DE102013110672A1

DE102013110672A1 - Empfänger mit mehrschicht-störungslöschung

Info

Publication number: DE102013110672A1
Application number: DE201310110672
Authority: DE
Inventors: Biljana Badic; Tobias Scholand; Rajarajan Balraj; Peter Jung; Guido Horst Bruck; Zijian Bai; Stanislaus Iwelski
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2012-09-26
Filing date: 2013-09-26
Publication date: 2014-04-10
Also published as: CN103685101B; CN103685101A; US8908743B2; US20140086296A1

Abstract

Es wird ein Mehrbenutzer-Empfänger beschrieben, der dafür ausgelegt ist, ein Signal zu empfangen, das mehrere Symbolströme umfasst, die verschiedenen Benutzern zugewiesen sind. Die mehreren Symbolströme umfassen mindestens einen ersten Symbolstrom, der einem Benutzer des Mehrbenutzer-Empfängers zugewiesen ist, und mindestens einen zweiten Symbolstrom, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, wobei ein für den mindestens einen zweiten Symbolstrom angewandtes Modulationsalphabet in dem Mehrbenutzer-Empfänger unbekannt ist. Der Mehrbenutzer-Empfänger verwendet eine Symbolstrom-Wahleinheit, die dafür ausgelegt ist, einen Symbolstrom der mehreren Symbolströme zu wählen, einen Entzerrer, der dafür ausgelegt ist, ein entzerrtes Symbol des gewählten Symbolstroms bereitzustellen, und einen Detektor, der dafür ausgelegt ist, aus dem entzerrten Symbol auf der Basis einer Konstellation ein detektiertes Symbol zu erzeugen, wobei, wenn der zweite Symbolstrom gewählt wird, die Konstellation eine gemischte Konstellation ist, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst.

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Funkkommunikation und insbesondere die Technik des Übertragens und Detektierens von Signalen in Mehrantennen-Übertragungssystemen von Funknetzen, insbesondere Zellularfunknetzen.
In Funkkommunikationssystemen können sich mehrere Benutzergeräte (UE) dasselbe Frequenz- und Zeitressourcen teilen, so dass gegenseitige Störungen auftreten können. Empfängerschaltungen und durch Empfängerschaltungen ausgeführte Verfahren zum Detektieren von Daten müssen andauernd verbessert werden. Insbesondere kann es als eine Aufgabe der Erfindung betrachtet werden, die Empfangsqualität und Leistungsfähigkeit von Mobilkommunikationsempfängern in Systemen mit mehreren Benutzern, mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen zu verbessern.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterbildungen und Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Die Zeichnungen dienen dazu, ein weiteres Verständnis von Ausführungsformen zu ermöglichen. Die Zeichnungen zeigen Ausführungsformen und dienen zusammen mit der Beschreibung zur Erläuterung von Prinzipien von Ausführungsformen. Andere Ausführungsformen und viele der beabsichtigten Vorteile von Ausführungsformen werden ohne weiteres ersichtlich, wenn sie durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung besser verständlich werden.
1 zeigt schematisch eine Konfiguration eines MIMO-Systems.
2 zeigt schematisch ein Blockschaltbild eines MIMO-Systems.
3 zeigt schematisch einen beispielhaften Empfänger 100 mit mehrschichtiger sukzessiver Störungslöschung.
4 zeigt schematisch eine beispielhafte gemischte Konstellation mit QPSK, 16QAM und 64QAM.
5 zeigt schematisch ein Flussdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, unter Verwendung von Blindmodulations-Störungslöschung.
6 zeigt schematisch ein Flussdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, unter Verwendung von auf Blindmodulation basierender Quantisierungsfehlerschätzung.
7 zeigt schematisch Prozesse eines beispielhaften Verfahrens zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, unter Verwendung eines Empfängers mit sukzessiver Störungslöschung.
8 zeigt schematisch einen beispielhaften Empfänger 200 mit mehrschichtiger sukzessiver Störungslöschung.
9 zeigt schematisch einen beispielhaften Empfänger 300 mit mehrschichtiger Störungslöschung und Maximum-Likelihood-Symboldetektion.
10 zeigt schematisch Prozesse eines beispielhaften Verfahrens zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, unter Verwendung eines Empfängers mit sukzessiver Störungslöschung und eines Maximum-Likelihood-Empfängers.
11 zeigt schematisch ein Flussdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, unter Verwendung eines Prozesses der sukzessiven Störungslöschung zum Entzerren mindestens eines Störungssymbolstroms und eines Maximum-Likelihood-Detektionsschemas zum Detektieren eines eigenen Symbolstroms.
12 zeigt einen Graph eines Performance-Vergleichs zwischen einem Empfänger mit sukzessiver Störungslöschung mit Blindmodulationsdetektion und Blindmodulations-Fehlerentscheidungsschätzung, einem entsprechenden Empfänger mit auf Störungssymbolströme angewandter Störungsweißung, einem Empfänger mit sukzessiver Störungslöschung mit Blindmodulationsdetektion und Blindmodulations-Fehlerentscheidungsschätzung kombiniert mit einem Maximum-Likelihood-Empfänger mit Blindmodulationsdetektion und einem entsprechenden Empfänger mit auf Störungssymbolströme angewandter Störungsweißung.
Im Folgenden werden Ausführungsformen mit Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei im Allgemeinen durchweg gleiche Bezugszahlen benutzt werden, um gleiche Elemente zu bezeichnen. In der folgenden Beschreibung werden zur Erläuterung zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein umfassendes Verständnis eines oder mehrerer Aspekte von Ausführungsformen zu gewährleisten. Für Fachleute ist jedoch erkennbar, dass ein oder mehrere Aspekte der Ausführungsformen mit einem geringeren Grad dieser spezifischen Einzelheiten ausgeübt werden können. Die folgende Beschreibung ist deshalb nicht im einschränkenden Sinne aufzufassen.
Die verschiedenen hier beschriebenen Aspekte können in verschiedenen Formen realisiert werden. Die folgende Beschreibung zeigt zur Veranschaulichung verschiedene Kombinationen und Konfigurationen, in denen die Aspekte ausgeführt werden können. Es versteht sich, dass die beschriebenen Aspekte und/oder Ausführungsformen lediglich Beispiele sind und dass andere Aspekte und/oder Ausführungsformen benutzt und strukturelle und funktionale Modifikationen vorgenommen werden können.
Obwohl ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt einer Ausführungsform möglicherweise mit Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart wird, kann zusätzlich ein solches Merkmal oder ein solcher Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, wenn es für eine beliebige gegebene oder konkrete Anwendung erwünscht und vorteilhaft ist. Soweit die Ausdrücke „enthalten”, ”aufweisen”, ”mit” oder andere Varianten davon entweder in der ausführlichen Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Ausdrücke ferner auf ähnliche Weise wie der Ausdruck ”umfassen” einschließend sein. Außerdem ist der Ausdruck „beispielhaft” lediglich als Beispiel gemeint, und nicht als Bestes oder Optimales.
Im Folgenden werden verschiedene Verfahren und Empfänger separat oder mit Bezug aufeinander beschrieben. Es versteht sich, dass in Verbindung mit einem beschriebenen Verfahren gemachte Bemerkungen auch für einen entsprechenden Empfänger gelten können, der dafür ausgelegt ist, das Verfahren auszuführen, und umgekehrt. Wenn zum Beispiel ein spezifischer Verfahrensschritt beschrieben wird, kann ein entsprechender Empfänger eine Einheit zum Ausführen des beschriebenen Verfahrensschritts umfassen, auch wenn eine solche Einheit nicht explizit beschrieben oder in den Figuren dargestellt wird.
Die hier beschriebenen Verfahren und Empfänger können auf beliebigen (insbesondere digitalen) Modulationsverfahren zum Modulieren von Daten basieren oder diese unterstützen. Zum Beispiel können Symbole eines empfangenen Symbolstroms gemäß einem Quadraturamplitudenmodulations-(QAM-)Modulationsschema, einem Binärphasenumtastungs-(BPSK-)Modulationsschema, einem Quadraturphasenumtastungs-(QPSK-)Modulationsschema, einem 8QAM-Modulationsschema, einem 16QAM-Modulationsschema, einem 64QAM-Modulationsschema oder einem beliebigen anderen geeigneten Modulationsschema moduliert werden. In der vorliegenden Beschreibung können solche bekannten Modulationsschemata auch als „vordefinierte” Modulationsschemata bezeichnet werden. Im Folgenden können die Ausdrücke „Modulationsalphabet” und „Modulationssymbol” verwendet werden, wobei ein Modulationsalphabet als eine Menge von Modulationssymbolen definiert werden kann. Ein Modulationssymbol kann durch eine komplexe Zahl in einem Konstellationsdiagramm dargestellt werden, wobei die komplexe Zahl einem Wert von einem oder mehreren Bit zugewiesen wird. Zum Beispiel kann ein komplettes QPSK-Modulationsalphabet aus Modulationssymbolen bestehen, die die Bitwertkombinationen ”00”, ”01”, ”10” und ”11” darstellen. Man beachte jedoch, dass der Ausdruck ”Modulationsalphabet” nicht für eine komplette Menge von Modulationssymbolen eines Modulationsschemas verwendet werden muss, sondern auch eine Untermenge bezeichnen kann. Wieder mit Bezug auf QPSK kann ein Modulationsalphabet auch auf die Modulationssymbole beschränkt sein, die z. B. die Bitkombinationen ”00” und ”01” repräsentieren.
