DE202005022072U1

DE202005022072U1 - System für einen Ratenauswahlalgorithmus zur Maximierung des Durchsatzes in einem MIMO-(Multiple Input Multiple Output)-WLAN(Wireless Local Area Network)-System mit Geschlossener Regelschleife

Info

Publication number: DE202005022072U1
Application number: DE202005022072U
Authority: DE
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2005-01-17
Filing date: 2005-09-22
Publication date: 2013-02-08
Anticipated expiration: 2015-09-23
Also published as: TW200642345A; US7525988B2; EP1681802A3; CN1812307A; DE202005022073U1; CN1812307B; TWI324864B; US8270432B2; EP1681802B1; US20060159120A1; US20090161641A1; EP1681802A2

Abstract

System zum Kommunizieren von Informationen in einem Kommunikationssystem, wobei das System Folgendes aufweist:
einen Empfangsdemodulationssteuerungsprozessor, der eine maximale Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über wenigstens einen von einer Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, auf der Grundlage einer Signalqualität von wenigstens einem von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen berechnet;
wobei der Empfangsdemodulationssteuerungsprozessor eine Modulationstechnik auf der Grundlage der berechneten maximalen Anzahl an binären Bits auswählt;
wenigstens ein Sendeantennen-Front-End, das über einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal Rückmeldungsinformationen kommuniziert, die die ausgewählte Modulationstechnik enthalten; und
wenigstens ein Empfangsantennen-Front-End, das über den wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen nachfolgend gesendete Daten empfängt, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen moduliert sind.

Description

QUERVERWEIS AUF DAMIT IN BEZIEHUNG STEHENDE PATENTANMELDUNGEN/EINBEZIEHUNG DURCH BEZUGNAHME
Die vorliegende Anmeldung nimmt Bezug auf die und beansprucht die Priorität und den Nutzen aus der vorläufigen US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer 60/593473 (Anwaltsaktenzeichen 16412US01), die am 17. Januar 2005 eingereicht wurde.
Die vorliegende Anmeldung nimmt Bezug auf:

die US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer ... (Anwaltsaktenzeichen 16307US02), eingereicht am 7. Februar 2005.
die US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer ... (Anwaltsaktenzeichen 16354US02), eingereicht am 7. Februar 2005.

Alle oben genannten Patentanmeldungen werden hiermit in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme darauf zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung.
GEBIET DER ERFINDUNG
Bestimmte Ausführungsformen der Erfindung beziehen sich auf die drahtlose Kommunikation. Genauer gesagt beziehen sich bestimmte Ausführungsformen der Erfindung auf ein System für einen Ratenauswahlalgorithmus zur Maximierung des Durchsatzes in einem MIMO-(multiple input multiple output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-WLAN-(wireless local area network; drahtloses lokales Netzwerk)-System mit geschlossener Regelschleife bzw. einem Closed-Loop-MIMO-WLAN-System.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Das „Institute of Electrical and Electronics Engineers” (IEEE) hat in der Resolution IEEE 802.11, die auch als „802.11” bezeichnet wird, eine Vielzahl von Spezifikationen definiert, die sich auf die drahtlose Vernetzung beziehen. Zusammen mit den aktuell existierenden 802.11-Standards, wie etwa 802.11(a), (b), (g), die Datenraten von bis zu 54 Mbps unterstützen können, und zwar in Frequenzbändern von entweder 2,4 GHz oder 5 GHz, erschuf das IEEE-Standards-Gremium eine neue Arbeitsgruppe (Task Group), nämlich 802.11n, um Datenraten zu unterstützen, die höher als 100 Mbps sind. Unter denjenigen, die diskutiert werden, befinden sich Spezifikationen für Rückmeldungsmechanismen (Feedback-Mechanismen) mit geschlossener Regelschleife (engl.: closed loop feedback mechanisms), durch die eine empfangende Station Informationen zu einer sendenden Station rückmelden kann, um die sendende Station dabei zu unterstützen, Signale anzupassen, die zu der empfangenden Station gesendet werden. In Rückmeldungssystemen mit geschlossener Regelschleife kann eine sendende Station Rückmeldungsinformationen von einer empfangenden Station verwenden, um nachfolgende Signale mittels des sogenannten „Beamforming” (Strahlformung) zu senden. Das Beamforming ist eine Technik, Signale in eine bestimmte Richtung für den Empfänger zu lenken, damit dieser die Signale zuverlässiger mit weniger Rauschen und Interferenz empfangen kann. In Verbindung mit Nachfragen in Bezug auf neue Merkmale und Fähigkeiten entstehen gerade verschiedene Vorschläge für neue Rückmeldungsmechanismen, die auf 802.11n basieren, um die Nachfrage nach diesen neuen Merkmalen und Fähigkeiten anzugehen. Es existiert zum Beispiel ein Bedarf in Bezug auf das Einführen neuer Fähigkeiten, die es einem empfangenden mobilen Endgerät ermöglichen können, relevante Informationen zu einem sendenden mobilen Endgerät zurückzumelden. Diese Rückmeldung relevanter Informationen kann es dem sendenden mobilen Endgerät ermöglichen, seinen Sendemodus auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen, die von dem empfangenden mobilen Endgerät bereitgestellt werden, anzupassen. Wie bei jedem Kommunikationssystem besteht ein Hauptziel darin, es dem sendenden mobilen Endgerät zu ermöglichen, eine höhere Informationsübertragungsrate zu dem empfangenden mobilen Endgerät zu erzielen, während gleichzeitig eine niedrigere Paketfehlerrate (PER; packet error rate) erzielt wird. Nichtsdestoweniger gibt es keine existierenden Methodologien, die diese Nachteile und die Nachfrage nach diesen neuen Merkmalen und Fähigkeiten in WLANs in adäquater Weise angehen.
Weitere Einschränkungen und Nachteile von herkömmlichen und traditionellen Lösungswegen werden einem Fachmann auf dem Gebiet durch einen Vergleich solcher Systeme mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung offensichtlich werden, wie diese in dem restlichen Teil der vorliegenden Anmeldung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen dargelegt ist.
KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Bestimmte Ausführungsformen der Erfindung können in einem System zur Steigerung des Durchsatzes in MIMO-(multiple input multiple output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-WLAN-(wireless local area network; drahtloses lokales Netzwerk)-Systemen mit geschlossener Regelschleife bzw. Closed-Loop-MIMO-WLAN-Systemen gefunden werden, wie diese im Wesentlichen in wenigstens einer der Figuren gezeigt sind und/oder in Verbindung damit beschrieben sind, und wie diese in den Ansprüchen vollständiger dargelegt sind.
In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung ist ein Mechanismus zum Kommunizieren von Informationen in einem Kommunikationssystem bereitgestellt, welcher umfasst:
Berechnen einer maximalen Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über wenigstens einen von einer Vielzahl von HF-Kanälen übertragen werden sollen, auf der Grundlage einer Signalqualität von wenigstens einem von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen;
Auswählen einer Modulationstechnik auf der Grundlage der berechneten maximalen Anzahl an binären Bits;
Kommunizieren von Rückmeldungsinformationen, die die ausgewählte Modulationstechnik enthalten, über einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Uplink-(Aufwärtsverbindungs)-Kanal; und
Empfangen über den wenigsten einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen von nachfolgend gesendeten Daten, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen moduliert sind.
Vorteilhafterweise wird die berechnete maximale Anzahl an binären Bits auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate von dem wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen bestimmt.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Bestimmen eines Bereichs der Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Darstellen der Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen sowie des wenigstens einen Signal-Rausch-Verhältnisses in einer Nachschlagetabelle.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Auswählen von wenigstens einer von den Modulationstechnik- und den Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Kommunizieren der Rückmeldungsinformationen, die die ausgewählte wenigstens eine von der Modulationstechnik und der Codierungsrate enthalten, über den einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und dem Uplink-Kanal.
Vorteilhafterweise umfasst die Signalqualität ein Signal-Rausch-Verhältnis.
In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung ist ein System zum Kommunizieren von Informationen in einem Kommunikationssystem bereitgestellt, wobei das System Folgendes aufweist:
einen Empfangsdemodulationssteuerungsprozessor, der eine maximale Anzahl an binären Bits, die über wenigstens einen von einer Vielzahl von HF-Kanälen gleichzeitig übertragen werden sollen, auf der Basis einer Signalqualität von wenigstens einem von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen berechnet;
wobei der Empfangsdemodulationssteuerungsprozessor eine Modulationstechnik auf der Grundlage der berechneten maximalen Anzahl an binären Bits auswählt;
wenigstens ein Sendeantennen-Front-End, das über einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal Rückmeldungsinformationen kommuniziert, die die ausgewählte Modulationstechnik enthalten; und
wenigstens ein Empfangsantennen-Front-End, das über den wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen nachfolgend gesendete Daten empfängt, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen moduliert sind.
Vorteilhafterweise wird die berechnete maximale Anzahl an binären Bits auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate von dem wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen bestimmt.
Vorteilhafterweise weist das System des Weiteren wenigstens einen Prozessor auf, der einen Bereich der Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis bestimmt.
Vorteilhafterweise stellt der wenigstens eine Prozessor die Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen sowie das wenigstens eine Signal-Rausch-Verhältnis in einer Nachschlagetabelle dar.
Vorteilhafterweise wählt der wenigstens eine Prozessor wenigstens eine von den Modulationstechnik- und den Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate aus.
Vorteilhafterweise kommuniziert das Sendeantennen-Front-End die Rückmeldungsinformationen, die die ausgewählte wenigstens eine von der Modulationstechnik und der Codierungsrate enthalten, über den einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und dem Uplink-Kanal.
Vorteilhafterweise umfasst die Signalqualität ein Signal-Rausch-Verhältnis.
