DE202004021937U1

DE202004021937U1 - System für eine Kanaladaptive Antennenauswahl

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Publication number: DE202004021937U1
Application number: DE202004021937U
Authority: DE
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2003-11-12
Filing date: 2004-11-12
Publication date: 2013-01-10
Anticipated expiration: 2014-11-13
Also published as: DE202004021935U1

Abstract

System zum Auswählen von N Antennenelementen in einem M-Antennenelement-Sender oder einem M-Antennenelement-Empfänger, wobei N kleiner als M ist, das Folgendes aufweist: M Antennenelemente in dem M-Antennenelement-Sender oder dem M-Antennenelement-Empfänger; N HF-Ketten; und einen Schalter, der mit den N HF-Ketten gekoppelt ist, wobei der M-Antennenelement-Empfänger eine Ausgangs-Bitfehlerrate für jede mögliche N-Antennenelement-Untermenge der M Antennenelemente berechnet, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage wenigstens eines Satzes von Kanalparameterstatistiken berechnet wird, wobei der M-Antennenelement-Empfänger die spezielle N-Antennenelement-Untermenge auf der Grundlage eines Kriteriums auswählt, das auf den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; und wobei in Reaktion auf die Auswahl der speziellen N-Antennenelement-Untermenge auf der Grundlage des Kriteriums der Schalter die N HF-Ketten mit den N Antennenelementen der speziellen N-Antennenelement-Untermenge koppelt.

