JP4734565B2

JP4734565B2 - Ｍａｐ受信機

Info

Publication number: JP4734565B2
Application number: JP2005184047A
Authority: JP
Inventors: 和彦府川; 博鈴木
Original assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2005-05-27
Filing date: 2005-05-27
Publication date: 2011-07-27
Anticipated expiration: 2025-05-27
Also published as: JP2006333419A

Description

本発明は，無線受信機に関するものであり，特に通信路のインパルス応答が時々刻々変化する携帯電話システムの受信機に関するものである．

まず，従来の無線送信機の構成を図１に示す．同図（ａ）は送信アンテナが１本の場合であり，入力端子１−１から情報ビット系列が符号器２へと入力される．符号器２は誤り訂正符号による符号化を行い，符号化ビット系列を変調器３へと出力する．変調器３は，符号化ビット系列から変調信号を生成し，所望の搬送波周波数に変換した後，変調波として送信アンテナ４から送信する．一方，同図（ｂ）は，Ｋ（Ｋは２以上の整数）本の送信アンテナを用いて独立したＫ変調波を送信するＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）伝送の場合の送信機構成である．同図（ａ）と異なる点は，符号器出力である符号化ビット系列をシリアル・パラレル変換器５によりＫ個の系列に分け，それぞれ個々の変調器３により変調波を生成し，対応する送信アンテナ４で送信することである．

上記の符号器２の構成を図２に示す．同図（ａ）は畳込み符号のように誤り訂正符号自体にインターリーブ機能が無い場合で，入力端子１−１から入力する情報ビット系列をチャネル符号器６で符号化後，インターリーバー７で符号化ビット系列の順番をランダム化して出力端子１８−１へ出力する．一方，同図（ｂ）はＬＤＰＣ（ＬｏｗＤｅｎｓｉｔｙＰａｒｉｔｙＣｈｅｃｋ）符号のように誤り訂正符号自体にインターリーブ機能を有する場合であり，チャネル符号器６で情報ビット系列を符号化し，符号化ビット系列をそのまま出力している．

また，上記の変調器３の構成を図３に示す．同図（ａ）はシングルキャリア伝送の場合であり，ディジタル変調器８は入力端子１−２から入力する符号化ビット系列を用いて変調信号を生成する．変調信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑは，周波数アップコンバーター９により搬送波周波数へ変換された後，増幅器１０で増幅され，変調波として出力端子１８−２へ出力される．一方，同図（ｂ）はＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のようなマルチキャリア伝送の場合である．まず，入力端子１−２から入力する符号化ビット系列はシリアル・パラレル変換５によりＮ（Ｎは２以上の整数）個の系列に分けられ，それぞれ対応するディジタル変調器８へ入力され，変調信号が生成される．Ｎ個の変調信号にＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）回路１１でＮ点のＩＦＦＴを行い，その結果，Ｎ点の時間領域信号を得る．ガードインターバル付加器１２は，このＮ点の時間領域信号の最後尾Ｇ（Ｇは１以上の整数）点を先頭にガードインターバルとして付加し，（Ｎ＋Ｇ）点の時間領域信号を生成する．これを周波数アップコンバーター９により搬送波周波数へ変換して増幅器１０で増幅したものを変調波として出力端子１８−２へ出力する．

次に，無線通信路を通った変調波を受信する受信機について述べる．受信信号から誤り訂正符号で符号化された情報ビットを検出する場合，最適な受信方式はＭＡＰ（ＭａｘｉｍｕｍＡＰｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）規範に基づくＭＡＰ受信である．しかしながら，このＭＡＰ受信は演算量が膨大になるため，演算量を大幅に削減できるＥＭ（ＥｘｐｅｃｔａｔｉｏｎＭａｘｉｍｉｚａｔｉｏｎ）アルゴリズム等の各種近似アルゴリズムが提案されている．ＥＭアルゴリズムを用いた受信方式は，通信路の伝送路推定と軟判定復号を繰り返し，近似的にＭＡＰ受信を実現する．