In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung ist ein Mechanismus zum Kommunizieren von Informationen in einem MIMO-(multiple input multiple output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Kommunikationssystem bereitgestellt, welcher umfasst:
Empfangen von Rückmeldungsinformationen, die wenigstens eine von einer ausgewählten Modulationstechnik und Codierungsrate enthalten, über einen von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal; und
Senden von nachfolgenden Daten über die Vielzahl von HF-Kanälen, die auf der Grundlage dieser Rückmeldungsinformationen wenigstens moduliert oder codiert sind.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Auswählen einer Modulationstechnik auf der Grundlage von wenigstens einer bzw. einem von einer berechneten maximalen Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über die Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, und wenigstens einer Paketfehlerrate, wenigstens einer berechneten Durchsatzrate und wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis von einem von dem Uplink-Kanal und einem Downlink-(Abwärtsverbindungs-)Kanal.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Bestimmen eines Bereichs von Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate, wenigstens einer berechneten Durchsatzrate und wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis von einem von dem Uplink-Kanal und einem Downlink-Kanal.
Vorteilhafterweise umfasst der Mechanismus des Weiteren das Kommunizieren von Informationen über einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Downlink-Kanal, die eine ausgewählte wenigstens eine von der Modulationstechnik und der Codierungsrate enthalten.
In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung ist ein System zum Kommunizieren von Informationen in einem MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Kommunikationssystem bereitgestellt, wobei das System Folgendes aufweist:
wenigstens ein Empfangsantennen-Front-End, das Rückmeldungsinformationen, die wenigstes eine von einer ausgewählten Modulationstechnik und Codierungsrate enthalten, über einen von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal empfängt; und
wenigstens ein Sendeantennen-Front-End, das über die Vielzahl von HF-Kanälen nachfolgende Daten sendet, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen wenigstens moduliert oder codiert sind.
Vorteilhafterweise weist das System des Weiteren einen Sendemodulationssteuerungsprozessor auf, der eine Modulationstechnik auf der Grundlage von wenigstens einer bzw. einem von einer berechneten maximalen Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über die Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, und wenigstens einer Paketfehlerrate, wenigstens einer berechneten Durchsatzrate und wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis des Uplink-Kanals und eines Downlink-Kanals auswählt.
Vorteilhafterweise weist das System des Weiteren wenigstens einen Prozessor auf, der einen Bereich von Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate, wenigstens einer berechneten Durchsatzrate und wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis von einem von dem Uplink-Kanal und einem Downlink-Kanal bestimmt.
Vorteilhafterweise kommuniziert das Sendeantennen-Front-End Informationen über einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Downlink-Kanal, die eine ausgewählte wenigstens eine von der Modulationstechnik und Codierungsrate enthalten.
Diese und weitere Vorteile, Aspekte und neuartige(n) Merkmale der vorliegenden Erfindung sowie auch Einzelheiten einer veranschaulichten Ausführungsform davon werden aus der nachfolgenden Beschreibung und den Zeichnungen besser verständlich.
KURZE BESCHREIBUNG VON MEHREREN ANSICHTEN DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein exemplarisches Blockdiagramm eines Senders und eines Empfängers in einem MIMO-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung.
2 ist ein exemplarisches Blockdiagramm eines Senders mit adaptiver Modulation und eines entsprechenden Empfängers mit adaptiver Demodulation für ein MIMO-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung.
3 ist ein exemplarisches Blockdiagramm eines Senders mit adaptiver Modulation und Codierung und eines entsprechenden Empfängers mit adaptiver Demodulation und Decodierung für ein MIMO-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung.
4 ist eine graphische Darstellung, die exemplarische Paketfehlerraten (PER) im Verhältnis zu einem Signal-Rausch-Verhältnis (SNR; signal-to-noise ratio) für ein 1×1-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
5 ist eine graphische Darstellung, die einen exemplarischen Durchsatz als eine Funktion der Modulations- und Codierungsraten-Auswahl in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
6 ist eine graphische Darstellung, die einen exemplarischen Durchsatz im Verhältnis zu einem SNR für Systeme mit offener Regelschleife und adaptive Systeme in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
7a ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein adaptives Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
7b ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein adaptives Modulations- und Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
7c ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein senderbasiertes adaptives Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
7d ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein senderbasiertes adaptives Modulations- und Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Bestimmte Ausführungsformen der Erfindung können in einem System für einen Ratenauswahlalgorithmus zur Maximierung des Durchsatzes in einem MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-WLAN-(Wireless Local Area Network; drahtloses lokales Netzwerk)-System mit geschlossener Regelschleife bzw. Closed-Loop-MIMO-WLAN-System gefunden werden, welches entweder eine adaptive Modulation oder eine adaptive Modulation und Codierung in einem System mit geschlossener Regelschleife bzw. in einem geschlossenen System benutzt.
In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung können MIMO-Systeme den Kanal im Hinblick auf Kanalinformationen viel effizienter nutzen. So können zum Beispiel HF-Kanäle, die durch höhere Signal-Rausch-Verhältnisse (SNR) charakterisiert sind, höhere Datentransferraten unterstützen als HF-Kanäle mit niedrigeren Signal-Rausch-Verhältnissen. Das Eigen-Beamforming oder das Beamforming kann mit Systemen benutzt werden, die den Austausch von Rückmeldungsinformationen von einem Empfänger zu einem Sender (oder Systeme mit geschlossener Regelschleife) unterstützen, um Strahlen zu lenken, was es ermöglichen kann, dass eine Signalenergie in einer gewünschten Richtung fokussiert werden kann. Alle von einer Vielzahl von HF-Kanälen, die von einem Sender benutzt werden können, um mit einem Empfänger zu kommunizieren, können als Downlink-Kanäle bezeichnet werden, während alle von einer Vielzahl von HF-Kanälen, die von einem Empfänger benutzt werden können, um mit einem Sender zu kommunizieren, als Uplink-Kanäle bezeichnet werden können.
Adaptive Modulations- und Codierungsraten-Techniken können mit Beamforming-Techniken derart verwendet werden, dass eine Vielzahl von Signalen oder Strömen, die unterschiedliche Mengen an Daten enthalten, gleichzeitig gesendet werden können. Die Modulation und/oder die Codierungsrate können effizient pro Strom gewählt werden, wobei eine oder beide auf der Grundlage von Kanalinformationen modifiziert werden können. In einem Aspekt der Erfindung können Modulations- und/oder Codierungsschemata auf einer Pro-Strom-Basis ausgewählt werden, um für Informationen, die gleichzeitig über eine Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden, die gesamte Informationstransferrate zu maximieren, während Paketfehlerraten (PER) minimiert werden. Dies kann zum Beispiel mit der Auswertung der SNR-Leistung von einzelnen HF-Kanälen und der Anpassung des Modulations- und/oder Codierungsschema für jeden HF-Kanal auf der Grundlage der SNR-Leistung und mit Datenratenmaximierungskriterien verbunden sein. Beispielhafte Maße der Signalqualität können zum Beispiel das SNR und die PER umfassen.
1 ist ein exemplarisches Blockdiagramm eines Senders und eines Empfängers in einem MIMO-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung. Unter Bezugnahme auf 1 ist ein Sender 100 und ein Empfänger 101 gezeigt. Der Sender 100 kann einen Codierungs-Block 102, einen Puncture-Block (Punktierungs-Block) 104, einen Interleaver-Block (Verschachteler-Block) 106, eine Vielzahl von Mapper-Blöcken (Symbolcodierer-Blöcken) 108a, ..., 108n, eine Vielzahl von IFFT-(inverse fast Fourier Transform; inverse schnelle Fourier-Transformations)-Blöcken 110a, ..., 110n, einen Beamforming-V-Matrix-Block 112 und eine Vielzahl von Digital-Analog-(D/A)-Umwandlungs- und -Antennen-Front-End-Blöcken 114a, ..., 114n aufweisen. Der Empfänger 101 kann eine Vielzahl von Antennen-Front-End- und Analog-Digital-(A/D)-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n, einen Beamforming-U*-Matrix-Block 118, eine Vielzahl von FFT-(fast Fourier transform; schnelle Fourier-Transformations)-Blöcken 120a, ..., 120n, einen Kanalschätzwerte-Block 122, eine Vielzahl von Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n, eine Vielzahl von Demapper-Blöcken (Symboldecodierer-Blöcken) 126a, ..., 126n, einen Deinterleaver-Block (Entschachteler-Block) 128, einen Depuncture-Block (Depunktierungs-Block) 130 und einen Viterbi-Decoder-Block 132 aufweisen.
Die Matrizen V und U* in den Beamforming-Blöcken 112 und 118 beziehen sich jeweils auf Matrizen, die bei der Beamforming-Technik verwendet werden. Die US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer ... (Anwaltsaktenzeichen 16307US02), die am 7. Februar 2005 eingereicht wurde, stellt eine ausführliche Beschreibung des Eigen-Beamforming bereit und wird hiermit durch Bezugnahme darauf in ihrer Gesamtheit hier einbezogen.