Description

HINTERGRUNG DER ERFINDUNG
Die meisten aktuellen drahtlosen Kommunikationssysteme setzen sich aus Knoten zusammen, die mit einer einzigen Sende- und Empfangsantenne konfiguriert sind. Aber für einen breiten Bereich von drahtlosen Kommunikationssystemen ist vorausgesagt worden, dass die Leistung einschließlich der Kapazität durch die Verwendung von mehreren Sendeantennen und/oder mehreren Empfangsantennen wesentlich verbessert werden können. Solche Konfigurationen bilden die Basis der sogenannten „Smart Antenna”-Techniken (Techniken mit „smarten” bzw. intelligenten Antennen). „Smart-Antenna”-Techniken können – gekoppelt mit einer Raum-Zeit-Signalverarbeitung – dazu verwendet werden, sowohl die schädlichen Auswirkungen des Mehrwegeschwunds (Multipath Fading) eines gewünschten eingehenden Signals zu bekämpfen als auch Störsignale zu unterdrücken. Auf diese Weise können sowohl die Leistung als auch die Kapazität von existierenden oder eingesetzten digitalen drahtlosen Systemen (z. B. CDMA-basierten Systemen, TDMA-basierten Systemen, WLAN-Systemen und OFDM-basierten Systemen wie IEEE 802.11a/g) verbessert werden.
Wenigstens einige der Beeinträchtigungen der Leistung von drahtlosen Systemen der oben beschriebenen Art können zumindest teilweise verbessert werden, indem Multi-Element-Antennensysteme verwendet werden, die dafür ausgelegt sind, einen Diversitätsgewinn einzuführen und Interferenzen innerhalb des Signalempfangsprozesses zu unterdrücken. Dies ist zum Beispiel in „The Impact of Antenna Diversity On the Capacity of Wireless Communication Systems" (Der Einfluss der Antennendiversität auf die Kapazität von drahtlosen Kommunikationssystemen) von J. H. Winters et al., IEEE Transactions an Communications, Band 42, Nr. 2/3/4, Seiten 1740–1751, Februar 1994, beschrieben worden. Solche Diversitätsgewinne verbessern die Systemleistung durch die Mehrweg-Unterdrückung bzw. -Abschwächung für eine gleichmäßigere Flächendeckung, durch das Erhöhen eines empfangenen Signal-Rausch-Verhältnisses (engl.: SNR, signal-to-noise ratio; deutsch: SRV) für einen größeren Bereich oder eine reduzierte benötigte Sendeleistung, und durch das Bereitstellen von mehr Robustheit gegenüber Interferenz oder durch das Erlauben einer größeren Frequenzwiederverwendung für eine höhere Kapazität.
Innerhalb von Kommunikationssystemen, die Mehrantennenempfänger enthalten, kann ein Satz von M Empfangsantennen in der Lage sein, bis zu M – 1 Störer auf Null zu setzen. Dementsprechend können N Signale gleichzeitig in der gleichen Bandbreite unter Verwendung von N Sendeantennen gesendet werden, wobei das gesendete Signal dann in N jeweilige Signale durch einen Satz von N Antennen getrennt wird, die an dem Empfänger verwendet werden. Systeme dieser Art werden allgemein als MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Systeme bezeichnet und sind umfassend und eingehend untersucht worden. Siehe dazu zum Beispiel „Optimum combining for indoor radio systems with multiple users," (Optimales Kombinieren für Innenraumfunksysteme mit mehreren Benutzern) von J. H. Winters, IEEE Transactions an Communications, Band COM-35, Nr. 11, November 1987; "Capacity of Multi-Antenna Array Systems in Indoor Wireless Environment" (Kapazität von Multi-Antennen-Array-Systemen in drahtloser Innenraum-Umgebung) von C. Chuah et al., Proceedings of Globecom '98 Sydney, Australien, IEEE 1998, Seiten 1894–1899, November 1998; und "Fading Correlation and Its Effect an the Capacity of Multi-Element Antenna Systems" (Schwundkorrelation und ihre Wirkung auf die Kapazität von Multi-Element-Antennensystemen) von D. Shiu et al., IEEE Transactions an Communications, Band 48, Nr. 3, Seiten 502–513, März 2000.
Einige Multi-Element-Antennenanordnungen (z. B. einige MIMOs) stellen Systemkapazitätsverbesserungen bereit, die unter Verwendung der oben genannten Konfigurationen erzielt werden können. Unter der Annahme von perfekten Schätzwerten des verwendbaren Kanals an dem Empfänger wird in einem MIMO-System das empfangene Signal in M „räumlich gemultiplexte” unabhängige Kanäle zerlegt. Dies resultiert in einer M-fachen Kapazitätserhöhung im Vergleich zu Systemen mit einer einzigen Antenne. Für eine feste Gesamtübertragungsleistung skaliert sich die durch MIMOs angebotene Kapazität linear mit der Anzahl an Antennenelementen. Es hat sich insbesondere gezeigt, dass mit N Sendeantennen und N Empfangsantennen ein N-facher Anstieg der Datenrate gegenüber einem Einantennensystem erzielt werden kann, ohne dass es eine Vergrößerung der Gesamtbandbreite oder der Gesamtsendeleistung gibt. Siehe zum Beispiel „On Limits of Wireless Communications in a Fading Environment When Using Multiple Antennas" (Die Grenzen von drahtlosen Kommunikationen in einer Schwundumgebung, wenn mehrere Antennen verwendet werden) von G. J. Foschini et al., Wireless Personal Communications, Kluwer Academic Publishers, Band 6, Nr. 3, Seiten 311–355, März 1998. In experimentellen MIMO-Systemen, die auf einem N-fachen räumlichen Multiplexen basieren, werden oftmals mehr als N Antennen an einem gegebenen Sender oder Empfänger verwendet. Dies liegt daran, weil jede zusätzliche Antenne den Diversitätsgewinn und den Antennengewinn und die Interferenzunterdrückung erhöht, die an alle N räumlich gemultiplexten Signale angelegt werden können. Siehe zum Beispiel „Simplified processing for high spectral efficiency wireless communication employing multi-element arrays" (Vereinfachte Verarbeitung für die drahtlose Kommunikation mit hoher spektraler Effizienz, die Multi-Element-Arrays verwendet) von G. J. Foschini et al., IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Band 17, Ausgabe 11, November 1999, Seiten 1841–1852.
Obwohl das Erhöhen der Anzahl an Sende- und/oder Empfangsantennen verschiedene Aspekte der Leistung von MIMO-Systemen verbessert, steigert das Bereitstellen einer separaten HF-Kette für jede Sende- und Empfangsantenne die Kosten. Jede HF-Kette besteht im Allgemeinen aus einem rauscharmen Verstärker, einem Filter, einem Abwärtswandler bzw. Abwärtsmischer und einem Analog-Digital-Wandler (A/D), wobei die zuletzt genannten drei Vorrichtungen typischerweise für den Großteil der Kosten der HF-Kette verantwortlich sind. In gewissen existierenden drahtlosen Empfängern mit einer einzigen Antenne kann die einzige benötigte HF-Kette für mehr als 30% der Gesamtkosten des Empfängers verantwortlich sein. Es ist somit offensichtlich, dass, wenn die Anzahl an Sende- und Empfangsantennen steigt, die Gesamtsystemkosten und der Gesamtleistungs- bzw. -stromverbrauch drastisch ansteigen können.
Einige Versuche, diese Nachteile anzugehen, können zum Beispiel in der US-Patentveröffentlichung Nr. 20020102950 mit dem Titel „Method and apparatus for selection and use of optimal antennas in wireless systems” (Verfahren und Vorrichtung zur Auswahl und Verwendung von optimalen Antennen in drahtlosen Systemen); in „Capacity of MIMO systems with antenna selection" (Kapazität von MIMO-Systemen mit Antennenauswahl) von A. Molisch et al., Proceedings of IEEE ICC, Helsinki, Finnland, Juni 2001, Band 2, Seiten 570–574; und in „On Optimum MIMO with antenna selection" (Über optimales MIMO mit Antennenauswahl) von R. S. Blum et al., IEEE Communications Letters, Band 6, Ausgabe 8, August 2002, Seiten 322–324 gefunden werden, in denen eine Untermenge von Sende-/Empfangsantennen aus einer größeren Anzahl von Antennen ausgewählt wird. Da bei einem N-fachen räumlichen Multiplexen wenigstens N HF-Ketten verwendet werden müssen, würden typischerweise N von insgesamt M Antennen an dem Empfänger ausgewählt werden und/oder würden N von insgesamt n_T Antennen an dem Sender ausgewählt werden, wobei M > N ist und n_T > N ist.
Die Leistung eines Systems mit Antennenauswahl hängt zum Beispiel von den Kriterien ab, die in dem Auswahlprozess verwendet werden. Verschiedene Kriterien, die sogar unter derselben Kanalbedingung verwendet werden, können zu einer unterschiedlichen ausgewählten Untermenge von Antennen führen, wodurch sich verschiedene Leistungen ergeben. Einige der oben genannten Dokumente befürworten das Kriterium der maximalen Kapazität, um die Antennenuntermenge auszuwählen. Aber die Kapazität ist eine idealisierte Größe, die eine unerreichbare Schranke sein kann, weil sie eine perfekte Codierung und/oder Entzerrung und/oder kontinuierliche Modulation erfordern kann. In der Praxis ist der Entzerrer nicht ideal und wird eine begrenzte Codierung (oder überhaupt keine Codierung) und eine quantisierte Modulation benutzt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können sich auf Systeme beziehen, die eine kanaladaptive Antennenauswahl in Multi-Antennenelement-Kommunikationssystemen bereitstellen.
In einer Ausführungsform in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann ein System, das N Antennenelemente in einem M-Antennenelement-Sender oder einem M-Antennenelement-Empfänger auswählt, wobei N kleiner als M ist, zum Beispiel M Antennenelemente in dem M-Antennenelement-Sender oder in dem M-Antennenelement-Empfänger, N HF-Ketten und einen Schalter aufweisen, der mit den N HF-Ketten gekoppelt ist. Der M-Antennenelement-Empfänger kann eine Ausgangs-Bitfehlerrate für jede mögliche N-Antennenelement-Untermenge der M Antennenelemente berechnen. Jede Ausgangs-Bitfehlerrate kann auf der Grundlage wenigstens eines Satzes von Kanalparameterstatistiken berechnet werden. Der M-Antennenelement-Empfänger kann die spezielle N-Antennenelement-Untermenge auf der Grundlage eines Kriteriums auswählen, das auf den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert. In Reaktion auf das Auswählen der speziellen N-Antennenelement-Untermenge auf der Grundlage des Kriteriums kann der Schalter die N HF-Ketten mit den N Antennenelementen der speziellen N-Antennenelement-Untermenge koppeln.
In einer anderen Ausführungsform in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann ein Mechanismus, der eine Untermenge von Empfangsantennen eines Empfängers zum Empfangen eines gesendeten HF-Signals auswählt, zum Beispiel umfassen: Bilden von möglichen Untermengen der Empfangsantennen; Bestimmen von Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die den möglichen Untermengen der Empfangsantennen entsprechen; Berechnen von Ausgangs-Bitfehlerraten des Empfängers, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage von wenigstens einem Satz von Kanalparameterstatistiken berechnet wird; Auswählen einer speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen auf der Grundlage eines Kriteriums, das auf den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; und Verbinden von einer oder mehreren HF-Ketten des Empfängers mit den Empfangsantennen der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge.
In einer weiteren Ausführungsform in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann ein Mechanismus, der eine Untermenge von Sendeantennen eines Senders zum Senden eines HF-Eingangssignals als eine Vielzahl von HF-Ausgangssignalen auswählt, die nachfolgend von einem Empfänger empfangen werden, zum Beispiel umfassen: Bilden von möglichen Untermengen der Sendeantennen; Bestimmen von Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die den möglichen Untermengen der Sendeantennen entsprechen; Auswählen von Sendemodi, die jeweils den Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen; Berechnen von Ausgangs-Bitfehlerraten des Empfängers, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage von wenigstens einem Satz von Kanalparameterstatistiken und wenigstens einem ausgewählten Sendemodus berechnet wird; Auswählen einer speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen auf der Grundlage eines Kriteriums, das auf wenigstens den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; und Verbinden von einer oder mehreren HF-Ketten des Senders mit den Sendeantennen der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge.
In noch einer anderen Ausführungsform in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann in einem Kommunikationssystem, das einen Sender und einen Empfänger aufweist, wobei der Sender Sendeantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, einen Satz von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen durch einen Kanal unter Verwendung von zwei oder mehr Sende-HF-Ketten zu senden, und wobei der Empfänger Empfangsantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, den Satz von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen zu empfangen, und die dafür ausgelegt sind, in Reaktion darauf einen Satz von räumlich gemultiplexten empfangenen HF-Signalen zu erzeugen, der von zwei oder mehr Empfangs-HF-Ketten verarbeitet wird, ein Antennenauswahlmechanismus zum Beispiel umfassen: Bilden von möglichen Untermengen der Sendeantennen und von möglichen Untermengen der Empfangsantennen; Bestimmen von Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die Kombinationen aus den möglichen Untermengen der Sendeantennen und den möglichen Untermengen der Empfangsantennen entsprechen; Auswählen von Sendemodi, die jeweils den Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen; Berechnen von Ausgangs-Bitfehlerraten des Empfängers, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage von wenigstens einem Satz von Kanalparameterstatistiken und einem entsprechenden ausgewählten Sendemodus berechnet wird; Auswählen einer speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen und einer speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen auf der Grundlage eines Kriteriums, das auf wenigstens den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; Verbinden der zwei oder mehr der Sende-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen; und Verbinden der zwei oder mehr Empfangs-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen.
In noch einer weiteren Ausführungsform in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann in einem Kommunikationssystem, das einen Sender und einen Empfänger aufweist, wobei der Sender Sendeantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, einen Satz von HF-Ausgangssignalen durch einen Kanal unter Verwendung von einer oder mehreren Sende-HF-Ketten zu senden, und wobei der Empfänger Empfangsantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, den Satz von HF-Ausgangssignalen zu empfangen, und dafür ausgelegt sind, in Reaktion darauf einen Satz von empfangenen HF-Signalen zu erzeugen, der von einer oder mehreren Empfangs-HF-Ketten verarbeitet wird, ein Antennenauswahlmechanismus zum Beispiel umfassen: Bilden von möglichen Untermengen der Sendeantennen und von möglichen Untermengen der Empfangsantennen; Bestimmen von Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die Kombinationen aus den möglichen Untermengen der Sendeantennen und den möglichen Untermengen der Empfangsantennen entsprechen; Auswählen von Sendemodi, die jeweils den Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen; Berechnen von Ausgangs-Bitfehlerraten des Empfängers, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage von wenigstens einem Satz von Kanalparameterstatistiken und einem entsprechenden ausgewählten Sendemodus berechnet wird; Auswählen einer speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen und einer speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen auf der Grundlage eines Kriteriums, das auf wenigstens den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; Verbinden der einen oder der mehreren der Sende-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen; und Verbinden der einen oder der mehreren der Empfangs-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen.
