betrachtete UE gemäß den vorstehenden Ausführungen handeln.
• Der Sender in eNodeB kann in der beschriebenen Weise Datenströme für mehrere UEs aussenden. Wie in 1 beispielhaft dargestellt, können ein erster Sender 100, der Daten für die betrachtete UE-1 aussendet, und ein zweiter Sender 200, der Daten für die gepaarte UE (in 1 nicht dargestellt) aussendet, in eNodeB vorhanden sein.
• Beide Sender 100, 200 können identisch aufgebaut sein und beispielsweise jeweils einen Modulator 101 bzw. 201 sowie einen dem Modulator 101 bzw. 201 nachgeschalteten Vorkodierer (Precoder) 102 bzw. 202 umfassen.
• Die Modulatoren 101, 201 können ein Codewort nach einem oder mehreren Modulationsschemata in Symbole d ₁ bzw. d ₂ umsetzen. Beispielsweise können die Modulatoren 101, 201 eines der Modulationsschemata QPSK, 16QAM, 64QAM oder ein anderes Modulationsschema anwenden.
• Die Vorkodierer 102, 202 führen eine Vorkodierung der modulierten Symbole durch. Dabei wendet der Vorkodierer 102 eine andere Vorkodierung (d.h. einen anderen Vorkodiervektor) als der Vorkodierer 202 an. Die Vorkodierung kann sich beispielsweise danach richten, ob ein räumliches Multiplexen eingesetzt wird und, wenn dies der Fall ist, welche zyklischen Verzögerungszeit-Diversitäten (Cyclic Delay Diversity: CDD) verwendet werden. Für den Standard LTE ist eine Vorkodierung beispielsweise in der technischen Spezifikation 3GPP TS 36.211 V8.9.0 (2009-12), „Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation“ in Kapitel 6.3 - „General structure for downlink physical channels“ und insbesondere dem Unterkapitel 6.3.4 - „Precoding“ beschrieben, die durch Bezugnahme dem Inhalt der vorliegenden Schrift hinzugefügt werden.
• Die Darstellung der Sender 100, 200 in 1 ist vereinfacht. Wie dem Fachmann bekannt ist, können weitere Signalverarbeitungsschritte, wie beispielsweise Scrambling, Layer mapping, Resource element mapping, u.s.w. vorgesehen sein. Hierzu wird auf die 6.3-1 des genannten Standards und die zugehörigen Beschreibungen in den Kapiteln 6.3.1 - 6.3.5 verwiesen, die durch Bezugnahme ebenfalls dem Inhalt der vorliegenden Schrift hinzugefügt werden.
• Ferner erfolgt in den Sendern 100, 200 im Signalweg hinter dem Vorkodierern 102, 202 eine Erzeugung des Sendesignals beispielsweise in Form einer OFDM Signalerzeugung, die in 1 ebenfalls aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt ist.
• Ein Empfänger 300 in UE-1 kann einen Entzerrer (Equalizer) 301, einen Demodulator 302 und einen Kanaldecodierer 303 aufweisen. Ein Ausgang des Entzerrers 301 kann mit einem Eingang des Demodulators 302 und ein Ausgang des Demodulators 302 kann mit einem Eingang des Kanaldecodierers 303 gekoppelt sein. Wie in der Technik bekannt, können weitere Signalverarbeitungseinheiten, wie beispielsweise ein Descrambler, im Empfänger 300 vorhanden sein, die aus Gründen der vereinfachten Darstellung in 1 nicht eingezeichnet sind.
• Die Sender 100 und 200 weisen insgesamt N_R Sendeantennen auf. Der Empfänger 300 in der betrachteten UE-1 umfasst N_T Empfangsantennen. Die Subträger-spezifische Systemfunktion nach (2.1) gibt den am Eingang des Entzerrers 301 über die N_T Antennen empfangenen Datenvektor mit Koeffizienten in Form von digitalen Abtastwerten an.
