DE202004021918U1

DE202004021918U1 - Frequenzselektive Sendesignalgewichtung fürMehrfachantennen-Kommunikationssysteme

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Publication number: DE202004021918U1
Application number: DE202004021918U
Authority: DE
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2003-07-29
Filing date: 2004-07-29
Publication date: 2012-11-06
Anticipated expiration: 2014-07-30
Also published as: CN1860693A; EP2523383A2; EP2523382A3; WO2005065070A2; DE202004021936U1; WO2005065070A3; US20120076238A1; EP2523383A3; EP2523382A2; US8767860B2; EP1678863A4; EP1678863A2

Abstract

System zum Senden eines Signals mit: einem Empfänger, der so konfiguriert ist, dass er ein anfängliches Signal empfängt und Kanalzustandsinformationen für das anfängliche Signal schätzt; und einem Sender, der so konfiguriert ist, dass er das Signal gemäß einem Sendemodus sendet und eine Sendesignalgewichtung als eine Funktion der Frequenz auf der Basis der Kanalzustandsinformation und des Sendemodus durchführt.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme, die Sender und Empfänger verwenden, die mehrere Antennenelemente aufweisen. Genauer gesagt bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Vorrichtung zur Gewichterzeugung zur Unterstützung der Signalgewichtung und -kombinierung in Multi-Antennen-Systemen.
HINTERGRUNG DER ERFINDUNG
Die meisten aktuellen drahtlosen Kommunikationssysteme setzen sich aus Knoten zusammen, die mit einer einzigen Sende- und Empfangsantenne konfiguriert sind. Aber für einen breiten Bereich von drahtlosen Kommunikationssystemen ist vorausgesagt worden, dass die Leistung einschließlich der Kapazität durch die Verwendung von mehreren Sendeantennen und/oder mehreren Empfangsantennen wesentlich verbessert werden können. Solche Konfigurationen bilden die Basis vieler sogenannter „Smart Antenna”-Techniken (Techniken mit „smarten” bzw. intelligenten Antennen). Solche Techniken können gekoppelt mit einer Raum-Zeit-Signalverarbeitung dazu verwendet werden, sowohl die schädlichen Auswirkungen des Mehrwegeschwunds (Multipath Fading) eines gewünschten eingehenden Signals zu bekämpfen als auch Störsignale zu unterdrücken. Auf diese Weise können sowohl die Leistung als auch die Kapazität von existierenden oder eingesetzten digitalen drahtlosen Systemen (z. B. CDMA-basierten Systemen, TDMA-basierten Systemen, WLAN-Systemen und OFDM-basierten Systemen wie IEEE 802.11a/g) verbessert werden.
Die Beeinträchtigungen der Leistung von drahtlosen Systemen der oben beschriebenen Art können zumindest teilweise verbessert werden, indem Multi-Element-Antennensysteme verwendet werden, die dafür ausgelegt sind, einen Diversitätsgewinn einzuführen und Interferenzen innerhalb des Signalempfangsprozesses zu unterdrücken. Dies ist zum Beispiel in „The Impact of Antenna Diversity On the Capacity of Wireless Communication Systems” (Der Einfluss der Antennendiversität auf die Kapazität von drahtlosen Kommunikationssystemen) von J. H. Winters et al., IEEE Transactions an Communications, Band 42, Nr. 2/3/4, Seiten 1740–1751, Februar 1994, beschrieben worden. Solche Diversitätsgewinne verbessern die Systemleistung durch die Mehrweg-Unterdrückung bzw. -Abschwächung für eine gleichmäßigere Flächendeckung, durch das Erhöhen eines empfangenen Signal-Rausch-Verhältnisses (SRV; engl. SNR, signal-to-noise ratio) für einen größeren Bereich oder eine reduzierte benötigte Sendeleistung, und durch das Bereitstellen von mehr Robustheit gegenüber Interferenz oder durch das Erlauben einer größeren Frequenzwiederverwendung für eine höhere Kapazität.
Es ist bekannt, dass innerhalb von Kommunikationssystemen, die Mehrantennenempfänger enthalten, ein Satz von M Empfangsantennen in der Lage ist, bis zu M-1 Störer auf Null zu setzen. Dementsprechend können N Signale gleichzeitig in der gleichen Bandbreite unter Verwendung von N Sendeantennen gesendet werden, wobei das gesendete Signal dann in N jeweilige Signale durch einen Satz von N Antennen getrennt wird, die an dem Empfänger verwendet werden. Systeme dieser Art werden allgemein als MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Systeme bezeichnet und sind umfassend und eingehend untersucht worden. Siehe dazu zum Beispiel „Optimum combining for indoor radio systems with multiple users," (Optimales Kombinieren für Innenraumfunksysteme mit mehreren Benutzern) von J. H. Winters, IEEE Transactions an Communications, Band COM-35, Nr. 11, November 1987; "Capacity of Multi-Antenna Array Systems in Indoor Wireless Environment" (Kapazität von Multi-Antennen-Array-Systemen in drahtloser Innenraum-Umgebung) von C. Chuah et al., Proceedings of Globecom '98 Sydney, Australien, IEEE 1998, Seiten 1894–1899, November 1998; und "Fading Correlation and Its Effect an the Capacity of Multi-Element Antenna Systems" (Schwundkorrelation und ihre Wirkung auf die Kapazität von Multi-Element-Antennensystemen) von D. Shiu et al., IEEE Transactions an Communications, Band 48, Nr. 3, Seiten 502–513, März 2000.
Ein Aspekt der Attraktivität von Multi-Element-Antennenanordnungen, insbesondere MIMOs, liegt in den beträchtlichen Systemkapazitätserhöhungen, die unter Verwendung dieser Konfigurationen erzielt werden können. Unter der Annahme von perfekten Schätzwerten des verwendbaren Kanals an dem Empfänger wird in einem MIMO-System mit N Sendeantennenelementen und N Empfangsantennenelementen das empfangene Signal in N „räumlich gemultiplexte” unabhängige Kanäle zerlegt. Dies resultiert in einer N-fachen Kapazitätserhöhung im Vergleich zu Systemen mit einer einzigen Antenne. Für eine feste Gesamtübertragungsleistung skaliert sich die durch MIMOs angebotene Kapazität linear mit der Anzahl an Antennenelementen. Es hat sich insbesondere gezeigt, dass mit N Sendeantennen und N Empfangsantennen ein N-facher Anstieg der Datenrate gegenüber einem Einantennensystem erzielt werden kann, ohne dass es eine Vergrößerung der Gesamtbandbreite oder der Gesamtsendeleistung gibt. Siehe zum Beispiel „On Limits of Wireless Communications in a Fading Environment When Using Multiple Antennas" (Die Grenzen von drahtlosen Kommunikationen in einer Schwundumgebung, wenn mehrere Antennen verwendet werden) von G. J. Foschini et al., Wireless Personal Communications, Kluwer Academic Publishers, Band 6, Nr. 3, Seiten 311–355, März 1998. In experimentellen MIMO-Systemen, die auf einem N-fachen räumlichen Multiplexen basieren, werden oftmals mehr als N Antennen an einem gegebenen Sender oder Empfänger verwendet. Dies liegt daran, weil jede zusätzliche Antenne den Diversitätsgewinn und den Antennengewinn und die Interferenzunterdrückung erhöht, die an alle N räumlich gemultiplexten Signale angelegt werden können. Siehe zum Beispiel „Simplified processing for high spectral efficiency Wireless communication employing multi-element arrays" (Vereinfachte Verarbeitung für die drahtlose Kommunikation mit hoher spektraler Effizienz, die Multi-Element-Arrays verwendet) von G. J. Foschini et al., IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Band: 17, Ausgabe: 11, November 1999, Seiten 1841–1852.
Obwohl das Erhöhen der Anzahl an Sende- und/oder Empfangsantennen verschiedene Aspekte der Leistung von MIMO-Systemen verbessert, erhöht die Notwendigkeit des Bereitstellens einer separaten HF-Kette für jede Sende- und Empfangsantenne die Kosten. Jede HF-Kette besteht im Allgemeinen aus einem rauscharmen Verstärker, einem Filter, einem Abwärtswandler bzw. Abwärtsmischer und einem Analog-Digital-Wandler (A/D), wobei die zuletzt genannten drei Vorrichtungen typischerweise für den Großteil der Kosten der HF-Kette verantwortlich sind. In gewissen existierenden drahtlosen Empfängern mit einer einzigen Antenne kann die einzige benötigte HF-Kette für mehr als 30% der Gesamtkosten des Empfängers verantwortlich sein. Es ist somit offensichtlich, dass, wenn die Anzahl an Sende- und Empfangsantennen steigt, die Gesamtsystemkosten und der Gesamtleistungsverbrauch drastisch ansteigen können. Es wäre daher wünschenswert, eine Technik für die Verwendung von relativ großen Anzahlen von Sende-/Empfangsantennen ohne einen proportionalen Anstieg der Systemkosten und des Leistungsverbrauchs bereitzustellen.
Die oben angegebene, parallele bzw. gleichzeitig anhängige, nichtvorläufige US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 stellt eine solche Technik bereit, indem sie ein drahtloses Kommunikationssystem beschreibt, in dem es möglich ist, eine kleinere Anzahl an HF-Ketten innerhalb eines Senders und/oder Empfängers als die Anzahl an benutzten Sende-/Empfangsantennen zu verwenden.
In dem Fall einer exemplarischen Empfängerimplementierung wird das Signal, das von jeder der M(M > N) Antennen bereitgestellt wird, durch einen rauscharmen Verstärker geleitet und dann in dem HF-Bereich geteilt, gewichtet und mit den Signalen von den anderen Antennen des Empfängers kombiniert. Dadurch werden N HF-Ausgangssignale gebildet, die dann durch N HF-Ketten geleitet werden. Die Ausgangssignale, die von einem A/D-Wandler jeder HF-Kette erzeugt werden, werden dann digital verarbeitet, um die N räumlich gemultiplexten Ausgangssignale zu erzeugen. Durch das Durchführen der erforderlichen Gewichtung und Kombinierung bei HF unter Verwendung von relativ kostengünstigen Bauteilen kann ein N-fach räumlich gemultiplextes System, das mehr als N Empfangsantennen, aber nur N HF-Ketten aufweist, mit Kosten verwirklicht werden, die ähnlich denen eines Systems sind, dass N Empfangsantennen aufweist. Das heißt, die Empfängerleistung kann durch die Verwendung von zusätzlichen Antennen bei relativ niedrigen Kosten verbessert werden. Eine ähnliche Technik kann in beispielhaften Senderimplementierungen verwendet werden, die N HF-Ketten und mehr als N Sendeantennen enthalten.
Die HF-basierten Gewichtungstechniken, die in der oben angegebenen, gleichzeitig anhängigen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 beschrieben sind, ermöglichen es vorteilhafterweise, dass die gleiche Art von Kombination von räumlich gewichteten Signalen in dem HF-Bereich durchgeführt werden kann wie dies im Basisband vollführt wird. Ein Vorteil dieser Techniken ist, dass das HF-Gewichten und -Kombinieren unter Verwendung von nur N Sende- und N Empfangs-HF-Ketten durchgeführt werden kann, und zwar unabhängig von der Anzahl an Sende- und Empfangsantennen. Des Weiteren und ungeachtet der Tatsache, dass die '930-Patentanmeldung das HF-basierte Gewichten und Kombinieren beschreibt, bleibt es möglich, die digitalen Signalverarbeitungsschemata vor der Umwandlung in analog/HF innerhalb des Senders und nach der Umwandlung zu digital aus analog/HF innerhalb des Empfängers zu implementieren. Solche Techniken können eine sukzessive Interferenzauslöschung in dem Fall von MIMO-Systemen umfassen (siehe zum Beispiel „V-BLAST: An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel," (V-BLAST: Eine Architektur zur Verwirklichung von sehr hohen Datenraten über den streuungsreichen drahtlosen Kanal), in Proceedings of URSI ISSSE, September 1998, Seiten 295–300).