Diese und weitere Merkmale und Vorteile von einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können aus einer Durchsicht der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung zusammen mit den beigefügten Figuren, in denen sich gleiche Bezugszeichen durchwegs auf gleiche Teile beziehen, erkannt und verstanden werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A und 1B zeigen eine Ausführungsform eines herkömmlichen MIMO-Kommunikationssystems.
2A und 2B zeigen eine Ausführungsform eines MIMO-Systems in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt eine Ausführungsform eines SM-MIMO-OFDM-Systems in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
4A und 4B zeigen Ablaufdiagramme, die Ausführungsformen eines Antennenauswahlmechanismus in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung veranschaulichen.
5 zeigt eine graphische Darstellung, die beispielhafte Leistungsergebnisse in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
6 zeigt eine Ausführungsform eines SC-MIMO-OFDM-Systems in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt eine Ausführungsform eines Empfängers in einem DS-SS-SIMO-System in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
I. ÜBERBLICK ÜBER EINIGE ASPEKTE DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können sich auf Kommunikationssysteme beziehen, die einen Sender und/oder einen Empfänger verwenden, die mehrere Antennenelemente aufweisen.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können sich auf Systeme beziehen, die eine kanaladaptive Antennenauswahl in Multi-Antennenelement-Kommunikationssystemen bereitstellen.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können implementiert werden, um eine Auswahl einer Untermenge von Antennenelementen in einer oder mehreren drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen mit mehreren Antennen auf der Grundlage eines Kriteriums zu ermöglichen bzw. zu erleichtern, das zumindest teilweise auf berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können implementiert werden, um die Auswahl einer Untermenge von Antennenelementen in einer oder mehreren drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen mit mehreren Antennen so zu ermöglichen bzw. zu erleichtern, dass zum Beispiel eine Bitfehlerrate (BER; bit error rate) minimiert oder optimiert werden kann.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können implementiert werden, um eine kanaladaptive Auswahl einer Untermenge von Antennenelementen in einer oder mehreren drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen mit mehreren Antennen auf der Grundlage eines Kriteriums zu ermöglichen bzw. zu erleichtern, das zumindest teilweise auf berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können die Verwendung einer größeren Anzahl an Antennenelementen als die Anzahl an Hochfrequenz-(HF)-Ketten ermöglichen. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können die Systemleistung in einer kosteneffektiven Art und Weise verbessern.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können eingesetzt werden, um eine Untermenge von Antennenelementen eines Multi-Antennen-Senders zum Senden eines Signals auszuwählen, und/oder um eine Untermenge von Antennenelementen eines Multi-Antennen-Empfängers zum Empfangen eines Signals auszuwählen.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können vorsehen, dass eine Auswahl der Untermenge von Antennenelementen zumindest teilweise auf einem Kriterium basiert, das zumindest teilweise auf wenigstens berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können vorsehen, dass die Auswahl der Untermenge von Antennenelementen zumindest teilweise auf einer Minimierung einer BER basiert.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können auf Kommunikationssysteme angewendet werden, die zum Beispiel Codemultiplex-Vielfachzugriff-(CDMA; code division multiple access)-Signale, Spreizspektrumsignale, Einzelträgersignale, Mehrträgersignale, mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexen gemultiplexte (orthogonal frequency divisional multiplexed/OFDM-)Signale, Ultrabreitband-Signale, Raum-Zeit-Diversitäts-Signale und räumlich gemultiplexte Signale benutzen.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können vorsehen, dass eine Auswahl der Untermenge von Antennenelementen zumindest teilweise auf einer Minimierung einer BER auf der Grundlage von zum Beispiel Parametern (z. B. statistischen Parametern) basiert, die in Beziehung zu einem oder mehreren Kommunikationskanälen stehen. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können vorsehen, dass eine Auswahl einer Untermenge von Antennenelementen auf einer Minimierung einer BER basiert, die zumindest teilweise auf der Grundlage von Parameterstatistiken von einem oder mehreren verwendbaren Kommunikationskanälen basiert.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können für die Antennenauswahl in einem MIMO-(Multiple Input Multiple Output; mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge)-Kommunikationssystem verwendet werden. Das MIMO-Kommunikationssystem kann zum Beispiel einen Sender bereitstellen, der eine Vielzahl (N) von räumlich gemultiplexten Signalen durch N Sendeantennenelemente sendet, die aus einer Menge von n_T Antennenelementen ausgewählt wurden, wobei n_T > N ist. Das MIMO-Kommunikationssystem kann zum Beispiel einen Empfänger bereitstellen, in dem N Empfangsantennenelemente, die aus insgesamt M Elementen ausgewählt wurden, wobei M > N ist, eine Anzahl von Ausgangssignalen bilden, die gleich der Anzahl an räumlich gemultiplexten Signalen ist. Die Ausgangssignale wiederum werden entsprechenden HF-Ketten zur Verarbeitung im Basisband bereitgestellt. Somit können einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung vorteilhafterweise die Minimierung der BER (z. B. eine kanaladaptive Minimierung der BER) und/oder eine Reduktion der HF-Signal-Verarbeitungskosten innerhalb von Systemen mit mehreren Antennen gestatten.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können einen Sender, der eine oder mehrere HF-Ketten aufweist, und eine bestimmte Vielzahl von Sendeantennen bereitstellen, die alle oder weniger als alle der Sendeantennen des Senders sein kann. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können ein System bereitstellen, das zum Beispiel eine Untermenge einer bestimmten Vielzahl von Sendeantennen auswählt, wobei die Untermenge ein HF-Eingangssignal zum Beispiel als eine Vielzahl von HF-Ausgangssignalen sendet, die zum Beispiel nachfolgend von einem Empfänger empfangen werden. Eine Vielzahl von möglichen Untermengen (z. B. alle oder weniger als alle der möglichen Untermengen, die eine bestimmte Anzahl an Sendeantennen oder andere Typen von Gruppierungscharakteristiken aufweisen) der bestimmten Vielzahl von Sendeantennen kann gebildet werden. Sätze von Kanalparameterstatistiken oder anderen Parametern, die den möglichen Untermengen der bestimmten Vielzahl von Sendeantennen entsprechen, können dann bestimmt werden. Sendemodi oder andere Arten von Modi, die jeweiligen Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen, können ausgewählt werden. Sendemodi können zum Beispiel einen Modulationspegel und/oder eine Codierungsrate aufweisen. Zum Beispiel kann eine Vielzahl von BERs (Bitfehlerraten) (z. B. Ausgangs-BERs) des Empfängers berechnet werden. Jede der Vielzahl von Ausgangs-BERs kann zum Beispiel zumindest teilweise auf der Grundlage zum Beispiel eines Satzes von Kanalparameterstatistiken und/oder entsprechenden ausgewählten Sendemodi berechnet werden. Eine mögliche Untermenge der bestimmten Vielzahl von Sendeantennen kann zum Beispiel auf der Grundlage von Kriterien ausgewählt werden, die zumindest teilweise auf den Ausgangs-BERs und/oder den ausgewählten Sendemodi basieren. Eine oder mehrere HF-Ketten können dann mit der Sendeantenne bzw. den Sendeantennen der ausgewählten möglichen Untermenge der bestimmten Vielzahl von Sendeantennen verbunden werden.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können für Kanalparameterstatistiken sorgen, die zum Beispiel Statistiken erster Ordnung, Statistiken zweiter Ordnung oder Statistiken höherer Ordnung umfassen können. Kanalparameterstatistiken können zum Beispiel eines bzw. einen oder mehrere der Folgenden aufweisen: ein Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis, ein Ausgangs-Signal-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis, ein Wahrscheinlichkeitsverhältnis (z. B. ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis), einen euklidischen Abstand in einer Signalkonstellation zum Beispiel eines Empfängers. Kanalparameterstatistiken können zum Beispiel über einen Frequenzbereich oder einen Zeitbereich berechnet werden.
Einige Ausführungsformen eines Antennenauswahlmechanismus in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können mit verschiedenen Arten von Multi-Antennen-Kommunikationssystemen verwendet werden. In bestimmten Ausführungsformen können einige Ausführungsformen eines Antennenauswahlmechanismus in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung zum Beispiel auf einen Multi-Antennen-Empfänger innerhalb eines „Single Channel”-(SC)-Systems bzw. Einkanal-Systems (d. h. einem System, dem das räumliche Multiplexen fehlt), auf einen Multi-Antennen-Sender in einem Einkanal-System oder auf den Sender und/oder Empfänger eines MIMO-Systems, das das räumliche Multiplexen (SM; spatial multiplexing) oder einen einzigen Kanal verwendet, angewendet werden.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können zum Beispiel eine Anzahl N von Empfangsantennenelementen, die aus einer Menge von M zur Verfügung stehenden Antennenelementen ausgewählt ist (wobei M > N ist), derart bereitstellen, dass die ausgewählte Untermenge von Antennenelementen die BER minimiert, zum Beispiel wenn verschiedene Kanalparameterstatistiken berücksichtigt werden. Dies kann bewirkt werden, indem mögliche Untermengen einer Vielzahl von Sendeantennen und mögliche Untermengen der M Empfangsantennen gebildet werden. Der Mechanismus umfasst des Weiteren das Bestimmen von mehreren Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die Kombinationen aus Untermengen der möglichen Untermengen der Vielzahl von Sendeantennen und aus Untermengen der möglichen Untermengen der Vielzahl von Empfangsantennen entsprechen. Mehrere Sendemodi, die jeweils den mehreren Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen, werden dann ausgewählt. Außerdem werden mehrere Ausgangs-Bitfehlerraten des Empfängers wenigstens zum Teil auf der Grundlage von einem der mehreren Sätze von Kanalparameterstatistiken und einem entsprechenden Sendemodus der mehreren Sendemodi berechnet. Eine der möglichen Untermengen der Vielzahl von Sendeantennen und eine der möglichen Untermengen der Vielzahl von Empfangsantennen werden dann auf der Grundlage eines Kriteriums ausgewählt, das zumindest teilweise auf den mehreren Ausgangs-Bitfehlerraten und den mehreren Sendemodi basiert. Der Mechanismus umfasst des Weiteren das Verbinden einer oder mehrerer der Sende-HF-Ketten mit der einen der möglichen Untermengen der Vielzahl von Sendeantennen und das Verbinden der einen oder mehreren Empfangs-HF-Ketten mit der einen der möglichen Untermengen der Vielzahl von Empfangsantennen.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können ein Kriterium bereitstellen, das zum Beispiel auf einem oder mehreren der Folgenden basiert: einer Ausgangs-Bitfehlerrate; einem Sendemodus; einer Minimierung einer Ausgangs-Bitfehlerrate; einer Maximierung einer Datenrate; einer Maximierung einer Datenrate in einer ersten Stufe eines Empfängers; und einer Minimierung einer Ausgangs-Bitfehlerrate in einer zweiten Stufe des Empfängers.
Im Falle eines Einkanal- oder räumlich gemultiplexten MIMO-Systems, das mehrere HF-Ketten auf einer Sende- und/oder Empfängerseite verwendet, können gewisse Basisband-Gewichtungs- und -Kombinierungsmechanismen innerhalb des Senders (z. B. Vorcodierung) und/oder des Empfängers zusammen mit dem Auswahlmechanismus integriert sein. So können zum Beispiel die Basisbandgewichtungen und die Antennenauswahl beide so ausgelegt sein, dass sie zur Minimierung der BER beitragen. In einem anderen Beispiel können die Basisbandgewichtungen so ausgelegt sein, dass sie zum Beispiel ein Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis (engl.: SNR, signal-to-noise ratio; deutsch: SRV), ein Ausgangs-Signal-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis (engl.: SINR, signal-to-interference-and-noise ratio; deutsch: SIRV) oder eine Kapazität maximieren, während die BER durch eine geeignete Antennenauswahl minimiert wird.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung sind auf ein kanaladaptives System für eine Antennenauswahl auf der Grundlage der Minimierung der BER für die Verwendung in Multi-Antennen-Systemen ausgerichtet, die zum Beispiel N-fach räumlich gemultiplexte Multi-Antennen-Systeme umfassen. Um zu ermöglichen, dass einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung verstanden werden können, wird ein Überblick über beispielhafte Architekturen bereitgestellt, die eine Antennenauswahl innerhalb von Multi-Antennen-Systemen implementieren können. Nach dem Überblick können weitere Einzelheiten, die sich auf Systeme für die kanaladaptive Antennenauswahl auf der Grundlage von zum Beispiel der Minimierung der BER beziehen, präsentiert werden.
II. ARCHITEKTUR FÜR DIE ANTENNENAUSWAHL
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können in drahtlosen Kommunikationssystemen implementiert werden, in denen eine kleinere Anzahl an HF-Ketten innerhalb eines Senders und/oder Empfängers als die Anzahl an benutzten Sende-/Empfangsantennen verwendet wird. In einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung wird eine Anzahl N von Empfangsantennenelementen aus einer Gesamtanzahl von Elementen M ausgewählt, wobei M > N ist. Dadurch werden N HF-Ausgangssignale gebildet, die dann durch N HF-Ketten geleitet werden. In einer exemplarischen Implementierung weist jede HF-Kette zum Beispiel ein Filter, einen Abwärtswandler bzw. Abwärtsmischer und einen Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) auf. Die von dem A/D-Wandler jeder HF-Kette hergestellten Ausgangssignale werden dann digital verarbeitet, um die N räumlich gemultiplexten Ausgangssignale zu erzeugen. Durch das Durchführen der erforderlichen Auswahl einer Untermenge von Antennen bei HF kann ein N-fach räumlich gemultiplextes System mit mehr als N Empfangsantennen, aber nur N HF-Ketten mit Kosten verwirklicht werden, die denen eines Systems mit N Empfangsantennen ähnlich sind. Dementsprechend kann die Empfängerleistung durch die Verwendung von zusätzlichen Antennen bei relativ niedrigen Kosten verbessert werden.