• Das von dem Entzerrer 301 entzerrte Datensignal für UE-1 wird, gegebenenfalls nach weiteren Zwischensignalverarbeitungsschritten, von dem Demodulator 302 entsprechend dem in dem Modulator 101 des Senders 100 verwendeten Modulationsschema demoduliert.
• Das von dem Demodulator 302 demodulierte Signal wird, gegebenenfalls nach weiteren Zwischensignalverarbeitungsschritten, im Decodierer 303 einer Kanaldecodierung unterzogen. Der Kanaldecodierer 303 kann beispielsweise ein Turbo-Decodierer sein. Die Ausgabe des Kanaldecodierers 303 liefert, gegebenenfalls nach weiteren Zwischensignalverarbeitungsschritten, die vom Sender 100 übertragenen Daten in Form von Schätzungen d̂ ₁.
• Der Entzerrer 301 benötigt für die IA Entzerrung des Signals für die betrachtete UE-1 aus den empfangenen Datenvektoren nach Gleichung (2.1) Kenntnis über die in den Vorkodierern 102 und 202 verwendeten Vorkodiervektoren p ₁ und p ₂ . Die Kenntnis über p ₁ erfolgt durch Signalisierung dieses Vektors von eNodeB an UE-1. Die Kenntnis über p ₂ wird nach einem oder mehreren der vorstehend beschriebenen Algorithmen aus den nach (2.1) über die N_R Empfangsantennen empfangenen Datenvektoren geschätzt.
• Wie vorstehend erläutert, kann diese Schätzung auf einer Berechnung und Auswertung von statistischen Eigenschaften (Kovarianzmatrix und/oder mittlerer Energie) des Störkanals anhand der empfangenen Datenvektoren beruhen oder es kann nach einem Umformen des für die betrachtete UE-1 bestimmten Signals in weißes Rauschen (sogenanntes „whitening“) eine Post-SINR-Analyse des weißgefilterten Signals mit verschiedenen Vorkodiervektoren durchgeführt werden, wobei der gesuchte Vorkodiervektor p ₂ das SINR bezogen auf das Störsignal an der betrachteten UE-1 maximiert. Eine Signalisierung des Vorkodiervektors p ₂ für die gepaarte UE von eNodeB an UE-1 erfolgt nicht. Die Schätzung des Vorkodiervektors p ₂ für die gepaarte UE-1 erfolgt insofern blind. Selbstverständlich kann bei dieser blinden Schätzung die von eNodeB signalisierte Information über den Vorkodiervektor p ₁ für die betrachtete UE-1 verwendet werden. Auch gehen in der bereits beschriebenen Weise Daten des empfangenen Datenvektors und durch eine Kanalschätzung gewonnene MIMO Kanalkoeffizienten in die blinde Schätzung des Vorkodiervektor p ₂ bzw. einer Information über denselben ein.
• 2 zeigt in beispielhafter Weise ein Blockschaltbild des Entzerrers 301 sowie einer Schätzeinheit 310. Die Schätzeinheit 310 ist eine Einheit zum blinden Schätzen einer Information über den Vorkodiervektor p ₂ für die gepaarte UE-2.
• Die Schätzeinheit 310 kann N_R Eingänge aufweisen, die jeweils mit einer der Empfangsantennen der UE-1 verbunden sind. Über diese Eingänge können der Schätzeinheit 310 seriell die empfangenen Datenvektoren nach Gleichung (2.1) zugeleitet werden. Die Schätzeinheit 310 weist einen Ausgang auf, über welchen sie Information über den geschätzten Vorkodiervektor p ₂ für die gepaarte UE ausgibt. Diese Information wird dem Entzerrer 301 zugeleitet. Bei der Information kann es sich um den geschätzten, vollständigen Vorkodiervektor p ₂ für die gepaarte UE handeln, es ist aber auch möglich, dass die Information eine von dem Vorkodiervektor p ₂ abgeleitete Größe ist und/oder lediglich eine Teilinformation über diesen Vektor beinhaltet.