In dem Sender 100 kann der Codierungs-Block 102 empfangene binäre Eingangsdatenblöcke transformieren, indem er eine Vorwärts-Fehlerkorrektur-(FEC; forward error correction)-Technik, wie zum Beispiel eine binäre Faltungscodierung (BCC, binary convolutional coding), anwendet. Das Anwenden von Kanalcodierungstechniken wie etwa der FEC kann die Fähigkeit verbessern, gesendete Daten an einem Empfänger erfolgreich wiederherstellen zu können, indem redundante Informationen an die Eingangsdaten vor dem Senden über einen HF-Kanal angehängt werden. Das Verhältnis der Anzahl an Bits in dem binären Eingangsdatenblock zu der Anzahl an Bits in dem transformierten Datenblock kann als die Codierungsrate bekannt sein. Die Codierungsrate kann unter Verwendung des Begriffs i_b/t_b spezifiziert werden, wobei t_b die Gesamtanzahl an Bits repräsentiert, die eine Codierungsgruppe von Bits umfassen, während i_b die Anzahl an Informationsbits repräsentiert, die in der Gruppe von Bits t_b enthalten ist. Jede beliebige Anzahl an Bits (t_b – i_b) kann redundante Bits repräsentieren, die es dem Empfänger 101 ermöglichen können, Fehler, die während der Übertragung eingeführt worden sind, zu erkennen und zu korrigieren. Das Erhöhen der Anzahl an redundanten Bits kann die Fähigkeiten an dem Empfänger, Fehler in Informationsbits erkennen und korrigieren zu können, verbessern.
Der Puncture-Block (Punktierungs-Block) 104 kann transformierte binäre Eingangsdatenblöcke von dem Codierungs-Block 102 empfangen und die Codierungsrate durch das Entfernen von redundanten Bits aus den empfangenen transformierten binären Eingangsdatenblöcken ändern. Wenn der Codierungs-Block 102 zum Beispiel eine Codierungsrate von 1/2 implementiert hat, können 4 Bits an Daten, die von dem Codierungs-Block 102 empfangen wurden, 2 Informationsbits und 2 redundante Bits enthalten. Durch das Eliminieren von 1 von den redundanten Bits in der Gruppe von 4 Bits kann der Puncture-Block 104 die Codierungsrate von 1/2 auf 2/3 anpassen. Der Interleaver-Block (Verschachteler-Block) 106 kann Bits, die in einem Datenblock mit angepasster Codierungsrate von dem Puncture-Block 104 empfangen werden, vor dem Senden über einen HF-Kanal neu anordnen, um die Wahrscheinlichkeit einer nicht korrigierbaren Verfälschung von Daten infolge eines Bündels von Fehlern, die aufeinanderfolgende Bits beeinträchtigen, während des Sendens über einen HF-Kanal zu reduzieren. Der Ausgang von dem Interleaver-Block 106 kann auch in eine Vielzahl von Strömen aufgeteilt werden, wobei jeder Strom einen nichtüberlappenden Teil der Bits von dem empfangenen Datenblock mit angepasster Codierungsrate aufweisen kann. Deshalb gilt für eine gegebene Anzahl an Bits in dem Datenblock mit angepasster Codierungsrate, nämlich b_db, eine gegebene Anzahl an Strömen von dem Interleaver-Block 106, nämlich n_st, und eine gegebene Anzahl an Bits, die einem individuellen Strom i durch den Interleaver-Block 106 zugeordnet ist, nämlich b_st(i):
Die Vielzahl von Mapper-(Symbolcodierer)-Blöcken 108a, ..., 108n kann eine Anzahl an individuellen Mapper-Blöcken aufweisen, die gleich der Anzahl an individuellen Strömen ist, die von dem Interleaver-Block 106 erzeugt wird. Jeder individuelle Mapper-Block 108a, ..., 108n kann eine Vielzahl von Bits von einem entsprechenden individuellen Strom empfangen, diese Bits in ein Symbol umwandeln, indem er eine Modulationstechnik auf der Grundlage einer Konstellation anlegt, die verwendet wird, um die Vielzahl von Bits in einen Signalpegel zu transformieren, der das Symbol darstellt. Die Darstellung des Symbols kann eine komplexe Größe sein, die In-Phasen-(I)- und Quadratur-(Q)-Komponenten aufweist. Der Mapper-Block 108a, ..., 108n für den Strom i kann eine Modulationstechnik benutzen, um eine Vielzahl von Bits b_st(i) in ein Symbol zu mappen bzw. zu konvertieren.
Die Vielzahl von IFFT-(inverse fast Fourier Transform; inverse schnelle Fourier-Transformations)-Blöcken 110a, ..., 110n kann Symbole von der Vielzahl von Mapper-Blöcken 108a, ..., 108n empfangen, wobei jeder IFFT-Block, wie etwa 110a, ein Symbol von einem entsprechenden Mapper-Block, wie etwa 108a, empfangen kann. Jeder IFFT-Block 110a, ..., 110n kann die Bandbreite des HF-Kanals in eine Vielzahl von n Teilbandfrequenzen unterteilen, um ein orthogonales Frequenzmultiplexen (OFDM; orthogonal frequency division multiplexing) zu implementieren, wobei er eine Vielzahl von empfangenen Symbolen, die gleich der Anzahl an Teilbändern ist, puffert. Jedes gepufferte Symbol kann durch ein Trägersignal moduliert werden, dessen Frequenz auf einem der Teilbänder basiert. Jeder der IFFT-Blöcke 110a, ..., 110n kann dann unabhängig ihre jeweiligen gepufferten und modulierten Symbole quer durch die Frequenzteilbänder summieren, um eine n-Punkt-IFFT durchzuführen, wodurch ein zusammengesetztes OFDM-Signal erzeugt wird.
Der Beamforming-V-Matrix-Block 112 kann die Beamforming-Technik an die Vielzahl von zusammengesetzten OFDM-Signalen oder räumlichen Moden anlegen, die von der Vielzahl von IFFT-Blöcken 110a, ..., 110n erzeugt worden ist. Der Beamforming-V-Matrix-Block 112 kann eine Vielzahl von Signalen erzeugen, wobei die Anzahl an erzeugten Signalen gleich der Anzahl an Sendeantennen an dem Sender 100 sein kann. Jedes der Vielzahl von Signalen, das von dem Beamforming-V-Block 112 erzeugt wird, kann eine gewichtete Summe von wenigstens einem von den empfangenen zusammengesetzten OFDM-Signalen von den IFFT-Blöcken 110a, ..., 110n aufweisen. Die Vielzahl von D/A-Umwandlungs- und Antennen-Front-End-Blöcken 114a, ..., 114n kann die Vielzahl von durch den Beamforming-V-Matrix-Block 112 erzeugten Signale empfangen und die digitale Signaldarstellung, die von dem Beamforming-V-Matrix-Block 112 empfangen worden ist, in ein analoges HF-Signal umwandeln, das verstärkt und über eine Antenne gesendet werden kann. Die Vielzahl von D/A-Umwandlungs- und Antennen-Front-End-Blöcken 114a, ..., 114n kann gleich der Anzahl an Sendeantennen an dem Sender 100 sein. Jeder D/A-Umwandlungs- und Antennen-Front-End-Block 114a, ..., 114n kann eines von der Vielzahl von Signalen von dem Beamforming-V-Matrix-Block 112 empfangen und kann eine Antenne zum Senden eines (1) HF-Signals über einen HF-Kanal benutzen.
In dem Empfänger 101 kann die Vielzahl von Antennen-Front-End- und A/D-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n analoge HF-Signale über eine Antenne empfangen, die HF-Signale in Basisband umwandeln und ein digitales Äquivalent zu dem empfangenen analogen Basisbandsignal erzeugen. Die digitale Darstellung kann eine komplexe Größe sein, die I- und Q-Komponenten umfasst. Die Anzahl an Antennen-Front-End- und A/D-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n kann gleich der Anzahl an Empfangsantennen an dem Empfänger 101 sein. Der Beamforming-U*-Block 118 kann die Beamforming-Technik auf die Vielzahl von digitalen Signalen anwenden, die von der Vielzahl von Antennen-Front-End- und A/D-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n empfangen werden. Der Beamforming-U*-Block 118 kann eine Vielzahl von Signalen erzeugen, wobei die erzeugte Anzahl an Signalen gleich der Anzahl an Strömen sein kann, die beim Erzeugen der Signale an dem Sender 100 benutzt worden ist. Jedes Signal in der von dem Beamforming-U*-Block 118 erzeugten Vielzahl kann eine gewichtete Summe von wenigstens einem von den digitalen Signalen aufweisen, die von den Antennen-Front-End- und A/D-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n empfangen werden. Die Vielzahl von FFT-(fast Fourier transform; schnelle Fourier-Transformations)-Blöcken 120a, ..., 120n kann eine Vielzahl von Signalen oder räumlichen Moden von dem Beamforming-U*-Block 118 empfangen. Die Vielzahl von FFT-Blöcken 120a, ..., 120n kann gleich der Anzahl an Signalen sein, die von dem Beamforming-U*-Block 118 erzeugt wird. Jeder FFT-Block 120a, ..., 120n kann ein Signal von dem Beamforming-U*-Block 118 empfangen, selbständig eine n-Punkt-FFT-Technik anlegen und das Signal durch eine Vielzahl von Trägersignalen auf der Grundlage der in dem Sender 100 verwendeten n Teilbandfrequenzen demodulieren. Die demodulierten Signale können mathematisch über eine Teilbandfrequenzperiode durch jeden von der Vielzahl von FFT-Blöcken 120a, ..., 120n integriert werden, um die n Symbole zu extrahieren, die in jedem der Vielzahl von durch den Empfänger 101 empfangenen OFDM-Signalen enthalten sind.