Obwohl die in der oben angegebenen, gleichzeitig anhängigen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 beschriebenen Techniken vielleicht keine Leistung bieten, die identisch zu Basisbandtechniken in dem Fall der Signalverarbeitung im Zeitbereich und/oder Frequenzbereich ist, kann es immer noch vorzuziehen sein, solche Techniken infolge der damit verbundenen niedrigeren Kosten zu verwenden. Die Verarbeitung im Frequenzbereich wird in Systemen verwendet, in denen das gesendete Signal zum Beispiel aus einer Anzahl von Frequenzunterträgern besteht. Diese Art von Signalverarbeitung muss notwendigerweise durchgeführt werden, wenn Systeme implementiert werden, die auf dem orthogonalen Frequenzmultiplexen (OFDM; orthogonal frequency division multiplexing) basieren, wie etwa die drahtlosen lokalen Netzwerksysteme, die allgemein einfach als „802.11(a)” und „802.11(g)” bezeichnet werden. Alternativ dazu können die Techniken der oben angegebenen, gleichzeitig anhängenden, nichtvorläufigen Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 zu den gleichen oder niedrigeren Kosten, als diese von herkömmlichen Lösungswegen erforderlich sind, verwendet werden, um die Verwendung einer größeren Anzahl an Antennen zu ermöglichen, was zu einer wesentlich besseren Leistung im Vergleich zu solchen herkömmlichen Lösungswegen führen kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf ein System und eine Vorrichtung zur Erzeugung von Sendesignal-Gewichtwerten mit einer Frequenz zur Gewichtung von Elementen gerichtet, die in den Signalgewichtungs- und -kombinieranordnungen enthalten sind, die in verschiedenen Multi-Antennen-Sender- und -Empfängerstrukturen verwendet werden. Insbesondere kann die vorliegende Erfindung in Verbindung mit HF-basierten Gewichtungs- und Kombinieranordnungen innerhalb von Multi-Antennen-Sender- und -Empfängerstrukturen verwendet werden, die angeordnet sind, um ein oder mehrere Informationssignale zu verarbeiten, die auf jeweilige Vielzahlen von Unterträgersignalen moduliert worden sind. Die vorliegende Erfindung kann auch Anwendung finden, wenn Basisband-Gewichtungs- und -Kombinieranordnungen innerhalb derselben Multi-Antennen-Sender- oder -Empfängerstruktur integriert sind, oder auch darüber hinaus, wenn sowohl HF-basierte Gewichtungs- und Kombinieranordnungen als auch Basisband-Gewichtungs- und Kombinieranordnungen verwendet werden.
In Übereinstimmung mit der Erfindung variiert der frequenzselektive Gewichterzeugungsmechanismus mit dem Sendemodus. Die erfindungsgemäße Gewichterzeugungsvorrichtung kann innerhalb von mehreren unterschiedlichen Arten von Multi-Antennen-Kommunikationssystemen verwendet werden, einschließlich zum Beispiel in denjenigen, die in den oben angegebenen, gleichzeitig anhängigen, nichtvorläufigen Patentanmeldungen beschrieben sind. In bestimmten Ausführungsformen kann die erfindungsgemäße Technik bei einem Multi-Antennen-Empfänger in einem „Single Channel”-(SC)-System bzw. Einkanal-System (d. h. einem System, dem das räumliche Multiplexen fehlt), bei einem Multi-Antennen-Sender in einem Einkanal-System oder bei einem MIMO-System verwendet werden, das das räumliche Multiplexen anwendet.
Wie hier beschrieben ist, können die frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtwerte auf der Basis der räumlichen Sende- und Empfangsgewichte erzeugt werden, um eine Leistungsmessung, wie etwa das Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis, die Ausgangs-Bitfehlerrate oder die Ausgangs-Paketfehlerrate, des Multi-Antennen-Kommunikationssystems zu optimieren. Die frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtwerte können auch zusammen mit räumlichen Sende- und Empfangsgewichten erzeugt werden, um die Leistung zu optimieren.
In einem Aspekt bezieht sich die vorliegende Erfindung auf einen Mechanismus und eine Einrichtung zum Senden eines Signals über einen drahtlosen Kanal. Der Mechanismus umfasst: Erfassen von Informationen, die repräsentativ für einen Zustand des Kanals sind, auf der Basis eines anfänglichen Signals, das über den Kanal übertragen wird; Erfassen von Informationen, die repräsentativ für einen Sendemodus des Signals sind; Bestimmen von Sendegewichtungswerten für das Signal als eine Funktion der Frequenz auf der Basis des Zustands des Kanals und des Sendemodus des Signals; Gewichten des Signals mit den Sendegewichtungswerten, um dadurch ein gewichtetes Signal zu erzeugen; und Senden des gewichteten Signals gemäß dem Sendemodus.
Die Erfindung ist auch auf ein System zum Senden eines Signals gerichtet. Das System umfasst einen Empfänger, der so konfiguriert ist, dass er ein anfängliches Signal empfängt und Kanalzustandsinformationen für das anfängliche Signal schätzt; und einen Sender, der so konfiguriert ist, dass er das Signal gemäß einem Sendemodus sendet und eine Sendesignalgewichtung als eine Funktion der Frequenz auf der Basis der Kanalzustandsinformationen und des Sendemodus durchführt.
In einem anderen Aspekt betrifft die Erfindung ein System, das einen Empfänger aufweist, der so konfiguriert ist, dass er ein anfängliches Signal empfängt und eine Kombination von Sendesignal-Gewichtungswerten als eine Funktion der Frequenz auf der Basis von vorbestimmten Kanalzustandsinformationen und eines vorbestimmten Sendemodus schätzt. Das System weist auch einen Sender auf, der so konfiguriert ist, dass er das Signal mit den Sendegewichtungswerten gewichtet, um dadurch ein gewichtetes Signal zu erzeugen, und das gewichtete Signal gemäß dem Sendemodus sendet.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Für ein besseres Verständnis des Wesens der Merkmale der Erfindung soll nun Bezug auf die nachfolgende ausführliche Beschreibung genommen werden, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen vorgenommen wird, wobei:
1A und 1B veranschaulichend ein herkömmliches MIMO-Kommunikationssystem repräsentieren;
2A und 2B ein Blockdiagramm eines MIMO-Kommunikationssystems zeigen, das einen Sender und einen Empfänger aufweist, die dafür konfiguriert sind, eine HF-basierte Gewichtung und Kombinierung zu bewirken;
3 die Sender- und Empfängerstruktur in einem Einkanal- bzw. „Single-Channel(SC)”-„Single Input Multiple Output (SIMO)”/(ein Eingang, mehrere Ausgänge)-Einträgersystem mit einer Basisband-Kombinieranordnung veranschaulicht;
4 die Sender- und Empfängerstruktur in einem SC-SIMO-Einträgersystem veranschaulicht, die eine exemplarische Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sendesignal-Gewichterzeugungsmechanismus zusammen mit einer Basisband-Kombinieranordnung verwendet;
5A die Sender- und Empfängerstruktur eines SC-MIMO-OFDM-Systems veranschaulicht, die eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sendesignal-Gewichterzeugungsmechanismus zusammen mit einer Basisband-Kombinieranordnung verwendet;
5B die Sender- und Empfängerstruktur eines SC-MIMO-OFDM-Systems veranschaulicht, die den erfindungsgemäßen Sendesignal-Gewichterzeugungsmechanismus zusammen mit einer HF-basierten Gewichtungs- und Kombinieranordnung verwendet;
6 ein Ablaufdiagramm ist, das Schritte veranschaulicht, die in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sendesignal-Gewichterzeugungsmechanismus ausgeführt werden;
7 veranschaulichend eine vergleichende Leistungs-Packetfehlerrate (PER; packet error rate) als eine Funktion des Signal-Rausch-Verhältnisses (SRV) für einen codierten Betriebsmodus eines SC-MIMO-OFDM-Systems repräsentiert.
8 veranschaulichend eine vergleichende Leistungs-PER als eine Funktion des SRV für einen uncodierten Betriebsmodus eines SC-MIMO-OFDM-Systems repräsentiert.
9 veranschaulichend eine vergleichende Leistungs-PER als eine Funktion des SRV für einen codierten, 16QAM-modulierten Betriebsmodus eines SC-MIMO-OFDM-Systems repräsentiert.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Wie unten erörtert werden wird, ist die vorliegende Erfindung in Übereinstimmung mit mehreren Ausführungsformen auf einen Mechanismus zur frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtwerterzeugung gerichtet, der auf eine Vielfalt von Kommunikationssystemen angewendet werden kann, die eine Vielfalt von Codierungs- und Modulationstechniken verwenden. In Übereinstimmung mit der Erfindung können die Gewichtwerte erzeugt werden, um eine oder mehrere der Leistungscharakteristiken des Kommunikationssystems, einschließlich des Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnisses und der Ausgangs-Paketfehlerrate, zu verbessern. Vorteilhafterweise werden in einigen Ausführungsformen die hier beschriebenen frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtungstechniken in Verbindung mit anderen leistungsverbessernden Techniken verwendet, die die räumliche Gewichtung einschließen, aber nicht darauf beschränkt sind, die zur Verbesserung der Leistung in Multi-Antennen-Systemen verwendet wird, wie dies in der oben angegebenen, gleichzeitig anhängigen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 beschrieben ist, die hiermit durch Bezugnahme darauf zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung wird.
Um die Würdigung der Prinzipien der Erfindung zu fördern, wird ein Überblick bereitgestellt, der allgemein verschiedene leistungsverbessernde Schemata abdeckt, die in Verbindung mit dem frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtungsmechanismus in Übereinstimmung mit mehreren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Auf diesen Überblick folgt eine ausführliche Beschreibung des erfindungsgemäßen Mechanismus der Sendesignal-Gewichterzeugung, der ohne Einschränkungen innerhalb des Kontextes dieser und anderer leistungsverbessernden Schemata, wie sie hier offenbart sind, verwendet werden kann.