• Wie in 2 angedeutet, kann der Schätzeinheit 310 die geschätzte MIMO Kanalmatrix H _j,i, der signalisierte Vorkodiervektor p ₁ für die betrachtete UE-1 sowie das Vorkodiervektor-Kodebuch ℘ zugeleitet werden. Geeignete Algorithmen zur Schätzung der Information über den Vorkodiervektor p ₂ basierend auf diesen Eingabegrößen sind vorstehend erläutert.
• Der Entzerrer 301 nimmt eine Entzerrung des physikalischen Kanals basierend auf den empfangenen Datenvektoren (siehe Gleichung (2.1)), dem signalisierten Vorkodiervektor p ₁, der blind geschätzten Information über den Vorkodiervektor p ₂ sowie beispielsweise dem Rauschen N₀ sowie optional zusätzlicher Informationen durch. Am Ausgang des Entzerrers 301 wird ein entzerrter Datenstrom ausgegeben, der weitestgehend von den Störungen befreit ist, die durch das Betreiben der gepaarten UE(s) auf derselben Ressource mit (einem) anderen Vorkodiervektor(en) bei UE-1 bewirkt werden.
• Bei einem OFDM System können die verfügbaren Ressourcen durch eine Zeitangabe und eine Frequenzangabe bezeichnet werden und in Form eines Ressourcengitters dargestellt werden. Ein Element dieses Ressourcengitters kann beispielsweise eine Ressource darstellen. In der vorstehend genannten technischen Spezifikation 3GPP TS 36.211 V8.9.0 (2009-12) des Standards LTE (Rel. 8) werden die Ressourcen durch ein Ressourcengitter für jeden Zeitschlitz dargestellt, das auf der Anzahl der Subträger und der Anzahl von OFDM Symbolen im Zeitschlitz aufgebaut ist. Das Kapitel 6.2 - „Slot structure and physical resource elements“ des genannten Standards wird durch Bezugnahme dem Inhalt der vorliegenden Schrift hinzugefügt.
• Die Arbeitsweise des blinden Empfängers 300 in der betrachteten UE-1 in einer MU-MIMO Übertragung ist wie folgt:
• Zunächst werden die empfangenen Daten r _1,j,i gesammelt, die Kanalinformation H _j,i geschätzt und der von eNodeB signalisierte eigene Vorkodiervektor p _1,i aus einem Teil oder allen der Subträgeri= 1,2,... N_subc und einem Teil oder allen der N_OFDM OFMD Symbolen ermittelt. Es können dann gemäß den Systemeinstellungen die gepaarten Vorkodiervektoren p ₂ in jedem UE-Paarbildungsband (typischerweise $N_{\text{subc}}^{\text{coh}}$
  
  = 24) mit den gesammelten Daten ermittelt werden. Dabei kann einer oder mehrere der vorstehend in den Abschnitten 1 - 3 beschriebenen Prozeduren eingesetzt werden. Schließlich wird der geschätzte Vorkodiervektor p̂ ₂ in (3.2) angewendet und das Empfängerfilter (im Folgenden beispielhaft auch als IRC Filter bezeichnet) in (3.1) eingestellt, um das gewünschte Signal d _1,j,i, das gemäß (2.1) übertragen wird, in jedem Subträger zu entzerren und zu detektieren.