Der Kanalschätzwerte-Block 122 kann Präambelinformationen benutzen, die in einem empfangenen HF-Signal enthalten sind, um Kanalschätzwerte zu berechnen. Die Vielzahl von Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n kann Symbole empfangen, die von der Vielzahl von FFT-Blöcken 120a, ..., 120n erzeugt werden. Die Vielzahl von Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n kann gleich der Anzahl an FFT-Blöcken 120a, ..., 120n sein. Jeder der Entzerrer-Blöcke 124a, ..., 124n kann ein Signal von einem der FFT-Blöcke 120a, ..., 120n empfangen und selbständig das Signal auf der Grundlage eines Eingangs von dem Kanalschätzwerte-Block 122 verarbeiten, um das ursprünglich von dem Sender 100 erzeugte Symbol wiederherzustellen. Jeder Entzerrer-Block 124a, ..., 124n kann eine geeignete Logik, eine geeignete Schaltung und/oder einen geeigneten Code umfassen, die dafür ausgelegt sein können, Symbole zu transformieren, die von einem FFT-Block 120a, ..., 120n empfangen werden, um den Schwund (Fading) in dem HF-Kanal zu kompensieren. Die Vielzahl von Demapper-Blöcken (Symboldecodierer-Blöcken) 126a, ..., 126n kann Symbole von der Vielzahl von Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n empfangen. Jeder in der Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n kann jedes Symbol zurück in eine Vielzahl von Bits mappen bzw. konvertieren, indem er eine Demodulationstechnik auf der Grundlage der Modulationstechnik anlegt, die beim Erzeugen des Symbols an dem Sender 100 verwendet worden ist, um so das Symbol in eine Vielzahl von Bits zu transformieren. Die Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n kann gleich der Anzahl an Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n sein, die auch gleich der Anzahl an Strömen in dem Sender 100 sein kann.
Der Deinterleaver-Block (Entschachteler-Block) 128 kann eine Vielzahl von Bits von jedem der Demapper-Blöcke 126a, ..., 126n empfangen und die Reihenfolge der Bits bei der empfangenen Vielzahl von Bits neu anordnen. Der Deinterleaver-Block 128 kann die Reihenfolge von Bits von der Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n in zum Beispiel der umgekehrten Reihenfolge zu derjenigen neu anordnen, die von dem Interleaver 106 in dem Sender 100 verwendet worden ist. Der Depuncture-Block 130 (Depunktierungs-Block) kann Null-Bits in den Ausgangsdatenblock einfügen, der von dem Deinterleaver-Block 128 empfangen wird, die von dem Puncture-Block 104 entfernt worden waren. Der Viterbi-Decoder-Block 132 kann einen depunktierten Ausgangsdatenblock decodieren, indem er eine Decodierungstechnik anlegt, die die binären Datenblöcke wieder herstellen kann, die in den Codierungs-Block 102 eingegeben worden waren.
2 ist ein exemplarisches Blockdiagramm eines Senders mit einer adaptiven Modulation und eines entsprechenden Empfängers mit einer adaptiven Demodulation für ein MIMO-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung. Unter Bezugnahme auf 2 ist ein Sender 200 und ein Empfänger 201 gezeigt. Der Sender 200 kann einen Sendemodulations-Steuerblock 236 und eine Vielzahl von Blöcken aufweisen, wie diese in dem Sender 100 (1) gezeigt sind, nämlich den Codierungs-Block 102, den Puncture-Block 104, den Interleaver-Block 106, die Vielzahl von Mapper-Blöcken 108a, ..., 108n, die Vielzahl von IFFT-Blöcken 110a, ..., 110n, den Beamforming-V-Matrix-Block 112 und die Vielzahl von Digital-Analog-Umwandlungs- und Antennen-Front-End-Blöcken 114a, ..., 114n. Der Empfänger 201 kann einen Empfangsdemodulations-Steuerblock 234 und eine Vielzahl von Blöcken aufweisen, wie sie in dem Empfänger 101 (1) gezeigt sind, nämlich die Vielzahl von Antennen-Front-End- und Digital-Analog-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n, den Beamforming-U*-Matrix-Block 118, die Vielzahl von FFT-Blöcken 120a, ..., 120n, den Kanalschätzwerte-Block 122, die Vielzahl von Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n, die Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n, den Deinterleaver-Block 128, den Depuncture-Block 130 und den Viterbi-Decoder-Block 132. Der Sendemodulations-Steuerblock 236 kann eine Steuerung in Bezug auf die Auswahl an Modulationstechniken ermöglichen, die in dem Sender 200 verwendet werden. Der Empfangsdemodulations-Steuerblock 234 kann eine Steuerung in Bezug auf die Auswahl an Demodulationstechniken ermöglichen, die in dem Empfänger 201 verwendet werden. Während des Betriebs kann der Sendemodulations-Steuerblock 236 eine Steuerung von Modulationstechniken ermöglichen, die von jedem der Vielzahl von Mapper-Blöcken 108a, ..., 108n individuell oder auf einer Pro-Strom-Basis angewendet werden. Der Empfangsdemodulations-Steuerblock 234 kann eine Steuerung von Demodulationstechniken ermöglichen, die von jedem der Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n individuell oder auf einer Pro-Strom-Basis angewendet werden.
Während des Betriebs kann die Pro-Strom-Steuerung der Mapper-Blöcke 108a, ..., 108n die Anzahl an Bits steuern, die einem oder mehreren individuellen Strömen zugeordnet wird, nämlich b_st(i), um zu gewährleisten, dass die Summe an Bits quer durch die Vielzahl von Strömen gleich der gesamten Anzahl an Bits in dem Datenblock mit angepasster Codierungsrate ist, nämlich b_db, wie dies in Gleichung [1] gezeigt ist.
3 ist ein exemplarisches Blockdiagramm eines Senders mit einer adaptiven Modulation und Codierung und eines entsprechenden Empfängers mit adaptiver Demodulation und Decodierung für ein MIMO-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung. Unter Bezugnahme auf 3 ist ein Sender 300 und ein Empfänger 301 gezeigt. Der Sender 300 kann eine Vielzahl von Puncture-Blöcken 304a, ..., 304n, eine Vielzahl von Interleaver-Blöcken 306a, ..., 306n, einen Sendecodierungs-Steuerblock 340 und eine Vielzahl von Blöcken aufweisen, wie sie in dem Sender 200 (2) gezeigt sind, nämlich den Codierungs-Block 102, den Puncture-Block 104, den Interleaver-Block 106, die Vielzahl von Mapper-Blöcken 108a, ..., 108n, die Vielzahl von IFFT-Blöcken 110a, ..., 110n, den Beamforming-V-Matrix-Block 112 und die Vielzahl von Digital-Analog-Umwandlungs- und Antennen-Front-End-Blöcken 114a, ..., 114n sowie den Sendemodulations-Steuerblock 236. Der Empfänger 301 kann eine Vielzahl von Deinterleaver-Blöcken 328a, ..., 328n, eine Vielzahl von Depuncture-Blöcken 330a, ..., 330n, einen Empfangscodierungs-Steuerblock 338 und eine Vielzahl von Blöcken aufweisen, wie sie in dem Empfänger 201 (2) gezeigt sind, nämlich die Vielzahl von Antennen-Front-End- und Digital-Analog-Umwandlungs-Blöcken 116a, ..., 116n, den Beamforming-U*-Matrix-Block 118, die Vielzahl von FFT-Blöcken 120a, ..., 120n, den Kanalschätzwerte-Block 122, die Vielzahl von Entzerrer-Blöcken 124a, ..., 124n, die Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n, den Deinterleaver-Block 128, den Depuncture-Block 130 und den Viterbi-Decoder-Block 132 sowie den Empfangsdemodulations-Steuerblock 234.
In dem Sender 300 kann die Punktierung und die Verschachtelung individuell auf einer Pro-Strom-Basis durchgeführt werden. Der Ausgang von der Vielzahl von Puncture-Blöcken 304a, ..., 304n kann zu der Vielzahl von Interleaver-Blöcken 306a, ..., 306n kommuniziert werden. Jeder Puncture-Block in der Vielzahl von Puncture-Blöcken 304a, ..., 304n kann seinen Ausgang zu einem entsprechenden einen von der Vielzahl von Interleaver-Blöcken 306a, ..., 306n kommunizieren. Der Ausgang von der Vielzahl von Interleaver-Blöcken 306a, ..., 306n kann zu der Vielzahl von Mapper-Blöcken 108a, ..., 108n kommuniziert werden. Jeder der Vielzahl von Interleaver-Blöcken 306a, ..., 306n kann seinen Ausgang zu einem entsprechenden einen von der Vielzahl von Mapper-Blöcken 108a, ..., 108n kommunizieren. Der Sendecodierungs-Steuerblock 340 kann eine Steuerung in Bezug auf die Anwendung einer Punktierung ermöglichen, die in dem Sender 300 benutzt wird.
In dem Empfänger 301 können die Depunktierung und die Entschachtelung individuell auf einer Pro-Strom-Basis durchgeführt werden. Jeder Deinterleaver-Block 328a, ..., 328n kann einen Eingang von einer Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n empfangen, wobei jeder Deinterleaver-Block in der Vielzahl von Deinterleaver-Blöcken 328a, ..., 328n einen Eingang von einem entsprechenden einen von der Vielzahl von Demapper-Blöcken 126a, ..., 126n empfängt. Jeder Depuncture-Block 330a, ..., 330n kann einen Eingang von einer Vielzahl von Deinterleaver-Blöcken 328a, ..., 328n empfangen, wobei jeder Depuncture-Block in der Vielzahl von Depuncture-Blöcken 330a, ..., 330n einen Eingang von einem entsprechenden einen von der Vielzahl von Deinterleaver-Blöcken 328a, ..., 328n empfängt. Der Ausgang von jedem der Vielzahl von Depuncture-Blöcken 330a, ..., 330n kann zu dem Viterbi-Decoder-Block 132 kommuniziert werden. Der Empfangsdecodierungs-Steuerblock 338 kann eine Steuerung in Bezug auf die Anwendung einer Depunktierung ermöglichen, die in dem Empfänger 301 benutzt wird.