Die hier beschriebenen Verfahren und Empfänger können für verschiedene drahtlose Kommunikationsnetze verwendet werden, wie etwa Netze des Typs CDMA (Code Division Multiple Access), TDMA (Time Division Multiple Access), FDMA (Frequency Division Multiple Access), OFDMA (Orthogonal FDMA) und SC-FDMA (Single Carrier FDMA). Die Ausdrücke „Netz”, „System” und „Funkkommunikationssystem” können synonym verwendet werden. Ein CDMA-Netz kann eine Funktechnologie wie UTRA (Universal Terrestrial Radio Access), cdma2000 usw. implementieren. UTRA umfasst W-CDMA (Wideband-CDMA) und andere CDMA-Varianten. cdma2000 deckt die Standards IS-2000, IS-95 und IS-856 ab. Ein TDMA-Netz kann eine Funktechnologie wie GSM (Global System for Mobile Communications) und Ableitungen davon implementieren, wie z. B. EDGE (Enhanced Data Rate for GSM Evolution), EGPRS (Enhanced General Packet Radio Service) usw. Ein OFDMA-Netz kann eine Funktechnologie wie E-UTRA (Evolved UTRA), UMB (Ultra Mobile Broadband), IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDM.RTM. usw. implementieren. UTRA und E-UTRA sind Teil des UMTS (Universal Mobile Telecommunication System). Insbesondere können die hier beschriebenen Verfahren und Empfängerschaltungen im Rahmen von Mobilkommunikationsstandards benutzt werden, die mehrere vordefinierte Modulationsschemata oder Modulationsalphabete unterstützen. Zum Beispiel unterstützt der 3GPP-LTE-Standard (Long Term Evolution), der auf den Technologien GSM/EDGE und UMTS/HSPA (High Speed Packet Access) basiert, QPSK, 16QAM und 64QAM. Ähnlich unterstützen WiMAX und Wireless LAN jeweils BPSK, QPSK, 16QAM und 64QAM.
In Funkkommunikationssystemen wird ein Sender verwendet, der ein oder mehrere Funkkommunikationssignale über einen oder mehrere Funkkommunikationskanäle überträgt. Der Sender kann eine Basisstation sein oder eine Sendeeinrichtung, die in der Einrichtung eines Benutzers enthalten ist, wie etwa ein Mobilfunksender/-empfänger, ein Hand-Funkgerät oder eine beliebige ähnliche Einrichtung. Eine Basisstation (BS) kann auch als ”NodeB” oder ”eNodeB” bezeichnet werden. Durch Sender übertragene Funkkommunikationssignale können durch Empfänger empfangen werden, wie etwa eine Empfangseinrichtung in einem Mobilfunksender/-empfänger oder einer Mobilstation, ein Hand-Funkgerät oder eine beliebige ähnliche Einrichtung. Hier beschriebene Empfängerschaltungen können z. B. in solchen Empfängern enthalten sein. Eine Mobilstation wird hier als „Benutzergerät” (UE – User Equipment) bezeichnet.
Die hier beschriebenen Verfahren und Empfänger können gemäß einer MIMO-Technik (mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge) betrieben werden, die die Verwendung mehrerer Antennen sowohl im Sender als auch im Empfänger vorsieht. Die hier beschriebenen Verfahren und Empfänger können auch für den Fall von nur einer Antenne im Empfänger betrieben werden. MIMO ist Teil verschiedener drahtloser Kommunikationsstandards, wie z. B. IEEE 802.11 (Wi-Fi), 4G, 3GPP Long Term Evolution (LTE), WiMAX (spezifisch WiMAX 802.16e-2005) und HSPA+ (spezifisch Release 7 und folgende Releases). Die hier beschriebenen Verfahren und Empfänger können gemäß einem oder mehreren dieser Standards betrieben werden.
Der hier verwendete Ausdruck „räumliches Multiplexen” (spatial multiplexing) entspricht einer Übertragungstechnik bei der drahtlosen MIMO-Funkkommunikation, die verwendet wird, um unabhängige und separat codierte Datensignale, sogenannte Ströme (streams), von verschiedenen Sendeantennen einer Basisstation zu übertragen. Ähnlich kann ein UE mehrere übertragene Ströme mittels einer oder mehrerer Empfangsantennen empfangen. Solche unabhängigen Ströme werden in der Technik auch als „Schichten” (layers) bezeichnet. Räumliches Multiplexen erlaubt das Übertragen der unabhängigen Ströme auf derselben Ressource z. B. im Frequenz- und Zeitbereich. Die Codierung von Datensymbolen beim räumlichen Multiplexen kann auf einem Ansatz mit offener Schleife oder einem Ansatz mit geschlossener Schleife basieren.
Wenn die einzelnen Symbolströme (oder Schichten) einem einzigen Benutzer zugewiesen werden, wird dies als Einzelbenutzer-(SU-)MIMO bezeichnet. Andernfalls wird, wenn die einzelnen Symbolströme verschiedenen Benutzern zugewiesen werden, dies als Mehrbenutzer-(MU-)MIMO bezeichnet. Der Vorteil der Verwendung von MU-MIMO-Übertragung besteht darin, dass die naturgemäß unabhängigen Signale die Empfangsantennen kreuzen, die über physisch verteilte UE angebracht sind. Aufgrund des räumlichen Multiplexens erlauben MU-MIMO-Verfahren, dass sich mehrere UE dieselbe Ressource z. B. im Frequenz- und Zeitbereich teilen. MU-MIMO kann als erweiterte Version des SDMA-Schemas (Space-Division Multiple Access) aufgefasst werden. Beispielsweise können sich bei 3G/HSPA MU-MIMO die UE dieselbe Ressource bezüglich Zeit und Kanalisierungscode (z. B. OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor)/Spreizcode) teilen.
Bei MU-MIMO kann eine Basisstation eine Menge von UE für eine Datenübertragung mit MU-MIMO einteilen. Übertragungsdaten werden dann von der Basisstation gleichzeitig und auf demselben Ressourcenelement zu den eingeteilten UE übertragen. Während einer Datenübertragung können Störungen zwischen unabhängigen Symbolströmen (Schichten), die von der Basisstation zu den zusammen eingeteilten UE übertragen werden, auftreten. Dies wird als Störungen zwischen Schichten bezeichnet. Bei MU-MIMO kann es für eine geeignete Detektion von in einem Ziel-UE (d. h. dem UE des interessierenden Benutzers) empfangenen Datensymbolen hilfreich sein, Störungen zwischen Schichten, d. h. Störungen von zusammen eingeteilten UEs (die auch als störende UE bezeichnet werden) zu unterdrücken. Man beachte, dass die Ausdrücke „Ziel-UE” (target UE) und „zusammen eingeteiltes UE/störendes UE” (co-scheduled/interfering UE) sich nicht auf ein identisches UE beziehen, sondern verschiedenen Mobilstationen verschiedener und typischerweise entfernter Benutzer entsprechen. Zu diesem Zweck kann es erforderlich sein, Datensymbole in dem Ziel-UE zu detektieren, die aktuell für ein störendes UE eingeteilt sind, d. h. Teil eines Datenstroms (einer Schicht) bilden, der dem störenden, zusammen eingeteilten UE zugewiesen ist. Die Detektion kann auf einem Near-ML-Algorithmus (Maximum Likelihood), wie z. B. SIC (Successive Interference Cancellation) und/oder einem ML-Algorithmus basieren bzw. diese umfassen.
1 ist eine schematische Darstellung einer Konfiguration eines MU-MIMO-Systems mit einer Basisstation BS. Das MU-MIMO-System könnte L unabhängige Datenströme (Schichten) zu N-Benutzern (Mobilstationen UEn, n = 1, 2, ..., N) z. B. auf derselben Zeit- und Frequenzressource übertragen. L und N sind ganze Zahlen mit L ≥ N. Hierbei wird die MIMO-Kanalmatrix des n-ten Benutzers mit H _n bezeichnet. Zur leichteren Notation wird die MIMO-Kanalmatrix des interessierenden Benutzers (Ziel-UE) einfach als H geschrieben, d. h. ohne Index. Fettgedruckte Zeichen entsprechen Vektoren oder Matrizen und ein Unterstrich bedeutet ein komplexwertiges Zeichen.
Da MU-MIMO versucht, Symbolströme mehrerer Benutzer auf denselben Ressourcen (z. B. Zeit und Frequenz) zu übertragen, wird die nachfolgend benutzte Darstellung ohne Verlust der Allgemeingültigkeit beispielsweise am Einzelträger beschrieben, z. B. für jeden Subträger ein Mehrträgersystems, wie etwa OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).
Wie in 2 gezeigt, kann die Basisstation BS z. B. mit N_Tx Sendeantennen ausgestattet sein, und das Ziel-UE kann mit N_Rx Empfangsantennen ausgestattet sein. Somit kann H durch eine N_Rx × N_Tx-Matrix dargestellt werden. Die anderen Benutzern (d. h. {UE1, UE2, ... UEN}\{UE}) zugewiesenen anderen UEs können auch z. B. mit N_Rx Empfangsantennen ausgestattet sein. In diesem Fall hat jede MIMO-Kanalmatrix H _n die Dimension N_Rx × N_Tx.
Gemäß 2 können L unabhängige Symbolströme von Symbolen d _l, I = 1, ..., L bereitgestellt werden. Wie in der Technik bekannt ist, kann eine vorherige Verarbeitung zur Erzeugung der Datenstromsymbole d ₁ z. B. Kanalcodierung, Verschachtelung und Modulation umfassen. Zur Modulation der Datenstromsymbole d _l verschiedener Ströme I können verschiedene Modulationsverfahren benutzt werden.
Die unabhängigen Datenströme von Symbolen d _l, I = 1, ..., L können dann in der Vorcodierungseinheit PREC der BS vorcodiert werden. Durch Vorcodierung wird jeder Datenstrom mit komplexen Gewichten multipliziert, um Amplitude und Phase des Signals zu und von jeder Antenne zu justieren. Vorcodierung kann zur Mehrstrom-Strahlformung (multi-stream beamforming) in den gewünschten Richtungen verwendet werden, um den Empfangssignalgewinn in dem jeweiligen UE, dem ein Datenstrom zugewiesen ist, zu vergrößern. Zu diesem Zweck kann Vorcodierung Kenntnis von Kanalzustandsinformationen (CSI: channel state information) im Sender (d. h. BS) benutzen.
Ferner mit Bezug auf 2 ist G die Kanalmatrix mit Bezug auf Datenströme für das Ziel-UE. Wie in der Technik bekannt ist, gilt G = H W, wobei W die Vorcodierungsmatrix mit L Vorcodierungsvektoren der Dimension N_Tx × 1 ist, d. h. W = [w ₁, w ₂ ... w _L]. Da G Kanal-Fading und -Vorcodierung umfasst, wird sie manchmal in der Technik als die „virtuelle” Kanalmatrix bezeichnet. Da der größte Teil der folgenden mathematischen Darstellung Symbolströme betrifft, und nicht Sendeantennensignale, wird G hier einfach als die „Kanalmatrix” bezeichnet (wobei zu beachten ist, dass G auf einen Symbolstromvektor d = [d ₁, d ₂ ... d _L]^T angewandt wird).