• 3 zeigt einen Entzerrer 401 sowie eine Schätzeinheit 410 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Der Entzerrer 401 unterscheidet sich von dem Entzerrer 301 lediglich dadurch, dass er zwei Eingänge für jeweils eine Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE sowie zwei Ausgänge 401a, 401b für entzerrte Datenströme aufweist. An dem ersten Ausgang 401a wird ein erster Datenstrom ausgegeben, der von dem blinden IRC Filter unter Verwendung des geschätzten Vorkodiervektors p̂ ₂ gemäß einem der vorstehend beschriebenen Algorithmen erzeugt wird. An dem zweiten Ausgang 401b wird ein unterschiedlich gefilterter Datenstrom ausgegeben, der von einem blinden IRC Filter unter Verwendung eines zweiten geschätzten Vorkodiervektors p̌ ₂ erzeugt wird. Bei dem zweiten geschätzten Vorkodiervektor p̌ ₂ kann es sich um den zweitbesten geschätzten Vorkodiervektor für die gepaarte UE handeln. Dieser zweitbeste geschätzte Vorkodiervektor p̌ ₂ kann unter Anwendung der in den Abschnitten 1 - 3 vorstehend erläuterten Algorithmen nach den folgenden Gleichungen erhalten werden $${\stackrel{\vee }{{\displaystyle \underset{\_}{p}}}}_2=\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \left\{\mathcal{R}\text{}\left\{{\underset{\_}{\widehat{p}}}_2\right\}\right\}}{{\displaystyle argmin}}\frac{1}{\sqrt{2}}{\Vert {\underset{\_}{\tilde{R}}}_t{\widetilde{\underset{\_}{R}}}_t^H-{\underset{\_}{R}}_t\left({\underset{\_}{p}}_{co}\right){\underset{\_}{R}}_t^H\left({\underset{\_}{p}}_{co}\right)\Vert }_F\text{,}$$

  

  $${\stackrel{\vee }{{\displaystyle \underset{\_}{p}}}}_2=\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \left\{\mathcal{R}\text{}\left\{{\underset{\_}{\widehat{p}}}_2\right\}\right\}}{{\displaystyle \text{argmin}}}\left|{\widetilde{\underset{\_}{E}}}_{\text{t}}-{\underset{\_}{E}}_{\text{t}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\right|\text{,}$$

  

  und $${\stackrel{\vee }{{\displaystyle \underset{\_}{p}}}}_2=\underset{{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\in \left\{\mathcal{R}\text{}\left\{{\underset{\_}{\widehat{p}}}_2\right\}\right\}}{\text{argmax}}{\displaystyle \sum _{j=1}^{N_{\text{OFDM}}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{N_{\text{subc}}^{\text{coh}}}\left(\frac{{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{r}}_{j\text{,}i}\right|}^2}{{\left|{\underset{\_}{m}}_{\text{t}\text{,}j\text{,}i}^{\text{H}}\left({\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right)\cdot {\underset{\_}{H}}_{j\text{,}i}{\underset{\_}{p}}_{\text{co}}\right|}^2}\right)\text{.}}}$$

  
• D.h., der zweite geschätzte Vorkodiervektor kann nach demselben Algorithmus wie der erste Vorkodiervektor geschätzt werden. Es ist aber auch möglich, den zweiten Vorkodiervektor nach einem anderen Algorithmus als besten Vorkodiervektor zu schätzen, d.h. eine Konkurrenz verschiedener Algorithmen auszunutzen.