Eine ähnliche Technik kann an einem Sender verwendet werden, der N HF-Ketten und eine Anzahl n_T von Sendeantennen, die größer als N ist, beinhaltet. In einer beispielhaften Implementierung folgt auf die N HF-Ketten ein Schalter, der jede dieser HF-Ketten mit einer aus n_T ausgewählten Untermenge von N Sendeantennen verbindet. Wie an dem Empfänger, so kann auch hier durch das Durchführen einer solchen Auswahl einer Untermenge von Antennen bei HF ein N-fach räumlich gemultiplextes System mit mehr als N Sendeantennen, aber nur N HF-Ketten mit Kosten verwirklicht werden, die denen eines Systems mit N Sendeantennen und N HF-Ketten ähnlich sind. Dementsprechend kann die Senderleistung durch die Verwendung von zusätzlichen Antennen bei relativ niedrigen Kosten verbessert werden.
A. Räumliches Multiplexen
In Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung stellt das räumliche Multiplexen (SM; spatial multiplexing) einen Modus der Signalübertragung bereit, der auf der Verwendung von mehreren Antennen an sowohl einem Sender als auch einem Empfänger auf eine solche Art und Weise basiert, dass die Bitrate einer drahtlosen Funkverbindung erhöht werden kann, ohne dass der Leistungs- bzw. -Strom- oder Bandbreitenverbrauch entsprechend ansteigt. In dem Fall, wenn N Antennen sowohl an einem Sender als auch an einem Empfänger verwendet werden, wird ein Eingangsstrom von Informationssymbolen, der dem Sender bereitgestellt wird, in N unabhängige Teilströme aufgeteilt. Das räumliche Multiplexen zieht in Betracht, dass jeder dieser Teilströme denselben „Kanal” (z. B. einen Zeitschlitz, eine Frequenz oder eine Code-/Schlüsselsequenz) des verwendbaren Mehrfachzugriffsprotokolls belegen wird. Innerhalb des Senders wird jeder Teilstrom separat an die N Sendeantennen angelegt und über einen dazwischenliegenden Mehrwege-Kommunikationskanal zu einem Empfänger weitergeleitet. Die zusammengesetzten Mehrwegesignale werden dann von einer Empfangs-Array von N Empfangsantennen empfangen, die an dem Empfänger verwendet wird. An dem Empfänger wird dann eine „räumliche Signatur”, die von den N Phasen und N Amplituden definiert wird, die an der Empfangsantennen-Array für einen gegebenen Teilstrom entstehen, geschätzt. Signalverarbeitungstechniken werden dann angewendet, um die empfangenen Signale zu trennen, was es gestattet, dass die ursprünglichen Teilströme zurückgewonnen und in den ursprünglichen Eingangssymbolstrom zusammengefasst werden können. Die Prinzipien von räumlich gemultiplexten Kommunikationssystemimplementierungen und exemplarischen Systemimplementierungen sind zum Beispiel in dem Dokument „Optimum combining for indoor radio systems with multiple users" (Optimales Kombinieren für Innenraumfunksysteme mit mehreren Benutzern) von J. H. Winters, IEEE Transactions an Communications, Band COM-35, Nr. 11, November 1987 weiter beschrieben, welches hiermit durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Schrift wird.
B. Herkömmliches MIMO-System
Einige Aspekte der vorliegenden Erfindung können noch vollständiger erläutert werden, indem zuerst ein herkömmliches MIMO-Kommunikationssystem betrachtet wird, welches veranschaulichend durch 1 dargestellt ist. Wie gezeigt ist, umfasst das MIMO-System 100 von 1 einen Sender 110, der in 1A veranschaulicht ist, und einen Empfänger 130, der in 1B veranschaulicht ist. Der Sender 110 und der Empfänger 130 umfassen jeweils einen Satz von T Sende-HF-Ketten und einen Satz von R Empfangs-HF-Ketten, die dafür konfiguriert sind, eine Gruppe von N räumlich gemultiplexten Signalen zu senden und zu empfangen. Innerhalb des Systems 100 wird angenommen, dass entweder (i) T größer als N ist und R gleich N ist, (ii) T gleich N ist und R größer als N ist, oder (iii) sowohl T als auch R größer als N sind.
Unter Bezugnahme auf 1A wird ein Eingangssignal S, das gesendet werden soll und das typischerweise einen Strom von digitalen Symbolen aufweist, von einem Demultiplexer 102 in N unabhängige Teilströme S₁ _,2,...,N demultiplext. Die Teilströme S₁ _,2,...,N werden dann zu einem Digitalsignalprozessor (DSP) 105 gesendet, der einen Satz von T Ausgangssignalen T₁ _,2,...,T erzeugt. Die T Ausgangssignale T₁ _,2,...,T werden typischerweise aus den N Teilströmen S₁ _,2,...,N durch Gewichtung (z. B. durch Multiplizieren mit einer komplexen Zahl) jedes der N Teilströme S₁ _,2,...,N mit T unterschiedlichen Gewichtungskoeffizienten erzeugt, um NT Teilströme zu bilden. Diese N·T Teilströme werden dann kombiniert, um die T Ausgangssignale T₁ _,2,...,T zu bilden. Die T Ausgangssignale T₁ _,2,...,T werden dann unter Verwendung eines Satzes von T Digital-Analog-(D/A)-Wandlern 108 in T analoge Signale A₁ _,2,...,N umgewandelt. Jedes der T analogen Signale A₁ _,2,...,T wird dann auf die verwendbare Sendeträger-HF-Frequenz innerhalb eines Mischers 112 aufwärtsgewandelt bzw. aufwärtsgemischt, indem es mit einem Signal gemischt wird, das von einem Lokaloszillator 114 bereitgestellt wird. Der resultierende Satz von T HF-Signalen (z. B. HF₁ _,2,...,T) wird dann durch jeweilige Verstärker 116 verstärkt und durch jeweilige Antennen 118 gesendet.
Nun wird Bezug auf 1B genommen. Die HF-Signale, die von dem Sender 110 gesendet werden, werden von einem Satz von R Empfangsantennen 131 empfangen, die an dem Empfänger 130 benutzt werden. Jedes der R Signale, das von einer Antenne 131 empfangen wird, wird durch einen jeweiligen rauscharmen Verstärker 133 verstärkt und durch ein Filter 135 geleitet. Die resultierenden gefilterten Signale werden dann jeweils unter Verwendung von Mischern 137, von denen jeder mit einem Signal von einem Lokaloszillator 138 versehen wird, von HF auf Basisband abwärtsgewandelt bzw. abwärtsgemischt. Obwohl der Empfänger von 1B als ein Homodynempfänger konfiguriert ist, könnte auch ein Heterodyn- bzw. Überlagerungsempfänger, der durch eine Zwischen-ZF-Frequenz charakterisiert ist, verwendet werden. Die jeweiligen R Basisbandsignale, die von den Mischern 137 erzeugt werden, werden dann unter Verwendung eines entsprechenden Satzes von R Analog-Digital-(A/D)-Wandlern 140 in digitale Signale umgewandelt. Die resultierenden R digitalen Signale D_{1,2..., R} werden dann unter Verwendung des Digitalsignalprozessors 142 gewichtet und kombiniert, um N räumlich gemultiplexte Ausgangssignale S'₁ _,2,...,N zu bilden, die Schätzwerte der gesendeten Signale S₁ _,2,...,N aufweisen. Die N Ausgangssignale S'₁ _,2,...,N werden dann unter Verwendung eines Multiplexers 155 gemultiplext, um einen Schätzwert 160 (S') des ursprünglichen Eingangssignals S zu erzeugen.
C. Antennenauswahl bei HF in räumlich gemultiplexten Kommunikationssystemen
Nun wird auf 2 Bezug genommen, in der ein Blockdiagramm eines MIMO-Kommunikationssystems 200 mit einem Sender 210 und einem Empfänger 250 gezeigt ist, das so konfiguriert ist, dass es ein N-faches räumliches Multiplexen unter Verwendung von nur N Sende-/Empfangs-HF-Ketten bewirkt, obwohl mehr als N Sende-/Empfangsantennen jeweils an dem Sender 210 und dem Empfänger 250 verwendet werden. Insbesondere umfasst der Sender 210 eine Menge von MT Sendeantennen 240 und umfasst der Empfänger eine Menge von MR Empfangsantennen 260, wobei einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung vorsehen können, dass MT und/oder MR größer als oder gleich groß wie N sind. Beispielsweise ist (i) MT größer als N und MR gleich N, ist (ii) MT gleich N und MR größer als N, oder sind (iii) sowohl MT als auch MR größer als N.
Wie in 2A gezeigt ist, wird ein zu sendendes Eingangssignal S durch den Demultiplexer 202 in N unabhängige Teilströme SS_1,2,...,N demultiplext. Die Teilströme SS_1,2,...,N werden dann unter Verwendung eines entsprechenden Satzes von D/A-Wandlern 206 in N analoge Teilströme AS_1,2,...,N umgewandelt. Als nächstes werden die N analogen Teilströme AS_1,2,...,N auf die verwendbare Sendeträger-HF-Frequenz unter Verwendung eines Satzes von Mischern 212 aufwärtsgewandelt bzw. aufwärtsgemischt, die mit dem Signal versehen werden, das von einem Lokaloszillator 214 erzeugt wird. Die resultierenden N HF-Signale (d. h. HF_1,2,...,N) werden dann jeweils mit einer ausgewählten Untermenge von N Sendeantennenelementen durch einen Schalter 218 verbunden. Der Schalter 218 verbindet N HF-Signale (z. B. HF_1,2,...,N) mit einer Menge von N Sendeantennen von den zur Verfügung stehenden MT Sendeantennen 240, wodurch ein Satz von N Ausgangssignalen hervorgebracht wird. Ein entsprechender Satz von N Verstärkern 234 verstärkt dann diese N Ausgangssignale, wobei die verstärkten Ausgangssignale dann unter Verwendung der N ausgewählten Sendeantennen 240 gesendet werden. In einem anderen Beispiel können sich die Verstärker 234 vor dem Schalter 218 befinden. In dieser Konfiguration werden insgesamt nur N Verstärker anstelle einer Gesamtmenge von MT Verstärkern, wenn ein Verstärker an jeder der MT Antennen platziert wird, benötigt. Die Auswahl der N Antennen wird so erzeugt, dass sie die BER des Ausgangssignals an dem Empfänger minimiert.
Unter Bezugnahme auf 2B werden die N HF-Signale, die von dem Sender 210 gesendet worden sind, von der Menge von MR Empfangsantennen 260 empfangen, die an dem Empfänger 250 verwendet werden. Jedes der MR empfangenen Signale wird von einem jeweiligen rauscharmen Verstärker (LNA; low noise amplifier) 264 verstärkt und dann wird eine Untermenge N von diesen mit einem Satz von N HF-Ketten durch einen Schalter 276 verbunden, um einen Satz von N HF-Signalen zu bilden, die durch einen entsprechenden Satz von N Filtern 280 geleitet werden. In einem anderen Beispiel kann sich der rauscharme Verstärker 264 nach dem Schalter 276 befinden, so dass die Gesamtanzahl an verwendeten rauscharmen Verstärkern N ist und nicht MR, wie wenn ein rauscharmer Verstärker an allen MR Empfangsantennenelementen platziert wird. Die resultierenden N gefilterten Signale werden dann unter Verwendung eines Satzes von N Mischern 282, von denen jeder mit einem Trägersignal versehen wird, das von einem Lokaloszillator 284 erzeugt wird, auf Basisband abwärtsgewandelt bzw. abwärtsgemischt. Obwohl der Empfänger 250 in der Ausführungsform von 2B als ein Homodynempfänger verwirklicht ist, könnte er auch als ein Heterodyn- bzw. Überlagerungsempfänger implementiert sein, der durch eine Zwischen-ZF-Frequenz charakterisiert ist. (In der Tat kann jede der Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung zum Beispiel Homodynkonfigurationen oder Heterodynkonfigurationen enthalten). Die N Basisbandsignale, die von den Mischern 282 erzeugt werden, werden dann über einen entsprechenden Satz von N A/D-Wandlern 286 in digitale Signale umgewandelt. Die N digitalen Signale werden dann unter Verwendung eines Digitalsignalprozessors 288 weiter verarbeitet, um die N räumlich gemultiplexten Ausgangssignale SS'_1,2,...,N zu bilden, die die Schätzwerte der N unabhängigen Teilströme SS'_1,2,...,N sind. Die N Ausgangssignale SS'_1,2,...,N werden dann mittels eines Multiplexers 292 gemultiplext, um das Ausgangssignal S' zu erzeugen, das ein Schätzwert des Eingangssignals S ist.
In einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann ein Basisband-Gewichtungs- und -Kombinierungs-Mechanismus (z. B. ein „Vorcodierungs”-Mechanismus) auf Seiten des Senders zur Verwendung in Verbindung mit dem unten erörterten Antennenauswahlmechanismus hinzugefügt werden. In diesem Fall wird ein DSP-Block zwischen dem Demultiplexer 202 und den D/A-Wandlern 206 so platziert, dass die N unabhängigen Teilströme SS'_1,2,...,N durch komplexe Koeffizienten gewichtet und kombiniert werden, um einen Satz von N Ausgangssignalen zu bilden. Diese N Ausgangssignale werden dann unter Verwendung des entsprechenden Satzes von D/A-Wandlern 206 in analoge Signale AS_1,2,...,N umgewandelt.
In einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung kann auf der Senderseite eine Raum-Zeit-Codierung zur Verwendung in Verbindung mit einem exemplarischen Antennenauswahlmechanismus hinzugefügt werden. In diesem Fall ist der Demultiplexer 202 durch einen DSP-Block ersetzt, der das Eingangssignal S über den Raum- und Zeitbereich verarbeitet, um einen Satz von N Ausgangssignalen zu bilden. Diese N Ausgangssignale werden dann unter Verwendung des entsprechenden Satzes von D/A-Wandlern 206 in analoge Signale AS_1,2,...,N umgewandelt. Zu den zwei am häufigsten verwendeten Raum-Zeit-Techniken zählen 1) das Einfügen einer Zeitverzögerung (oder äquivalent dazu eines Phasensprungs) in eines oder mehrere der N Ausgangssignale, und 2) die Verwendung der Sendediversitätstechnik, die zum Beispiel in dem Dokument „A simple transmit diversity technique for wireless communications" (Eine einfache Sendediversitätstechnik für drahtlose Kommunikationen) von S. M. Alamouti, IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Band 16, Ausgabe 8, Oktober 1998, Seiten 1451–1458, beschrieben ist, das durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Schrift wird.
Raum-Zeit-Codierungstechniken können zum Beispiel auf die SC-MIMO-Systeme und/oder Systeme anwendbar sein, die dafür konstruiert sind, einen Diversitätsgewinn hervorzubringen. Vorcodierungstechniken können zum Beispiel auf SC-basierte MIMO-Systeme oder auf MIMO-Systeme, die auf räumlichem Multiplexen basieren, oder auf Systeme, die dafür konstruiert sind, sowohl Datenratenzunahmen als auch Diversitätsgewinne hervorzubringen, angewendet werden.
III. KANALADAPTIVES ANTENNENAUSWAHLSYSTEM BEI HF AUF DER GRUNDLAGE EINER MINIMALEN BITFEHLERRATE
A. Überblick
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung beziehen sich zum Beispiel auf ein kanaladaptives Antennenauswahlsystem in einem Multi-Antennen-Kommunikationssystem, die zum Beispiel auf der Minimierung einer Bitfehlerrate basieren. In einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung wird eine Untermenge von Antennenelementen ausgewählt, um die Signale so zu senden und/oder zu empfangen, dass die Bitfehlerrate zum Beispiel in einem Kommunikationssystem mit mehreren Antennen minimiert wird. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können in einem Kommunikationssystem mit mehreren Antennen dafür sorgen, dass eine Untermenge von Antennenelementen ausgewählt wird, um die Signale derart zu senden und/oder zu empfangen, dass die Bitfehlerrate zum Beispiel im Laufe der Zeit beim Vorhandensein einer Schwankung in einem oder mehreren verwendbaren Kommunikationskanälen minimiert wird. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können für die Antennenauswahl an dem Sender verwendet werden, wenn mehrere Antennen für das Senden verwendet werden. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können für die Antennenauswahl an dem Empfänger verwendet werden, wenn mehrere Antennen für den Empfang verwendet werden.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können zum Beispiel anwendbar sein auf (1) Empfänger, die mehrere Antennen in Systemen verwenden, die hier als Einkanalsysteme bezeichnet werden (z. B. einem System, dem das räumliche Multiplexen fehlt); (ii) Sender, die mehrere Antennen in Einkanalsystemen verwenden; und (iii) Systeme, in denen eine kleinere Anzahl an HF-Ketten an dem Sender und/oder Empfänger als die Anzahl an Sende- und/oder Empfangsantennen in einem MIMO-System mit räumlichem Multiplexen oder einem einzigen Kanal verwendet wird.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf 3 bis 7 innerhalb der folgenden beispielhaften Kontexte beschrieben: 1) einem MIMO-System mit räumlichem Multiplexen, in dem eine kleinere Anzahl an HF-Ketten an dem Sender und dem Empfänger als die Anzahl an Sender-/Empfängerantennen verwendet wird; 2) einem Einkanal-MIMO-System ohne räumliches Multiplexen, in dem eine kleinere Anzahl an HF-Ketten an dem Sender und dem Empfänger als die Anzahl an Sender-/Empfängerantennen verwendet wird; und 3) einem Einkanal- bzw. „Single-Channel(SC)”-„Single Input Multiple Output (SIMO)”/(ein Eingang, mehrere Ausgänge)-System ohne räumliches Multiplexen, das einen Empfänger enthält, der mehrere Antennenelemente verwendet. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können auch in dem Fall eines Einkanal- bzw. „Single-Channel(SC)”-„Multiple Input Single Output (MISO)”/(mehrere Eingänge, ein Ausgang)-Systems ohne räumliches Multiplexen verwendet werden, in dem ein Sender mehrere Antennenelemente verwendet.