Ein oder mehrere der übertragenen Symbolströme gleichzeitiger Symbole d _l, I = 1, ..., L können dem Ziel-UE zugewiesen sein. Wenn zwei oder mehr Symbolströme dem Ziel-UE zugewiesen sind, ist das MU-MIMO-System ein Mehrschicht-(ML-)MU-MIMO-System. ML-MU-MIMO-Systeme mit zwei dem Ziel-UE zugewiesenen Schichten werden in der Technik als Zweischicht-(DL-)MU-MIMO-Systeme bezeichnet. Hierbei werden beispielsweise Symbolströme, die mit den Indizes 1 und 2 bezeichnet sind, dem Ziel-UE zugewiesen. Das Ziel-UE umfasst einen Entzerrer EQ zur Erzeugung detektierter Symbole
Beispielsweise unter Bezugnahme auf den LTE-Standard wurde MU-MIMO in LTE Release 8 mit TM5 (Transmission Mode 5) eingeführt. Es wurde in LTE Release 9 und Release 10 mit TM8 (Transmission Mode 8) bzw. TM9 (Transmission Mode 9) erweitert. TM5 erlaubt MU-MIMO-Übertragung mit zwei zusammen eingeteilten UE, die jeweils mit einer einzigen Schicht (d. h. einem einzigen Symbolstrom) und Codebuch-basierender Vorcodierung assoziiert sind. TM8 ist gleich, außer dass nicht Codebuch-basierende Vorcodierung angewandt werden kann. Bei TM9 sind bis zu vier UE mit vier Übertragungsschichten möglicherweise zusammen eingeteilt. Zusätzlich können einem UE bei TM9 zwei Übertragungsschichten zugewiesen sein. Das heißt, für das Beispiel von LTE gewährleisten TM9 und Übertragungsmodi höherer Releases ML-MU-MIMO-Übertragung.
In ML-MU-MIMO-Szenarien kann das Ziel-UE „eigene” Symbolströme im räumlichen Multiplexverfahren empfangen und sieht sich zelleninternen Störungen von den anderen zusammen eingeteilten UE gegenüber. Ferner kann möglicherweise Störung zwischen Zellen durch Nachbarzellen vorliegen. Die optimale Einteilung bei MU-MIMO-Übertragung hilft dabei, die zelleninternen Störungen auf der Basis der geometrischen Ausrichtung von Vorcodierern zu verringern. Aufgrund der unvollkommenen CSI-Rückkopplung und des zeitvarianten Kanals können die restlichen zelleninternen Störungen jedoch immer noch signifikant sein. Die Empfängerkonstruktionen für ML-MU-MIMO-Übertragung versuchen deshalb, die Signaldetektion unter der Beschränkung von Störungen zwischen Schichten, die durch räumliches Multiplexen gegeben sind, zelleninternen Störungen und Störungen zwischen Zellen zu verbessern.
3 zeigt einen beispielhaften Empfänger 100 eines Ziel-UE. Der Empfänger 100 kann eine Symbolstrom-Wahleinheit (ELEC) 101, einen Entzerrer (EQ) 102, einen Detektor (DEC) 103, einen Blindmodulations-Schichtindikator (BL) 104 und eine Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 umfassen.
Der Empfänger 100 kann als ein Empfänger mit sukzessiver (aufeinanderfolgender) Störungslöschung (SIC: successive interference cancellation) arbeiten. SIC-Empfänger sind Verbundempfänger für Mehrschicht-Störungslöschung (joint receivers for multi-layer interference cancellation). Der SIC-Prozess umfasst sukzessives (aufeinanderfolgendes) Detektieren von Symbolströmen und Löschen des aktuell detektierten Symbolstroms aus dem Empfangssignal vor dem Detektieren des nächsten Symbolstroms.
Typischerweise benötigen SIC-Empfänger Informationen der auf die mehreren Symbolströme angewandten digitalen Modulationsverfahren. Diese Informationen sind jedoch im Ziel-UE nur für seine eigenen Symbolströme verfügbar, während sie für anderen Benutzern zugewiesene Symbolströme dem Ziel-UE abwesend sind. Um dieses Problem zu lösen, kann der Empfänger 100 Blindmodulations-Symboldetektion und/oder Blindmodulations-Quantisierungsfehlerschätzung anwenden. Diese beiden Konzepte werden im Folgenden ausführlicher erläutert.
Wie oben erwähnt, werden in SIC-Empfängern die verschiedenen in dem Empfangssignal r enthaltenen Symbolströme der Reihe nach detektiert, und detektierte Symbole eines verarbeiteten Symbolstroms werden zur Störungslöschung zum Detektieren nachfolgender Symbolströme verwendet. Hier bedeutet k die Detektionsstufe der SIC-Verarbeitung und I_D(k) bedeutet die aktuelle, in der Detektionsstufe k zu detektierende Schicht (Symbolstrom).
In jeder Detektionsstufe k kann der Blindmodulations-Schichtindikator 104 die Informationen I_D(k) über die aktuell zu detektierende Schicht von der Symbolstrom-Wahleinheit 101 empfangen. Der Blindmodulations-Schichtindikator (BL) 104 entscheidet, ob I_D(k) eine eigene Schicht des Ziel-UE oder eine Störungsschicht ist. Der Blindmodulations-Schichtindikator (BL) 104 kann ein durch den Detektor (DEC) 103 zu empfangendes Steuersignal 112 ausgeben. Das Steuersignal 112 kann den Detektor (DEC) 103 informieren, ob der aktuelle Symbolstrom ein eigener Symbolstrom für das Ziel-UE oder ein Störungssymbolstrom ist.
Der Detektor (DEC) 103 empfängt ein entzerrtes Symbol
das von dem Entzerrer (EQ) 102 ausgegeben wird. Das detektierte Symbol
kann eine harte Entscheidung des entzerrten Symbols
sein. Der Detektor (DEC) 103 kann dafür ausgelegt sein, ein detektiertes Symbol
auf der Basis einer Konstellation zu erzeugen, die, wenn der aktuelle Symbolstrom I_D(k) ein Störungssymbol ist, eine gemischte Konstellation ist, die Konstellationspunkte von mindestens zwei oder allen der mehreren vordefinierten Modulationsalphabete umfasst, und wenn der aktuelle Symbolstrom I_D(k) ein eigener Symbolstrom ist, die bekannte Konstellation ist. Somit ist das detektierte Symbol
mit einem Konstellationspunkt der bekannten Konstellation identisch, wenn I_D(k) ein eigener Symbolstrom ist, oder mit einem Konstellationspunkt der gemischten Konstellation, wenn I_D(k) ein Störungssymbolstrom ist. Ferner kann der Ausgang des Detektors (DEC) 103 mit einem Eingang des Entzerrers (EQ) 102 gekoppelt werden, um den Entzerrer (EQ) 102 in jeder Detektionsstufe k über das detektierte Symbol zu informieren. Insbesondere kann der Ausgang des Detektors (DEC) 103 mit einem Eingang der Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 gekoppelt werden, wie im Folgenden erläutert werden wird.
4 ist ein Beispiel für eine gemischte Konstellation mit QPSK-, 16QAM- und 64QAM-Konstellationspunkten. Diese gemischte Konstellation kann verwendet werden, um das detektierte Symbol
auf der Basis des entzerrten Symbols
zu entscheiden. Genauer gesagt kann jedes entzerrte Symbol
auf einer Störungsschicht auf den nächsten Punkt in der gemischten Konstellation quantisiert werden, um das Hartentscheidungssymbol
in dem Detektor 103 zu erzeugen.
Der Empfänger 100 des Ziel-UE kann dafür ausgelegt werden, eine oder mehrere der Störungsschichten (d. h. Störungssymbolströme) vor dem Detektieren eigener Schichten zu verarbeiten. Beispielsweise kann die Symbolstrom-Wahleinheit (ELEC) 101 dafür ausgelegt werden, Schichten in einer Reihenfolge abhängig von dem Rauschabstand (SNR) oder der Signalstärke jedes Symbolstroms zu wählen. Der SNR oder die Signalstärke einer Schicht kann durch die Symbolstrom-Wahleinheit 101 auf der Basis des Empfangssignals r berechnet werden, und die Wahl sukzessiver (aufeinanderfolgender) Schichten I_D(k), k = 1, 2, 3, ... kann in der Reihenfolge von zunehmendem SNR und/oder abnehmender Signalstärke durchgeführt werden. Auf diese Weise kann, wenn eine Störungsschicht die Schicht mit dem maximalen SNR oder der maximalen Signalstärke ist, Störungslöschung einer Störungsschicht (d. h. eines einem störenden UE zugewiesenen Symbolstroms) zuerst erreicht werden.
Die Möglichkeit, zuerst Signale aus Störungsschichten zu löschen, bis das verbleibende stärkste Signal von den eigenen Schichten des Ziel-UE kommt, kann die auf Blindmodulationsverfahren erweiterter Quantisierungsfehlerschätzung und/oder die auf Blindmodulationsverfahren erweiterte Symboldetektion, so wie sie hier genutzt werden können, verwenden.
Wenn I_D(k) eine Störungsschicht ist, kann der Blindmodulations-Schichtindikator 104 ein Steuersignal 111 ausgeben, das mit dem Steuersignal 112 identisch sein kann. Das Steuersignal 111 kann den Entzerrer (EQ) 102 informieren, dass I_D(k) eine Störungsschicht ist. Dieses Steuersignal 111 kann der Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 gemeldet werden. Die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 kann einen Teil des Entzerrers (EQ) 102 bilden. Die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 kann dafür ausgelegt werden, einen Quantisierungsfehler eines detektierten Symbols des Symbolstroms I_D(k) relativ zu dem übertragenen Symbol zu berechnen. Falls die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 durch das Steuersignal 111 informiert wird, dass der aktuelle Symbolstrom I_D(k) ein Störungssymbolstrom ist, kann die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 dafür ausgelegt werden, den Quantisierungsfehler des detektierten Symbols auf der Basis von a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten mehrerer vordefinierter Modulationsalphabete zu berechnen. Wie im Folgenden ausführlicher erläutert werden wird, können die mehreren vordefinierten Modulationsalphabete mindestens zwei oder z. B. alle Modulationsalphabete umfassen, die in dem ML-MU-MIMO-Übertragungssystem verwendet werden.