Während des Betriebs kann der Sendecodierungs-Steuerblock 340 eine Steuerung der Punktierung, die durch jeden der Vielzahl von Puncture-Blöcken 304a, ..., 304n angelegt wird, individuell auf einer Pro-Strom-Basis ermöglichen. Die Pro-Strom-Steuerung der Punktierung kann es ermöglichen, dass die Codierungsrate auf einer Pro-Strom-Basis variiert. Der Empfangscodierungs-Steuerblock 338 kann eine Steuerung einer Depunktierung, die von jedem der Vielzahl von Depuncture-Blöcken 330a, ..., 330n angelegt wird, individuell auf einer Pro-Strom-Basis ermöglichen. Die Pro-Strom-Steuerung der Depunktierung kann es ermöglichen, dass sich der Empfänger 301 an Unterschiede in der Codierungsrate des empfangenen Signals auf einer Pro-Strom-Basis anpassen kann.
Die Fähigkeit für einen Sender 200 oder 300 und einen Empfänger 201 oder 301, die Modulations-/Demodulationssteuerung und/oder Codierungs-/Decodierungssteuerung koordinieren zu können, kann Rückmeldungsmechanismen mit geschlossener Regelschleife (closed loop feedback mechanisms) erfordern, die den Informationsaustausch zwischen einem Sender 200 oder 300 und einem Empfänger 201 oder 301 ermöglichen. Die US-Patentanmeldung mit der Eingangsnummer ... (Anwaltsaktenzeichen 16354US02), die am 7. Februar 2005 eingereicht wurde, stellt eine ausführliche Beschreibung von Rückmeldungsmechanismen mit geschlossener Regelschleife bereit und wird hiermit durch Bezugnahme darauf in ihrer Gesamtheit hier einbezogen.
In einer Ausführungsform der Erfindung kann das Maximieren der Gesamt-Datenrate über eine Vielzahl von HF-Kanälen von einem Sender 200 über eine adaptive Modulation auf einer Pro-Strom-Basis erzielt werden, wobei die Codierungsrate für alle Ströme identisch ist. Dies kann das Zuordnen von individuellen Werten b_st(i) für jeden Strom i umfassen, um die Anzahl an Datenblock-Bits b_db zu maximieren, die pro Zeiteinheit gesendet werden kann, während eine Ziel-Paketfehlerrate (PER) erzielt wird.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann das Maximieren der Gesamt-Datenrate über eine Vielzahl von HF-Kanälen von einem Sender 300 über eine adaptive Modulation auf einer Pro-Strom-Basis und eine adaptive Codierung auf einer Pro-Strom-Basis erzielt werden. Dies kann das Zuordnen individueller Werte b_st(i) für jeden Strom i und das Zuordnen von Codierungsraten für jeden Strom umfassen, um die Anzahl an Informationsbits i_b(i) auf einer Pro-Strom-Basis zu modifizieren. Eine Pro-Strom-Steuerung von Codierungsraten zusätzlich zu Modulationsraten kann eine weitere Variable bereitstellen, die verwendet werden kann, um die Anzahl an Datenblockbits b_db zu maximieren, die pro Zeiteinheit gesendet werden kann, während eine PER erzielt wird.
Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung, die Rückmeldungsmechanismen mit geschlossener Regelschleife beinhalten können, können adaptiv Codierungsraten und/oder Modulationstechniken in Reaktion auf einen HF-Kanal-Schwund modifizieren.
In einer exemplarischen Ausführungsform der Erfindung, in der Gesamt-Datenraten unter Verwendung einer Pro-Strom-Modulationssteuerung und -Demodulationssteuerung maximiert werden können, kann zum Beispiel einem Prozess mit zwei Schritten gefolgt werden. In dem ersten Schritt können Bitzuordnungen b_st(i) auf der Grundlage von SNR-Werten berechnet werden. Dies kann graphische Darstellungen erzeugen, die eine Grenze von möglichen Werten von b_st(i) für Bereiche von Werten von SNR anzeigen. In einem zweiten exemplarischen Schritt kann ein spezifischer Wert b_st(i) auf der Grundlage eines beobachteten bzw. gemessenen SNR und einer beobachteten bzw. gemessenen PER ausgewählt werden.
Während des Betriebs können Symbole unter Verwendung einer Vielzahl von Tönen über einen HF-Kanal gesendet werden, wobei jeder Ton bei einer Frequenz gesendet werden kann, die aus einem Bereich von Frequenzen ausgewählt wird. Jeder Ton kann zum Beispiel eine OFDM-Teilband-Frequenz darstellen. In einem Kanal, der durch einen frequenzselektiven Schwund gekennzeichnet ist, kann das SNR in einem gegebenen HF-Kanal j um eine Frequenz derart schwanken, dass ein Ton, der bei einer Frequenz f₁ gesendet wird, ein SNR_f1 aufweisen kann, das sich von dem SNR für einen Ton, der bei einer Frequenz f₂ gesendet wird, nämlich SNR_f2, unterscheidet. Ein Gesamt-SNR kann für eine räumliche Mode durch das Berechnen eines geometrischen SNR-Mittels auf der Grundlage der Vielzahl von individuellen SNR_fj aus den Frequenzen f_j, die über einen HF-Kanal gesendet werden können, bestimmt werden. Das geometrische Gesamt-SNR quer durch die Vielzahl von Frequenzen, das als SNR_geo bezeichnet werden kann, kann wie in der folgenden Gleichung ausgedrückt werden:
wobei k gleich der Anzahl an Tönen sein kann, die über einen HF-Kanal gesendet werden können, Π das multiplikative Produkt der SNRs für einzelne Töne repräsentiert und sich der Ausdruck in Gleichung [2] auf das geometrische Gesamt-SNR beziehen kann, das gleich der k-ten Wurzel des Produkts individueller SNRS von jedem der k Töne ist.
Ein geometrisches SNR kann für jede räumliche Mode i bestimmt werden, nämlich SNR_geo(i). Beim Bestimmen jedes SNR_geo(i) kann ein Algorithmus, wie zum Beispiel die Aslanis-Formel, verwendet werden, um eine Bitzuordnung unter den räumlichen Moden zu bestimmen. Für den i-ten Strom oder die i-te räumliche Mode kann die Bitzuordnung b_st(i) durch die Aslanis-Formel wie in der nachfolgenden Gleichung berechnet werden: b_st(i) = max(floor(log₂(1 + SNR_geo(i)/Γ_i)/2) × 2, 1), Gleichung [3] wobei der Ausdruck in Gleichung [3] einen Logarithmus zur Basis 2 für das geometrische SNR berechnet, die Funktion floor(x) den ganzzahligen Teil von x repräsentieren kann, die maximale Funktion max(x, y) den größeren Wert zwischen x und y darstellen kann, und Γ_i Beeinträchtigungen in dem HF-Kanal repräsentieren kann, der mit der i-ten räumlichen Mode assoziiert ist. Der Wert Γ_i = 1 kann einen HF-Kanal ohne Beeinträchtigungen angeben, während Γ_i > 1 Beeinträchtigen in dem HF-Kanal anzeigen kann.
Während des Betriebs kann jeder Wert b_st(i) wie zum Beispiel in Gleichung [3] auf der Grundlage von beobachtbaren bzw. messbaren Leistungskriterien, wie zum Beispiel PER, berechnet werden. Die Vielzahl von Werten b_st(i) kann einen Wert b_db wie zum Beispiel in Gleichung [1] erzeugen, der eine maximale Datentransferrate zwischen einem Sender 200 (2) und einem Empfänger 201 (2) darstellen kann.
Ausführungsformen der Erfindung können eine Vielzahl von Modulationstechniken, wie zum Beispiel die binäre Pulslagenmodulation bzw. Phasenschiebung (BPSK; binary phase shift keying), die Quadraturphasenumtastung bzw. Vierphasenmodulation (QPSK; quadrature phase shift keying), die 16-stufige Quadraturamplitudenmodulation (16 QAM), die 64-stufige QAM (64 QAM) und die 256-stufige QAM (256 QAM), benutzen. Symbole, die unter Verwendung der BPSK-Modulationstechnik erzeugt werden, können 1 Bit pro Symbol darstellen, Symbole, die unter Verwendung der QPSK-Modulationstechnik erzeugt werden, können 2 Bits pro Symbol darstellen, und Symbole, die unter Verwendung der 16-QAM-Modulationstechnik erzeugt werden, können 4 Bits pro Symbol darstellen. Wenn die 64-QAM-Modulationstechnik verwendet wird, können erzeugte Symbole 6 Bits pro Symbol darstellen, und die 256-QAM-Modulationstechnik kann Symbole erzeugen, die 8 Bits repräsentieren.
In einer exemplarischen Ausführungsform der Erfindung, in der Gesamt-Datenraten unter Verwendung einer Pro-Strom-Modulationssteuerung und -Demodulationssteuerung und einer Pro-Strom-Codierungssteuerung und -Decodierungssteuerung maximiert werden können, kann zum Beispiel einem Prozess mit vier Schritten gefolgt werden. In dem ersten exemplarischen Schritt können Bitzuordnungen b_st(i) auf der Grundlage von Werten des SNR berechnet werden. Dadurch können graphische Darstellungen erzeugt werden, die eine Grenze von möglichen Werten von b_st(i) für Bereiche von Werten von SNR angeben. In einem zweiten exemplarischen Schritt kann für jeden Wert b_st(i) ein Bereich von möglichen Codierungsratenwerten berechnet werden. In einem dritten exemplarischen Schritt kann eine Nachschlagetabelle (look-up table) berechnet werden, die mögliche Codierungsraten- und Modulationsschema-Kombinationen für gegebene SNR-Bereiche darstellt. In einem vierten exemplarischen Schritt können spezifische Werte für die Modulation, b_st(i), und für die Codierungsrate, i_b(i)/b_st(i), auf der Grundlage eines beobachteten bzw. gemessenen SNR und einer beobachteten bzw. gemessenen PER ausgewählt werden. Es kann eine Vielzahl von Modulations- und Codierungsraten-Kombinationen geben, die ein beobachtetes SNR und eine beobachtete PER erzielen, wobei in diesem Fall eine Kombination ausgewählt werden kann, die zu dem Maximum i_b(i) führt, das pro Zeiteinheit übertragen wird.