I. LEISTUNGSVERBESSERNDE METHODOLOGIEN
Räumliches Multiplexen
Wie bekannt ist, stellt das räumliche Multiplexen (SM) einen Modus der Signalübertragung bereit, der auf der Verwendung von mehreren Antennen an sowohl einem Sender als auch einem Empfänger auf eine solche Art und Weise basiert, dass die Bitrate einer drahtlosen Funkverbindung erhöht werden kann, ohne dass der Leistungs- oder Bandbreitenverbrauch entsprechend ansteigt. In dem Fall, wenn N Antennen sowohl an einem Sender als auch an einem Empfänger verwendet werden, wird ein Eingangsstrom von Informationssymbolen, der dem Sender bereitgestellt wird, in N unabhängige Teilströme aufgeteilt. Das räumliche Multiplexen zieht in Betracht, dass jeder dieser Teilströme denselben „Kanal” (z. B. Zeitschlitz, Frequenz oder Code-/Schlüsselsequenz) des verwendbaren Mehrfachzugriffsprotokolls belegen wird. Innerhalb des Senders wird jeder Teilstrom separat an die N Sendeantennen angelegt und über einen dazwischenliegenden Mehrwege-Kommunikationskanal zu einem Empfänger weitergeleitet. Die zusammengesetzten Mehrwegesignale werden dann von einer Empfangs-Array von N Empfangsantennen empfangen, die an dem Empfänger verwendet werden. An dem Empfänger wird dann eine „räumliche Signatur”, die von den N Phasen und N Amplituden definiert wird, die an der Empfangsantennen-Array für einen gegebenen Teilstrom entstehen, geschätzt. Signalverarbeitungstechniken werden dann angewendet, um die empfangenen Signale zu trennen, was es gestattet, dass die ursprünglichen Teilströme zurückgewonnen und in den ursprünglichen Eingangssymbolstrom zusammengefasst werden können. Die Prinzipien von räumlich gemultiplexten Kommunikationssystemimplementierungen und exemplarischen Systemimplementierungen sind zum Beispiel in dem Artikel „Optimum combining for indoor radio systems with multiple users" von J. H. Winters, IEEE Transactions an Communications, Band COM-35, Nr. 11, November 1987 weiter beschrieben, welcher hiermit durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung wird.
Herkömmliches MIMO-System
Die Prinzipien der vorliegenden Erfindung können noch vollständiger erklärt werden, indem zuerst ein herkömmliches MIMO-Kommunikationssystem betrachtet wird, welches veranschaulichend durch 1 dargestellt ist. Wie gezeigt ist, umfasst das MIMO-System 100 von 1 einen Sender 110, der in 1A veranschaulicht ist, und einen Empfänger 130, der in 1B veranschaulicht ist. Der Sender 110 und der Empfänger 130 umfassen jeweils einen Satz von T Sende-HF-Ketten und einen Satz von R Empfangs-HF-Ketten, die dafür konfiguriert sind, eine Gruppe von N räumlich gemultiplexten Signalen zu senden und zu empfangen. Innerhalb des Systems 100 wird angenommen, dass entweder (i) T größer als N ist und R gleich N ist, (ii) T gleich N ist und R größer als N ist, oder (iii) sowohl T als auch R größer als N sind.
Unter Bezugnahme auf 1A wird ein Eingangssignal S, das gesendet werden soll und das typischerweise aus einem Strom von digitalen Signalen besteht, von einem Demultiplexer 102 in N unabhängige Teilströme S_{1, 2 ..., N} demultiplext. Die Teilströme S_{1, 2, ..., N} werden dann zu einem Digitalsignalprozessor (DSP) 105 gesendet, der einen Satz von T Ausgangssignalen T_{1, 2, ..., T} erzeugt. Die Ausgangssignale T_{1, 2, ..., T} werden typischerweise aus den N Teilströmen S_{1, 2, ..., N} durch Gewichtung, d. h. durch Multiplizieren mit einer komplexen Zahl, jedes der N Teilströme S_{1, 2, ..., N} mit T unterschiedlichen Gewichtungskoeffizienten erzeugt, um NT Teilströme zu bilden. Diese N·T Teilströme werden dann kombiniert, um die T Ausgangssignale T_{1, 2, ..., T} zu bilden. Die T Ausgangssignale T_{1, 2, ..., T} werden dann unter Verwendung eines Satzes von T Digital-Analog-(D/A)-Wandlern 108 in T analoge Signale A_{1, 2, ..., T} umgewandelt. Jedes der T analogen Signale A_{1, 2, ..., T} wird dann auf die verwendbare Sendeträger-HF-Frequenz innerhalb eines Mischers 112 aufwärtsgewandelt bzw. aufwärtsgemischt, indem es mit einem Signal gemischt wird, das von einem Lokaloszillator 114 bereitgestellt wird. Der resultierende Satz von T HF-Signalen (d. h. HF_{1, 2, ..., T}) wird dann durch jeweilige Verstärker 116 verstärkt und durch jeweilige Antennen 118 gesendet.
Nun wird Bezug auf 1B genommen. Die HF-Signale, die von dem Sender 110 gesendet werden, werden von einem Satz von R Empfangsantennen 131 empfangen, die an dem Empfänger 130 benutzt werden. Jedes der R Signale, das von einer Antenne 131 empfangen wird, wird durch einen jeweiligen rauscharmen Verstärker 133 verstärkt und durch ein Filter 135 geleitet. Die resultierenden gefilterten Signale werden dann jeweils unter Verwendung von Mischern 137, von denen jeder mit einem Signal von einem Lokaloszillator 138 versehen wird, von HF auf Basisband abwärtsgewandelt bzw. abwärtsgemischt. Obwohl der Empfänger von 1B als ein Homodynempfänger konfiguriert ist, könnte auch ein Heterodyn- bzw. Überlagerungsempfänger, der durch eine Zwischen-ZF-Frequenz charakterisiert ist, verwendet werden. Die jeweiligen R Basisbandsignale, die von den Mischern 137 erzeugt werden, werden dann unter Verwendung eines entsprechenden Satzes von R Analog-Digital-(A/D)-Wandlern 140 in digitale Signale umgewandelt. Die resultierenden R digitalen Signale D_{1, 2, ..., R} werden dann unter Verwendung des Digitalsignalprozessors 142 gewichtet und kombiniert, um N räumlich gemultiplexte Ausgangssignale S'_{1, 2, ..., N} zu bilden, die Schätzwerte der gesendeten Signale S_{1, 2, ..., N} aufweisen. Die N Ausgangssignale S'_{1, 2, ..., N} werden dann unter Verwendung eines Multiplexers 155 gemultiplext, um einen Schätzwert 160 (S') des ursprünglichen Eingangssignals S zu erzeugen.
HF-Gewichtung und -Kombinierung in räumlich gemultiplexten Kommunikationssystemen
Nun wird auf 2 Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm eines MIMO-Kommunikationssystems 200 mit einem Sender 210 und einem Empfänger 250 gezeigt ist, die in Übereinstimmung mit den Prinzipien der oben angegebenen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldungen konfiguriert sind. In der Implementierung von 2 bewirken der Sender 210 und der Empfänger 250 ein N-faches räumliches Multiplexen unter Verwendung von nur N Sende-/Empfangs-HF-Ketten, obwohl jeweils mehr als N Sende-/Empfangsantennen an dem Sender 210 und dem Empfänger 250 verwendet werden. Insbesondere umfasst der Sender 210 einen Satz von MT Sendeantennen 240 und umfasst der Empfänger einen Satz von MR Empfangsantennen 260, wobei angenommen wird, dass entweder (i) MT größer als N und MR gleich N ist, (ii) MT gleich N und MR größer als N ist, oder (iii) sowohl MT als auch MR größer als N sind.
Wie in 2A gezeigt ist, wird ein zu sendendes Eingangssignal S durch den Demultiplexer 202 in N unabhängige Teilströme SS_{1, 2, ..., N} demultiplext. Die Teilströme SS_{1, 2, ..., N} werden dann unter Verwendung eines entsprechenden Satzes von D/A-Wandlern 206 in N analoge Teilströme AS_{1, 2, ..., N} umgewandelt. Als nächstes werden die N analogen Teilströme AS_{1, 2, ..., N} auf die verwendbare Sendeträger-HF-Frequenz unter Verwendung eines Satzes von Mischern 212 aufwärtsgewandelt bzw. aufwärtsgemischt, die mit dem Signal versehen werden, das von einem Lokaloszillator 214 erzeugt wird. Die resultierenden N HF-Signale (d. h. HF_{1, 2, ..., N}) werden dann jeweils in MT Teile durch Teiler 218 aufgeteilt, um N·(MT) HF-Signale zu bilden. Diese N·(MT) HF-Signale werden jeweils unter Verwendung von komplexen Multiplikatoren 226 _{x, y} gewichtet, wobei x einen Signalausgangspunkt an einem der N Teiler 218 identifiziert und y einen entsprechenden Signalendpunkt an einem von einem Satz von MT Kombinatoren 230 identifiziert. Die gewichteten HF-Signale werden unter Verwendung der Kombinatoren 230 kombiniert, wodurch ein Satz von MT Ausgangssignalen erzielt wird. Ein entsprechender Satz von MT Verstärkern 234 verstärkt dann diese MT Ausgangssignale, wobei die verstärkten Ausgangssignale dann unter Verwendung der MT Antennen 240 gesendet werden. Die Gewichtungswerte der komplexen Multiplikatoren 226 _{x, y} können so erzeugt werden, dass sie das SRV des Ausgangssignals an dem Empfänger maximieren oder die BER des Ausgangssignals an dem Empfänger minimieren, wie dies in der oben angegebenen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 beschrieben ist, die hiermit durch Bezugnahme darauf zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung wird.
Unter Bezugnahme auf 2B werden die MT HF-Signale, die von dem Sender 210 gesendet worden sind, von dem Satz von MR Empfangsantennen 260 empfangen, die an dem Empfänger 250 verwendet werden. Jedes der MR empfangenen Signale wird von einem jeweiligen rauscharmen Verstärker 264 verstärkt und dann in N Teile durch einen von einem Satz von MR Teilern 268 aufgeteilt. Die resultierenden MR(N)aufgeteilten Signale werden dann jeweils durch jeweilige Gewichtungsschaltungen 272 _{x, y} gewichtet, wobei x einen Signalausgangspunkt an einem von den MR Teilern 268 identifiziert und y einen entsprechenden Signalendpunkt an einem von einem Satz von N Kombinatoren 276 identifiziert. Diese gewichteten Signale werden dann unter Verwendung der N Kombinatoren 276 kombiniert, um einen Satz von N Signalen zu bilden, die durch einen entsprechenden Satz von N Filtern 280 geleitet werden. Die resultierenden N gefilterten Signale werden dann unter Verwendung eines Satzes von N Mischern 282, von denen jeder mit einem Trägersignal versehen wird, das von einem Lokaloszillator 284 erzeugt wird, auf Basisband abwärtsgewandelt bzw. abwärtsgemischt. Obwohl der Empfänger 250 in der Ausführungsform von 2B als ein Homodynempfänger verwirklicht ist, könnte er auch als ein Heterodynempfänger implementiert werden, der durch eine Zwischen-ZF-Frequenz charakterisiert ist. Die N Basisbandsignale, die von den Mischern 282 erzeugt werden, werden dann über einen entsprechenden Satz von N A/D-Wandlern 286 in digitale Signale umgewandelt. Die N digitalen Signale werden dann unter Verwendung eines Digitalsignalprozessors 288 weiter verarbeitet, um die N räumlich gemultiplexten Ausgangssignale SS'_{1, 2, ..., N} zu bilden, die die Schätzwerte der N unabhängigen Teilströme SS_{1, 2, ..., N} sind. Die N Ausgangssignale SS'_{1, 2, ..., N} werden dann mittels eines Multiplexers 292 gemultiplext, um das Ausgangssignal S' zu erzeugen, das ein Schätzwert des Eingangssignals S ist.