• In einer Ausführungsform ist der Entzerrer 401 nach 3 in einem Empfänger 300 nach 1 implementiert. In diesem Fall wird der entzerrte (d.h. blind IRC gefilterte) Datenstrom am Ausgang 401a dem Demodulator 302 zugeleitet und anschließend im Kanaldecodierer 303 decodiert. Sofern der Kanaldecodierer 303 das korrekte übertragene Datenwort (z.B. Transportblock) decodiert, braucht auf den entzerrten (d.h. blind IRC gefilterten) Datenstrom am zweiten Ausgang 401b des Entzerrers 401 nicht zugegriffen werden und der Vorgang ist beendet. Andernfalls, sofern das decodierte Datenwort (Transportblock) fehlerhaft ist, wird der Datenstrom am zweiten Ausgang 401b des Entzerrers 401 in dem Demodulator 302 geleitet, dort demoduliert und in dem Kanaldecodierer 303 anschließend decodiert. Sofern der geschätzte Vorkodiervektor p̂ ₂ für den Datenstrom am ersten Ausgang 401a fehlerhaft geschätzt war, besteht eine hohe Wahrscheinlichkeit dafür, dass der mit zweitbester Wahrscheinlichkeit oder einem anderen Algorithmus geschätzte Vorkodiervektor p̌ ₂ der im Sender 200 für die gepaarte UE tatsächlich verwendete Vorkodiervektor ist. In diesem Fall führt die Demodulation und Kanaldecodierung des am zweiten Ausgang 401b des Entzerrers 401 vorliegenden Datenstroms zu einer Erzeugung des korrekten Datenwortes (Transportblocks).
• Nach einer weiteren Ausführungsform weist der Empfänger 300 der UE-1 zwei parallel angeordnete Demodulatoren 302 auf, wobei der erste Demodulator den am ersten Ausgang 401a des Entzerrers 401 ausgegebenen Datenstrom demoduliert und der zweite Demodulator den am zweiten Ausgang 401b des Entzerrers 401 ausgegebenen zweiten Datenstrom demoduliert. Somit stellen die beiden Demodulatoren gleichzeitig einen ersten Datenstrom basierend auf dem geschätzten Vorkodiervektor p̂ ₂ und einen zweiten Datenstrom basierend auf dem geschätzten Vorkodiervektor p̌ ₂ mit der zweithöchsten Wahrscheinlichkeit oder basierend auf einem anderen Algorithmus zur Verfügung. Diese beiden Datenströme können anschließend in dem Kanaldecodierer 303 in der bereits beschriebenen Weise (zuerst das auf dem Vorkodiervektor p̂ ₂ basierende demodulierte Datensignal und, sofern die Kanaldecodierung scheitert, dann das auf dem Vorkodiervektor p̌ ₂ basierende demodulierte Datensignal) decodiert werden. Eine gleichzeitige Kanaldecodierung der beiden Datenströme durch Verwendung von zwei parallel angeordnete Kanaldecodierer 303 ist ebenfalls möglich, wie nachfolgend noch näher erläutert wird.
• 4 zeigt beispielhaft einen Empfänger 400 der UE-1 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Der Empfänger 400 kann den Entzerrer 401 aus 3, einen zweikanaligen Demodulator 402, zwei parallele Kanaldecodierer 403a, 403b sowie eine Datenwort-Prüfeinheit bzw. Entscheidungseinheit 404 umfassen.
• Der zweikanalige Demodulator 402 besteht, wie oben bereits beschrieben, aus zwei parallel angeordneten Demodulatoren, die gleichzeitig die aus den Ausgängen 401a und 401b des Entzerrers 401 erhaltenen Datenströme demodulieren. An den beiden Ausgängen 402a und 402b des Demodulators 402 stehen somit zwei demodulierte Datenströme bereit, wobei der am ersten Ausgang 402a bereitstehende erste demodulierte Datenstrom auf der Basis des geschätzten Vorkodiervektors p̂ ₂ und der an dem zweiten Ausgang 402b bereitstehende demodulierte Datenstrom auf der Basis geschätzten Vorkodiervektors p̌ ₂ erzeugt sind.
• Der Empfänger 400 weist zumindest zwei Kanaldecodierer 403a und 403b auf. Bei den beiden Kanaldecodierern 403a, 403b kann es sich um Turbo-Decodierer handeln. Die beiden Kanaldecodierer 403a, 403b können identisch aufgebaut sein.