このＥＭアルゴリズムを用いた無線受信機は開示されており，その構成を図４に示す（例えば，非特許文献１参照．）．同図（ａ）は図１（ａ）の送信機に対応した受信機構成であり，同図（ｂ）は図１（ｂ）の送信機に対応したものである．まず，同図（ａ）の受信機構成においては，受信アンテナ１３からの受信波を入力として復調器１４がベースバンド信号である検波信号を抽出し出力する．ＭＡＰ検出器１５はこの検波信号と符号化ビットの軟判定情報を入力として，チャネル等化と伝送路推定を行い，符号化ビットの事前情報を出力する．ＭＡＰ復号器１６は，この事前情報を入力として誤り訂正符号の軟判定復号を行い，情報ビットの軟判定情報と符号化ビットの軟判定情報を出力する．ＭＡＰ検出器１５とＭＡＰ復号器１６はこれらの処理を繰り返し，硬判定器１７は最終的な情報ビットの軟判定情報を硬判定して情報ビットの判定を行い，判定値を出力端子１８−３へと出力する．一方，同図（ｂ）はＭＩＭＯ伝送の場合の無線受信機構成であり，同図（ｂ）と異なる点は，受信アンテナがＬ（Ｌは２以上の整数）本あり，各受信アンテナ１３で受信した受信波から復調器１４がベースバンド信号を抽出し，ベースバンド信号をパラレル・シリアル変換器１９によりパラレル・シリアル変換して検波信号としている点にある．

上記の復調器１４の構成を図５に示す．同図（ａ）は図３（ａ）に対応するシングルキャリア伝送の場合であり，同図（ｂ）は図３（ｂ）に対応するＯＦＤＭ伝送の場合である．同図（ａ）の復調器１４は，入力端子１−３から入力する受信波を増幅器１０で増幅した後，周波数ダウンコンバーター２０により搬送波周波数の信号からベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを抽出し，これらを検波信号として出力端子１８−４と１８−５へ出力する．一方，同図（ｂ）の復調器１４は同様に，受信波を増幅器１０で増幅した後，周波数ダウンコンバーター２０により搬送波周波数の信号からベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを抽出する．ガードインターバル除去回路２１はこれからガードインターバルに相当する部分を除去し，ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）回路２２によりＩＦＦＴの逆操作であるＦＦＴを行い，Ｎ点のサブキャリア信号を抽出する．サブキャリア信号はパラレル・シリアル変換器１９によりパラレル・シリアル変換され，検波信号として出力される．

また，上記のＭＡＰ復号器１６の構成を図６に示す．同図（ａ）は図２（ａ）の符号器に対応する構成であり，同図（ｂ）は図２（ｂ）の符号器に対応するものである．同図（ａ）のＭＡＰ復号器１６は，入力端子１−４から入力する符号化ビットの事前情報に対して，デインターリーバー２３によりインターリーブの逆操作を行い，軟判定復号器２４により誤り訂正符号の軟判定復号を行う．軟判定復号はＭＡＰ規範に基づくものであり，ＢＣＪＲアルゴリズムやその簡略化アルゴリズムであるＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰやＳＯＶＡ（ＳｏｆｔＯｕｔｐｕｔＶｉｔｅｒｂｉＡｌｇｏｒｉｔｈｍ）により，情報ビットの対数尤度比λ_ｉ（ｃ_ｍ）や符号化ビットの対数尤度比λ_ｅ（ｂ_ｍ）を求める（例えば，非特許文献２参照．）．なお，このλ_ｉ（ｃ_ｍ）とλ_ｅ（ｂ_ｍ）は，次式のように事後確率の比の対数として定義される．

ここで，ｃ_ｍは情報ビット，ｂ_ｍは符号化ビット，Ｙは検波信号の集合を表す，λ_ｉ（ｃ_ｍ）を情報ビットの軟判定情報として出力端子１８−６へ出力し，λ_ｅ（ｂ_ｍ）にインターリーブを行った後，事前情報を差し引いたものを符号化ビットの軟判定情報として出力端子１８−７へ出力する．一方，同図（ｂ）のＭＡＰ復号器１６は，入力信号である情報ビットの事前情報を直接用いて，軟判定復号器２４により誤り訂正符号の軟判定復号を行い，λ_ｉ（ｃ_ｍ）を情報ビットの軟判定情報として出力端子１８−６へ出力する．また，λ_ｅ（ｂ_ｍ）から事前情報を差し引いたものを符号化ビットの軟判定情報として出力端子１８−７へ出力する．