Es ist zu beobachten, dass der Sender 210 und der Empfänger 250 in der Lage sind, innerhalb des HF-Bereichs die gleichen Schemata der räumlichen Gewichtung oder des linearen Kombinierens zu implementieren, wie diese herkömmlicherweise über das System 100 von 1 im Basisband implementiert werden. Aber der DSP 288 in dem Empfänger 250 kann immer noch viele andere Basisband-Signalverarbeitungsoperationen durchführen, die potentiell in dem System 100 bewirkt werden, wie zum Beispiele die sukzessive Interferenzauslöschung (siehe zum Beispiel „V-BLAST: An architecture for realizing very high data rates over the richscattering wireless channel", Proceedings of URSI ISSSE, September 1998, Seiten 295–300). Wiederum ist es ein Merkmal des offenbarten Systems, dass nur N Sende-/Empfangs-HF-Ketten verwendet zu werden brauchen, selbst wenn wesentlich mehr als N Sende-/Empfangsantennen verwendet werden.
Codierung und Entzerrung
Unter Bezugnahme auf 3 ist ein Blockdiagramm eines Einträgersystems 300 gezeigt, das einen Sender 302 mit einer Sendeantenne und einen Empfänger 310 mit zwei Empfangsantennen sowie einem MLSE-(Maximum Likelihood Sequence Estimation; Schätzung der größten Wahrscheinlichkeit einer Sequenz)-Entzerrer und -Decodierer 316 verwendet. Das Signal S könnte zum Beispiel ein GSM-Signal sein. Der Kanal repräsentiert eine Umgebung, die ein frequenzselektives Fading (Schwund) erzeugt, z. B. eine Mehrwegeumgebung, die typisch für Innen- und Außen-Ausbreitungswege ist.
Wie in 3 gezeigt ist, ist das Signal S dann, wenn das Signal S über den Kanal gesendet wird, einem frequenzselektiven Fading ausgesetzt, das potentiell das Signal S verschlechtert. Um dabei zu helfen, die Effekte des frequenzselektiven Fading wettzumachen, ist der Empfänger idealerweise ein räumlich-zeitliches, „weiß gemachtes”, angepasstes Filter, das an das Fading angepasst ist. Wie in 3 gezeigt ist, besteht dieses Filter aus einem linearen Entzerrer 312 mit einer Länge, die dem Kanal-(plus Sendefilter)-Speicher an jeder Antenne entspricht, auf das das Kombinieren 314 folgt, wobei das kombinierte Signal in den MLSE-Entzerrer und -Decodierer 316 eingeführt wird.
Der Codierer 304 repräsentiert allgemein verschiedene Codierungsschemata, z. B. Faltungscodes, lineare Blockcodes, Turbocodes oder Trellis-Codes, die verwendet werden können, um die Systemleistung zu verbessern. Die folgenden Referenzen, die hiermit durch Bezugnahme darauf zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung werden, stellen weitere Einzelheiten in dem Kontext von EDGE-(Enhanced Data for Global Evolution)-Systemen bereit, zum Beispiel darüber, wie das Variieren der Codierungsrate eines Faltungscodes die Systemleistung verbessern kann: „System Performance of EDGE, a Proposal for Enhanced Data Rates in Existing Digital Cellular Systems" (Systemleistung von EDGE, ein Vorschlag für gesteigerte Datenraten in existierenden digitalen zellularen Systemen) von A. Furuskar et al., 48th IEEE Vehicular Technology Conference, Band: 2, Mai 1998, Seiten 1284–1289, und „Radio Interface Performance of EDGE, a Proposal for Enhanced Data Rates in Existing Digital Cellular Systems" (Funkschnittstellenleistung von EDGE, ein Vorschlag für gesteigerte Datenraten in existierenden digitalen zellularen Systemen) von A. Furuskar et al., 48th IEEE Vehicular Technology Conference, Band: 2, Mai 1998, Seiten 1064–1068.
Waterfilling
In allen oben genannten Antennensystemen leidet ein empfangenes Signal immer noch an einer Verzerrung infolge des frequenzselektiven Fading. Im Hinblick auf Systeme, die Codierungsschemata benutzen, z. B. das System 300, das unter Bezugnahme auf 3 beschrieben worden ist, ist es bekannt, dass bei einer solchen Verzerrung die Kapazität des Systems durch die sogenannte „Waterfilling”-Technik maximiert werden kann, siehe zum Beispiel „Multiuser spatio-temporal coding for wireless communications", (Räumlich-zeitliche Mehrbenutzer-Codierung für drahtlose Kommunikationen), Wang, J; Yao, K., Wireless Communications and Networking Conference, 2002, 17.–21. März 2002, Seiten: 276–279, Band 1, wodurch die Sendeleistung bei jeder Frequenz proportional zu dem Kanalgewinn an dieser Frequenz ist, aber keine Leistung bei einer gegebenen Frequenz übertragen wird, wenn der Kanalgewinn unter einem gegebenen Schwellenwert liegt. Aber die Kapazität ist eine idealisierte Größe, die eine Schranke ist, die nicht erreichbar sein kann, weil sie eine perfekte Codierung und/oder Entzerrung erfordert. In Wirklichkeit ist der Entzerrer nicht ideal und wird eine begrenzte Codierung (oder sogar überhaupt keine Codierung) benutzt.
Glättung
Andererseits kann ohne Codierung und Entzerrung an dem Empfänger, z. B. wenn der lineare Entzerrer durch ein einziges komplexes Gewicht ersetzt wird und ein MLSE nicht verwendet wird, eine frequenzselektive Sendesignal-Gewichtungstechnik, die hier als „Glättung” bezeichnet wird, benutzt werden, um die Intersymbolinterferenz an dem Empfänger zu entfernen. Mit der Glättungstechnik wird das Sendesignal bei jeder Frequenz mit der Inversen der Kanalantwort bei dieser Frequenz gewichtet, d. h. es wird eine Vorentzerrung ausgeführt, die den frequenzselektiven Kanal kompensiert. Diese Technik ist der Tomlinson-Vorcodierung ähnlich, siehe zum Beispiel den Artikel „New Automatic Equaliser Employing Modulo Arithmetic", (Neuer automatischer Entzerrer, der Modulo-Arithmetik verwendet), M. Tomlinson, Electronics Letters, 25. März 1971, Band 7, Nrn. 5/6, der hiermit durch Bezugnahme darauf zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung wird. Es sollte angemerkt werden, das dies das Gegenteil zu dem Waterfilling ist, wie es oben beschrieben worden ist.
Es sollte auch angemerkt werden, dass mit einem perfekten Interleaving/Deinterleaving (Verschachtelung/Zurücksortieren in die ursprünglichen Positionen) und Codieren die Systemleistung auf dem durchschnittlichen Empfangs-Signal-Rausch-Verhältnis (SRV) basiert. Aber das Glätten reduziert dieses durchschnittliche SRV. Als eine Folge davon ist die Glättung im Allgemeinen nicht erwünscht, wenn ein System das Codieren verwendet. Dies steht im Gegensatz zum Waterfilling, das unter diesen Umständen das SRV erhöht.
Da viele Systeme heutzutage eine Mischung aus Codierung und Entzerrung verwenden und mit einer Vielfalt von vorbestimmten Modi arbeiten können, die unterschiedliche Codierungs- und Modulationstechniken haben, ist mit den sich ändernden Modi keines dieser frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtungsmechanismen optimal, und es wird ein anderer Mechanismus zur Gewichterzeugung benötigt.
Das Endergebnis ist, dass die Sendefilterung (frequenzselektive Signalgewichtung), die die Leistung optimiert, nicht nur von dem verwendeten Entzerrer abhängt, sondern auch von der Codierungs- und Modulationstechnik. Da viele Systeme, wie etwa EDGE-(Enhanced Data for Global Evolution)-Systeme, unter Verwendung mehrerer Modi funktionieren, wobei es unterschiedliche Codierungs- und Modulationsraten für jeden Modus gibt, basiert der Mechanismus zur frequenzselektiven Sendesignalgewichtung in Übereinstimmung mit mehreren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nicht nur auf den Kanalzustandsinformationen, sondern auch auf dem Modus. Diese Gewichte können erzeugt werden, um eine Leistungsmessung, wie etwa ein Ausgangs-SRV, eine Ausgangs-Bitfehlerrate oder eine Ausgangs-Paketfehlerrate, zu optimieren.
II. FREQUENZSELEKTIVER SENDESIGNAL-GEWICHTUNGS-MECHANISUMS
In einer exemplarischen Ausführungsform bezieht sich die vorliegende Erfindung auf einen frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtwert-Erzeugungsmechanismus zur Gewichtung eines Sendesignals in einem Multi-Antennen-Kommunikationssystem, das auf der Verbesserung der Systemleistung basiert.
Die Lehren der vorliegenden Erfindung sind anwendbar auf zum Beispiel (i) Empfänger, die mehrere Antennen, in was hier als Einkanalsysteme bezeichnet wird, benutzen (d. h. Systeme, denen das räumliche Multiplexen fehlt), (ii) Sender, die mehrere Antennen in Einkanalsystemen verwenden, und (iii) Systeme, in denen eine kleinere Anzahl von HF-Ketten an dem Sender und/oder dem Empfänger als die Anzahl von Sende-/Empfangsantennen in einem MIMO-System mit räumlichem Multiplexen oder einem einzigen Kanal verwendet wird.
Obwohl die vorliegende Erfindung bei der Entwicklung von HF-basierten räumlichen Gewichtungs- und Kombinierungsschemata benutzt werden kann, die unter Verwendung von kostengünstigen HF-Bauteilen implementiert werden, sind die Lehren der vorliegenden Erfindung gleichermaßen anwendbar auf Implementierungen, die sowohl HF-basierte räumliche Gewichtungs- und Kombinieranordnungen als auch räumliche Basisband-Gewichtungs- und -Kombinieranordnungen enthalten. Dementsprechend wird die vorliegende Erfindung im Folgenden sowohl in dem Kontext von HF-basierten räumlichen Gewichtungs- und Kombinierschemata als auch von räumlichen Basisband-Gewichtungs- und -Kombinierschemata erläutert, die beide in verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung gleichzeitig enthalten sein können.
In einem anderen Aspekt kann die vorliegende Erfindung für eine frequenzselektive Sendesignal-Gewichterzeugung in einem „Multiple Input Multiple Output”-Kommunikationssystem verwendet werden, das einen Sender verwendet, der eine Vielzahl (N) von räumlich gemultiplexten Signalen (unter Verwendung von wenigstens N Sendeantennen) sendet, wobei die Anzahl an empfangenden Antennen (M) größer als die Anzahl an räumlich gemultiplexten Signalen ist. Die empfangenen Signale werden bei HF aufgeteilt, gewichtet und kombiniert, wobei frequenzunabhängige Gewichte verwendet werden, um eine Anzahl an Ausgangssignalen zu bilden, die gleich der Anzahl an räumlich gemultiplexten Signalen ist. Die Ausgangssignale werden dann den entsprechenden HF-Ketten für die Verarbeitung im Basisband zugeführt.
Beispielhafte Szenarien
Die frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtungstechniken und -Gewichtwert-Erzeugungstechniken der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die beispielhaften Szenarien beschrieben werden, die veranschaulichend durch 4 bis 9 dargestellt sind. Obwohl der erfindungsgemäße Mechanismus hier unter Bezugnahme auf beispielhafte Systemarten beschrieben wird, sollte erkannt werden, dass der frequenzselektive Sendesignal-Gewichtungsmechanismus nicht auf die speziellen Systemarten beschränkt ist, die unter Bezugnahme auf 4 bis 9 beschrieben werden. So lässt sich der erfindungsgemäße Mechanismus, der hier beschrieben wird, ohne Beschränkung auf die folgenden vier Szenarien anwenden: 1) einen Empfänger, der mehrere Antennen in einem Einkanal-SIMO-System ohne räumliches Multiplexen verwendet, 2) einen Sender, der mehrere Antennen in einem Einkanal-MISO (Multiple Input Single Output)-System ohne räumliches Multiplexen verwendet, 3) einen Sender, der mehrere Antennen verwendet, und einen Empfänger, der mehrere Antennen verwendet, in einem Einkanal-MIMO-System ohne räumliches Multiplexen, und 4) ein System, wodurch eine kleinere Anzahl an HF-Ketten an dem Sender und/oder Empfänger als die Anzahl an Sender-/Empfängerantennen verwendet wird, in einem MIMO-System mit räumlichem Multiplexen.