In einer exemplarischen Ausführungsform der Erfindung, in der Gesamt-Datenraten unter Verwendung einer Pro-Strom-Modulationssteuerung und -Demodulationssteuerung und einer Pro-Strom-Codierungssteuerung und -Decodierungssteuerung maximiert werden können, kann zum Beispiel eine Nachschlagetabelle (Look-Up Table) Mod_Coding_LUT verwendet werden, um das Modulationsschema und die Codierungsraten auszuwählen. Eine beispielhafte Nachschlagetabelle Mod_Coding_LUT für eine räumliche Mode i kann folgendermaßen dargestellt werden:
wobei die Elemente in der ersten Zeile das Produkt der Bits/Ton und Codierungsratenelemente in entsprechenden Spalten darstellen können, die Elemente in der zweiten Zeile die SNR-Bereiche darstellen können, die Elemente in der dritten Zeile die Modulationsschemata für den Strom i (Bits/Ton) darstellen können und die Elemente in der vierten Zeile die Codierungsrate für den Strom i darstellen können. Das Produkt aus Modulation (Bits/Ton) und Codierungsrate kann die Anzahl an Informationsbits i_b(i) darstellen.
Nun wird Bezug auf Mod_Coding_LUT von Gleichung [4] genommen. Diese gibt an, dass Datentransferraten mit zunehmendem SNR größer werden können. Bei einem gegebenen SNR von 5 dB kann Mod_Coding_LUT zum Beispiel anzeigen, dass jedes Symbol 2 Bits mit einer Codierungsrate von 1/2 aufweist. Die QPSK-Modulationstechnik kann verwendet werden, um ein Symbol zu erzeugen, das 2 Bits enthält. Das Produkt von Modulation × Codierungsrate (modulation × coding_rate) kann gleich 1 sein, was anzeigt, dass jeder gesendete Ton 1 Informationsbit kommunizieren kann. Für ein gegebenes SNR von 27 kann die Mod_Coding_LUT zum Beispiel anzeigen, dass jedes Symbol 8 Bits mit einer Codierungsrate von 3/4 aufweist. In diesem Fall kann das Produkt von Modulation × Codierungsrate gleich 6 sein, was anzeigt, dass jeder gesendete Ton 6 Informationsbits kommunizieren kann.
Wie ebenfalls in Mod_Coding_LUT von Gleichung [4] gezeigt ist, kann eine Anpassung eine Modifikation sowohl der Modulationstechnik als auch der Codierungsrate, eine Modifikation nur der Modulationstechnik allein oder eine Modifikation nur der Codierungsrate allein umfassen. In einer Alternative zu einer tabellarischen Darstellung, wie sie in Gleichung [4] gezeigt ist, können die adaptiven Modulations- und Codierungskriterien zum Beispiel auch in einer graphischen Darstellung dargestellt werden, die auf beobachteten Daten basiert.
4 ist eine graphische Darstellung, die exemplarische Paketfehlerraten (PER) im Verhältnis zu einem Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) für ein 1×1-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Ein Sender mit N Sendeantennen und ein Empfänger mit N Empfangsantennen, die jeweils das Eigen-Beamforming verwenden, können äquivalent zu einem 1×1-System ohne Interferenz sein. Das 1×1-System kann zum Beispiel äquivalent zu einem System sein, in dem ein Strom 1 über eine Antenne 1 an dem Sender gesendet wurde, ein Strom 2 über eine Antenne 2 gesendet wurde, ... ein Strom N über eine Antenne N gesendet wurde. An dem Empfänger kann der gesendete Strom 1 über eine Antenne 1 an dem Empfänger ohne Interferenz von gesendeten Strömen 2 ... N empfangen werden. In ähnlicher Weise kann der gesendete Strom 2 über eine Antenne 2 an dem Empfänger ohne eine Interferenz von dem gesendeten Strom 1 oder den gesendeten Strömen 3 ... N empfangen werden, und so weiter. Unter Bezugnahme auf 4 ist die graphische Darstellung 402, die graphische Darstellung 404, die graphische Darstellung 406, die graphische Darstellung 408, die graphische Darstellung 410, die graphische Darstellung 412, die graphische Darstellung 414, die graphische Darstellung 416, die graphische Darstellung 418, die graphische Darstellung 420, die graphische Darstellung 422, die graphische Darstellung 424, die graphische Darstellung 426, die graphische Darstellung 428, die graphische Darstellung 430, die graphische Darstellung 432, die graphische Darstellung 434, die graphische Darstellung 436 und die graphische Darstellung 438 gezeigt. Testbedingungen für die graphischen Darstellungen in 4 können zum Beispiel auf einem IEEE 802.11 Kanal vom Typ D basiert sein, mit einem Abstand von etwa 15 Meter zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne. Datenpakete können 1.000 Oktette an binären Daten mit PERs aufweisen, die über eine Frequenzschleife gemessen werden, die eine Vielzahl von HF-Kanälen nach dem IEEE-Standard 802.11 aufweist.
Die graphische Darstellung 402 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine BPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 1/2, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 1/2 sein kann, was anzeigt, dass 1 Informationsbit pro zwei gesendete Symbole gesendet werden kann. Die graphische Darstellung 404 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine QPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 1/2, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 1 sein kann. Die graphische Darstellung 406 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 16-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 1/2, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 2 sein kann. Die graphische Darstellung 408 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 64-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 1/2, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 3 sein kann. Die graphische Darstellung 410 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 256-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 1/2, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 4 sein kann.
Die graphische Darstellung 412 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine BPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 2/3, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 2/3 sein kann. Die graphische Darstellung 414 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine QPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 2/3, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 4/3 sein kann. Die graphische Darstellung 416 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 16-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 2/3, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 8/3 sein kann. Die graphische Darstellung 418 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 64-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 2/3, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 4 sein kann. Die graphische Darstellung 420 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 256-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 2/3, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 16/3 sein kann.
Die graphische Darstellung 422 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine QPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 3/4, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 3/2 sein kann. Die graphische Darstellung 424 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 16-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 3/4, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 3 sein kann. Die graphische Darstellung 426 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 64-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 3/4, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 9/2 sein kann. Die graphische Darstellung 428 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 256-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 3/4, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 6 sein kann.
Die graphische Darstellung 430 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine BPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 5/6, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 5/6 sein kann. Die graphische Darstellung 432 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine QPSK-Modulation und eine Codierungsrate von 5/6, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 5/3 sein kann. Die graphische Darstellung 434 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 16-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 5/6, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 10/3 sein kann. Die graphische Darstellung 436 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 64-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 5/6, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 5 sein kann. Die graphische Darstellung 438 zeigt eine exemplarische graphische Darstellung einer PER im Verhältnis zu einem SNR für eine 256-QAM-Modulation und eine Codierungsrate von 5/6, für die das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 20/3 sein kann.
Unter Bezugnahme auf 4 kann es während des Betriebs, wenn das beobachtete SNR 5 dB für eine gegebene räumliche Mode ist und die Ziel-PER für die räumliche Mode 0,10 oder 10% ist, zwei mögliche Kombinationen von Modulation und Codierungsrate geben, die die Ziel-PER zufriedenstellen, wie diese in der graphischen Darstellung 404 und der graphischen Darstellung 412 angegeben sind. Aber das Produkt aus Modulation × Codierungsrate für die graphische Darstellung 404 kann 1 sein, während das Produkt für die graphische Darstellung 412 2/3 sein kann. In diesem beispielhaften Fall kann eine Codierungsrate von 1/2 mit der QPSK-Modulationstechnik die maximale Datenrate für die gegebene räumliche Mode bereitstellen.
Wenn das beobachtete SNR für eine andere räumliche Mode 20 dB ist, dann kann es drei mögliche Kombinationen von Modulation und Codierungsrate geben, die die Ziel-PER zufriedenstellen, wie diese in der graphischen Darstellung 410, in der graphischen Darstellung 418 und in der graphischen Darstellung 434 angegeben sind. Für die graphische Darstellung 410 und die graphische Darstellung 418 kann das Produkt aus Modulation × Codierungsrate 4 sein, während das Produkt für die graphische Darstellung 434 10/3 sein kann. Eine weitere Prüfung von 4 gibt an, dass die PER-Leistung der 64-QAM-Modulationstechnik geringfügig besser als die der 256-QAM-Modulationstechnik sein kann. In diesem beispielhaften Fall kann die maximale Datenrate für die räumliche Mode unter Verwendung einer Codierungsrate von 2/3 mit der 64-QAM-Modulationstechnik erzielt werden.
Die exemplarische Nachschlagetabelle Mod_Coding_LUT kann das erste Mal auf der Grundlage der 1×1-PER-Leistung zu Beginn des Paketaustausches bestimmt werden, oder die Mod_Coding_LUT kann als ein Konfigurationsparameter an dem Empfänger gespeichert werden. Mit einer größeren Anzahl an Antennen kann jede räumliche Mode aufgrund der unterschiedlichen Schwundcharakteristiken pro räumlicher Mode unterschiedliche Werte in ihrer jeweiligen Nachschlagetabelle aufweisen. In dem Fall von unterschiedlichen Schwundcharakteristiken pro räumlicher Mode kann jede räumliche Mode eine separate gespeicherte Mod_Coding_LUT aufweisen. Die Mod_Coding_LUTs pro räumlicher Mode können zum Beispiel in Registern gespeichert werden.