• Ein Ausgang des ersten Kanaldecodierers 403a wird der Prüfeinheit 404 zugeleitet. Die Prüfeinheit 404 untersucht, ob das decodierte Datenwort (Transportblock) korrekt ist, d.h. dem übertragenen Datenwort (Transportblock) entspricht. Ist dies der Fall, wird der Empfang des Datenworts (Transportblocks) als erfolgreich bewertet und das decodierte Datenwort (Transportblock) wird an den Ausgang des Empfängers 400 weitergeleitet.
• Falls keine erfolgreiche Erzeugung des übertragenen Datenwortes (Transportblocks) festgestellt wird, entscheidet die Prüfeinheit 404, dass eine weitere Kanaldecodierung vorzunehmen ist. Die Prüfeinheit 404 weist den zweiten Kanaldecodierer 403b über eine Steuerleitung 405 an, das am zweiten Ausgang 402b des Demodulators 402 bereitstehende demodulierte Signal zu decodieren. Das Decodierergebnis wird dann, gegebenenfalls nach einer weiteren Prüfung auf Datenintegrität, an den Ausgang des Empfängers 400 weitergeleitet.
• Gemäß einer weiteren Ausführungsform werden der erste Kanaldecodierer 403a und der zweite Kanaldecodierer 403b stets parallel und gleichzeitig auf der Basis der Ausgänge 402a und 402b des Demodulators 402 betrieben, d.h. eine Steuerleitung 405, über welche der zweite Kanaldecodierer 403b nur für den Fall, dass die erste Kanaldecodierung scheitert, aktiviert wird, entfällt. In diesem Fall steht an dem Ausgang des ersten Kanaldecodierers 403a ein auf der Basis des geschätzten ersten Vorkodiervektors p̂ ₂ erzeugtes decodiertes Datenwort bereit und am Ausgang des zweiten Kanaldecodierers 403b steht ein auf der Basis des geschätzten zweiten Vorkodiervektors (beispielsweise p̌ ₂ oder nach einem anderen Algorithmus geschätzt) erzeugtes decodiertes Datenwort bereit. Mittels einer Prüfeinheit, die nun die Ausgänge beide Kanaldecodierer 403a und 403b untersucht, kann das fehlerfrei decodierte Datenwort (Transportblock) ermittelt und an den Ausgang des Empfängers 400 weitergeleitet werden.
• Die beschriebenen Ausführungsformen mit den zwei parallel betriebenen Kanaldecodierern 403a, 403b bieten den Vorteil einer schnelleren Decodierung, während die zuvor beschriebenen und anhand von 4 illustrierten Ausführungsformen mit einem sequentiellen Betrieb der beiden Kanaldecodierer 403a, 403b eine stromsparendere Ermittlung des korrekten Datenwortes (Transportblocks) ermöglicht.
• Durch die Verwendung von zwei Kanaldecodierern 403a, 403b kann die Wahrscheinlichkeit, fehlerfrei Datenwörter (Transportblöcke) zu empfangen, erhöht werden. In UEs, die mit einem Empfänger ausgerüstet sind, der in der Lage ist, eine Signaldetektion in einem SU-MIMO Übertragungsmodus mit räumlichem Multiplexen durchzuführen, in welchem mehrere Datenströme parallel einer UE zugeleitet werden und für diese UE bestimmt sind, sind zwei Kanaldecodierer 403a, 403b für eine korrekte Kanaldecodierung der Datenströme erforderlich. Insofern sind in vielen MIMO Empfängern sowieso schon mindestens zwei Kanaldecodierer, beispielsweise in Form von Turbo-Decodierern, vorhanden. Dies gilt insbesondere auch für UEs nach dem LTE Standard. Deshalb kann für die hier betrachtete MU-MIMO Übertragung vorgesehen sein, diese beiden Kanaldecodierer 403a, 403b für eine verbesserte Kanaldecodierung der auf der Basis von zwei verschiedenen, geschätzten Vorkodiervektoren (beispielsweise p̂ ₂ und p̌ ₂) gefilterten Datenströmen einzusetzen.