Es sollte auch erkannt werden, dass der frequenzselektive Sendesignal-Gewichtungsmechanismus, der hier beschrieben wird, auf die vier oben beschriebenen Systemarten angewendet werden kann, wenn diese mit Basisband-Kombinieranordnungen, HF-basierten Gewichtungs- und Kombinieranordnungen sowie auch mit sowohl HF-basierten Anordnung als auch Basisband-Anordnungen kombiniert sind.
Für veranschaulichende Zwecke werden viele der nachfolgenden Beispiele unter Bezugnahme auf Systeme beschrieben werden, die eine OFDM-Modulation benutzen; aber der hier in einigen Ausführungsformen beschriebene frequenzselektive Sendesignal-Gewichtungsmechanismus wird auf Systeme angewendet, die auf einem Direktfolge-Spreizspektrum (DS-DD; direct sequence spread spectrum) basieren. Die oben genannte, gleichzeitig anhängige, nichtvorläufige US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 beschreibt ausführlicher mehrere solcher Systeme, auf die der vorliegende frequenzselektive Sendesignal-Gewichtungsmechanismus angewendet werden kann.
Zuerst wird auf 4 Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm eines Einträgersystems 400 gezeigt ist, das eine Sendeantenne 402 und einen Empfänger 404 mit zwei Empfangsantennen 406 _A, 406 _B in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet. Wie gezeigt ist, umfasst der Sender 408 in der vorliegenden Ausführungsform einen Codiererblock 410, einen Kanalzustandsinformations-(CSI; channel state information)- und Modusabschnitt 412, einen Gewichtberechnungsabschnitt 414 und einen Signalgewichtungsabschnitt 416. Der Empfänger in der vorliegenden Ausführungsform umfasst einen MLSE-(Maximum Likelihood Sequence Estimation)-Entzerrer 418.
Das Signal S könnte zum Beispiel ein GSM-Signal sein, aber dies ist sicherlich nicht erforderlich. Wenn ein frequenzselektives Fading vorliegt, umfasst der Empfänger 404 in einigen Ausführungsformen ein räumlich-zeitliches, weiß gemachtes, angepasstes Filter, das an das Fading angepasst ist. Wie in 4 gezeigt ist, umfasst dieses Filter einen linearen Entzerrer 420 _A, 420 _B mit einer Länge, die dem Kanal-(plus Sende- und Empfangsfilter, z. B. einem Root-Raised-Cosine-Filter)-Speicher an jeder Antenne entspricht, auf das das Kombinieren folgt, wobei das kombinierte Signal 424 in den MLSE-Entzerrer 418 und Decodierer eingeführt wird. Unter der Annahme, dass die gesamte Sendeleistung festgelegt ist und perfekte Kanalzustandsinformationen an dem Sender 408 zur Verfügung stehen, wird mit einem solchen Empfänger 404 die Kapazität des Systems 400 durch Waterfilling maximiert, d. h. die Sendeleistung bei jeder Frequenz ist proportional zu dem Kanalgewinn (oder keine Leistung, wenn der Kanalgewinn unterhalb eines Schwellenwerts liegt).
Aber wie vorher erörtert worden ist, basiert die Kapazität auf einer idealen Codierung und somit gilt die Waterfilling-Lösung nur bei einer idealen Codierung und Entzerrung. In Wirklichkeit ist der Entzerrer nicht ideal, und oftmals wird eine beschränkte Codierung (oder sogar überhaupt keine Codierung) benutzt.
Ohne Codierung und temporale Entzerrung, d. h. wenn der lineare Entzerrer 420 _A, 420 _B durch ein einziges komplexes Gewicht ersetzt wird und ein MLSE 418 nicht verwendet wird, wird die Leistung dann durch den unter Bezugnahme auf 3 erörterten Glättungs-Lösungsansatz optimiert.
Ferner sollte angemerkt werden, dass mit einem perfekten Interleaving/Deinterleaving und einer perfekten Codierung die Systemleistung auf dem durchschnittlichen Empfangs-Signal-Rausch-Verhältnis (SRV) basiert. Dieses durchschnittliche SRV wird durch Glättung reduziert und durch Waterfilling erhöht.
Infolgedessen bestimmt, wie hier noch weiter erörtert werden wird, der Gewichtberechnungsabschnitt 414 des Senders 408 die Sendesignalgewichtung (die auch als Sendefilterung bezeichnet wird) als eine Funktion von nicht nur dem verwendeten Entzerrer, sondern auch als eine Funktion der Codierungs- und Modulationstechnik. Günstigerweise erzeugt der Gewichtberechnungsabschnitt 414 Gewichtwerte, die auf den Kanalzustandsinformationen und dem Modus basieren, und er kann an viele Systeme angepasst werden, wie etwa EDGE-Systeme, die unter Verwendung von mehreren Modi mit unterschiedlichen Codierungs- und Modulationsraten für jeden Modus arbeiten. In mehreren Ausführungsformen werden diese Gewichte erzeugt, um eine Leistungsmessung, wie etwa ein Ausgangs-SRV oder eine Ausgangs-Paketfehlerrate, zu optimieren.
Obwohl 4 einige Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in dem Kontext eines Einträgersystems, wie etwa GSM, beschreibt, kann die frequenzselektive Sendesignalgewichtung in Übereinstimmung mit mehreren Ausführungsformen auch auf CDMA- oder WCDMA-Systeme angewendet werden, bei denen ein RAKE-Empfänger verwendet werden würde. Sie kann auch mit einem OFDM-System verwendet werden, und Ergebnisse für ein Einkanal-MIMO-System mit zwei Sendeantennen und zwei Empfangsantennen für ein WLAN OFDM System 802.11a werden hier noch weiter beschrieben.
In mehreren Ausführungsformen werden die frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtwerte und die räumlichen Sende/Empfangs-Gewichtwerte gemeinsam berechnet. Techniken zur Berechnung der räumlichen Gewichte unter einer Vielfalt von Szenarien sind in der oben angegebenen, gleichzeitig anhängigen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 offenbart worden, wobei die räumlichen Gewichtwerte berechnet werden, um solche Leistungsmessungen wie ein Ausgangs-SRV und eine Ausgangs-Pakeffehlerrate zu verbessern (z. B. zu optimieren).
In mehreren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird eine globale Suchtechnik eingesetzt, um die frequenzselektiven Sendesignalgewichte zu identifizieren, die Leistungsmessungen verbessern. Diese Technik umfasst das Durchsuchen einer Tabelle nach Kombinationen von frequenzselektiven Sendesignal-Gewichtwerten für einen gegebenen Sendemodus, die Leistungsmessungen verbessern, die zum Beispiel SRV- und BER-Werte einschließen. In einigen dieser Ausführungsformen werden sowohl Sendesignalgewichte als auch räumliche Sende/Empfangs-Signalgewichte durch diese globale Suche identifiziert.
Zum Beispiel sucht eine Suchmaschine nach der Kombination aus HF/Basisband-(d. h. räumlichen)-Gewichtwerten und Sendesignalgewichten, die zusammen ein gegebenes Kriterium (z. B. max. SRV, min. BER) verbessern (z. B. optimieren), während sie spezifische Bedingungen (bezüglich der Gesamtsendeleistung, der maximal zulässigen BER) erfüllen. Die Suchmaschine kann blind oder halbblind sein (d. h. einige bekannte Informationen können in geschlossene Funktionen modelliert werden und in die Suche eingegliedert werden, um die Durchlaufzeit zu beschleunigen). Die Suche kann je nach Lage des Falles über sowohl Phasen als auch Amplituden jedes Gewichtskoeffizienten durchgeführt werden. In einer Ausführungsform zum Beispiel gehören die Phasen zu einem endlichen Bereich zwischen 0 und 360 Grad, wobei der Suchschritt zwischen 1 und 10 Grad ergriffen werden kann. Die Amplituden gehören in einigen Ausführungsformen zu einem endlichen Bereich von [0,20 dB], wobei der Suchschritt zwischen 0,1 bis 1 dB ergriffen werden kann.
Als nächstes wird Bezug auf 5A und 5B genommen, in denen Blockdiagramme von zwei beispielhaften Sender-/Empfänger-Systemen 500, 550 gezeigt sind, die in der Lage sind, die Anforderungen des IEEE-Standards 802.11a einzuhalten. Das heißt, die Sender 508, 560 verwenden eine OFDM-Modulation, wobei ein Strom von N_t konsekutiven Quadraturamplitudenmodulations-(QAM)-modulierten Datensymbolen, die mit
bezeichnet werden, auf einen Satz von N_t orthogonalen Unterträgern moduliert wird, siehe zum Beispiel den Artikel von J. Heiskala und J. Terry, ODFM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide, (OFDM-WLANs: Ein theoretischer und praktischer Führer), Sams Publishing, Dez. 2001, der hiermit durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung wird.
Zuerst wird auf 5A Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm eines Einkanal-MIMO-OFDM-Systems 500, das zwei Sendeantennen 502 _A, 502 _B und zwei Empfangsantennen 506 _A, 506 _B verwendet, in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Wie gezeigt ist, umfasst der Sender 508 in der vorliegenden Ausführungsform einen Codiererblock 510, einen Seriell-Parallel-Wandler 511, einen Kanalzustandsinformations-(CSI)- und Modusabschnitt 512, einen Gewichtberechnungsabschnitt 514 und einen Signalgewichtungsabschnitt 516. In der vorliegenden Ausführungsform wird das Signal S von dem Codiererblock 510 codiert und dann von dem Seriell-Parallel-Wandler 511 in parallele Datenteilströme 513 getrennt. Der Signalgewichtungsabschnitt 516 empfängt und gewichtet die parallelen Datenteilströme 513 mit Sendesignal-Gewichtwerten 515, die von dem Gewichtberechnungsabschnitt 514 empfangen werden.
Wie gezeigt ist, empfängt der Gewichtberechnungsabschnitt 514 Informationen über den Kanalzustand und den aktuellen Betriebsmodus von dem CSI- und Modusabschnitt 512. Auf der Basis des Zustands des Kanals und des Sendemodus des Signals bestimmt der Gewichtberechnungsabschnitt 514 die Sendegewichtungswerte für das Signal als eine Funktion der Frequenz.
In der exemplarischen Ausführungsform wird das gewichtete Signal, das gewichtete parallele Datenteilströme 517 aufweist, dann durch jede einer Vielzahl von Antennen 502 _A, 502 _B gesendet, nachdem es räumlich mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Antennengewichtungsmodulen 522 _A, 522 _B gewichtet worden ist und unter Verwendung von entsprechenden inversen schnellen Fourier-Transformationen (IFFT; Inverse Fast Fourier Transforms) 524 _A, 524 _B in ein OFDM-Signal für jede von der Vielzahl von Antennen 502 _A, 502 _B umgewandelt worden ist. Es sei angemerkt, dass die räumliche Gewichtung 522 _A, 522 _B in dieser Ausführungsform im Basisband implementiert ist, und dementsprechend stehen die (räumlichen) Antennengewichte für jeden OFDM-Ton sowohl an dem Empfänger als auch an dem Sender zur Verfügung.