Die adaptive Auswahl von Modulation und Codierungsraten zur Erzielung einer maximalen Datenrate für eine Ziel-PER kann auch in einer Maximierung des Durchsatzes in Kommunikationen zwischen einem Sender 300 und einem Empfänger 301 deutlich gemacht werden. Für ausgewählte Codierungsraten und Modulationstechniken können Durchsatz-Berechnungen durchgeführt werden, die die Menge an fehlerfreien Informationen pro Zeiteinheit anzeigen, die von einem Sender 300 zu einem Empfänger 301 unter Verwendung einer gegebenen räumlichen Mode auf der Grundlage einer Beobachtung gesendet werden. Für konstante Datenraten kann der Durchsatz folgendermaßen definiert sein:
wobei ein erfolgreiches Ereignis ein erfolgreiches Senden und Empfangen eines fehlerfreien Informationspakets darstellen kann. Die Variable K kann die Gesamtanzahl an Datenraten angeben, die während des Zeitintervalls der Beobachtung gewählt worden ist. W_i kann der Gewichtungsfaktor sein, der die Anzahl an Paketen repräsentiert, die mit der Rate_i gesendet worden sind, geteilt durch die Gesamtanzahl an gesendeten Paketen. Die Effizienz kann als t_Daten/(t_Daten + t_Präambel + t_IRA) dargestellt werden, wobei t_Daten den Betrag an Zeit während des Zeitintervalls darstellt, in dem die Daten gesendet wurden, t_Präambel den Betrag an Zeit darstellt, während der die Paketrahmenpräambel gesendet wurde, und t_IRA die Inter-Rahmen-Abstandszeit zwischen Paketen darstellt, während der keine Daten oder keine Präambel gesendet wurden. Die berechnete Durchsatzrate kann auf der Codierungsrate, der benutzten Modulationstechnik und der PER basieren. Da die Codierungsrate und die Modulation auf dem SNR basieren können, kann der Durchsatz einer räumlichen Mode deshalb auch auf dem SNR basieren. Es sollte noch angemerkt werden, dass eine konstante Datenrate adaptive Änderungen in der Modulation und/oder der Codierungsrate nicht ausschließt.
5 ist eine graphische Darstellung, die einen exemplarischen Durchsatz als eine Funktion der Modulations- und Codierungsraten-Auswahl in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 5 ist eine graphische Darstellung 502, eine graphische Darstellung 504, eine graphische Darstellung 506 und eine graphische Darstellung 508 gezeigt. Die graphische Darstellung 502 repräsentiert einen exemplarischen Durchsatz im Verhältnis zu einem SNR, der theoretisch in einem System mit offener Regelschleife erzielt werden kann, das zum Beispiel Sendeleistungsregelungs-(TPC; Transmit Power Control)-Verwaltungsrahmen verwendet, wie sie in der IEEE-Resolution 802.11 definiert sind. Die graphische Darstellung 504, die graphische Darstellung 506 und die graphische Darstellung 508 können einen exemplarischen Durchsatz im Verhältnis zu einem SNR für ein exemplarisches adaptives Modulations- und adaptives Codierungsraten-System in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung darstellen. Die graphische Darstellung 504 kann eine 16 QAM mit einer Codierungsrate von 3/4 darstellen, die graphische Darstellung 506 kann eine 64 QAM mit einer Codierungsrate von 3/4 darstellen, und die graphische Darstellung 508 kann eine 64 QAM mit einer Codierungsrate von 5/6 darstellen. Unter Bezugnahme auf 5 und für den Bereich SNR = A bis SNR = B kann die Auswahl der 16 QAM und einer Codierungsrate von 3/4, wie diese in der graphischen Darstellung 504 veranschaulicht ist, einen höheren Durchsatz als diejenigen ergeben, die für die graphische Darstellung 506 und die graphische Darstellung 508 über denselben SNR-Bereich angegeben sind. Für den Bereich SNR = B bis SNR = C kann die Auswahl der 64 QAM und einer Codierungsrate von 3/4, wie diese in der graphischen Darstellung 506 veranschaulicht ist, zu einem höheren Durchsatz führen als diejenigen, die für die graphische Darstellung 504 und die graphische Darstellung 508 angegeben sind. Für den Bereich SNR = C bis SNR = D kann die Auswahl der 64 QAM und einer Codierungsrate von 5/6, wie diese in der graphischen Darstellung 508 veranschaulicht ist, zu einem höheren Durchsatz als diejenigen führen, die für die graphische Darstellung 504 und die graphische Darstellung 506 angegeben sind.
6 ist eine graphische Darstellung, die einen exemplarischen Durchsatz im Verhältnis zu einem SNR für Systeme mit offener Regelschleife und adaptive Systeme in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 6 sind die graphische Darstellung 602, die graphische Darstellung 604 und die graphische Darstellung 606 gezeigt. Das System kann Messungen darstellen, die mit einem 2×2-System verbunden sind, das einen Sender mit 2 Sendeantennen und einen Empfänger mit 2 Empfangsantennen aufweist. Das System kann 40 MHz Kanäle mit einer quadratisch gemittelten (RMS; root mean squared) Verzögerungsaufspreizung/(Delay Spread) von 50 Nanosekunden verwenden. Die graphische Darstellung 602 kann beobachtete Werte eines Durchsatzes im Verhältnis zu einem SNR für ein System mit offener Regelschleife repräsentieren. Die graphische Darstellung 604 kann beobachtete Werte eines Durchsatzes im Verhältnis zu einem SNR für ein System, wie es zum Beispiel in 2 gezeigt ist, darstellen, das eine adaptive Modulation benutzt. Die graphische Darstellung 606 kann beobachtete Werte eines Durchsatzes im Verhältnis zu einem SNR für ein System, wie es zum Beispiel in 3 gezeigt ist, darstellen, das eine adaptive Modulation und eine adaptive Codierung verwendet. Wie in 6 gezeigt ist, können sowohl das System mit der adaptiven Modulation als auch die Systeme mit der adaptiven Modulation und der adaptiven Codierungsrate zu einem höheren Durchsatz für ein gegebenes SNR als in dem Fall des Systems mit einer offenen Regelschleife ergeben.
Demgemäß stellt eine Ausführungsform der Erfindung eine neue Architektur für einen Sender 200 oder 300 und einen Empfänger 201 oder 301 bereit, die entweder eine adaptive Modulation, wie in dem Sender 200 und dem Empfänger 201 gezeigt, oder eine adaptive Modulation und eine adaptive Codierung in einem System mit geschlossener Regelschleife, wie in dem Sender 300 und dem Empfänger 301 gezeigt, verwenden kann. Der Sender 200 und der Empfänger 201, die eine adaptive Modulation verwenden, können eine einfachere Struktur aufweisen und umfassen ein einziges Puncture-Block/Interleaver-Block-Paar in dem Sender 200 und ein einziges Depuncture-Block/Deinterleaver-Block-Paar in dem Empfänger 201, während der Sender 300 und der Empfänger 301, die eine adaptive Modulation und Codierung verwenden, ein Puncture-Block/Interleaver-Block-Paar pro Strom in dem Sender 300 und ein Depuncture-Block/Deinterleaver-Block-Paar pro Strom in dem Empfänger 301 aufweisen können. Unter Bezugnahme auf 6 kann ein adaptives Modulationssystem oder ein adaptives Modulations- und Codierungssystem, das das Eigen-Beamforming verwendet, einen Grad an Durchsatz bereitstellen, der vergleichbar zu dem eines Systems mit offener Regelschleife ist, aber bei einem SNR-Level, das 5 dB niedriger als das sein kann, das in dem System mit offener Regelschleife notwendig sein kann. Das adaptive Modulationssystem und/oder das adaptive Modulations- und Codierungssystem können einen Ratenauswahlalgorithmus verwenden, um den Durchsatz auf der Grundlage des SNR-Bereichs zu maximieren, in dem die Modulation und Codierungsraten adaptiv ausgewählt werden können.
7a ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein adaptives Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung zeigt. Unter Bezugnahme auf 7a kann der Schritt 702 ein geometrisches SNR-Mittel für jede räumliche Mode berechnen, und der Schritt 704 kann eine Modulationstechnik quer durch jede räumliche Mode auf der Grundlage des beobachteten SNR und PER-Ziels auswählen. Im Schritt 706 kann der Empfänger 201 das ausgewählte Modulationsschema zu dem Sender 200 rückmelden. Im Schritt 708 kann der Sender 200 nachfolgende Daten an den Empfänger 201 auf der Grundlage von Rückmeldungsinformationen senden, die das von dem Empfänger 201 ausgewählte Modulationsschema umfassen können.
7b ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein adaptives Modulations- und Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 7b kann der Schritt 712 ein geometrisches SNR-Mittel für jede räumliche Mode berechnen, und der Schritt 714 kann eine Modulationstechnik und eine Codierungsrate quer durch jede räumliche Mode auf der Grundlage eines beobachteten SNR und PER-Ziels auswählen. Der Schritt 718 kann eine Nachschlagetabelle speichern, die mögliche Codierungsraten und Modulationstechniken für gegebene SNR-Bereiche darstellt. Der Schritt 714 kann die gespeicherte Nachschlagetabelle aus dem Schritt 718 benutzen. Im Schritt 716 kann der Empfänger 301 das ausgewählte Modulationsschema und die ausgewählte Codierungsrate zu dem Sender 300 rückmelden. Im Schritt 720 kann der Sender 300 nachfolgende Daten an den Empfänger 301 auf der Grundlage von Rückmeldungsinformationen senden, die das Modulationsschema und die Codierungsrate, die von dem Empfänger 301 ausgewählt wurden, enthalten können.
7c ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein senderbasiertes adaptives Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 7c kann der Sender 200 im Schritt 722 Rückmeldungsinformationen von dem Empfänger 201 empfangen, die geometrische SNR-Mittel-Informationen für jede räumliche Mode enthalten. Im Schritt 724 kann der Sender 200 Modulationstechniken für jede räumliche Mode auf der Grundlage von SNR-Rückmeldungsinformationen und PER-Zielen auswählen. Im Schritt 726 kann der Sender 200 nachfolgende Daten an den Empfänger 201 auf der Grundlage der ausgewählten Modulationstechniken senden.