5 exemplifiziert das Konzept der Symboldetektion, das auf Blindmodulationsverfahren erweitert wird. Gemäß 5 kann ein beispielhaftes Verfahren zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, das Wählen eines Symbolstroms bei S1 umfassen. Die Wahl des Symbolstroms kann durch die Symbolstrom-Wahleinheit (ELEC) 101, siehe 3, durchgeführt werden.
Das Verfahren kann ferner Entzerren des Empfangssignals umfassen, um bei S2 ein entzerrtes Symbol des gewählten Symbolstroms bereitzustellen. Das Entzerren des Empfangssignals kann durch den Entzerrer (EQ) 102 von 3 durchgeführt werden.
Ferner kann das Verfahren bei S3 das Erzeugen eines detektierten Symbols aus dem entzerrten Symbol auf der Basis einer Konstellation umfassen, wobei, wenn der gewählte Symbolstrom ein Störungssymbolstrom ist, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, die Konstellation eine gemischte Konstellation ist, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst. Das Erzeugen des detektierten Symbols kann durch den Detektor (DEC) 103 von 3 durchgeführt werden.
6 exemplifiziert das Konzept der Quantisierungsfehlerschätzung, das auf Blindmodulationsverfahren erweitert wird. 6 zeigt ein beispielhaftes Verfahren zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, wobei dieses Verfahren in Kombination mit dem in Verbindung mit 5 beschriebenen beispielhaften Verfahren oder ohne dieses ausgeführt werden kann.
Bei S1 wird ein Symbolstrom z. B. durch die Wahleinheit (ELEC) 101 von 3 gewählt.
Bei S2 wird das Empfangssignal entzerrt, um ein entzerrtes Symbol des gewählten Symbolstroms bereitzustellen. Das Entzerren des Empfangssignals kann durch den Entzerrer (EQ) 102 von 3 durchgeführt werden.
Bei S3 wird ein detektiertes Symbol aus dem entzerrten Symbol erzeugt. Wenn beispielsweise der gewählte Symbolstrom ein Störungssymbolstrom ist, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, kann, wie oben bei S3 beschrieben, eine gemischte Konstellation verwendet werden, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst.
Bei S4 wird ein Quantisierungsfehler des detektierten Symbols berechnet, wobei, wenn der gewählte Symbolstrom ein Störungssymbolstrom ist, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, das Berechnen des Quantisierungsfehlers auf a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten mehrerer vordefinierter Modulationsalphabete basiert. Die Berechnung des Quantisierungsfehlers kann durch die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit 105 von 3 durchgeführt werden. Der in der Stufe k abgeleitete Quantisierungsfehler kann zur Entzerrung des Empfangssignals in Stufe k + 1 verwendet werden, um ein entzerrtes Symbol zu erzeugen und um ein detektiertes Symbol einer sukzessiven Schicht I_D(k + 1) zu erzeugen.
Der Detektor 103 kann eine (in 3 nicht gezeigte) Soft-Ausgabe-Berechnungseinheit umfassen, um auch Soft-Ausgaben der detektierten Symbole
bereitzustellen. Soft-Ausgaben können zum Beispiel zu einem (in 3 nicht gezeigten) Kanaldecodierer geleitet werden, der Kanaldecodierung durchführt. Kanaldecodierung kann Decodierung eines verketteten Codes, wie z. B. eines Turbocodes und/oder eines Blockcodes, umfassen.
Die in Verbindung mit 3 und 6 beschriebene Blindquantisierungsfehlerschätzung kann Soft-Ausgaben bereitstellen, die für Kanaldecodierung optimiert sind. Beispielsweise kann die Blindquantisierungsfehlerschätzung in der Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit (DER) 105 bei S4 durch Verwendung der detektierten (Blindmodulations-)Symbole der Störungsschichten bei S3 und von a-priori-Wahrscheinlichkeiten des Übertragens jedes Modulationssymbols der gemischten Konstellation ausgeführt werden. Dann können Quantisierungsfehler zwischen dem Hartentscheidungssymbol und allen anderen Modulationssymbolen bei der Blindmodulation (d. h. den gemischten Konstellationspunkten) zusammen mit ihren euklidischen Distanzen betrachtet werden, um die Quantisierungsfehlerinformationen zu erzeugen, z. B. Quantisierungsfehlermatrizen, wie etwa die Kovarianzmatrix für jede Detektionsstufe k. Diese Quantisierungsfehlermatrizen können in den späteren Störungslöschungsprozessen für sukzessive Schichten betrachtet werden, um verbesserte Soft-Ausgaben zu produzieren. Ein ausführlicher mathematischer Rahmen, wie Soft-Ausgaben von Blindmodulationssymbolen durch Verwendung von Blindmodulations-Entscheidungsfehlerberechnung zu produzieren sind, wird später dargelegt.
In 7 wird ein beispielhafter Fluss der Datenverarbeitung eines MU-Empfängers, wie z. B. des Empfängers 100, beschrieben. Der MU-Empfänger kann ein Soft-Ausgabe-(SO-)Blind-SIC-MMSE-Empfänger (Minimum Mean Square Error) sein. Ein solcher Empfänger wird hier auch als SOSIC-MMSE-Empfänger bezeichnet.
Gemäß 7 wird das Empfangssignal r gegeben durch r = g ₁ d ₁ + g ₂ d ₂ + g _a d _a + g _b d _b + n dabei sind g _i, d _i, i = 1, 2 die Kanalvektoren bzw. UE-Symbole eigener Schichten für das Ziel-UE, g _i, d _i, i = a, b sind die Kanalvektoren bzw. Symbole von Störungsschichten für das Ziel-UE und n ist die Summe des Rauschens und der Störungen zwischen Zellen. Alle obigen Vektoren besitzen die Dimension N_Rx × 1.
Bei A1 wird die SNR- oder Signalstärkeordnung (bzw. -reihenfolge) der Schichten bestimmt. Diese Ordnung (Reihenfolge) kann beispielsweise i = a, 1, b, 2 sein. In diesem Fall besitzt die Störungsschicht a die maximale Stärkeordnung von Signalen über zelleninterne Schichten.
Der SOSIC-MMSE-Empfänger 100 kann dann Blindmodulations-SIC anwenden, um die Symbolströme aus störenden UEs zu löschen, bis die verbleibenden stärksten Symbolströme von den eigenen Schichten des Ziel-UE kommen. In dem obigen Beispiel wird Blindmodulations-SIC bei A2 auf Schicht a angewandt. Das Empfangssignal r wird aktualisiert auf r = g ₁ d ₁ + g ₂ d ₂ + g _b d _b + n.
Der SOSIC-MMSE-Empfänger kann dann die Blindmodulation-basierte Quantisierungsfehlerschätzung der Schicht a anwenden. Die Summe des Rauschens und der Störungen zwischen Zellen wird bei A3 daher aktualisiert auf n ⁽¹⁾ = n + Quantisierungsfehler von Schicht a
Das Empfangssignal r wird aktualisiert auf r = g ₁ d ₁ + g ₂ d ₂ + g _b d _b + n ⁽¹⁾.
Dann können durch Anwendung von normalem SIC auf Schicht 1 Soft-Ausgaben des Symbols d ₁ von Schicht 1 berechnet werden. Softausgaben des Symbols d ₁ der eigenen Schicht 1 werden dann ausgegeben. Das Empfangssignal r kann dann aktualisiert werden durch r = g ₂ d ₂ + g _b d _b + n ⁽²⁾ mit n ⁽²⁾ = n ⁽¹⁾ + Quantisierungsfehler von Schicht 1.
Diese Schritte können dann wie in 7 bei A1', A2', A3' und A4' gezeigt wiederholt werden, bis alle Symbole aus eigenen Schichten detektiert sind. Soft-Ausgaben des Symbols d ₂ der eigenen Schicht 2 werden somit auf dieselbe Weise wie Soft-Ausgaben von Symbol d ₁ von Schicht 1 berechnet. Soft-Ausgaben des Symbols d ₂ können dann bei A4' ausgegeben werden.
Im Folgenden wird beispielsweise ein ausführlicher mathematischer Rahmen bezüglich Symboldetektion und Quantisierungsfehlerschätzung bei Blindmodulation dargelegt. Der folgende ausführliche mathematische Rahmen wird zur Erläuterung bereitgestellt und soll keinerlei Beispiele oder Implementierungen, die hier beschrieben werden, auf den nachfolgend dargelegten Formalismus beschränken.
Nachfolgend wird beispielsweise ein SOSIC-MMSE-Empfänger betrachtet, der für TM9 ausgelegt ist. Im Folgenden wird ohne Verlust der Allgemeingültigkeit ein MIMO-System mit eindeutigen Schichtzahlen von 1–4 betrachtet. Die Systemfunktion wird gegeben durch
In der k-ten Detektionsstufe, k ∊ {1, ..., 4}, soll das Symbol der I_D(k)-ten Schicht detektiert werden. Alle Symbole in
Schichten wurden mit den folgenden Entscheidungen detektiert:
Gemäß dem SIC-Konzept lautet der aktualisierte Empfängervektor in der k-ten Detektionsstufe
wobei z _D die durch Entscheidungsfehlerpropagierung verursachte Reststörung und z _U die Störung aus undetektierten Symbolen ist.
Hinsichtlich Fehlerentscheidungspropagierung könnte
ungleich
und deshalb z _D ≠ 0 sein. Durch die Annahme von unkorrelierten Datensymbolen über alle Schichten und dem Definieren von
wird der MMSE-Entzerrer für die k-te Detektionsstufe repräsentiert als
Das Berechnen des MMSE-Entzerrers für die k-te Detektionsstufe erfordert ein Erhalten der k – 1 × k – 1 Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix, die definiert wird durch
Jedes Element von
kann gegeben werden als
E{} ist der Erwartungswertoperator. Ohne Verlust der Allgemeingültigkeit wird angenommen, dass Spalten in G _D(k) und G _U(k) mit aufsteigenden Indizes sortiert sind, wie in der (virtuellen) Kanalmatrix G gegeben.