Das Signal, das von den Antennen 502 _A, 502 _B gesendet wird, pflanzt sich dann durch den Kanal fort und wird von den Antennenelementen 506 _A, 506 _B empfangen und in das Basisband umgewandelt. Nach der Umwandlung 524 _A, 524 _B von seriell in parallel werden die empfangenen Basisbandsignale bei jedem Ton mit räumlichen Empfangsgewichten 526 _A, 526 _B multipliziert. Nach der Gewichtung werden die Signale einer FFT (schnellen Fourier-Transformation) 528 zugeführt und kombiniert. Das kombinierte empfangene Signal an dem Ausgang der FFT 528 wird dann decodiert 518, um eine Kopie des ursprünglichen Signals zu erzeugen.
Nun wird wieder Bezug auf 5B genommen, in der ein Blockdiagramm gezeigt ist, das ein Einkanal-MIMO-OFDM-System 550 mit zwei Sendeantennen 552 _A, 552 _B und zwei Empfangsantennen 580 _A, 580 _B in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Wie gezeigt ist, ist das System in 5B ein Mehrfachgewichtsystem, bei dem ein komplexes HF-Gewicht 554, 578 pro Antenne für alle Töne an dem Sender 560 und dem Empfänger 570 zu Verfügung steht. In diesem Fall sind die räumlichen Gewichte bei der HF implementiert, aber in alternativen Implementierungen können die HF-basierten Gewichtungen 554, 578 in dem Sender 560 und dem Empfänger 570 von 5B durch ähnliche Anordnungen im Basisband komplementiert sein. Die Berechnung der räumlichen Gewichte für beide Fälle ist in der oben erwähnten, gleichzeitig anhängigen, nichtvorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 10/801,930 für die Maximierung des Ausgangs-SRV und in der gleichzeitig anhängigen, nicht vorläufigen US-Patentanmeldung mit dem Titel WEIGHT GENERATION METHOD FOR MULTI-ANTENNA COMMUNICATION SYSTEMS UTILIZING RF-BASED AND BASEBAND SIGNAL WEIGHTING AND COMBINING BASED UPON MINIMUM BIT ERROR RATE (Gewichterzeugungsverfahren für Kommunikationssysteme mit mehreren Antennen unter Verwendung einer HF-basierten und Basisband-Signalgewichtung und -kombinierung auf der Basis einer minimalen Bitfehlerrate), eingereicht am 13. Juli 2004, die selbst die Priorität aus der vorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 60/488,845, eingereicht am 21. Juli 2003, beansprucht, für die Minimierung der Ausgangs-Bitfehlerrate beschrieben.
Während des Betriebs wird ein Signal S zuerst codiert 556 und dann durch den Seriell-Parallel-Wandler 558 in parallele Datenteilströme 559 getrennt. Ein Signalgewichtungsabschnitt 562 empfängt und gewichtet die parallelen Datenteilströme 559 mit Sendesignal-Gewichtwerten 563, die von einem Gewichtberechnungsabschnitt 564 empfangen werden.
Wie gezeigt ist, empfängt der Gewichtberechnungsabschnitt 564 Informationen über den Kanalzustand und den aktuellen Betriebsmodus von dem CSI- und Modusabschnitt 566. Auf der Basis des Zustands des Kanals und des Sendemodus des Signals bestimmt der Gewichtberechnungsabschnitt 564 die Sendegewichtungswerte für das Signal als eine Funktion der Frequenz.
In der beispielhaften Ausführungsform wird das gewichtete Signal, das gewichtete parallele Datenteilströme 567 umfasst, dann unter Verwendung einer inversen schnellen Fourier-Transformation 568 in ein OFDMSignal umgewandelt, das auf den HF-Bereich aufwärtsgemischt bzw. aufwärtsgewandelt wird, geteilt, und jede Version des OFDM-Signals in dem HF-Bereich wird räumlich gewichtet 554 _A, 554 _B und über eine entsprechende Antenne von den Sendeantennen 552 _A, 552 _B gesendet. Es ist zu beobachten, dass in der Ausführungsform von 5B die kombinierenden Gewichte 544 in dem HF-Bereich und nicht in dem Basisband implementiert sind, was es ermöglicht, dass die Anzahl an Sende-HF-Ketten auf eine reduziert werden kann.
Das von den Antennen 552 _A, 552 _B gesendete Signal wandert dann durch den Kanal und wird von den Antennenelementen 580 _A, 580 _B empfangen, und jedes HF-Signal, das von den Empfangsantennen empfangen wird, wird mit entsprechenden räumlichen Empfangsgewichten 578 _A, 578 _B multipliziert, bevor es kombiniert wird, in Basisband umgewandelt und von seriellen in parallele Teilströme 581 umgewandelt, die einer FFT 582 zugeführt und kombiniert werden. Das kombinierte empfangene Signal an dem Ausgang der FFT 582 wird dann decodiert 584, um eine Kopie des ursprünglichen Signals S zu erzeugen.
Als nächstes wird Bezug auf 6 genommen, in der ein Ablaufdiagramm gezeigt ist, das Schritte der Frequenzsignal-Gewichtung, die von den Sendern von 4, 5A und 5B ausgeführt wird, in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Anfänglich wird, wenn der Sender zuerst startet bzw. eingeschaltet wird (Schritt 602) und der Kanalzustand noch unbekannt ist, ein Satz von „Standard”-Frequenzsignal-Gewichtwerten von dem Signalgewichtungsabschnitt 416, 516, 562 verwendet. Da diese Sendesignalgewichte nur die Leistung verbessern können, kann der Standardsatz von Gewichten zum Beispiel so gewählt werden, als ob die Sendesignalgewichtung deaktiviert wäre, oder in äquivalenter Weise, als ob alle Gewichte auf Eins gesetzt sind.
Als nächstes werden die Kanalzustandsinformationen (CSI) erfasst (Schritt 604). In einigen Ausführungsformen werden Operationen zur Erfassung der CSI an dem Empfänger ausgeführt, und die relevanten Informationen werden über eine Luftschnittstelle (over the air) mit Hilfe einer Steuernachricht zu dem Sender und zu dem CSI- und Modus-Erfassungsabschnitt 412, 512, 566 des Senders zurückgeleitet. In diesen Ausführungsformen wird eine Trainingssequenz, die sich aus bekannten Symbolen zusammensetzt, von dem Sender 408, 508, 560 zu dem Empfänger 404, 504, 570 gesendet. An dem Empfänger 404, 504, 570 wird der Kanal auf der Basis des empfangenen Signals und der bekannten Sequenz von Symbolen geschätzt. Es gibt viele Kanalschätztechniken, die auf Trainingssequenzen basieren, siehe zum Beispiel den Artikel von J. -J. van de Beek et al., „On Channel Estimation in OFDM Systems" (Über Kanalschätzung in OFDM-Systemen), IEEE 45th Vehicular Technology Conference, Band 2, 25.–28. Juli 1995, Seiten 815–819, der hiermit durch Bezugnahme darauf Bestandteil der vorliegenden Anmeldung wird.
Als nächstes wird in einigen Ausführungsformen, wenn dann der Kanal bekannt ist, ein Algorithmus verwendet, um zu entscheiden, welcher der möglichen Moduskandidaten für die aktuellen CSI am besten geeignet ist (Schritt 606). Der Algorithmus wird für gewöhnlich als eine Verbindungsanpassung bezeichnet, welche gewährleistet, das mit einem gegebenen Modusauswahlkriterium (maximale Datenrate, minimale Sendeleistung) über variierende Kanalbedingungen immer der effizienteste Modus verwendet wird. Weitere Einzelheiten bezüglich der Verbindungsanpassung für frequenzselektive MIMO-Systeme sind in „Adaptive Modulation and MIMO Coding for Broadband Wireless Data Networks"(Adaptive Modulation und MIMO-Codierung für drahtlose Breitband-Datennetzwerke) von S. Catreux et al., IEEE Communications Magazine, Band 40, Nr. 6, Juni 2002, Seiten 108–115 zu finden. An diesem Punkt können sowohl die Kanalzustandsinformationen als auch die Modusinformationen zu dem Sender 408, 508, 560 zurückgeleitet werden, und der Gewichtberechnungsabschnitt 414, 514, 564 verwendet diese Informationen, um die Sendesignal-Gewichtwerte zu berechnen.
In Varianten dieser Ausführungsformen werden Sendesignal-Gewichtwerte alternativ dazu an dem Empfänger berechnet, und die resultierenden Gewichte werden zu dem Sender mittels einer Steuernachricht über eine Luftschnittstelle zurückgeleitet. Es sei angemerkt, dass diese Rückmeldung annimmt, dass sich der Kanal langsam genug ändert, so dass eine ausreichende Korrelation zwischen den CSI, die verwendet wurden, um die Gewichte an dem Empfänger zu berechnen, und den CSI der Gewichte besteht, die an den Sender angelegt werden.
In anderen Ausführungsformen werden alle Operationen zur Herstellung der CSI- und Moduserfassung an dem Sender 408, 508, 560 ausgeführt. In bestimmten Systemen (z. B. TDD-(Time Division Duplex)-Systemen bzw. Zeitduplexsystemen in rauschbegrenzter Umgebung) ist der Uplink-(Aufwärtsverbindungs-)-Kanal derselbe wie der Downlink-(Abwärtsverbindungs-)-Kanal. Deshalb kann der Sender den Kanal schätzen, den Modus und die Sendesignal-Gewichtwerte berechnen und diese geschätzten Parameter für die Übertragung über den Downlink-Kanal verwenden. In diesen anderen Ausführungsformen empfängt der Sender eine Trainingssequenz von dem Uplink-Kanal, führt die Kanal- und Modusschätzung aus und berechnet schließlich die Sendesignal-Gewichtwerte. Dadurch wird die Notwendigkeit einer Rückmeldung vermieden.
Nachdem der Kanalzustand verfügbar wird, werden die Standardgewichte durch optimalere Frequenzgewichte ersetzt, die (z. B. durch den Gewichtberechnungsabschnitt 414, 514, 564) auf der Basis der aktuellen CSI und des aktuellen Modus berechnet werden (Schritt 608).
In den Mehrfach-Träger-(OFDM)-Ausführungsformen, die unter Bezugnahme auf 5A und 5B beschrieben werden, wird jeder Ton durch ein Sendesignalgewicht skaliert, das auf den aktuellen CSI und dem aktuellen Modus basiert. Das skalierte Datensymbol bei dem Ton k wird angezeigt durch: α_ks_k (1.)
In einigen Ausführungsformen werden dann, wenn jeder Ton mit einem Sendesignalgewicht skaliert ist, räumliche Gewichte angelegt (Schritt 610). In dem Kontext von OFDM-Systemen werden die skalierten Datensymbole α_ks_k mit den räumlichen Sendegewichten für jede der mehreren Sendeantennen multipliziert, und das gesendete Signal aus der Antenne i wird geschrieben als: txs_i,k = v_{i, k}α_ks_k (2.)
Der Sendesignalvektor beim Ton k ist txs _k = v _k·α_ks_k (3.) wobei
ein n_T × 1-Vektor ist, wobei n_T die Anzahl an Sendeantennenelementen ist.