Für veranschaulichende Zwecke werden die nachfolgenden exemplarischen Beispiele unter Bezugnahme auf Systeme beschrieben, die eine OFDM-Modulation (die z. B. dem 802.1-1a WLAN-Standard folgt) benutzen, oder unter Bezugnahme auf Systeme beschrieben, die auf einem Direktfolge-Spreizspektrum (DS-SS; direct sequence spread spectrum) basieren (und z. B. dem WCDMA-Standard folgen). In gewissen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können die Verarbeitungsleistungsfähigkeiten des DS-SS-Empfängers so ausgeweitet werden, dass sie den räumlichen Bereich abdecken, indem ein Raum-Zeit-RAKE-Empfänger, der dahingehend wirksam ist, Mehrwege-„Abzweigungen” (multipath „taps”) zu kombinieren, die sowohl dem zeitlichen Bereich als auch dem räumlichen Bereich entsprechen, integriert wird. Diese Erweiterung veranschaulicht, dass die hier beschriebenen Techniken auf praktisch jedes System verallgemeinert werden können, das zum Beispiel einen zeitlichen Bereich und/oder Frequenzbereich bei der Verarbeitung in einer frequenzselektiven Schwundumgebung benutzt.
B. Antennenauswahl in einem SM-MIMO-OFDM-System
3 stellt veranschaulichend die Sender- und Empfängerstruktur eines SM-MIMO-OFDM-Systems 300 dar, das eine Antennenauswahl in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform in Übereinstimung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung verwendet. Wie gezeigt ist, werden zwei unabhängige Teilströme 304 (z. B. räumlich gemultiplexte Signale) auf N_t Frequenzunterträger gemäß dem orthogonalen Frequenzmultiplexen (OFDM; orthogonal frequency division multiplexing) moduliert bzw. OFDM-moduliert und durch zwei HF-Ketten 308 geleitet, um diese für das Senden vorzubereiten. An diesem Punkt wählt ein Schaltblock 312 zwei von vier Sendeantennenelementen 316 aus, um diese mit den beiden HF-Ketten 308 zu verbinden. Da nur zwei von vier Elementen 316 innerhalb des Senders 302 ausgewählt werden, wird die Anzahl an Sende-HF-Ketten vorteilhafterweise auf die Anzahl von räumlich gemultiplexten Signalen reduziert.
In der Ausführungsform von 3 enthält der Schaltblock 312 Informationen, die das Paar von Antennenelementen 316 identifizieren, das zu einem bestimmten Zeitpunkt zum Senden verwendet werden soll. Der Block 312 kann diese Informationen (z. B. in dem Fall, in dem der Kanal 318 reziprok ist) entsprechend einem Algorithmus, der auf dem Minimum-BER-Kriterium basiert, selbst berechnen. In einem anderen Beispiel kann der Block 312 die Informationen von dem Empfänger 330 über einen Rückkopplungspfad (nicht gezeigt) empfangen. Dieser letztere Lösungsansatz kann in dem Fall verwendet werden, in dem der Kanal 318 nicht reziprok ist, zum Beispiel in einer interferenzbegrenzten Umgebung.
In dem Empfänger 330 wählt ein Schaltblock 334 zwei von vier Antennenelementen 338 für das Empfangen von ankommenden Signalen, die von dem Sender 302 gesendet werden, aus. Der Schaltblock 334 verbindet die zwei ausgewählten Antennen 338 mit zwei HF-Ketten 342, die dahingehend wirksam sind, dass sie die zwei Signale in den digitalen Bereich für eine Basisbandverarbeitung umwandeln. Dann wird eine Gewichtsmatrix 346 an die empfangenen Signale bei jedem Ton angelegt, um jedes der gesendeten, räumlich gemultiplexten Signale zu trennen und wiederherzustellen.
In typischen Implementierungen wird der Schaltblock 334 so konfiguriert sein, dass er selbst berechnet, welches Paar von Antennenelementen 338 für den Empfang ausgewählt werden soll, indem er einen Algorithmus ausführt, der auf dem Kriterium der minimalen BER basiert. In dem Fall, wenn der Kanal nicht reziprok ist, kann der Block 334 des Weiteren so konfiguriert sein, dass er berechnet, welches Paar von Antennenelementen 316 in dem Sender 302 verwendet werden soll, und dass er diesem diese Information bereitstellt. Eine Beschreibung von zwei möglichen Implementierungen eines Antennenauswahlalgorithmus, der von den Schaltblöcken 312, 334 ausführbar ist, wird unter Bezugnahme auf 4A und 4B bereitgestellt.
Nun wird Bezug auf 4A genommen, in der ein Ablaufdiagramm eines Antennenauswahlalgorithmus 400 bereitgestellt ist, in dem der Codierungs-/Modulationsmodus (z. B. Datenrate oder Durchsatz) festgelegt ist oder auf einer Langzeitbasis angepasst ist (z. B. an die großen Schwankungen des SNR angepasst ist). Die Aufgabe des Auswahlalgorithmus liegt darin, im Hinblick auf jedes Paket für den vorgegebenen Modus auszuwählen, welches Paar von Antennenelementen 316 an dem Sender 302 verwendet werden soll und welches Paar von Antennenelementen 338 an dem Empfänger 330 verwendet werden soll. Der Auswahlprozess kann zum Beispiel annehmen, dass der Kanal 318 quasistationär ist (z. B. dass der Kanal 318 über die Dauer des gesendeten Pakets konstant ist und unabhängig zwischen zwei aufeinander folgenden Paketen geändert wird). Obwohl der Kanal 318 eine gewisse Frequenzselektivität zeigen kann, kann die Antennenauswahl für die gesamte Frequenzbandbreite gemeinsam sein.
Nun wird Bezug auf 4A genommen. Wenn der Sender 302 anfänglich startet bzw. eingeschaltet wird (Schritt 401) und der Zustand des Kanals 318 noch unbekannt ist, wird eine Standard-Untermenge von zwei der Antennenelemente 316 verwendet, um das drahtlose Signal zu senden. Der Empfänger 330 verwendet in ähnlicher Weise eine Standard-Untermenge von zwei der Empfangsantenennelemente 338, um eine Synchronisierung zu erlangen. Als nächstes werden die Kanalzustandsinformationen (CSI; channel state information) erfasst bzw. beschafft (Schritt 402). In einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung werden Operationen zur Erfassung der CSI an dem Empfänger 330 ausgeführt. Eine Trainingssequenz, die sich aus bekannten Symbolen zusammensetzt, wird von dem Sender 302 zu dem Empfänger 330 gesendet. An dem Empfänger 330 wird der Kanal 318 auf der Basis des empfangenen Signals und der bekannten Sequenz von Symbolen geschätzt. Diese Operation wird so oft ausgeführt, wie sich der Kanal 318 ändert, zum Beispiel bei jeder Paketrealisierung. Damit der Auswahlmechanismus erfolgreich durchgeführt werden kann, sollte die komplette Kanalmatrix über die gesamte Frequenzbandbreite geschätzt werden (z. B. die Schätzung des Kanalpfadgewinns von allen Antennenelementen 316 des Senders 302 zu allen Antennenelementen 338 des Empfängers quer durch alle Töne). Kanalschätztechniken, die auf Trainingssequenzen basieren und die auf MIMO-Systeme angewendet werden können, sind zum Beispiel in dem Dokument von J. J. Van de Beek et al., „On Channel Estimation in OFDM Systems" (Über Kanalschätzung in OFDM-Systemen), IEEE 45th Vehicular Technology Conference, Band 2, 25.–28. Juli 1995, Seiten 815-819, und in dem Dokument von A. N. Mody und G. L. Stuber, „Synchronization for MIMO OFDM Systems" (Synchronisierung für MIMO-OFDM-Systeme), IEEE Globecom 2001, Band 1, Seiten 509–513, beschrieben, die hiermit durch Bezugnahme darauf in ihrer Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Schrift werden.
Nun wird erneut Bezug auf 4 genommen. Modusinformationen werden durch die Ausführung eines Verbindungsanpassungsalgorithmus erlangt (Schritt 404). In der Ausführungsform, die durch 4A veranschaulicht ist, kann die Änderung des Modus langsam stattfinden. Dies ermöglicht es, dass ein Verbindungsanpassungsalgorithmus benutzt werden kann, um zu entscheiden, welcher der möglichen Moduskandidaten im Hinblick auf das durchschnittliche Langzeit-SNR für die Verwendung am besten geeignet ist. Die Verwendung eines Verbindungsanpassungsalgorithmus kann gewährleisten, dass, wenn ein Modusauswahlkriterium (z. B. eine maximale Datenrate und eine minimale Sendeleistung) gegeben ist, immer der effizienteste Modus im Hinblick auf variierende Langzeit-Kanal-/-SNR-Bedingungen verwendet wird. Ein beispielhafter Verbindungsanpassungsalgorithmus, der in frequenzselektiven MIMO-Systemen benutzt werden kann, ist zum Beispiel in dem Dokument „Adaptive Modulation and MIMO Coding for Broadband Wireless Data Networks" (Adaptive Modulation und MIMO-Codierung für drahtlose Breitband-Datennetzwerke) von S. Catreux et al., IEEE Communications Magazine, Band 40, Nr. 6, Juni 2002, Seiten 108–115 beschrieben, das hiermit durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Schrift wird. Die Modusauswahl kann allgemein unabhängig von dem Mechanismus zum Auswählen von Sender-/Empfängerantennenelementen sein. Der Modus kann auf der Grundlage von ausschließlich Langzeit-SNR-Statistiken ausgewählt werden. Dementsprechend ändert er sich mit einer viel langsameren Geschwindigkeit als der Geschwindigkeit, mit der die Antennen ausgewählt werden. Mit anderen Worten, der Auswahlalgorithmus kann eine neue Untermenge von Antennen in Bezug auf jede Paketrealisierung auswählen, während sich der Modus als eine Funktion von Langzeit-SNR-Schwankungen ändert.
Die Schritte 406, 408 und 410 werden in einer Schleife wiederholt ausgeführt, bis alle möglichen Kombinationen von Untermengen von Sende-/Empfangsantennenelementen ausgewertet worden sind (Schritt 411). Wenn man zum Beispiel ein MIMO-OFDM-System der Art betrachtet, das in 3 dargestellt ist (und das z. B. mit 4 Sendeantennenelementen 316 und 4 Empfangsantennenelementen 338 ausgestattet ist), kann die komplette Kanalmatrix in dem Frequenzbereich bei dem Ton k durch eine 4×4-Matrix repräsentiert werden, die mit H_k bezeichnet ist. Nach der Auswahl einer Untermenge von zwei Antennen auf jeder Seite wird die Unterkanalmatrix in der Größe auf eine 2×2-Matrix reduziert, die mit H ~_k bezeichnet wird. Es gibt ( 4 / 2 ) = 6 Möglichkeiten beim Auswählen von 2 Elementen aus insgesamt 4 Elementen. Da die Antennenauswahl sowohl beim Sender 302 als auch beim Sender 330 angewendet wird, ist die Gesamtanzahl an Kombinationen, die für H ~_k möglich ist, gleich 36. Im allgemeinen Fall eines M×M MIMO-Systems, das in der Größe auf ein n×n MIMO-System reduziert wird (wobei M > n ist), gibt es ( M / n ) = M! / n!(M – n)! Möglichkeiten für das Auswählen von n Antennenelementen aus M möglichen Elementen. Wenn die Auswahl sowohl an einem Sender als auch an einem Empfänger stattfindet, ist die Gesamtanzahl an Kombinationen für H ~_k gleich ( M! / n!(M – n)! )². Dies entspricht der Anzahl an Iterationen der Schleife, die aus den Schritten 406, 408 und 410 besteht. Diese Iterationen können der Reihe nach (z. B. Wiederverwendung, gemeinsame Verarbeitungsressourcen) oder parallel (z. B. auf Kosten von zusätzlichen Verarbeitungsressourcen) durchgeführt werden. In einem exemplarischen Beispiel könnten alle möglichen Antennenkombinationen gleichzeitig verarbeitet werden, was die Verwendung einer separaten Verarbeitungsressource für jede mögliche Antennenkombination bedeuten kann.
Jede Iteration in der Schleife, die aus den Schritten 406, 408 und 410 besteht, bewirkt die Verarbeitung von einem einzigen Antennensubsystem. Zuerst wird die 2×2-Matrix H ~_k quer durch alle Töne (k = 1, ..., N_t) für das Subsystem von Interesse erlangt (Schritt 406). Das Signal-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis (SINR) nach der Verarbeitung wird dann bei jedem Ton k und für jedes gesendete, räumlich gemultiplexte Signal berechnet (Schritt 408). Das SINR kann am häufigsten durch eine geschlossene Lösung in Abhängigkeit davon herausgefunden werden, welche Signalverarbeitungsmethode an dem Sender 302 und/oder dem Empfänger 330 verwendet wird (z. B. das sogenannte „Maximum Ratio Combining” (MRC), die „Minimum Mean Square Error”-(minimaler mittlerer quadratischer Fehler)-Methode (MMSE), das Eigen-Beamforming (Eigen-Strahlformung) und die Maximum-Likelihood-/(ML)-Methode (Methode der maximalen Wahrscheinlichkeit)). Wenn zum Beispiel keine räumliche Verarbeitung an dem Sender 302 implementiert ist und an dem Empfänger 330 MMSE angewendet wird, kann das SINR wie folgt bestimmt werden:
berechnen, wobei
ist, σ² und σ 2 / s jeweils für die Rausch- und Signalleistung stehen und k = 1, ..., N_t ist (Schritt 408-1).
C_k = 1/diag(B –1 / k ) berechnen. Dies ist ein N×1-Vektor für jeden k = 1, ..., N_t (Schritt 408-2).
berechnen. Dies ist ein N×1-Vektor für jeden k = 1, ..., N_t (Schritt 408-3).
Im Schritt 410 wird die SINR-Information in eine BER-Information im Hinblick auf den aktuellen Modus umgewandelt (siehe z. B. Schritt 404). Da die BER eine komplizierte Funktion des Kanals 318 und der verwendeten Codierungs-/Modulationstechniken und Antennenkombinierungstechniken sein kann, kann eine Approximation der BER verwendet werden. Die Approximation kann auch eine Funktion des Kanals 318 und der anwendbaren Codierungs-/Modulationstechniken und Antennenkombinierungstechniken sein. Die BER durch das Paket (z. B. an dem Ausgang des Viterbi-Decoders, wenn eine Codierung verwendet wird) für einen gesendeten Teilstrom i kann als eine nichtlineare, unbekannte Funktion f des Satzes von SINR_k, wobei k = 1, ..., N_t ist, zum Beispiel folgendermaßen ausgedrückt werden: BER_i = f({SINR i / k}), i = 1, ..., N; k = 1, ..., N_t
Als nächstes wird die Funktion f durch eine bekannte Funktion approximiert. Insbesondere wird die Ausgangs-BER durch den Mittelwert der Bitfehlerrate über den Kanal zum Beispiel folgendermaßen approximiert:
wobei BER i / k die Bitfehlerrate hinsichtlich eines gegebenen SINR beim Ton k für den räumlich gemultiplexten Teilstrom i ist. In einem anderen Beispiel kann BER_k auch die Bitfehlerrate hinsichtlich eines gegebenen Signal-Rausch-Verhältnisses beim Ton k sein. Der Mittelwert kann auch in dem Zeitbereich genommen werden, in dem BER_k die Bitfehlerrate hinsichtlich des gegebenen SINR bei dem Kanalzeitabtastwert k ist. BER_k kann die Bitfehlerrate im Hinblick auf eine gegebene Signalkomponente sein (z. B. ein Signalton oder eine Abzweigungsverzögerung (tap delay)).
Des Weiteren wird BER_k auch durch eine einfache geschlossene Funktion approximiert. Durch Simulationen hat man herausgefunden, dass für den Modus 1 von 802.1-1a (z. B. BPSK, R1/2) das Verhalten der durchschnittlichen Bitfehlerrate BER in Bezug auf das SINR oder SNR (in einigen Beisielen kann der BER-Normalisierungsfaktor 1/N_t weggelassen werden, da er die Antennenauswahl nicht beeinflusst) zum Beispiel modelliert werden kann durch:
Die BER bei der Signalkomponente k ist durch –tanh(SINR_k) approximiert worden.
Die tanh-Funktion kann die BER möglicherweise nicht immer adäquat approximieren, insbesondere für unterschiedliche Modulationstechniken. Einige der nachfolgenden Funktionen können im Allgemeinen bessere Approximationen bieten, wenn bestimmte Techniken verwendet werden:

1) Die BER einer uncodierten BPSK-Modulation in einem AWGN-Kanal (engl.: AWGN = Additive White Gaussian Noise; auf Deutsch: AWGR = additives weißes gaußsches Rauschen) ist (siehe z. B. J. G. Proakis, Digital Communications (Digitale Kommunikationen), 3. Auflage, McGraw-Hill Series, 1995)

Die Form der Funktion erfc wird durch die Funktion vernünftig approximiert (im Vergleich zu y = –tanh(x))

2) Die BER einer uncodierten QPSK-Modulation in einem AWGN-Kanal ist (siehe z. B. J. G. Proakis, Digital Communications, 3. Auflage, McGraw-Hill Series, 1995)

Die Form von erfc(√ x/2 ) wird durch die Funktion:
besser approximiert als durch y = –tanh(x).

3) Die BER einer uncodierten 16QAM-Modulation in einem AWGN-Kanal kann von der Symbolfehlerrate (SER; Symbol Error Rate), die zum Beispiel in J. G. Proakis, Digital Communications, 3. Auflage, McGraw-Hill Series, 1995, gegeben ist, abgeleitet werden als

Eine geeignete Anpassungsfunktion ist y = –(1 – e^–0,2x).

4) Die BER einer uncodierten 64QAM-Modulation in einem AWGN-Kanal kann von der Symbolfehlerrate (SER), die zum Beispiel in J. G. Proakis, Digital Communications, 3. Auflage, McGraw-Hill Series, 1995, gegeben ist, abgeleitet werden als

Eine geeignete Anpassungsfunktion ist
Es sollte klar sein, dass jede Anpassungsfunktion, die das Verhalten der BER gegenüber dem SINR vernünftig modelliert, in der Gleichung (2) verwendet werden kann. Die Anzahl an geeigneten Anpassungsfunktionen ist nicht auf die wenigen, oben gegebenen Beispiele beschränkt.
Wie oben erwähnt worden ist, werden die Schritte 406 bis 410 iterativ durchgeführt, bis alle möglichen Kombinationen von Untermengen von Antennen betrachtet worden sind (Schritt 411). Beim Abschluss dieses iterativen Prozesses wird ein Satz von N Schätzwerten von BER-Werten (einer für jedes räumlich gemultiplexte Signal) für alle (oder ( M! / n!(M – n)! )² möglichen Antennenkombinationen erhalten. Dann braucht nur noch die Untermenge von Antennen ausgewählt zu werden, die den Mittelwert über den Satz von BERs, das Maximum über den Satz von BERs oder das Minimum des Satzes von BERs minimiert (Schritt 412).
4B ist ein Ablaufdiagramm eines Antennenauswahlalgorithmus 500, in dem der Codierungs-/Modulationsmodus so oft wie einmal pro Paketrealisierung in Reaktion auf entsprechende Änderungen in dem Kanal 318 geändert werden kann. In diesem Beispiel ist der Codierungs-/Modulationsmodus an dieselbe Geschwindigkeit angepasst, mit der die Antennenauswahl bewirkt wird.
Unter Bezugnahme auf 4B sind die Schritte 501 und 502 jeweils ähnlich wie die Schritte 401 und 402. Wie gezeigt ist, umfassen die Schritte 504 bis 510 eine Schleife, die iterativ ausgeführt wird, bis alle möglichen Kombinationen von Untermengen von Antennen ausgewertet worden sind. Daraus folgt, dass die Anzahl an Iterationen dieser Schleife äquivalent zu M! / n!(M – n)! (z. B. Auswahl an einem Ende der Verbindung) oder ( M! / n!(M – n)! )² (z. B. Auswahl an beiden Enden der Verbindung) ist. In dieser Hinsicht sind die Schritte 504 und 506 jeweils den Schritten 406 und 408 ähnlich. Auf der Grundlage der Kenntnis des augenblicklichen SINR bei allen Tönen bestimmt ein Verbindungsanpassungsblock den effizientesten Modus für jedes räumlich gemultiplexte Signal, wenn ein Modusauswahlkriterium (z. B. eine maximale Datenrate und eine minimale Sendeleistung) vorgegeben ist (Schritt 508). Dieser Schritt ist ähnlich wie der Schritt 404, mit der Ausnahme, dass die Modusentscheidung auf der Grundlage von augenblicklichen SNR-(oder SINR-)-Statistiken und nicht auf den Langzeit-SNR-(oder -SINR-)-Statistiken getroffen wird. Als Folge davon können verschiedene Kombinationen von Untermengen von Antennen unterschiedliche Modusentscheidungen hervorbringen. Schließlich berechnet oder ermittelt der Schritt 510 hinsichtlich der gegebenen augenblicklichen SINR- und Modusinformationen die entsprechende BER in der gleichen Art und Weise, wie dies oben unter Bezugnahme auf den Schritt 410 beschrieben worden ist.
Wiederum werden die Schritte 504 bis 510 durchgeführt, bis alle möglichen Kombinationen von Untermengen von Antennen betrachtet worden sind (Schritt 511). Wenn dies erfolgt ist, wird ein Satz von N Schätzwerten von BER-Werten (z. B. einer für jedes räumlich gemultiplexte Signal) für alle M! / n!(M – n)! (oder ( M! / n!(M – n)! )² möglichen Antennenkombinationen erhalten. Der Auswahlalgorithmus 500 unterscheidet sich von dem Algorithmus 400 darin, dass die M! / n!(M – n)! (oder ( M! / n!(M – n)! )² möglichen Antennenkombinationen nicht notwendigerweise den gleichen Codierungs-/Modulationsmodus benutzen. Die Entscheidung, welche Antennenuntermenge ausgewählt werden soll, hängt daher nicht nur von einer Minimierung der BER, sondern auch von dem Modus (z. B. Datenrate oder Durchsatz) ab. Mehrere exemplarische Optionen werden im Hinblick auf die endgültige Entscheidung zur Auswahl einer Untermenge von Antennenelementen gemäß Schritt 512 des Auswahlalgorithmus 500 bereitgestellt:
Option 1

1) Alle Kombinationen von Untermengen von Antennen, die den gleichen Modus verwenden, in einen gemeinsamen Pool gruppieren.
2) Den Pool entsprechend dem höchsten Modus auswählen (wodurch sich eine maximale Datenrate ergibt).
3) Die Kombination von Untermengen von Antennen innerhalb dieses Pools auswählen, die die BER in einer Art und Weise minimiert, die im Wesentlichen der ähnlich ist, die unter Bezugnahme auf Schritt 412 beschrieben worden ist.

Option 2
Auswählen der Kombination von Antennenuntermengen, die die BER in einer Art und Weise minimiert, die im Wesentlichen der ähnlich ist, die unter Bezugnahme auf den Schritt 412 beschrieben worden ist, ohne Berücksichtigung des Modus, der von jeder Kombination verwendet wird.
Option 3
Implementieren einer Hybridversion der Option 1 und der Option 2, zum Beispiel:

1) Alle Kombinationen von Untermengen von Antennen, die den gleichen Modus verwenden, in einen gemeinsamen Pool gruppieren.
2) Die X Pools auswählen, die den X höchsten Modi entsprechen (wodurch sich eine maximale Datenrate ergibt), wobei X eine ganze Zahl gleich 1 oder 2 oder 3, etc. ist.
3) Auswählen der Kombination von Untermengen von Antennen innerhalb dieser Pools, die die BER in einer Art und Weise minimiert, die im Wesentlichen ähnlich zu der unter Bezugnahme auf Schritt 412 beschriebenen Art und Weise ist.