In jeder Stufe k kann die Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix davon abhängen, ob die Schicht I_D(k) eine dem Ziel-UE zugewiesene Schicht (d. h. eine „eigene Schicht”) ist oder eine Schicht, die einem anderen UE des MU-MIMO-Systems zugewiesen ist (d. h. eine Störungsschicht). Die verschiedenen Berechnungsverfahren werden später ausführlicher beschrieben.
Berechnung des entzerrten Symbols von Schicht I_D(k)
Das entzerrte Symbol der Schicht I_d(k) kann durch
berechnet werden, mit
Berechnung des Kanalgewinns der Schicht I_D(k)
Der Kanalgewinn der Schicht I_D(k) kann berechnet werden durch
Berechnung der Soft-Ausgaben der Symbole von Schicht I_D(k)
In der k-ten Detektionsstufe werden Soft-Ausgaben des Symbols
auf der Basis des symbolweisen Max-Log-MAP-Kriteriums berechnet. Die Soft-Ausgabe (LLR-Wert) des m-ten Bit in
kann gegeben werden durch
Dabei ist
die harte Entscheidung von
mit dem Bitwert 1 in
ist die harte Entscheidung von
mit dem Bitwert 0 in c_m und γ_MMSE(k) ist der nach-SNR-Wert für die entsprechende Schicht in der k-ten Detektionsstufe.
Berechnung der nächsten Schicht I_D(k + 1)
Nach dem Erhalten von
kommt es zu der (k + 1)-ten Detektionsstufe. G _D(k + 1) wird aktualisiert, um Spalten g_l, l ∊ {l_D(1), ..., l_D(k)) aufzuweisen, und
wird vergrößert, um eine k × k-Matrix von
zu sein, mit
Folglich wird das MMSE-Filter für die (k + 1)-te Detektionsstufe gegeben als
Dabei ist der mittlere quadratische Fehler (MSE) jeder undetektierten Schicht
und n = 1, ..., 4 – k repräsentiert den Spaltenindex von Schalten in G _U(k). Der nach-SNR jeder undetektierten Schicht ist
Der optimalen Entscheidungsordnung (Entscheidungsreihenfolge) folgend kann die Detektionsschicht in der (k + 1)-ten Detektionsstufe diejenige mit dem größten nach-SNR in Gleichung (15) oder äquivalent dem kleinsten MSE sein, d. h.
Dabei ist f_Tr(.) die Übertragungsfunktion zum Abbilden des ausgewählten n auf den globalen Spaltenindex 1, ..., 4 in G.
Aktualisieren der MMSE-Kanalmatrix in Stufe k + 1
Aktualisierung der MMSE-Kanalmatrix gemäß l_D(k + 1) ergibt
Aktualisieren des Empfangssignalvektors in Stufe k + 1
Der Empfangssignalvektor kann als
aktualisiert werden. Eine Entscheidung bezüglich der l_D(k + 1)-Übertragungsschicht kann dann in der (k + 1)-ten Detektionsstufe ausgeführt werden. Dieser Prozess der Empfangssignalvektoraktualisierung, Wahl der sukzessiven Schicht und Detektion kann fortgesetzt werden, bis alle erforderlichen Symbole detektiert sind.
Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix
Wie oben erwähnt, hängt die Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix davon ab, ob die betrachtete Schicht I_D(k) in Stufe k dem Ziel-UE oder einem störenden UE zugewiesen ist. Als Erstes wird der Fall betrachtet, dass I_D(k) dem Ziel-UE zugewiesen ist. In diesem Fall ist das im Sender verwendete Modulationsalphabet bekannt.
Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix mit bekannter Modulation Die Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix mit bekannter Modulation bei SIC kann mit der folgenden Darstellung von
beginnen:
Hierbei ist
die a-posteriori-Wahrscheinlichkeit, dass
gesendet worden ist, unter der Bedingung der Beobachtung von
Das Bayesche Theorem lässt sich auf
anwenden und man erhält
wobei
das in (9) gegebene entzerrte Symbol und
für alle Konstellationspunkte gleich ist. Mit der angenommenen Gaußschen Approximation wird die Likelihood-Funktion
gegeben als

wobei
der Kanalgewinn nach Entzerrer wie oben definiert ist.
Die Verwendung von Gleichung (20) in Gleichung (19) ergibt
Hier ist α ein Skalierungsfaktor und erfüllt
Mit Gleichung (21) beträgt der Mittelwert des Entscheidungsfehlers
Das vollständige
kann dann ermittelt werden.
Es kann auch andere Verfahren zur Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix mit bekannter Modulation geben. Die vorliegende Offenbarung ist nicht auf das obige Verfahren beschränkt.
Berechnung der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix mit unbekannter Modulation
Um die Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix mit den Symbolen mit Blindmodulationen zu berechnen, wird Gleichung (19) für die gemischte Konstellation in 4 erweitert. Da verschiedene Anzahlen von Konstellationspunkten in verschiedenen Modulationen vorgesehen sind, weisen Modulationssymbole in 4 unterschiedliche a-priori-Wahrscheinlichkeiten auf, übertragen zu werden. A-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten dieser Modulationen können gegeben werden als
wobei b_QPSK = 2, b_16QAM = 4 und b_64QAM = 6 die Anzahlen von Bit (oder Ordnungen der Modulation) bei QPSK, 16QAM bzw. 64QAM sind. Ohne Verlust der Allgemeingültigkeit wird angenommen, dass diese drei Modulationen z. B. für die Störungsschicht gleich gewählt werden, d. h. P(b_QPSK) = P(b_16QAM) = P(b_64QAM) = 1/3. Daher ist
Mit diesem a-priori-Wissen kann Gleichung (19) folgendermaßen erweitert werden
Anwendung von (25) in (21) ergibt
Schließlich ist der Mittelwert des Entscheidungsfehlers mit Blindmodulation
Ferner kann die vollständige Kovarianzmatrix
ermittelt werden.
Kurz gefasst, kann das Berechnungsverfahren für
folgendermaßen gegeben werden:

– Berechnen des entzerrten Symbols
der harte Entscheidung
beispielsweise des Kanalgewinns
und beispielsweise des nach-SNR (post-SNR) γ der entsprechenden Schichten; die Ergebnisse hängen davon ab, ob I_D(I) eine eigene Schicht oder eine Störungsschicht ist.
– Berechnen der entzerrten euklidischen Distanzen der
und aller möglichen Konstellationspunkte und ferner
mit dem korrekten α; die Ergebnisse hängen davon ab, ob I_D(I) eine eigene Schicht oder eine Störungsschicht ist.
– Berechnen der Elemente in
gemäß Gleichung (18) und
die Ergebnisse hängen davon ab, ob I_D(I) eine eigene Schicht oder eine Störungsschicht ist.

Symboldetektion mit Blindmodulation
Da z. B. drei Modulationen, nämlich z. B. QPSK, 16QAM und 64QAM, zur Nutzinformationsdatenübertragung in Datensubträgern unterstützt werden, soll die Symboldetektion mit Blindmodulationen alle diese drei Modulationen umfassen. In 4 ist eine gemischte Konstellation von QPSK, 16QAM und 64QAM abgebildet. Die mittlere Symbolenergie pro jeder Modulation ist auf E_dlayer = 1 normiert. 4 kann die Basiskonstellation für die Symboldetektion mit Blindmodulationen darstellen. Jedes entzerrte Symbol in der Störungsschicht wird auf den nächsten Punkt in dieser gemischten Konstellation im Schritt der harten Entscheidung quantisiert. Deshalb kann SOSIC mit Löschung der Störungsschicht angewandt werden, bevor eigene Schichten detektiert werden.
Die SER (Symbol Error Rate – Symbolfehlerrate) der gemischten Konstellation muss aufgrund der nichtgleichen Distanz zwischen verschiedenen Punkten nicht für alle Punkte dieselbe sein. Das bedeutet, dass die Restentscheidungsfehler (und somit die Fehlerpropagierung) nicht nur von dem nach-SNR abhängen, sondern auch von der verwendeten Modulation in der Störungsschicht. Wenn Symbole in der Nähe der QPSK-Punkte in der Störungsschicht übertragen werden, ist der Entscheidungsfehler höher als im Fall von anderen übertragenen Symbolen.
Der rechnerische Aufwand der harten Entscheidung mit Blindmodulationen wie oben erläutert kann aufgrund der nichtgleichen Distanz zwischen Symbolen etwas höher als bei der harten Entscheidung von 64QAM sein. Der rechnerische Aufwand der Entscheidungsfehlerkovarianzmatrix ist 30% bis 40% höher als im Fall von 64QAM. Der Restentscheidungsfehler kann nur mit sehr großem nach-SNR verschwinden, was im Kontext von ML-MU-MIMO für die Störungsschicht möglicherweise nicht gegeben ist. Symboldetektion mit Blindmodulationen erlaubt jedoch die Verwendung von SOSIC, falls Störungen stärker als die eigenen Schichtsignale sind.
8 zeigt einen beispielhaften Empfänger 200 eines Ziel-UE. Der Empfänger 200 kann gemäß dem in 3 gezeigten Empfänger 100 ausgelegt sein. Die in 8 dargestellte Implementierung des Empfängers 200 ist ausführlicher als die Implementierung des Empfängers 100, wobei zusätzliche Merkmale des Empfängers 200 als optionale Merkmale aufgefasst werden können.
Der Empfänger 200 kann ferner eine Empfangssignal-Aktualisierungseinheit (UP) 210, einen Konstellationsgenerator (CON) 211 und eine Soft-Ausgabeeinheit (SO) 212 umfassen. Die Empfangssignal-Aktualisierungseinheit (UP) 210 ist dafür ausgelegt, den Empfangssignalvektor r(k) in der k-ten Detektionsstufe zu aktualisieren. In jeder Detektionsstufe k werden somit Störungen aus dem Eingangssymbolstrom auf der Basis der harten Ausgaben des Detektors (DEC) 103 für die vorherige Detektionsstufe k – 1 gelöscht. Ferner kann die Empfangssignal-Aktualisierungseinheit (UP) 210 mit der Symbolstrom-Wahleinheit (ELEC) 101 gekoppelt sein, um die Informationen über den neuen Symbolstrom oder die Schicht I_D(k), die in der k-ten Detektionsstufe zu detektieren ist, zu erhalten.