Das Signal, das von der Antenne i gesendet worden ist, wandert dann durch den Kanal und wird von einer Array von M Antennenelementen empfangen, wo es bei jedem Ton mit den räumlichen Empfangsgewichten multipliziert wird, was durch u _k = [u_{1, k}, ..., u_{M, k}]^T angezeigt wird. Nach der Gewichtung wird das Signal der FFT bereitgestellt und kombiniert. Das kombinierte empfangene Signal an dem Ausgang der FFT wird geschrieben als: y_k = u H / kH_k·v _k·α_ks_k + u H / kn _k (4.) wobei H_k die Kanalfrequenzantwort beim Ton k ist, eine Matrix der Größe M × n_T, und n das komplexwertige additive weiße gaußsche Rauschen (AWGN; additive white gaussian noise) mit Mittelwert null und der Varianz σ² ist.
Wie an einer früheren Stelle beschrieben worden ist, werden in bestimmten Ausführungsformen das Codieren und die temporale Entzerrung nicht benutzt, und die Glättung wird verwendet, um die Empfängerleistung zu verbessern. In OFDM-basierten Systemen, wie etwa denjenigen, die unter Bezugnahme auf 5A und 5B beschrieben worden sind, umfasst der Prozess des Anwendens der Glättung das Skalieren der Töne mit Sendesignalgewichten derart, dass das SRV nach der Verarbeitung (was hier auch als das Ausgangs-SRV bezeichnet wird) an dem Empfänger flach quer über die Frequenzbandbreite (BW) ist. Das SRV nach der Verarbeitung entsprechend (4) ist:
Wenn das Glätten eingeführt wird, dann ist der Wert von α_k derart, dass das SRV_k bei jedem Ton gleich ist. Gemäß (5) lautet die Lösung für α_k folgendermaßen:
Wenn die räumlichen Empfangsgewichte bei jedem Ton die Norm Eins (Unit Norm) besitzen, wird die Lösung für α_k folgendermaßen:
Um die gesamte Sendeleistung quer über die Töne (d. h. N_t·P) konstant zu halten, und zwar ungeachtet der Anzahl an Sendeantennenelementen oder ob nun eine Sendefrequenz-Signalgewichtung verwendet wird oder nicht, wird angenommen, dass jedes der digitalen Symbole eine Leistung P/n_T hat, d. h. E[s_ks * / k] = P/n_T (8.)
Die gesamte Sendeleistung quer über die Töne basierend auf (3) und (8) ist
und dann wird die Bedingung bei den frequenzskalierten Sendegewichten ausgedrückt als
Die Sendeglättung, wie sie oben veranschaulicht ist, verteilt die gesamte Sendeleistung neu ungleichmäßig über die Bandbreite, indem sie das SRV der schlimmsten Töne verbessert, während sie das SRV der besseren Töne verringert. Im Fall, dass der Kanal durch einen tiefen Schwund in einem bestimmten Ton geht, wird der größte Teil der Leistung zu diesem speziellen Ton, der nicht optimal wäre, weitergeleitet.
Infolgedessen wird in einer Ausführungsform ein Kriterium zu dem oben beschriebenen Glättungsalgorithmus hinzugefügt, um die maximale Spitzensendeleistung zu begrenzen, die an einen Ton angelegt werden kann. Mit anderen Worten, der Wert von α_k ist durch einen Schwellenwert nach oben begrenzt. Auf diese Weise wird ein bestimmter Ton dann, wenn dieser bestimmte Ton einen tiefen bzw. starken Schwund durchmacht, nicht in nachteiliger Weise einen unverhältnismäßig hohen Betrag an verfügbarer Leistung entziehen.
Wenn eine Codierung verwendet wird, verschlechtert die oben beschriebene Sendeglättung die Empfängerleistung aufgrund des reduzierten durchschnittlichen Ausgangs-SRV (wie dies in den Simulationsergebnissen unten gezeigt ist); somit wird in mehreren Ausführungsformen, wenn die Codierung verwendet wird, eine andere Sendesignal-Gewichtungstechnik als die oben beschriebene Glättungstechnik benutzt.
In mehreren Ausführungsformen wird zum Beispiel eine Gewichtungstechnik verwendet, die hier als „Quantized Partial Signal Weighting” (QPSW) (quantisierte partielle Signalgewichtung) bezeichnet wird, wenn das System eine Codierung verwendet. Mit dieser QPSW-Gewichtungstechnik wird die Leistung eines Prozentsatzes von Tönen (diejenigen, die einem X. Perzentil des größten Ausgangs-SRV an jedem Ton entsprechen) um einen Betrag von A dB herunterskaliert (wobei A eine Konstante oder eine Funktion des Ausgangs-SRV sein kann), während die Sendeleistung eines anderen Prozentsatzes von Tönen (diejenigen, die dem Y. Perzentil des kleinsten Ausgangs-SRV an jedem Ton entsprechen) um einen Betrag von B dB heraufskaliert wird (wobei B eine Konstante oder eine Funktion des Ausgangs-SRV ist). In diesen Ausführungsformen sind die Werte von X, Y, A und B von der verwendeten Codierungstechnik abhängig. Wenn ein Code gegeben ist, können diese Werte mit einer globalen Suche gefunden werden.
7 und 8 zeigen den Effekt der Glättung auf die Systeme von 5A und 5B. Insbesondere zeigt 7 die Paketfehlerrate gegenüber dem Empfangs-SRV für ein Signal, das durchwegs mit 802.11a „Modus 1” formatiert ist (d. h. BPSK (binary phase shift keying; binäre Phasenumtastung) mit einer Codierungsrate von 1/2), und zeigt 8 die Paketfehlerrate gegenüber einem Empfangs-SRV für ,802.11a „Modus 10” (BPSK-uncodierte)' Signale.
Kurven, die für das System gezeigt sind, das unter Bezugnahme auf 5A beschrieben ist, sind mit „MW-BB” markiert (was für „multiple weights at baseband” bzw., mehrere Gewichte im Basisband' steht), und Kurven für das System, das unter Bezugnahme auf 5B beschrieben ist, sind mit „MW-RF” markiert (was für „multiple weights at RF” bzw., mehrere Gewichte bei Hochfrequenz' steht). Ergebnisse für 5B sind sowohl für das maximale SRV-Kriterium sowie auch für das minimale Bitfehlerraten-Kriterium gezeigt. Die Auswahldiversitätsergebnisse sind ebenfalls gezeigt (und mit ,sel' bezeichnet).
Wie in 7 gezeigt ist, verschlechtert die Glättung für den Modus 1 die Leistung, weil der Modus 1 unter Verwendung einer Codierungsrate von 1/2 betriebsfähig ist. Wie gezeigt ist, liegt diese Verschlechterung bei einer Paketfehlerrate von 10**-1 bei 0,4 dB für das unter Bezugnahme auf 5A beschriebene System und bei 1,9 dB für das unter Bezugnahme auf 5B beschriebene System.
Im Gegensatz dazu und wie in 8 gezeigt ist, verbessert die Glättung für den Modus 10 die Leistung, weil dieser Modus uncodiert ist. Wie gezeigt ist, verbessert die Glättung für eine Paketfehlerrate von 10**-1 die Leistung jeweils um 2,9 und 2,35 dB für die Systeme, die unter Bezugnahme auf 5A und 5B beschrieben worden sind. Infolgedessen validieren diese Ergebnisse den Frequenzgewichtungsalgorithmus mehrerer Ausführungsformen, was frequenzselektive Sendesignalgewichte als eine Funktion des Modus festlegt, unter dem ein bestimmtes Kommunikationssystem arbeitet.
9 zeigt die Paketfehlerrate gegenüber dem Empfangs-SRV als ein Ergebnis der QPSW-Technik bei den Systemen, die unter Bezugnahme auf 5A und 5B beschrieben worden sind, die gemäß dem Modus 6 arbeiten (16QAM mit einer Codierungsrate von 3/4).
Für den Modus 6 wurde die oben beschriebene QPSW-Technik mit X = 30, A = 1,5 dB, Y = X und B als eine Funktion des Ausgangs-SRV implementiert. Wie in 9 gezeigt ist, verbessert dieser Sendesignal-Gewichtungslösungsansatz für eine Paketfehlerrate von 10**-1 die Leistung um jeweils 0,45 und 0,3 dB für 5A und 5B. Bei dem Niveau der Paketfehlerrate (PER) bei 10**-2 beträgt die Verbesserung aus QPSW bei dem System von 5A 1 dB.
In mehreren Ausführungsformen verfolgen diese Gewichte die Veränderungen der CSI. So werden zum Beispiel, sobald sich die CSI ändern, auch die Gewichte aktualisiert. In paketbasierten Systemen ist zum Beispiel eine Trainingssequenz an dem Beginn jedes Pakets eingebettet; infolgedessen sind die CSI an jedem Paket verfügbar. In Video-Streaming-Anwendungen werden Pakete kontinuierlich gesendet, und da nicht erwartet wird, dass sich der Kanal von Paket zu Paket beträchtlich ändert, können die CSI-Änderungen genau überwacht werden, und die Sendesignalgewichte werden adäquat aktualisiert. In einigen dieser Ausführungsformen kann die Effizienz verbessert werden, indem die Gewichte nur dann aktualisiert werden, wenn sich die CSI um mehr als einen vorher ausgewählten Schwellenwert verändert haben.
In Anwendungen mit mehr stoßartigen Übertragungen („bursty applications”) (z. B. ein Download aus dem Internet) kann es Stillstandzeiten (Down Periods) geben, während denen keine Pakete übertragen werden. Somit werden in einigen Ausführungsformen dann, wenn die Stillstandzeit länger als die Kanalkohärenzzeit ist, die Gewichte erneut auf ihre Standardwerte initiiert und der oben beschriebene Prozess wird erneut gestartet.
Die Fachleute auf dem Gebiet werden ohne weiteres erkennen, dass sich die vorliegende Erfindung auch auf Einträgersysteme erstreckt. Ähnlich wie bei den OFDM-Ausführungsformen wird die Sendesignalgewichtung in den Einträger-Ausführungsformen, die die Leistung optimiert, von der verwendeten Modulations-, Codierungs- und Entzerrungstechnik abhängen. Wie oben erörtert worden ist, ist das Waterfilling optimal, wenn eine ideale Codierung und Entzerrung verwendet werden, aber das Glätten ist optimal, wenn keine Entzerrung oder Codierung an dem Empfänger verwendet werden. Da die meisten Systeme mit einer gewissen Codierung und nichtidealen Entzerrung zwischen diesen beiden Fällen liegen, wird die optimale Sendesignalgewichtung variieren und kann zum Beispiel durch eine globale Suche gefunden werden. Da die Modulation und die Codierung in einigen Systemen variieren können, wird dann auch die optimale Sendesignalgewichtung mit der Modulation und der Codierung (bzw. deren Modus) entsprechend variieren.
Obwohl die vorliegende Erfindung ausführlich und graphisch in den beigefügten Zeichnungen beschrieben worden ist, ist sie nicht auf solche Einzelheiten beschränkt, da viele Änderungen und Modifikationen, die für die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet erkennbar sind, bei der Erfindung durchgeführt werden können, ohne dass von dem Erfindungsgedanken und dem Schutzumfang davon abgewichen wird. Dies schließt die Verwendung der vorliegenden Erfindung in drahtlosen mobilen, stationären, Schmalband/Breitband-Systemen und drahtlosen Außen-/Innensystemen sowie auch in drahtlosen Zeitduplex- und Frequenzduplex-Systemen ein.