• 5 veranschaulicht ein Ablaufdiagramm eines Signalverarbeitungsverfahrens in einem MU-MIMO Empfänger (z.B. 300 oder 400) gemäß einer Ausführungsform.
• In einem Schritt S1 kann ein blindes Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE, die auf derselben Ressource wie die betrachtete UE betrieben wird, anhand empfangener Daten erfolgen.
• In einem Schritt S2 kann ein Entzerren des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der geschätzten Information über den Vorkodiervektor für die gepaarte UE erfolgen.
• Dabei kann das blinde Schätzen der Information über einen Vorkodiervektor für die gepaarte UE das Berechnen und Auswerten einer statistischen Größe (beispielsweise Kovarianzmatrix und/oder Energie) eines Störkanals für die gepaarte UE umfassen. Es kann beispielsweise auch die Berechnung und Auswertung eines Signal-zu-Rauschverhältnisses umfassen.
• 6 veranschaulicht ein Ablaufdiagramm eines Signalverarbeitungsverfahrens in einem MU-MIMO Empfänger (z.B. 300 oder 400) gemäß einer Ausführungsform.
• In einem Schritt S1` kann ein blindes Schätzen einer Information über einen ersten Vorkodiervektor für eine gepaarte UE, die auf derselben Ressource wie die betrachtete UE betrieben wird, anhand empfangener Daten erfolgen.
• In einem Schritt S2' kann ein Entzerren des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der geschätzten Information über den ersten Vorkodiervektor für die gepaarte UE erfolgen.
• In einem Schritt S3', der gegebenenfalls gleichzeitig mit (d.h. parallel zu) Schritt S1’ ausgeführt werden kann, kann ein blindes Schätzen einer Information über einen zweiten Vorkodiervektor für die gepaarte UE, die auf derselben Ressource wie die betrachtete UE betrieben wird, anhand empfangener Daten, ausgeführt werden, wobei der zweite Vorkodiervektor unterschiedlich zu dem ersten Vorkodiervektor ist.
• In einem Schritt S4' kann ein Entzerren des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der geschätzten Information über den zweiten Vorkodiervektor für die gepaarte UE erfolgen.
• Die Schritte S1', S3' sowie auch die Schritte S2', S4' können jeweils entweder gleichzeitig (parallel) oder nacheinander (sequentiell) ausgeführt werden.
• Es wurden Simulationen mit einem blinden IRC Empfänger in LTE Systemen bei einer MU-MIMO Übertragung mit den oben angegebenen Algorithmen durchgeführt. Diese ergaben, dass der blinde IRC Empfänger die in LTE spezifizierte QoS (Quality of Service) erreicht und MRC-Empfängern in allen getesteten Szenarien überlegen ist. Besonders in Szenarien mit N_T = 4, d.h. großem Vorkodiervektor-Kodebuch, ergaben sich gute Resultate. Es wurde eine Schätzung des Vorkodiervektors p ₂ auf der Basis eines einzigen OFDM Symbols pro Subrahmen durchgeführt. Eine PMI-Wahl für die gesamte Bandbreite des Systems erfolgte einmal pro Subrahmen. Die Modulation und Koderaten betrugen CQI4 (QPSK/Koderate = 0,302), CQI7 (16QAM/Koderate = 0,365), CQI10 (64QAM/Koderate = 0,456), CQI13 (64QAM/Koderate = 0,760), beiden UEs war derselbe CQI-Wert zugeteilt. Die Trägerfrequenz betrug 2 GHz, die Systembandbreite betrug 10 MHz, die Abtastrate 15.36 MHz, N_subc = 600, der Subträgerabstand betrug 15 kHz, der Subrahmen hatte eine Länge (TTL) von 14 OFDM Symbolen, es wurde ein einziger Übertragungsdatenstrom (Single Layer) zugrundegelegt. Die obigen Angaben betreffen die Simulation, sie können selbstverständlich auch in Ausführungsformen zur Anwendung kommen.