Der Konstellationsgenerator (CON) 211 kann einen Steuereingang aufweisen, der mit einem Ausgang des Blindmodulations-Schichtindikators (BL) 104 gekoppelt ist. Somit wird der Konstellationsgenerator (CON) 211 darüber informiert, ob in der aktuellen k-ten Detektionsstufe eine dem Ziel-UE zugewiesene Schicht (eigene Schicht) oder eine einem anderen UE zugewiesene Schicht (Störungsschicht) zu verarbeiten ist. Abhängig von dieser Information kann entweder die bekannte Konstellation (bei Verarbeitung einer eigenen Schicht) oder die gemischte Konstellation (bei Verarbeitung einer Störungsschicht) durch den Konstellationsgenerator (CON) 211 ausgegeben und dem Detektor (DEC) 103 zugeführt werden.
Die Soft-Ausgabeeinheit (SO) 212 kann dafür ausgelegt sein, Soft-Ausgaben wie z. B. oben beschrieben zu berechnen. Zu diesem Zweck kann die Soft-Ausgabeeinheit (SO) 212 Informationen über den Kanalgewinn, über das entzerrte Symbol
und über das hart entschiedene Symbol
empfangen.
9 ist ein Blockschaltbild eines beispielhaften Empfängers 300. Der Empfänger 300 kann einen Empfänger 100 oder 200 umfassen, der als innerer Empfänger an dem Blindmodulationsdetektions- und/oder Blindmodulations-Entscheidungsfehlerquantisierungsschema arbeitet. Der innere Empfänger 100, 200 ist dafür ausgelegt, eine oder mehrere Störungsschichten zu detektieren. Detektion der eigenen Schichten wird jedoch durch den „äußeren” Empfänger 300 durchgeführt. Der äußere Empfänger 300 kann ein MLD (Maximum Likelihood Detector) sein. Somit werden die eigenen Schichten durch ein optimales ML-Schema detektiert, während mindestens eine Störungsschicht, z. B. die mit maximaler Stärke oder maximalem SNR, durch den inneren Empfänger 100, 200 detektiert wird (der kein MLD ist, aber ein SIC-Empfänger sein kann). Ähnlich wie der Empfänger 100 und 200 kann der Empfänger 300 Hart-Entscheidungsausgaben und Soft-Entscheidungsausgaben erzeugen und ausgeben.
Die Funktionsweise des Empfängers 300 ist in 10 exemplifiziert. Wieder wird beispielsweise ein Empfangssignal betrachtet, das durch r = g ₁ d ₁ + g ₂ d ₂ + g _a d _a + g _b d _b + n gegeben wird, wobei g _i, d _i, i = 1, 2 die Kanalvektoren bzw. Symbole eigener Schichten für das Ziel-UE sind, g ₁, d _i, i = a, b die Kanalvektoren bzw. Symbole von Störungsschichten für das Ziel-UE sind und n die Summe von Rauschen und Störungen zwischen Zellen ist.
Bei B1 wird die SNR- oder Signalstärkeordnung bzw. -reihenfolge der Schichten bestimmt. Der Prozess B1 kann mit dem Prozess A1 von 7 identisch sein.
Der innere SIC-Empfänger 100, 200, z. B. ein SOSIC-MMSE-Empfänger wie oben beschrieben, kann dann Blindmodulations-SIC anwenden, um die Schichten (Symbolströme) von Störungs-UE zu löschen, bis die verbleibenden stärksten Signale von den eigenen Schichten des Ziel-UE kommen. In dem obigen Beispiel wird Blindmodulations-SIC bei B2 auf Schicht a angewandt. Das Empfangssignal r wird gemäß Prozess A2 von 7 auf r = g ₁ d ₁ + g ₂ d ₂ + g _b d _b + n aktualisiert.
Der innere Empfänger 100, 200 kann dann auf Blindmodulation basierende Quantisierungsfehlerschätzung von Schicht a im Prozess B3 anwenden. Prozess B3 entspricht Prozess A3 von 7. Der neue Rauschterm nach Prozess B2 an dem Empfangssignal r kann folgendermaßen ausgedrückt werden n ⁽¹⁾ = n + Quantisierungsfehler von Schicht a.
Wenn dann die stärkste Störungsschicht (oder Störungsschicht mit dem höchsten SNR) identifiziert wird bzw. die stärksten Störungsschichten (oder Störungsschichten mit dem höchsten SNR) identifiziert werden und Störungslöschung durch Blindmodulations-SIC und/oder Blindquantisierungsfehlerschätzung durchgeführt ist, kann der äußere MLD-Empfänger 300 zum Detektieren der eigenen Schichten 1, 2 verwendet werden.
Beispielsweise kann der MLD-Empfänger 300 mit einem spezifischen ML-Schema betrieben werden, das im Folgenden als FastMLD bezeichnet wird. Beginnend mit dem aktualisierten Empfangssignal r, in welchem Störungen der stärksten Störungsschicht a gelöscht wurden, wird somit FastMLD mit Blindmodulations-SIC an den Restschichten 1, b, 2 ausgeführt.
Ein FastMLD-Schema wird in der Schrift "Efficient maximum likelihood detector for MIMO systems with small number of streams", in Proc. of IEE Electronic Letters, Band 43, Nr. 22, Oktober 2007, von Y. Lomnitz und D. Andelman, beschrieben, die hiermit durch Bezugnahme in den Offenbarungsgehalt der vorliegenden Schrift aufgenommen wird. Bei dem dort beschriebenen FastMLD wird die Gesamtzahl der Hypothesen der parallel über N_Tx Sendeantennen übertragenen Symbole verringert, indem lediglich N_Tx – 1 Sendeantennen gescannt werden. Für jede Hypothese an den N_Tx – 1 Sendeantennen kann dann in einem weiteren Schritt eine optimale Wahl für die verbleibende Sendeantenne berechnet werden.
Hierbei wird das FastMLD-Schema an mehrere Symbolströme angepasst. Zu diesem Zweck kann im Prozess B4-a eine erste Teilmenge mit allen Symbolen aus Schicht 1 und Blindmodulations-SIC-detektierten Symbolen aus Schicht b und 2 gebildet werden. Zusätzlich kann eine zweite Teilmenge mit allen Symbolen aus Schicht 2 und Blindmodulations-SIC-detektierten Symbolen aus Schicht 1 und b gebildet werden.
In einem weiteren Prozess wird dann das FastMLD-Detektionsschema auf die erzeugten Teilmengen angewandt. Auf diese Weise werden harte Ausgaben und/oder Soft-Ausgaben von Symbolen von Schicht 1 und Schicht 2, die dem Ziel-UE zugewiesen sind, d. h. der eigenen Schichten, erzeugt.
Im Folgenden wird das an Teilmengen wie oben definiert operierende FastMLD-Schema ausführlicher beschrieben.
Die vorcodierten Daten x, die zu einem beliebigen Zeitpunkt durch die Basisstation übertragen werden, können ausgedrückt werden als
wobei w _l einen Vorcodierungsvektor der Dimension N_Tx × 1 für die l-te Schicht bedeutet, der z. B. aus einem Vorcodierungscodebuch ausgewählt werden kann, das eine beliebige Anzahl von Einträgen aufweist. Die vorcodierten Daten x entsprechen somit einem Vektor der Dimension N_Tx × 1, der die Signale enthält, die durch die N_Tx Sendeantennen der Basisstation gesendet werden. Der Vektor x kann normiert sein, d. h.
Der durch das Ziel-UE empfangene Signalvektor r kann somit als ein Vektor r = Hx + n (30) der Dimension N_Rx × 1 ausgedrückt werden, wobei H die Kanalmatrix bedeutet, von der angenommen wird, dass sie im Ziel-UE bekannt ist oder geschätzt wird.
Wenn man Gleichung (28) und (30) kombiniert, kann das Empfangssignal r ausgedrückt werden als
Im Ziel-UE kann es erwünscht sein, den übertragenen Signalvektor d aus dem Empfangssignalvektor r zu decodieren. Eine ML-Lösung kann dem Finden der wahrscheinlichsten Lösung
für das übertragene Symbol d entsprechen. Hierbei bedeutet C_l ein Modulationsalphabet, das eine Anzahl von M_l Modulationssymbolen umfasst, die zum Modulieren des übertragenen Symbols der Schicht I verwendet wurden, während die Funktion ”Pr” eine Wahrscheinlichkeit einer jeweiligen Lösung d bedeutet. Die ML-Lösung von Gleichung (33) entspricht dem Minimieren der euklidischen Distanz zwischen dem übertragenen und empfangenen Signalvektor, d. h. durch Finden des Minimalwerts
wobei
eine beliebige Norm bedeutet, zum Beispiel eine L₂-Norm und insbesondere eine euklidische Norm.
Gleichungen (33) und (34) können durch eine Brute-Force-Implementierung gelöst werden, bei der alle L-Symbolströme gescannt werden. Das heißt, unter Berücksichtigung der M_l Modulationssymbole der verwendeten Modulationsverfahren C_l werden alle möglichen Werte für d in Gleichung (33) betrachtet, was zu M₁ × M₂ × ... × M_L Hypothesen oder hypothetischen Werten führt. Wenn zum Beispiel C₁ und C₂ einem 64-QAM-Modulationsalphabet entsprechen, das 64 Modulationssymbole umfasst, und die Anzahl der Datenströme (Schichten) gleich zwei (L = 2) ist, erfordert eine Brute-Force-Implementierung die Bestimmung von 4096 Hypothesen.
Im Folgenden wird das FastML-Schema beschrieben, bei dem die Anzahl der zu bestimmenden Hypothesen verringert werden kann, indem man lediglich L-1 Schichten scannt. Für jede Hypothese bezüglich der L-1 Schichten kann dann in einem weiteren Schritt, der nachfolgend beschrieben wird, eine optimale Wahl für die übrige Schicht berechnet werden. Das FastML-Schema kann mindestens teilweise mit dem ML-Schema zusammenfallen, das in der oben erwähnten Schrift von Y. Lomnitz und D. Andelman dargelegt wird, die hiermit durch Bezugnahme aufgenommen wird.