Darüber hinaus hat die vorhergehende Beschreibung zum Zweck der Erklärung eine spezielle Nomenklatur verwendet, um ein eingehendes Verständnis der Erfindung zur Verfügung zu stellen. Jedoch wird es für einen Fachmann auf dem Gebiet ohne weiteres offenkundig sein, dass die speziellen Details nicht erforderlich sind, um die Erfindung zu praktizieren. In anderen Beispielen werden allgemein bekannte Schaltungen und Vorrichtungen in Blockdiagramm-Form gezeigt, um eine unnötige Ablenkung von der zu Grunde liegenden Erfindung zu vermeiden. Daher sind die vorhergehenden Beschreibungen spezieller Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zum Zwecke der Veranschaulichung und Beschreibung dargestellt. Sie sind nicht als erschöpfend oder die Erfindung auf die genauen offenbarten Formen beschränkend gedacht, offensichtlich sind viele Modifizierungen und Variationen im Hinblick auf die obengenannten Lehren möglich. Die Ausführungsformen wurden ausgewählt und beschrieben, um bestmöglich die Grundsätze der Erfindung und ihrer praktischen Anwendungen zu erklären, um es dadurch anderen Fachleuten auf dem Gebiet zu ermöglichen, bestmöglich von der Erfindung und verschiedenen Ausführungsformen mit verschiedenen Modifizierungen Gebrauch zu machen, welche für die besonders vorgesehene Verwendung geeignet sind. Es ist so gedacht, dass die folgenden Ansprüche und ihre Äquivalente den Schutzumfang der Erfindung definieren.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Claims

System zum Senden eines Signals mit: einem Empfänger, der so konfiguriert ist, dass er ein anfängliches Signal empfängt und Kanalzustandsinformationen für das anfängliche Signal schätzt; und einem Sender, der so konfiguriert ist, dass er das Signal gemäß einem Sendemodus sendet und eine Sendesignalgewichtung als eine Funktion der Frequenz auf der Basis der Kanalzustandsinformation und des Sendemodus durchführt.
System nach Anspruch 1, wobei der Empfänger eine Vielzahl von Empfangsantennen aufweist und so konfiguriert ist, dass er die Kanalzustandsinformationen auf der Basis des Empfangens des Signals über die Vielzahl von Empfangsantennen schätzt, wobei der Empfänger des Weiteren so konfiguriert ist, dass er das Signal, das durch jede von der Vielzahl von Empfangsantennen empfangen wird, mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten gewichtet.
System nach Anspruch 2, wobei die Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten im Basisband oder bei der HF oder als eine Kombination davon implementiert wird.
System nach Anspruch 1, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er das anfängliche Signal sendet, und der Empfänger so konfiguriert ist, dass er die geschätzten Kanalzustandsinformationen zu dem Sender über eine Luftschnittstellenverbindung sendet.
System nach Anspruch 1, wobei der Empfänger zusammen mit dem Sender untergebracht ist, und wobei der Sender gemäß einem Zeitduplexschema arbeitet.
System nach Anspruch 1, wobei das Signal ein Einträgersignal ist.
System nach Anspruch 1, wobei das Signal ein GSM-Signal ist.
System nach Anspruch 1, wobei das Signal ein Codemultiplex-Vielfachzugriff-(CDMA)-Signal ist.
System nach Anspruch 1, wobei das Signal ein Ultrabreitbandsignal ist.
System nach Anspruch 1, wobei das Signal ein mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren (OFDM) gemultiplextes Signal ist.
System nach Anspruch 10, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er die Signalsendeleistung mit einer Frequenz durch das Gewichten der Frequenzen des Signals mit skalaren Gewichten gewichtet.
System nach Anspruch 1, wobei der Sendemodus ausgewählt wird aus der Gruppe bestehend aus einem bzw. einer oder mehreren von einem Codierungsmodus, einer Codierungsrate, einem Modulationsmodus und einer Modulationsrate.
System nach Anspruch 1, wobei die Sendesignalgewichtung das Erzeugen von Sendesignal-Gewichtwerten zur Optimierung einer Leistungsmessung umfasst.
System nach Anspruch 13, wobei die Leistungsmessung ein Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis ist.
System nach Anspruch 13, wobei die Leistungsmessung eine Ausgangs-Paketfehlerrate ist.
System nach Anspruch 2, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die auf der Basis der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 2, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die zusammen mit der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 17, wobei der Sender des Weiteren so konfiguriert ist, dass er die Sendegewichte und die Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten über eine globale Suche gemeinsam optimiert.
System nach Anspruch 1, wobei die Sendesignalgewichtung aus einer Sendeleistungsgewichtung besteht, wobei die Sendeleistung von jeder bestimmten Frequenz durch einen Schwellenwert nach oben begrenzt ist.
System nach Anspruch 1, wobei der Sender eine Vielzahl von Sendeantennen aufweist, wobei das Signal, das durch jede der Vielzahl von Antennen gesendet wird, des Weiteren mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten gewichtet wird.
System nach Anspruch 20, wobei die Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten im Basisband oder auf der HF oder als eine Kombination davon implementiert wird.
System nach Anspruch 2, wobei der Sender eine Vielzahl von Sendeantennen aufweist, und wobei das Signal, das durch jede der Vielzahl von Antennen gesendet wird, des Weiteren mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten gewichtet wird.
System nach Anspruch 22, wobei die Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten im Basisband oder auf der HF oder als eine Kombination davon implementiert wird.
System nach Anspruch 22, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die auf der Basis der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten und der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 22, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die zusammen mit der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten und der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 25, wobei der Sender des Weiteren so konfiguriert ist, dass er die Sendegewichte und die Vielzahl von räumlichen Sende- und Empfangsantennengewichten über eine globale Suche gemeinsam optimiert.
System nach Anspruch 22, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er einen Satz von räumlich gemultiplexten Signalen durch jede der Vielzahl von Sendeantennen sendet.
System nach Anspruch 20, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die auf der Basis der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 20, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die zusammen mit der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 29, wobei der Sender des Weiteren so konfiguriert ist, dass er die Sendegewichte und die Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten über eine globale Suche gemeinsam optimiert.
System zum Senden eines Signals mit: einem Empfänger, der so konfiguriert ist, dass er ein anfängliches Signal empfängt und eine Kombination von Sendesignal-Gewichtungswerten als eine Funktion der Frequenz auf der Basis von vorbestimmten Kanalzustandsinformationen und einem vorbestimmten Sendemodus schätzt; und einem Sender, der so konfiguriert ist, dass er das Signal mit den Sendegewichtungswerten gewichtet, wodurch ein gewichtetes Signal erzeugt wird, und das gewichtete Signal gemäß dem Sendemodus sendet.
System nach Anspruch 31, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er das anfängliche Signal sendet, und der Empfänger so konfiguriert ist, dass er die Kombination von Sendesignal-Gewichtungswerten über eine drahtlose Verbindung zu dem Sender sendet.
System nach Anspruch 31, wobei der Empfänger zusammen mit dem Sender untergebracht ist, wobei der Sender gemäß einem Zeitduplexschema arbeitet.
System nach Anspruch 31, wobei der Empfänger eine Vielzahl von Empfangsantennen aufweist und so konfiguriert ist, dass er Kanalzustandsinformationen auf der Basis des Empfangens des Signals über die Vielzahl von Empfangsantennen schätzt, wobei der Empfänger des Weiteren so konfiguriert ist, dass er das durch jede von der Vielzahl von Empfangsantennen empfangene Signal mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten gewichtet.
System nach Anspruch 34, wobei die Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten innerhalb eines Bereichs implementiert wird, der ausgewählt wird aus der Gruppe bestehend aus: Basisband, HF und einer Kombination aus Basisband und HF.
System nach Anspruch 31, wobei das Signal ein Einträgersignal ist.
System nach Anspruch 31, wobei das Signal ein GSM-Signal ist.
System nach Anspruch 31, wobei das Signal ein Codemultiplex-Vielfachzugriff-(CDMA)-Signal ist.
System nach Anspruch 31, wobei das Signal ein Ultrabreitbandsignal ist.
System nach Anspruch 31, wobei das Signal ein mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren (OFDM) gemultiplextes Signal ist.
System nach Anspruch 40, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er die Signalsendeleistung mit einer Frequenz durch das Gewichten der Frequenzen des Signals mit skalaren Gewichten gewichtet.
System nach Anspruch 31, wobei der Sendemodus ausgewählt wird aus der Gruppe bestehend aus einem bzw. einer oder mehreren von einem Codierungsmodus, einer Codierungsrate, einem Modulationsmodus und einer Modulationsrate.
System nach Anspruch 31, wobei die Sendesignalgewichtung das Erzeugen von Sendesignal-Gewichtwerten zur Optimierung einer Leistungsmessung umfasst.
System nach Anspruch 43, wobei die Leistungsmessung ein Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis ist.
System nach Anspruch 43, wobei die Leistungsmessung eine Ausgangs-Paketfehlerrate ist.
System nach Anspruch 34, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er eine Sendesignalgewichtung durch das Gewichten der Signalfrequenzen mit Sendegewichten durchführt, die auf der Basis der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten erzeugt worden sind.
System nach Anspruch 34, wobei die Sendesignal-Gewichtungswerte zusammen mit der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten erzeugt werden.
System nach Anspruch 47, wobei der Sender des Weiteren so konfiguriert ist, dass er die Sendesignal-Gewichtungswerte und die Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten über eine globale Suche gemeinsam optimiert.
System nach Anspruch 31, wobei die Sendesignalgewichtung aus einer Sendeleistungsgewichtung besteht, wobei die Sendeleistung von jeder bestimmten Frequenz durch einen Schwellenwert nach oben begrenzt ist.
System nach Anspruch 31, wobei der Sender eine Vielzahl von Sendeantennen aufweist, wobei das Signal, das durch jede der Vielzahl von Antennen gesendet wird, des Weiteren mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten gewichtet wird.
System nach Anspruch 50, wobei die Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten im Basisband oder bei der HF oder als eine Kombination davon implementiert wird.
System nach Anspruch 34, wobei der Sender eine Vielzahl von Sendeantennen aufweist, wobei das Signal, das durch jede der Vielzahl von Antennen gesendet wird, des Weiteren mit einem von einer entsprechenden Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten gewichtet wird.
System nach Anspruch 52, wobei die Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten im Basisband oder bei der HF oder als eine Kombination davon implementiert wird.
System nach Anspruch 52, wobei die Sendesignal-Gewichtungswerte auf der Basis der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten und der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt werden.
System nach Anspruch 52, wobei die Sendesignal-Gewichtungswerte zusammen mit der Vielzahl von räumlichen Empfangsantennengewichten und der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt werden.
System nach Anspruch 55, wobei die Sendesignal-Gewichtungswerte und die Vielzahl von räumlichen Sende- und Empfangsantennengewichten gemeinsam über eine globale Suche optimiert werden.
System nach Anspruch 52, wobei der Sender so konfiguriert ist, dass er einen Satz von räumlich gemultiplexten Signalen durch jede von der Vielzahl von Sendeantennen sendet.
System nach Anspruch 50, wobei die Sendesignal-Gewichtungswerte auf der Basis der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt werden.
System nach Anspruch 50, wobei die Sendesignal-Gewichtungswerte zusammen mit der Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten erzeugt werden.
System nach Anspruch 59, wobei die Sendegewichte und die Vielzahl von räumlichen Sendeantennengewichten gemeinsam über eine globale Suche optimiert werden.