• Obwohl ein spezielles Merkmal oder ein spezieller Aspekt einer Ausführungsform der Erfindung in Bezug auf nur eine von mehreren Ausführungsformen offenbart worden sein kann, kann ein solches Merkmal oder ein solcher Aspekt außerdem mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Ausführungsformen kombiniert werden. In dem Umfang, in dem die Begriffe „einschließen“, „aufweisen“, „mit“ oder andere Varianten davon entweder in der Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Begriffe ferner in einer Weise ähnlich dem Begriff „umfassen“ einschließend sein.
• Ferner können die Ausführungsformen in diskreten Schaltungen, teilweise integrierten Schaltungen oder vollständig integrierten Schaltungen oder in Programmiermitteln (Software) implementiert werden.

Claims (10)

1. MU-MIMO Empfänger einer betrachteten UE zum Detektieren eines vorkodierten Signals, mit einer Einheit zum blinden Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE, die auf derselben Ressource wie die betrachtete UE betrieben wird, anhand empfangener Daten, und einem Entzerrer zum Entzerren des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der geschätzten Information über den Vorkodiervektor für die gepaarte UE, wobei die Einheit zum blinden Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor die Information über den Vorkodiervektor anhand einer Auswertung einer näherungsweise berechneten Energie eines Störkanals für die gepaarte UE und/oder anhand einer Auswertung eines näherungsweise berechneten Signal-zu-Rauschverhältnisses der gepaarten UE berechnet.
2. MU-MIMO Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Einheit zum blinden Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor die Information über den Vorkodiervektor anhand der Auswertung des näherungsweise berechneten Signal-zu-Rauschverhältnisses der gepaarten UE berechnet und für die gepaarte UE ein whitening-Filter aufweist, mit welchem das für den MU-MIMO Empfänger vorkodierte Signal in weißes Rauschen umgesetzt wird.
3. MU-MIMO Empfänger nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die Auswertung die Anwendung eines Maximum-Likelihood-Kriteriums unter Verwendung eines Vorkodiervektor-Kodebuchs umfasst.
4. MU-MIMO Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei dieselbe Ressource eine von der betrachteten UE und der gepaarten UE gemeinsam genutzte Frequenz oder einen von der betrachteten UE und der gepaarten UE gemeinsam genutzten Zeitbereich oder ein von der betrachteten UE und der gepaarten UE gemeinsam genutztes Element im Frequenz- und Zeitbereich bezeichnet.
5. MU-MIMO Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Einheit zum blinden Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor für die gepaarte UE diese Information ohne a priori Kenntnis über den Störkanal für die gepaarte UE schätzt.
6. MU-MIMO Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Entzerrer ein linearer Detektor ist.
7. MU-MIMO Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der MU-MIMO Empfänger ein OFDM Empfänger ist.
8. MU-MIMO Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der MU-MIMO Empfänger mit dem LTE Standard kompatibel ist.
9. Verfahren zum Detektieren eines vorkodierten Signals in einem MU-MIMO Empfänger einer betrachteten UE, welches umfasst: blindes Schätzen einer Information über einen Vorkodiervektor für eine gepaarte UE, die auf derselben Ressource wie die betrachtete UE betrieben wird, anhand empfangener Daten, und Entzerren des vorkodierten Signals in Abhängigkeit von der geschätzten Information über den Vorkodiervektor für die gepaarte UE, wobei das blinde Schätzen der Information über einen Vorkodiervektor für die gepaarte UE ein näherungsweises Berechnen und Auswerten einer Energie eines Störkanals für die gepaarte UE und/oder ein näherungsweises Berechnen und Auswerten eines Signal-zu-Rauschverhältnisses der gepaarten UE umfasst.
10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Auswertung die Anwendung eines Maximum-Likelihood-Kriteriums unter Verwendung eines Vorkodiervektor-Kodebuchs umfasst.

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