Die Minimierung von Gleichung (34) kann ausgedrückt werden als
wobei d ₁ das für die erste Schicht in der Basisstation übertragene Symbol bedeutet und
einen Vektor der Dimension L-1 bedeutet, der die Symbole aus den übrigen L-1 Schichten umfasst. Ferner bedeutet g ₁ die erste Spalte der (virtuellen) Kanalmatrix G und
bedeutet eine Matrix, die die Restspalten von 2 bis L der Kanalmatrix G umfasst.
Eine optimale Wahl für eine einzelne Sendeantenne kann einer MRC-Lösung (Maximum Ratio Combining) im MLSE-Sinne (Maximum Likelihood Sequence Estimation) entsprechen. Das heißt, die MLSE eines Stroms, der von einer einzigen Sendeantenne übertragen und von einer oder mehreren Antennen empfangen wird, kann in einen Maximal Ratio Combiner zerlegt werden, dem ein MLSE-Decoder folgt. Insbesondere kann ein ML-Schätzer eines einzelnen Datensymbols aus einer diskreten Konstellation ein MRC, gefolgt von einem Spleißer, sein. Eine optimale Wahl für eine einzelne Schicht kann somit als
ausgedrückt werden, wobei der Stern die konjugierte Transponierung bedeutet, g ein komplexer Spaltenvektor der Dimension N_Rx × 1 ist und die Funktion „slice” definiert werden kann als
Um die Lösung
gemäß dem FastML-Schema zu finden, werden daher alle Kombinationen von
gescannt, und bei einer gegebenen Hypothese bezüglich
erhält man den Minimalwert von
mit Bezug auf d ₁ durch Anwendung von Gleichung (36), mit dem Ergebnis
Diese Operation ist dem Subtrahieren des Einflusses des vermuteten
aus der Eingabe und dem Ausführen von MRC und Slicing äquivalent. Nach Berechnung der euklidischen Distanz für jede Hypothese wird der Wert gefunden, der die minimale euklidische Distanz ergibt.
Soft-Ausgaben können z. B. berechnet werden, um Soft-Decodierung oder Turbo Decodierung durchzuführen. Zu diesem Zweck können LLR (Log Likelihood Ratios) für eine Anzahl von m Bit b_m bestimmt werden, wobei m = log₂(M₁) + ... + log₂(M_L) eine Anzahl von L der M_l-ären Konstellationen C₁, ..., C_L ist, durch
wobei die Menge von Konstellationspunkten C₁ × C₂ × ... × C_L in zwei gleiche Mengen C (1) / m und C (0) / m aufgeteilt wird. Jede Menge C (1) / m und C (0) / m umfasst alle Kombinationen von Konstellationspunkten über L Schichten, wobei b_m = 1 bzw. b_m = 0 ist. Man beachte, dass beispielsweise C_l ∊ {M_QPSK, M_16QAM, M_64QAM} für jede Schicht I mit M_QPSK, M_16QAM und M_64QAM die vollständigen oder teilweisen Modulationsalphabete der Modulationsverfahren QPSK, 16QAM bzw. 64QAM bedeuten.
Mit der Erweiterung von FastML in der oben erwähnten Schrift von Y. Lomnitz und D. Andelman kann die Minimierung von Gleichung (34) ausgedrückt werden als
wobei d ₁ und d ₂ das für die erste und zweite Schicht in der Basisstation übertragene Symbol bedeuten und
einen Vektor der Dimension L-2 bedeutet, der die Symbole aus den übrigen L-2 Schichten umfasst. Ferner bedeuten g ₁ und g ₂ die erste und zweite Spalte der (virtuellen) Kanalmatrix G und
bedeutet eine Matrix, die die Restspalten 3 bis L der Kanalmatrix G umfasst. Anstelle der Verwendung des MRC-Empfängers kann der SIC-Empfänger mit oder ohne Blindmodulation durchgeführt werden, um d ₁ und d ₂ bezüglich der
mit allen Hypothesen von
zu erhalten.
Wieder mit Bezug auf 10 wird beispielsweise FastMLD-Berechnung bei B4-b an der ersten Teilmenge (d. h. Schichten 1, b, 2) verwendet, um
und
in SIC-Detektionsverfahren zu berechnen, z. B. indem wieder der „innere” Empfänger 100/200 an dem vermuteten
verwendet wird. Hier basiert
auf Blindmodulations-SIC-Detektion und
basiert auf normaler SIC-Detektion.
umfasst Schicht 1. FastMLD-Berechnung bei B4-b an der zweiten Teilmenge (d. h. Schichten 2, 1, b) wird verwendet, um
an dem vermuteten
zu berechnen, was nun die SIC detektierte Schicht 2 umfasst. Im Fall des Vergleichs mit dem in 7 gezeigten SIC-Prozess werden somit die Prozesse A4 und A4', die zur Berechnung der Soft-Ausgaben der eigenen Schichten 1 und 2 verwendet werden, durch ML-Prozesse B4-a und B4-b ersetzt.
Der Empfänger 300, z. B. ein SOSIC-FastMLD-Empfänger, kann einen MLD-Empfänger, z. B. FastMLD wie oben erläutert, zusammen mit dem geschätzten Quantisierungsfehler der stärksten Störungsschicht a (aus Prozess B3) anwenden, um die Symbole der eigenen Schichten 1 und 2 zu detektieren. Alle Symbole der eigenen Schichten 1 und 2 werden aufgefunden und für die anderen Schichten wird SIC verwendet.
11 exemplifiziert das Konzept der Maximum-Likelihood-Symboldetektion auf der Basis von SIC zur Verarbeitung von Störungsschicht(en). Gemäß 11 kann ein beispielhaftes Verfahren zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, wählen eines Störungssymbolstroms umfassen, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist.
Das Empfangssignal kann entzerrt werden, um ein entzerrtes Symbol des gewählten Störungssymbolstroms bereitzustellen. Entzerrung kann durch den inneren Empfänger 100, 200 z. B. unter Verwendung eines SIC-Prozesses, durchgeführt werden. Beispielsweise kann der Entzerrungsprozess Blindmodulations-Quantisierungsfehlerberechnung wie oben beschrieben verwenden.
Ein detektiertes Symbol des Störungssymbolstroms kann dann aus dem entzerrten Symbol erzeugt werden, wobei das detektierte Symbol des Störungssymbolstroms auf der Basis einer gemischten Konstellation detektiert wird, die Konstellationspunkte von mindestens zwei mehrfachen vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst. Die Detektion des Störungssymbols kann somit das Konzept der Blindmodulationsdetektion wie oben beschrieben verwenden.
Dann kann ein detektiertes Symbol eines dem interessierenden Benutzer zugewiesenen Symbolstroms durch Verwendung eines Maximum-Likelihood-Detektionsschemas erzeugt werden. Die Erzeugung des detektierten Symbols kann durch den äußeren Empfänger 300 wie oben beschrieben durchgeführt werden. Insbesondere kann das vom äußeren Empfänger 300 angewandte Maximum-Likelihood-Detektionsschema (mindestens) das detektierte Symbol des Störungssymbolstroms, das mit dem vorbekannten SIC-Prozess erhalten wird, als Hypothese zur Erzeugung des detektierten Symbols des dem interessierenden Benutzer zugewiesenen Symbolstroms verwenden.
12 ist ein Graph, in dem die rohe BER (raw Bit Error Rate) als Funktion des SINR (Verhältnis von Signal zu Störungen und Rauschen) in dB für vier Empfänger zum Zwecke eines Performancevergleichs aufgetragen ist. Die vier Empfänger sind ein Empfänger mit sukzessiver Störungslöschung (SIC) mit Blindmodulationsdetektion und Blindmodulations-Fehlerentscheidungsschätzung („vorgeschlagener Empfänger 1 (SOSIC-MMSE)”), ein entsprechender Empfänger mit auf Störungssymbolströme angewandter herkömmlicher Störungsweißung („Empfänger 1 (IW-MMSE)”), ein Empfänger mit sukzessiver Störungslöschung mit Blindmodulationsdetektion und Blindmodulations-Fehlerentscheidungsschätzung, kombiniert mit einem Maximum-Likelihood-Empfänger mit Blindmodulationsdetektion („vorgeschlagener Empfänger 2 (SOSIC-FastMLD)”) und ein entsprechender Empfänger mit auf Störungssymbolströme angewandter herkömmlicher Störungsweißung („Empfänger 2 (IW-MMSE-FastMLD)”). Die Ergebnisse werden aus einer LTE-Simulation mit TM9 erhalten. Das Ziel-UE weist 2 eigene Schichten auf. Zusätzlich wurden zwei weitere UE in TM9 als zelleninterne Störungen betrachtet. Störungen zwischen Zellen wurden ebenfalls mit niedrigem Verhältnis von Störungen zu Rauschen modelliert. Die geringe räumliche Korrelation wurde als geeignetes Szenario für ML-MU-MIMO-Übertragung mit 64Qam-Modulation betrachtet. Es ist ersichtlich, dass bei hoher BER = 1% der vorgeschlagene Empfänger 1 (SOSIC-MMSE) etwa 3 dB besser als der entsprechende Empfänger 1 ist, der herkömmliche Störungsweißung (IW-MMSE) verwendet. Ferner ist der vorgeschlagene Empfänger 2 (SOSIC-FastMLD) bei hoher BER = 1% etwa 2 dB besser als der entsprechende Empfänger 2, der herkömmliche Störungsweißung (IW-FastMLD) verwendet, und ungefähr 7 dB besser als Empfänger 1, der herkömmliche Störungsweißung (IW-MMSE) verwendet. Kurz gefasst, weisen beide vorgeschlagenen Empfänger eine signifikant höhere Leistungsfähigkeit als entsprechende Empfänger, die Störungsweißung verwenden, bei signifikant verringerter Komplexität auf.