5 stellt veranschaulichend die Paketfehlerrate (PER; packet error rate) als eine Funktion des SNR dar, das sich aus der Verwendung einer exemplarischen Antennenauswahltechnik innerhalb eines SM-MIMO-OFDM-System ergibt, das in einer rauschbegrenzten Umgebung betriebsbereit ist. Die Ergebnisse von 5 können zum Beispiel auf ein System anwendbar sein, das vier Sende- und Empfangsantennen in der Art und Weise verwendet, wie dies durch 3 beispielhaft dargestellt ist. Die Ergebnisse reflektieren als lediglich exemplarische Beispiele eine Paketgröße von 1000 Bytes und einen festgelegten Codierungs-/Modulationsmodus. Die Ergebnisse reflektieren auch, dass zwei exemplarische HF-Ketten sowohl in dem verwendbaren Sender als auch in dem verwendbaren Empfänger integriert sind. Außerdem verwenden die Ergebnisse von 5 eine BPSK-Modulation, eine Codierungsrate von 1/2 (z. B. einen Modus 1 von 802.11a), ein Kanalmodell, das als „Kanal A” charakterisiert ist (z. B. 50 ns rms Delay Spread (Verzögerungsdispersion), 0,5 Antennenkorrelation) und eine Anpassungsfunktion von tanh.
Die Beschriftung für die Kurven in 5 lautet folgendermaßen:
2×2 2SM-MIMO MMSE: Dieses System entspricht einem SM-MIMO-OFDM-System, das 2 Sendeantennen und 2 Empfangsantennen zusammen mit 2 räumlich gemultiplexten (SM; spatially-multiplexed) Signalen verwendet. Da die Anzahl an Antennen gleich der Anzahl an SM-Signalen ist, wird keine Antennenauswahl angewendet. Ein Basisbandkombinierungsmechanismus wird an dem Empfänger verwendet, um die beiden Teilströme zu trennen, z. B. MMSE.
4×4 2SM-MIMO sel mcap MMSE: Dieses System entspricht einem SM-MIMO-OFDM-System, das 4 Sende- und 4 Empfangsantennenelemente zusammen mit 2 räumlich gemultiplexten (SM-)Signalen verwendet. Ein herkömmlicher Auswahlmechanismus wird sowohl an dem Sender als auch an dem Empfänger angewendet, um eine Untermenge von 2 Antennenelementen aus den vier Antennenelementen entsprechend einem Kriterium der maximalen Kapazität (maximum capacity) auszuwählen (select). Nach der Auswahl an dem Empfänger wird MMSE an das Basisband angelegt, um die beiden Teilströme zu trennen.
2×4 2SM-MIMO sel mber MMSE (bound): Dieses System entspricht einem SM-MIMO-OFDM-System, das 2 Sende- und 4 Empfangsantennenelemente zusammen mit 2 räumlich gemultiplexten (SM-)Signalen verwendet. Ein Auswahlmechanismus wird nur an dem Empfängerende angewendet, um eine Untermenge von 2 Antennenelementen von den vier Antennenelementen entsprechend dem Kriterium der minimalen BER auszuwählen. In diesem Fall wird keine Anpassungsfunktion verwendet, um die BER zu approximieren. Stattdessen wird angenommen, dass die BER perfekt bekannt ist. Dieser Fall mag nicht gerade gerne implementiert werden, sondern sieht vielmehr eine Grenze (bound) bezüglich der Leistung vor, die durch die Verwendung von einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung erzielt werden kann.
4×4 2SM-MIMO sel mber MMSE (bound): Dieses System entspricht einem SM-MIMO-OFDM-System, das 4 Sende- und 4 Empfangsantennenelemente zusammen mit 2 räumlich gemultiplexten (SM-)Signalen verwendet. Ein Auswahlmechanismus wird sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite angewendet, um eine Untermenge von 2 Antennenelementen aus vier Antennenelementen entsprechend dem Kriterium der minimalen BER auszuwählen. In diesem Fall wird keine Anpassungsfunktion verwendet, um die BER zu approximieren. Stattdessen wird angenommen, dass die BER perfekt bekannt ist. Dieser Fall mag nicht gerade gerne implementiert werden, sondern sieht vielmehr eine Grenze (bound) bezüglich der Leistung vor, die durch die Verwendung von einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung erzielt werden kann.
4×4 2SM-MIMO sel mber MMSE (implementation tanh): Dieses System entspricht einem SM-MIMO-OFDM-System, das 4 Sende- und 4 Empfangsantennenelemente zusammen mit 2 räumlich gemultiplexten (SM-)Signalen verwendet. Ein Auswahlmechanismus in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite angewendet, um eine Untermenge von 2 Antennenelementen aus vier Antennenelementen entsprechend einem Kriterium der minimalen BER auszuwählen. Die Anpassungsfunktion zum Approximieren der BER ist tanh.
Die Ergebnisse, die veranschaulichend durch 5 dargestellt sind, zeigen, dass alle Systeme, die irgendeine Art von Antennenauswahl verwenden, Gewinne bzw. Verbesserungen im Vergleich zu Systemen ohne Auswahl bereitstellen, und dass die Antennenauswahl auf der Grundlage der minimalen BER eine beträchtlich größere Verbesserung als die Auswahl auf der Grundlage des Kriteriums der maximalen Kapazität bereitstellt. Insbesondere wird bei einem PER-Pegel von 10e – 2 und mit einer Antennenauswahl in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, die sowohl an den Sender als auch an den Empfänger angelegt wird, ein Gewinn von 7,6 dB im Vergleich zu einem System ohne Auswahl erzielt, und ein Gewinn von 4,2 dB wird im Vergleich zu einem System demonstriert, in dem die Auswahl auf der maximalen Kapazität basiert. Wenn die Auswahl übereinstimmend mit einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung nur an dem Empfänger angewendet wird, ist zu sehen, dass die resultierende Leistung zwischen der, die erzielt wird, wenn keine Auswahl benutzt wird, und der liegt, die stattfindet, wenn eine Auswahl sowohl an dem Sender als auch an dem Empfänger benutzt wird. Schließlich kommt die Leistung des Systems in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung sehr nahe an eine theoretische Leistungsgrenze heran, die durch 5 veranschaulicht ist.
C. Antennenauswahl in einem SC-MIMO-OFDM-System
6 veranschaulicht ein SC-MIMO-OFDM-System 600, das Vorcodierungstechniken zusätzlich zu einem exemplarischen Antennenauswahlmechanismus in Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet. In der Ausführungsform von 6 bezieht sich die Vorcodierung auf verschiedene Basisbandgewichtungs- und -kombinierungsmechanismen, die an einem Sender 602 durchgeführt werden. Unter Bezugnahme auf 6 wird ein einzelner Strom von Symbolen 604 durch einen Satz von komplexen Koeffizienten 608 gewichtet und kombiniert, um einen Satz von N Ausgangssignalen herzustellen, wobei sich N auf die Anzahl an HF-Ketten 612 bezieht, die in dem Sender 602 verwendet werden. Diese N Ausgangssignale werden dann durch die N HF-Ketten 612 geleitet, um N HF-Signale herzustellen. Diese N HF-Signale werden dann mit einer entsprechenden Gruppe von N von M Sendeantennenelementen 616 über einen Schalter 620 gekoppelt und durch einen Kanal 624 gesendet.
An einem Empfänger 622 wird ein Satz von N von M Empfangsantennenelementen 626 über einen Schalter 630 ausgewählt, um die eingehenden Signale zu empfangen, die durch einen Kanal 624 kommuniziert werden. Die N HF-Empfangssignale werden dann durch N HF-Ketten 634 verarbeitet und für die Basisbandverarbeitung in den digitalen Bereich umgewandelt, um das ursprünglich gesendete Signal wiederherzustellen.
Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können zum Beispiel vorsehen, dass die Basisbandgewichtungen 608 und der Antennenauswahlmechanismus so ausgelegt sind, dass sie kollektiv zu der Minimierung der BER beitragen. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können zum Beispiel vorsehen, dass die Basisbandgewichtungen 608 so gewählt werden, dass das Ausgangs-SNR (oder -SINR) oder die Kapazität maximiert werden, während die Antennenauswahl ausgeführt wird, um die BER zu minimieren. Die rechten und linken singulären Vektoren der Unterkanalmatrix H ~_k, die dem größten singulären Wert entsprechen, können verwendet werden, um optimale Untermengen von Sendeantennenelementen 616 und Empfangsantennenelementen 626 sowie auch die geeigneten Sende-Basisbandgewichtungen 608 und Empfangs-Basisbandgewichtungen 640 auszuwählen. Die Ermittlung von Basisbandgewichtungswerten in dem Kontext von MIMO-Systemen, die keine Antennenauswahl haben, ist zum Beispiel in dem Dokument von J. B. Andersen, IEEE Antennas and Propagation Magazine, Band 42, Nr. 2, April 2000, Seiten 12–16 beschrieben worden, das hiermit durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Schrift wird.
Die exemplarische Ausführungsform, die in 6 veranschaulicht ist, kann durch das Ersetzen der Basisbandgewichtungen 608 innerhalb des Senders 602 durch einen Raum-Zeit-Codierungsblock modifiziert werden. In diesem Fall kann ein Antennenauswahlmechanismus verwendet werden, um die Untermenge an Antennen sowohl in dem Sender als auch in dem Empfänger entsprechend einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auszuwählen. Außerdem verarbeitet der Raum-Zeit-Codierungsblock den Eingangsstrom von Symbolen, wie dies zum Beispiel in dem Dokument „A simple transmit diversity technique for wireless communications" (Eine einfache Sendediversitätstechnik für drahtlose Kommunikationen) von S. M. Alamouti, IEEE Journal an Selected Areas in Communications, Band 16, Ausgabe 8, Oktober 1998, Seiten 1451–1458 beschrieben ist, das hiermit durch Bezugnahme darauf in seiner Gesamtheit zum Bestandteil der vorliegenden Schrift wird.
D. Antennenauswahl in einem DS-SS-SIMO-System
7 stellt einen Empfänger 700 eines DS-SS-SIMO-Systems dar, das zwei Empfangsantennenelemente 704 aufweist (n_R = 2). Der Empfänger 700 integriert eine RAKE-Empfänger-Funktionalität zusammen mit einem exemplarischen Antennenauswahlprozess. Wie gezeigt ist, ist der Empfänger 700 mit nur einer einzigen HF-Kette 708 ausgestattet, die so angeordnet ist, dass sie mit nur einer von den zwei Empfangsantennenelementen 704 an einem bestimmten Zeitpunkt über einen Schalter 712 verbunden wird. Die Wahl, welches der beiden Elemente 704 mit der HF-Kette 708 verbunden werden soll, wird auf der Grundlage des Kriteriums der minimalen BER getroffen. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können vorsehen, dass die BER des empfangenen Signals, die jedem Empfangsantennenelement 704 entspricht, berechnet wird, und das Element 704, das den minimalen Wert der BER hervorbringt, ausgewählt wird. Da die BER typischerweise eine komplizierte Funktion des verwendbaren Kanals und der verwendeten Codierungs-/Modulations- und Antennenkombinierungstechniken umfassen kann, wird die BER für eine gegebene Kanal- und Antennenkombinierungstechnik approximiert, so dass diese als eine Funktion des verwendeten Codierungs-/Modulationsmechanismus variiert.
Wenn dann das optimale Element der Antennenelemente 704 ausgewählt worden ist, verhält sich der RAKE-Empfänger in der gleichen Art und Weise, als ob er in einem SISO-(Single-Input Single-Output)/(Ein Eingang, ein Ausgang)-System implementiert wäre (z. B. eine Antenne an jedem Ende der Verbindung). Der RAKE-Empfänger verwendet eine Vielzahl von J Korrelatoren 720 (z. B. J = 2 in 7), von denen jeder einer der ersten J separierbaren Mehrwegekomponenten entspricht. Jede Mehrwegekomponente ist jeweils mit einer Zeitverzögerung τ_j assoziiert, wobei j = 1, ..., J. Der Ausgang jedes Korrelators 720 (z. B. ein Finger) wird dann gewichtet 730 und kombiniert 740, um ein einziges ausgegebenes empfangenes Signal 750 zu bilden, das einen Schätzwert des gesendeten Signals enthält.
In einer exemplarischen Ausführungsform kann das empfangene Signal, das dem i-ten Antennenelement 704 an dem Eingang des RAKE-Empfängers entspricht, ausgedrückt werden als:
wobei L_i die Anzahl an Abzweigungen (taps) in dem Kanal ist, der an dem i-ten Antennenelement 704 empfangen wird, h_i,l der komplexe Kanalgewinn an der Antenne i und der Abzweigung l ist, P die Signalsendeleistung ist, d die Datensequenz ist, die aus Symbolen des Zeitraums T besteht, und p die Spreizsequenz ist, die sich aus Chips des Zeitraums T_c = T/G zusammensetzt, wobei G der Spreizfaktor ist. Außerdem ist τ_i,l die Wegeverzögerung, die mit der Abzweigung l und der Antenne i assoziiert ist, entspricht w₀ der Trägerfrequenz w₀ = 2πf₀, und ist θ_i,t der Phasensprung, der der Abzweigung l und der Antenne i entspricht. Das Rauschen n_i, das an dem i-ten Antennenelement 704 gemessen wird, wird als ein AWGN-Prozess mit zweiseitiger spektraler Dichte N₀/2 modelliert. Aus Gründen der Einfachheit und der Klarheit des Ausdrucks nimmt die Gleichung (3) eine Einzelbenutzerumgebung an. Aber die vorliegende Erfindung muss nicht darauf beschränkt sein und zieht es auch in Betracht, dass sie in der Gegenwart von mehreren Benutzern angewendet werden kann.
An dem Ausgang des Korrelators 720 des j-ten Fingers kann das empfangene Signal dargestellt werden als:
wobei d₀ das gewünschte, zu demodulierende Symbol ist und n_i,j die AWGN-Rauschkomponente mit einem Mittelwert Null und mit einer zweiseitigen spektralen Dichte N₀/2 ist. Wieder wurde aus Gründen der Einfachheit und der Klarheit der Darstellung in Gleichung (4) angenommen, dass es keine Inter-Pfad-Interferenz (IPI) gibt. Aber die vorliegende Erfindung zieht es auch in Betracht, beim Vorhandensein einer IPI benutzt zu werden.
Nach der Diversitätskombinierung ist die endgültige Ausgabe des RAKE-Empfängers, der dem i-ten Antennenelement 704 entspricht, Folgende:
wobei J die Anzahl an RAKE-Fingern ist, und wobei die optimalen Kombinierungsgewichtungen allgemein so ausgewählt werden, dass sie zu dem Kanal passen, zum Beispiel:
In diesem Fall führt der RAKE eine Maximum-Verhältnis-Kombinierung durch, und das SNR an dem RAKE-Ausgang, der dem i-ten Antennenelement 704 entspricht, ist gegeben durch
wobei γ_i,j das SNR nach der Kombinierung in dem j-ten Pfad bzw. Weg ist, der mit dem i-ten Antennenelement 704 assoziiert ist. Auf der Grundlage von (4) kann γ_i,j ausgedrückt werden durch:
wobei
die Rauschleistung ist.
Die BER an dem Ausgang des RAKE-Empfängers, der dem i-ten Antennenelement 704 entspricht, kann durch die Kenntnis der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion (WDF) von γ_i erhalten werden. Wenn zum Beispiel keine Codierung verwendet wird und eine BPSK-Modulation an die Datensequenz entsprechend der Methodologie angelegt wird, die zum Beispiel in „Digital Communications" (Digitale Kommunikationen) von J. G. Proakis, 3. Ausgabe, McGraw-Hill Series, 1995 beschrieben ist, wird die BER herausgefunden, indem die bedingte Fehlerwahrscheinlichkeit, die durch
dargestellt ist, über die WDF von γ_i integriert wird, zum Beispiel:
Wenn die BER dann für alle Empfangsantennen geschätzt ist, wird das Antennenelement 704, das die minimale BER hervorbringt, ausgewählt:
wobei n_R die Gesamtanzahl an Empfängerantennenelementen darstellt.
Wie ohne weiteres klar sein wird, wird sich, da eine Codierung zu dem System hinzugefügt wird (z. B. Turbocodierung, Faltungscodierung) und andere Modulationspegel verwendet werden, die Modellierungsfunktion, die in (9) für die Schätzung der BER verwendet wird, ändern müssen. Einige Ausführungsformen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten der vorliegenden Erfindung können vorsehen, dass jede Anpassungsfunktion, die das BER-Verhalten für ein vorgegebenes System genau modelliert, von einem exemplarischen Antennenauswahlalgorithmus verwendet werden kann. Die Anpassungsfunktion wird allgemein von Parametern abhängig sein, die zum Beispiel einen oder mehrere der Folgenden umfassen: den Kanal, die verwendete Codierung und Modulation, die Signalverarbeitung auf Seiten des Senders und/oder des Empfängers, das Empfänger-SNR und andere Parameter.
Die exemplarische Ausführungsform, die in 7 veranschaulicht ist, kann auf einen zweidimensionalen RAKE-Empfänger erweitert werden, in dem die Verarbeitung sowohl in dem Raumbereich als auch in dem Zeitbereich ausgeführt wird. In diesem Kontext kann ein exemplarischer Antennenauswahlalgorithmus integriert werden, um eine Untermenge von N Antennen (N > 1) aus insgesamt M Antennen (M > N) auszuwählen, die die BER an dem Ausgang des 2D-RAKE minimiert.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf gewisse Ausführungsformen beschrieben worden ist, wird es von den Fachleuten auf dem Gebiet verstanden werden, dass verschiedene Änderungen durchgeführt werden können und Äquivalente ausgetauscht werden können, ohne dass von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abgewichen wird. Außerdem können viele Modifikationen vorgenommen werden, um eine bestimmte Situation oder ein bestimmtes Material an die Lehren der vorliegenden Erfindung anzupassen, ohne dass von deren Schutzumfang abgewichen wird. Deshalb soll die vorliegende Erfindung nicht auf die bestimmten offenbarten Ausführungsformen beschränkt sein, sondern die vorliegende Erfindung wird alle Ausführungsformen umfassen, die in den Schutzumfang der angehängten Ansprüche fallen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