7d ist ein Ablaufdiagramm, das exemplarische Schritte für ein senderbasiertes adaptives Modulations- und Codierungssystem in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Unter Bezugnahme auf 7d kann der Sender 300 in dem Schritt 732 Rückmeldungsinformationen von dem Empfänger 301 empfangen, die geometrische SNR-Mittel-Informationen für jede räumliche Mode enthalten. Im Schritt 734 kann der Sender 300 Modulationstechniken und Codierungsraten für jede räumliche Mode auf der Grundlage von SNR-Rückmeldungsinformationen und PER-Zielen auswählen. Der Schritt 738 kann eine Nachschlagetabelle speichern, die mögliche Codierungsraten und Modulationstechniken für gegebene SNR-Bereiche darstellt. Der Schritt 734 kann die gespeicherte Nachschlagetabelle vom Schritt 738 benutzen. Im Schritt 736 kann der Sender 300 nachfolgende Daten an den Empfänger 301 auf der Grundlage der ausgewählten Modulationstechniken und Codierungsraten senden.
Ausführungsformen der Erfindung sind nicht auf die adaptive Auswahl von Modulation und Codierung auf der Grundlage der Mod_Coding_LUT, wie sie in Gleichung [4] gezeigt ist, beschränkt. Im Allgemeinen kann die Erfindung ein System zum Berechnen eines Bereichs von Modulations- und Codierungsraten-Kombinationen darstellen, der verwendet werden kann, um adaptiv eine maximale Datenrate, die in einer räumlichen Mode erzielt werden kann, auf der Grundlage von beobachtbaren Charakteristiken eines HF-Kanals, zum Beispiel des Signal-Rausch-Verhältnisses (SNR), zu bestimmen, und die beobachtbare bzw. messbare Leistungskriterien, wie etwa eine PER, erfüllen.
Ausführungsformen der Erfindung sind nicht auf Fälle beschränkt, in denen der Empfänger 201 oder 301 adaptiv Modulationstechniken und Codierungsraten bestimmt. Des Weiteren braucht die Erfindung nicht auf die BCC-Codierung beschränkt zu sein, da auch eine Vielzahl anderer Codierungstechniken wie zum Beispiel die Turbo-Codierung oder die LDPC-(Low Density Parity Check)-Codierung bzw. Niedrigdichten-Paritätsprüf-Codierung benutzt werden können. In gewissen Ausführungsformen der Erfindung kann der Sender 200 oder 300 adaptiv Modulationstechniken und Codierungsraten auf der Grundlage von Rückmeldungsinformationen von dem Empfänger 201 oder 301 bestimmen. Diese Rückmeldungsinformationen können zum Beispiel Kanalschätzwertmatrizen enthalten, die von dem Empfänger 201 oder 301 berechnet wurden.
Dementsprechend kann die vorliegende Erfindung in Hardware, Software oder in einer Kombination aus Hardware und Software realisiert werden. Die vorliegende Erfindung kann in einer zentralisierten Art und Weise in wenigstens einem Computersystem verwirklicht werden, oder sie kann in einer verteilten Art und Weise verwirklicht werden, in der verschiedene Elemente quer über mehrere, miteinander verbundene Computersysteme verteilt sind. Jede Art von Computersystem oder eine andere Vorrichtung, die für das Ausführen der hier beschriebenen Mechanismen ausgelegt ist, ist geeignet. Eine typische Kombination aus Hardware und Software kann ein Universalcomputersystem mit einem Computerprogramm sein, das dann, wenn es geladen und ausgeführt wird, das Computersystem derart steuert, dass dieses die hier beschriebenen Mechanismen ausführt.
Die vorliegende Erfindung kann auch in ein Computerprogrammerzeugnis eingebettet werden, das alle die Merkmale aufweist, die die Implementierung der hier beschriebenen Mechanismen ermöglicht, und das, wenn es in ein Computersystem geladen wird, in der Lage ist, diese Mechanismen auszuführen. Ein Computerprogramm in dem vorliegenden Kontext steht für jeglichen Ausdruck in jeder Sprache, jedem Code oder jeder Notation von einem Satz von Befehlen, der dafür gedacht ist, ein System, das eine Informationsverarbeitungsfähigkeit aufweist, zu veranlassen, eine bestimmte Funktion entweder direkt oder nach einer von oder beiden von den Folgenden durchzuführen: a) Umwandlung in eine andere Sprache, einen anderen Code oder eine andere Notation; b) Reproduktion in einer anderen materiellen Form.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden ist, werden die Fachleute auf dem Gebiet verstehen, dass verschiedene Änderungen durchgeführt werden können und Äquivalente die Stelle einnehmen können, ohne dass von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abgewichen wird. Außerdem können viele Modifikationen durchgeführt werden, um eine bestimmte Situation oder ein bestimmtes Material an die Lehren der vorliegenden Erfindung anzupassen, ohne dass von deren Schutzumfang abgewichen wird. Deshalb soll die vorliegende Erfindung nicht auf die bestimmte offenbarte Ausführungsform beschränkt sein, sondern die vorliegende Erfindung wird alle Ausführungsformen einschließen, die in den Schutzbereich der angehängten Ansprüche fallen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

IEEE 802.11 [0005]
802.11-Standards [0005]
802.11(a), (b), (g), [0005]
802.11n [0005]
802.11n [0005]
IEEE 802.11 [0073]
IEEE-Standard 802.11 [0073]
IEEE-Resolution 802.11 [0082]

Claims

System zum Kommunizieren von Informationen in einem Kommunikationssystem, wobei das System Folgendes aufweist: einen Empfangsdemodulationssteuerungsprozessor, der eine maximale Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über wenigstens einen von einer Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, auf der Grundlage einer Signalqualität von wenigstens einem von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen berechnet; wobei der Empfangsdemodulationssteuerungsprozessor eine Modulationstechnik auf der Grundlage der berechneten maximalen Anzahl an binären Bits auswählt; wenigstens ein Sendeantennen-Front-End, das über einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal Rückmeldungsinformationen kommuniziert, die die ausgewählte Modulationstechnik enthalten; und wenigstens ein Empfangsantennen-Front-End, das über den wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen nachfolgend gesendete Daten empfängt, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen moduliert sind.
System nach Anspruch 1, wobei die berechnete maximale Anzahl an binären Bits auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate von dem wenigstens einem der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen bestimmt wird.
System zum Kommunizieren von Informationen in einem MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Kommunikationssystem, wobei das System Folgendes aufweist: wenigstens ein Empfangsantennen-Front-End, das Rückmeldungsinformationen empfängt, die wenigstens eine von einer ausgewählten Modulationstechnik und Codierungsrate enthalten, über einen von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal; und wenigstens ein Sendeantennen-Front-End, das über die Vielzahl von HF-Kanälen nachfolgende Daten sendet, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen wenigstens moduliert oder codiert sind.
System nach Anspruch 3, das des Weiteren einen Sendemodulationssteuerungsprozessor aufweist, der eine Modulationstechnik auf der Grundlage von wenigstens einer bzw. einem von einer berechneten maximalen Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über die Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, und wenigstens einer Paketfehlerrate, wenigstens einer berechneten Durchsatzrate und wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis des Uplink-Kanals und eines Downlink-Kanals auswählt.
Vorrichtung zum Kommunizieren von Informationen in einem MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Kommunikationssystem, welche umfasst: Mittel zum Empfangen von Rückmeldungsinformationen, die wenigstens eine von einer ausgewählten Modulationstechnik und Codierungsrate enthalten, über einen von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal; und Mittel zum Senden von nachfolgenden Daten über die Vielzahl von HF-Kanälen, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen wenigstens moduliert oder codiert sind.
Vorrichtung nach Anspruch 5, die des Weiteren Mittel umfasst zum Auswählen einer Modulationstechnik auf der Grundlage von wenigstens einer bzw. einem von einer berechneten maximalen Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über die Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, und wenigstens einer Paketfehlerrate, wenigstens einer berechneten Durchsatzrate und wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis von einem von dem Uplink-Kanal und einem Downlink-Kanal.
Vorrichtung zum Kommunizieren von Informationen in einem Kommunikationssystem, welche umfasst: Mittel zum Berechnen einer maximalen Anzahl an binären Bits, die gleichzeitig über wenigstens einen von einer Vielzahl von HF-Kanälen gesendet werden sollen, auf der Grundlage einer Signalqualität von wenigstens einem von einer Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen; Mittel zum Auswählen einer Modulationstechnik auf der Grundlage der berechneten maximalen Anzahl an binären Bits; Mittel zum Kommunizieren von Rückmeldungsinformationen, die die ausgewählte Modulationstechnik enthalten, über einen von dem wenigstens einen von der Vielzahl von HF-Kanälen und einem Uplink-Kanal; und Mittel zum Empfangen über den wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen von nachfolgend gesendeten Daten, die auf der Grundlage der Rückmeldungsinformationen moduliert sind.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die berechnete maximale Anzahl an binären Bits auf der Grundlage von wenigstens einer Paketfehlerrate des wenigstens einen von der Vielzahl von Empfangs-HF-Kanälen bestimmt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 7, die des Weiteren Mittel umfasst zum Bestimmen eines Bereichs der Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen auf der Grundlage von wenigstens einem Signal-Rausch-Verhältnis.
Vorrichtung nach Anspruch 9, die des Weiteren Mittel umfasst zum Darstellen der Modulationstechnik- und Codierungsraten-Kombinationen und des wenigstens einen Signal-Rausch-Verhältnisses in einer Nachschlagetabelle.