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen beschrieben wurde, können Änderungen und/oder Modifikationen an den dargestellten Beispielen vorgenommen werden. Insbesondere hinsichtlich der verschiedenen durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Baugruppen, Einrichtungen, Schaltungen, Systeme usw.) ausgeführten Funktionen sollen die zur Beschreibung solcher Komponenten verwendeten Ausdrücke (einschließlich einer Erwähnung eines „Mittels”), sofern es nicht anders angegeben wird, einer beliebigen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (z. B. die funktional äquivalent ist), obwohl sie nicht strukturell der offenbarten Struktur äquivalent ist, die die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung ausführt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

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IS-95 [0022]
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IEEE 802.11 [0022]
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IEEE 802.20 [0022]
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”Efficient maximum likelihood detector for MIMO systems with small number of streams”, in Proc. of IEE Electronic Letters, Band 43, Nr. 22, Oktober 2007, von Y. Lomnitz und D. Andelman [0113]

Claims

Mehrbenutzer-Empfänger, ausgelegt zum Empfangen eines Signals, das mehrere Symbolströme umfasst, die verschiedenen Benutzern zugewiesen sind, wobei die mehreren Symbolströme mindestens einen ersten Symbolstrom, der einem Benutzer des Mehrbenutzer-Empfängers zugewiesen ist, und mindestens einen zweiten Symbolstrom, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, umfassen, wobei ein für den mindestens einen zweiten Symbolstrom angewandtes Modulationsalphabet in dem Mehrbenutzer-Empfänger unbekannt ist, wobei der Mehrbenutzer-Empfänger umfasst: eine Symbolstrom-Wahleinheit, ausgelegt zum Wählen eines Symbolstroms der mehreren Symbolströme; einen Entzerrer, ausgelegt zum Bereitstellen eines entzerrten Symbols des gewählten Symbolstroms; und einen Detektor, ausgelegt zum Erzeugen eines detektierten Symbols aus dem entzerrten Symbol auf der Basis einer Konstellation, wobei, wenn der zweite Symbolstrom gewählt wird, die Konstellation eine gemischte Konstellation ist, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei, wenn der zweite Symbolstrom gewählt wird, der Detektor dafür ausgelegt ist, das detektierte Symbol durch Abbilden des entzerrten Symbols auf den nächstliegenden Punkt der gemischten Konstellation zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend: eine Empfangssignal-Aktualisierungseinheit, ausgelegt zum Aktualisieren des Empfangssignals durch Subtrahieren eines detektierten Signals auf der Basis zuvor detektierter Symbole aus dem Empfangssignal.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit, ausgelegt zum Berechnen eines Quantisierungsfehlers des detektierten Symbols.
Empfänger nach Anspruch 4, wobei, wenn der zweite Symbolstrom gewählt wird, die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit dafür ausgelegt ist, den Quantisierungsfehler des detektierten Symbols auf der Basis von a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten der mehreren vordefinierten Modulationsalphabete zu berechnen.
Empfänger nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Entscheidungsfehler-Berechnungseinheit ausgelegt ist zum Berechnen einer Kovarianzmatrix in Bezug auf den gewählten Symbolstrom.
Empfänger nach Anspruch 6, wobei der Entzerrer dafür ausgelegt ist, das entzerrte Symbol des gewählten Symbolstroms auf der Basis der Kovarianzmatrix in Bezug auf einen zuvor gewählten Symbolstrom bereitzustellen.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Symbolstrom-Wahleinheit dafür ausgelegt ist, sukzessive Symbolströme zu wählen, wobei eine Reihenfolge der Wahl von einem Rauschabstand oder einer Signalstärke jedes Symbolstroms abhängt.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die gemischte Konstellation Konstellationspunkte von Modulationsalphabeten von verschiedenen Modulationsordnungen umfasst.
Empfänger nach Anspruch 9, wobei die gemischte Konstellation Konstellationspunkte von mindestens zwei der Modulationsalphabete QPSK, 16QAM und 64QAM umfasst.
Mehrschicht-Mehrbenutzer-Empfänger mit sukzessiver Störungslöschung bzw. (SIC), umfassend: einen Entzerrer, ausgelegt zum Bereitstellen entzerrter Symbole von eigenen Schichten und Störungsschichten; und einen Detektor, ausgelegt zum Erzeugen von detektierten Symbolen aus entsprechenden entzerrten Symbolen, wobei detektierte Symbole von Störungsschichten auf der Basis einer gemischten Konstellation detektiert werden, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst.
Mehrschicht-Mehrbenutzer-SIC-Empfänger nach Anspruch 11, ferner umfassend: eine Kovarianzmatrix-Berechnungseinheit, ausgelegt zum Berechnen einer Kovarianzmatrix auf der Basis von a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten der mehreren vordefinierten Modulationsalphabete.
Verfahren zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, die mindestens einen ersten Symbolstrom, der einem interessierenden Benutzer zugewiesen ist, und mindestens einen zweiten Symbolstrom, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, umfassen, wobei ein für den zweiten Symbolstrom angewandtes Modulationsalphabet unbekannt ist, wobei das Verfahren umfasst: Wählen des ersten Symbolstroms oder des zweiten Symbolstroms; Entzerren des Empfangssignals, um ein entzerrtes Symbol des gewählten Symbolstroms bereitzustellen; und Erzeugen eines detektierten Symbols aus dem entzerrten Symbol auf der Basis einer Konstellation, wobei, wenn der zweite Symbolstrom gewählt wird, die Konstellation eine gemischte Konstellation ist, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das detektierte Symbol des zweiten Symbolstroms durch Abbilden des entzerrten Symbols auf den nächstliegenden Punkt der gemischten Konstellation erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, umfassend: Subtrahieren eines detektierten Signals auf der Basis von zuvor detektierten Symbolen von dem Empfangssignal, um ein aktualisiertes Empfangssignal zu erzeugen; und Ausführen des Verfahrens von Anspruch 13 auf der Basis des aktualisierten Empfangssignals.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 15, ferner umfassend: Berechnen eines Quantisierungsfehlers des detektierten Symbols des zweiten Symbolstroms auf der Basis von a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten der mehreren vordefinierten Modulationsalphabete.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das entzerrte Symbol des gewählten Symbolstroms auf dem Quantisierungsfehler eines detektierten Symbols eines zuvor gewählten Symbolstroms basiert.
Verfahren zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, die mindestens einen ersten Symbolstrom, der einem interessierenden Benutzer zugewiesen ist, und mindestens einen zweiten Symbolstrom, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist, umfassen, wobei ein für den zweiten Symbolstrom angewandtes Modulationsalphabet unbekannt ist, wobei das Verfahren umfasst: Wählen des ersten Symbolstroms oder des zweiten Symbolstroms; Entzerren des Empfangssignals, um ein entzerrtes Symbol des gewählten Symbolstroms bereitzustellen; Erzeugen eines detektierten Symbols aus dem entzerrten Symbol; und Berechnen eines Quantisierungsfehlers des detektierten Symbols, wobei, wenn der gewählte Symbolstrom der zweite Symbolstrom ist, der Quantisierungsfehler auf a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten mehrerer vordefinierter Modulationsalphabete basiert.
Verfahren nach Anspruch 18, ferner umfassend: Erzeugen des detektierten Symbols aus dem entzerrten Symbol auf der Basis einer Konstellation, wobei, wenn der gewählte Symbolstrom der zweite Symbolstrom ist, das detektierte Symbol des zweiten Symbolstroms aus dem entzerrten Symbol des zweiten Symbolstroms auf der Basis einer gemischten Konstellation detektiert wird, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst.
Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, ferner umfassend: Berechnen einer Kovarianzmatrix in Bezug auf den gewählten Symbolstrom auf der Basis der a-priori-Symbolauswahlwahrscheinlichkeiten der mehreren vordefinierten Modulationsalphabete.
Verfahren nach Anspruch 20, ferner umfassend: Wählen eines nachfolgenden Symbolstroms; und Entzerren des Empfangssignals, um ein entzerrtes Symbol des nachfolgenden Symbolstroms auf der Basis der Kovarianzmatrix in Bezug auf den zuvor gewählten Symbolstrom bereitszustellen.
Mehrbenutzer-Empfänger eines interessierenden Benutzers, umfassend: einen Empfänger mit sukzessiver Störungslöschung (SIC), umfassend: eine Symbolstrom-Wahleinheit, ausgelegt zum Wählen eines Störungssymbolstroms, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist; einen Entzerrer, ausgelegt zum Bereitstellen entzerrter Symbole des Störungssymbolstroms; einen Symboldetektor, ausgelegt zum Erzeugen detektierter Symbole des Störungssymbolstroms aus den entzerrten Symbolen, wobei detektierte Symbole des Störungssymbolstroms auf der Basis einer gemischten Konstellation detektiert werden, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst; und einen Maximum-Likelihood-Empfänger, ausgelegt zum Erzeugen detektierter Symbole eines oder mehrerer Symbolströme, die dem interessierenden Benutzer zugewiesen sind.
Mehrbenutzer-Empfänger nach Anspruch 22, wobei der Maximum-Likelihood-Empfänger ein detektiertes Symbol des Störungssymbolstroms zur Erzeugung des detektierten Symbols eines oder mehrerer Symbolströme, die dem interessierenden Benutzer zugewiesen sind, verwendet.
Verfahren zum Detektieren eines Empfangssignals, das mehrere Symbolströme umfasst, durch einen interessierenden Benutzer, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Wählen eines Störungssymbolstroms, der einem anderen Benutzer zugewiesen ist; Entzerren des Empfangssignals, um ein entzerrtes Symbol des gewählten Störungssymbolstroms bereitzustellen; Erzeugen eines detektierten Symbols des Störungssymbolstroms aus dem entzerrten Symbol, wobei das detektierte Symbol des Störungssymbolstroms auf der Basis einer gemischten Konstellation detektiert wird, die Konstellationspunkte von mindestens zwei von mehreren vordefinierten Modulationsalphabeten umfasst; und Erzeugen eines detektierten Symbols eines Symbolstroms, der dem interessierenden Benutzer zugewiesen ist, durch Verwendung eines Maximum-Likelihood-Detektionsschemas.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei das Maximum-Likelihood-Detektionsschema das detektierte Symbol des Störungssymbolstroms als Hypothese zum Erzeugen des detektierten Symbols des dem interessierenden Benutzer zugewiesenen Symbolstroms verwendet.