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Zitierte Nicht-Patentliteratur

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Claims

System zum Auswählen von N Antennenelementen in einem M-Antennenelement-Sender oder einem M-Antennenelement-Empfänger, wobei N kleiner als M ist, das Folgendes aufweist: M Antennenelemente in dem M-Antennenelement-Sender oder dem M-Antennenelement-Empfänger; N HF-Ketten; und einen Schalter, der mit den N HF-Ketten gekoppelt ist, wobei der M-Antennenelement-Empfänger eine Ausgangs-Bitfehlerrate für jede mögliche N-Antennenelement-Untermenge der M Antennenelemente berechnet, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage wenigstens eines Satzes von Kanalparameterstatistiken berechnet wird, wobei der M-Antennenelement-Empfänger die spezielle N-Antennenelement-Untermenge auf der Grundlage eines Kriteriums auswählt, das auf den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; und wobei in Reaktion auf die Auswahl der speziellen N-Antennenelement-Untermenge auf der Grundlage des Kriteriums der Schalter die N HF-Ketten mit den N Antennenelementen der speziellen N-Antennenelement-Untermenge koppelt.
Kommunikationssystem, das einen Sender und einen Empfänger aufweist, wobei der Sender Sendeantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, einen Satz von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen durch einen Kanal unter Verwendung von zwei oder mehr Sende-HF-Ketten zu senden, und wobei der Empfänger Empfangsantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, den Satz von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen zu empfangen, und dafür ausgelegt sind, in Reaktion darauf einen Satz von räumlich gemultiplexten empfangenen HF-Signalen zu erzeugen, der von zwei oder mehr Empfangs-HF-Ketten verarbeitet wird.
Kommunikationssystem nach Anspruch 2, das außerdem aufweist: Mittel zum Bilden von möglichen Untermengen der Sendeantennen und von möglichen Untermengen der Empfangsantennen; Mittel zum Bestimmen von Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die Kombinationen aus den möglichen Untermengen der Sendeantennen und den möglichen Untermengen der Empfangsantennen entsprechen; Mittel zum Auswählen von Sendemodi, die jeweils den Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen; Mittel zum Berechnen von Ausgangs-Bitfehlerraten des Empfängers, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage von wenigstens einem Satz von Kanalparameterstatistiken und einem entsprechenden ausgewählten Sendemodus berechnet wird; Mittel zum Auswählen einer speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen und einer speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen auf der Grundlage eines Kriteriums, das auf wenigstens den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; Mittel zum Verbinden der zwei oder mehr der Sende-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen; Mittel zum Verbinden der zwei oder mehr Empfangs-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen.
Kommunikationssystem nach Anspruch 3, wobei jeder Satz von Kanalparameterstatistiken wenigstens eines bzw. einen von einem Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis, einem Ausgangs-Signal-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis, einem logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnis und einem euklidischen Abstand in einer Signalkonstellation des Empfängers umfasst.
Kommunikationssystem nach Anspruch 3 oder 4, wobei jeder Satz von Kanalparameterstatistiken wenigstens eine von einer Statistik erster Ordnung, einer Statistik zweiter Ordnung und einer Statistik höherer Ordnung umfasst.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei jeder Satz von Kanalparameterstatistiken über einen Frequenzbereich berechnet wird.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei jeder Satz von Kanalparameterstatistiken über einen Zeitbereich berechnet wird.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei jeder ausgewählte Sendemodus einen Modulationspegel und eine Codierungsrate aufweist.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 8, wobei das Kriterium auf einer Minimierung der Ausgangs-Bitfehlerraten basiert.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 9, wobei das Kriterium auf den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten und den ausgewählten Sendemodi basiert.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 10, wobei das Kriterium auf wenigstens einer von einer Maximierung einer Datenrate in einer ersten Stufe des Empfängers und einer Minimierung der Ausgangs-Bitfehlerraten in einer zweiten Stufe des Empfängers basiert.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 11, wobei die Ausgangs-Bitfehlerraten durch einen geschlossenen Ausdruck oder mehrere geschlossene Ausdrücke approximiert werden.
Kommunikationssystem nach Anspruch 12, wobei der eine geschlossene Ausdruck oder die mehreren geschlossenen Ausdrücke wenigstens einen von a) y = –tanh(x), b) y = –[(1 – e^–2√x) + (1 – e^–1,8x)], c) y = –[(1 – e^–1,3√x) + (1 – e^–x)], d) y = –(1 – e^–0,2x) und e) y = –(1 – e^–035√x) umfasst bzw. umfassen.
Kommunikationssystem nach Anspruch 12 oder 13, wobei der eine geschlossene Ausdruck oder die mehreren geschlossenen Ausdrücke von wenigstens einer von einer Codierung und einer Modulation des Satzes von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen abhängig ist bzw. sind.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei der eine geschlossene Ausdruck oder die mehreren geschlossenen Ausdrücke Funktionen von wenigstens einem von einem Ausgangs-Signal-Rausch-Verhältnis und einem Ausgangs-Signal-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis des Empfängers ist bzw. sind.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 15, das des Weiteren umfasst: Mittel zum Durchführen einer Teilungs- und einer Gewichtungsoperation bei Basisband-Eingangssignalen unter Verwendung eines Satzes von Basisbandgewichtungswerten, um einen ersten Satz von Basisbandsignalen zu bilden; und Mittel zum Erzeugen des Satzes von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen auf der Grundlage wenigstens des ersten Satzes von Basisbandsignalen.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 16, das des Weiteren umfasst: Mittel zum Abwärtswandeln bzw. Abwärtsmischen des Satzes von räumlich gemultiplexten empfangenen HF-Signalen, um einen ersten Satz von Basisbandsignalen zu bilden; und Mittel zum Durchführen einer Basisbandgewichtungs- und einer Kombinierungsoperation bei dem ersten Satz von Basisbandsignalen unter Verwendung eines Satzes von Basisbandgewichtungswerten.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 17, wobei der Satz von räumlich gemultiplexten HF-Ausgangssignalen wenigstens eines von einem Codemultiplex-Vielfachzugriff-Verfahren-(CDMA; code division multiple access)-Signal, einem Einzelträgersignal, einem mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren gemultiplexten (OFDM-)Signal und einem Ultrabreitband-Signal umfasst.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 18, wobei die Sendeantennen von der Anzahl her mehr sind als die zwei oder mehr Sende-HF-Ketten, und wobei die Empfangsantennen von der Anzahl her mehr sind als die zwei oder mehr Empfangs-HF-Ketten.
Kommunikationssystem, das einen Sender und einen Empfänger aufweist, wobei der Sender Sendeantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, einen Satz von HF-Ausgangssignalen durch einen Kanal unter Verwendung von einer oder mehreren Sende-HF-Ketten zu senden, und wobei der Empfänger Empfangsantennen aufweist, die dafür ausgelegt sind, den Satz von HF-Ausgangssignalen zu empfangen, und dafür ausgelegt sind, in Reaktion darauf einen Satz von empfangenen HF-Signalen zu erzeugen, der von einer oder mehreren Empfangs-HF-Ketten verarbeitet wird.
Kommunikationssystem nach Anspruch 20, das umfasst: Mittel zum Bilden von möglichen Untermengen der Sendeantennen und von möglichen Untermengen der Empfangsantennen; Mittel zum Bestimmen von Sätzen von Kanalparameterstatistiken, die Kombinationen aus den möglichen Untermengen der Sendeantennen und den möglichen Untermengen der Empfangsantennen entsprechen; Mittel zum Auswählen von Sendemodi, die jeweils den Sätzen von Kanalparameterstatistiken entsprechen; Mittel zum Berechnen von Ausgangs-Biffehlerraten des Empfängers, wobei jede Ausgangs-Bitfehlerrate auf der Grundlage von wenigstens einem Satz von Kanalparameterstatistiken und einem entsprechenden ausgewählten Sendemodus berechnet wird; Mittel zum Auswählen einer speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen und einer speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen auf der Grundlage eines Kriteriums, das auf wenigstens den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten basiert; Mittel zum Verbinden der einen oder mehreren der Sende-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen; Mittel zum Verbinden der einen oder mehreren der Empfangs-HF-Ketten mit der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Empfangsantennen.
Kommunikationssystem nach Anspruch 21, wobei das Kriterium auf den berechneten Ausgangs-Bitfehlerraten und den ausgewählten Sendemodi basiert.
Kommunikationssystem nach Anspruch 21 oder 22, das des Weiteren umfasst: Mittel zum Durchführen einer Teilungs- und einer Gewichtungsoperation bei einem Eingangs-Basisbandsignal unter Verwendung eines Satzes von Sende-Basisbandgewichtungswerten, um einen ersten Satz von Basisbandsignalen zu bilden; und Mittel zum Erzeugen der HF-Ausgangssignale auf der Grundlage wenigstens des ersten Satzes von Basisbandsignalen.
Kommunikationssystem nach Anspruch 23, wobei der Satz von Sende-Basisbandgewichtungswerten unter Verwendung von Vorcodierungs- oder Raum-Zeit-Codierungs-Techniken erzeugt wird.
Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 21 bis 24, das des Weiteren umfasst: Mittel zum Abwärtswandeln bzw. Abwärtsmischen des Satzes von empfangenen HF-Signalen, um einen ersten Satz von Basisbandsignalen zu bilden; und Mittel zum Durchführen einer Basisbandgewichtungs- und einer Kombinierungsoperation bei dem ersten Satz von Basisbandsignalen unter Verwendung eines Satzes von Empfangs-Basisbandgewichtungswerten.
Kommunikationssystem nach Anspruch 23, wobei der Satz von Sende-Basisbandgewichtungen aus einem singulären Vektor einer Kanalmatrix erhalten wird, der der ausgewählten speziellen möglichen Untermenge der Sendeantennen entspricht.
Kommunikationssystem nach Anspruch 25, wobei der Satz von Empfangs-Basisbandgewichtungen aus einem singulären Vektor einer Kanalmatrix erhalten wird, der der ausgewählten speziellen möglichen Untergruppe der Empfangsantennen entspricht.