さらに，上記のＭＡＰ検出器１５の構成を図７に示す．繰り返し処理の初回，ブロックチャネル推定器２６は，入力端子１−５から入力する検波信号と，トレーニング信号メモリ２６が出力するトレーニング信号と，ＭＬ（ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）チャネル等化器２７が出力する符号化ビットの仮判定値を用いて伝送路推定を行い，通信路のインパルス応答の推定値とその共分散行列を出力する．また，ＭＬチャネル等化器２７は，このインパルス応答の推定値と，共分散行列と，検波信号とを用いて，ＭＬ規範に基づくチャネル等化を行い，符号化ビットの仮判定値を更新しつつ，符号化ビットの事前情報を切替回路３０へ出力する．具体的に述べると，マルチパス伝搬路である無線通信路によって生じた符号間干渉やストリーム間干渉を考慮して，符号化ビットの尤度（Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を求め，符号化ビットの対数尤度比を事前情報とする．繰り返し処理の２回目以降は，ＭＡＰ復号器１６が出力する符号化ビットの軟判定情報を用いることができ，ブロックチャネル推定器２６は，検波信号と，トレーニング信号と，ＭＡＰチャネル等化器２８が出力する符号化ビットの仮判定値に加えて，入力端子１−６から入力する符号化ビットの軟判定情報を硬判定することでデータ区間の信号が得られ，より高精度な伝送路推定を行うことができる．ＭＡＰチャネル等化器２８は，このインパルス応答の推定値，共分散行列，検波信号，及び符号化ビットの軟判定情報を用いて，ＭＡＰ規範に基づき符号化ビットの事後確率を求め，その対数尤度比を符号化ビットの事前情報として切替回路３０へ出力する．切替回路３０は，繰り返し処理の初回はＭＬチャネル等化器２７の出力を，２回目以降はＭＡＰチャネル等化器２８の出力を事前情報として出力端子１８−８へ出力する．

上述の符号化ビットの仮判定値は，ＥＭアルゴリズムによって更新される（例えば，非特許文献１参照．）．このＥＭアルゴリズムは，事後確率を最大にする符号化ビットを繰り返し処理により近似的に求める．具体的には，仮判定値を条件として事後確率を平均化し，これを最大にする符号化ビットを新たな仮判定値とする．この平均化処理に通信路のインパルス応答の推定値とその共分散行列が必要となる．なお，ＥＭアルゴリズムの繰り返しはＭＡＰ検出器１５とＭＡＰ復号器１６の繰り返し処理とは異なる．

また，上述のブロックチャネル推定器２６は，通信路のインパルス応答が時不変と仮定し，ブロック推定アルゴリズムを用いて伝送路推定を行っているため，インパルス応答の時間変動が無視できない場合，伝送路推定の推定精度が大幅に劣化し，十分な伝送特性が得られないという問題がある．さらに，ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅｄＥｒｒｏｒ）等のブロック推定を用いて伝送路推定を行っているため，演算量が膨大になってしまう．

Ｂ．Ｌｕ，Ｘ．Ｗａｎｇ，ａｎｄＫ．Ｒ．Ｎａｒａｙａｎａｎ，"ＬＤＰＣ−ＢａｓｅｄＳｐａｃｅ−ＴｉｍｅＣｏｄｅｄＯＦＤＭＳｙｓｔｅｍｓＯｖｅｒＣｏｒｒｅｌａｔｅｄＦａｄｉｎｇＣｈａｎｎｅｌｓ：ＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＲｅｃｅｉｖｅｒＤｅｓｉｇｎ，"ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．５０，ｎｏ．１，ｐｐ．７４−８８，Ｊａｎｕａｒｙ２００２．）．井坂元彦，今井秀樹，"Ｓｈａｎｎｏｎ限界への道標："ｐａｒａｌｌｅｌｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ（Ｔｕｒｂｏ）ｃｏｄｉｎｇ"，"Ｔｕｒｂｏ（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ）ｄｅｃｏｄｉｎｇ"とその周辺"，信学技報ＩＴ９８−５１，１９９８年１２月．

このように，従来のＥＭアルゴリズムを用いたＭＡＰ受信機においては，通信路のインパルス応答を時不変と仮定しているため，インパルス応答の時間変動が無視できない場合に，伝送路推定の推定精度が大幅に劣化し，十分な伝送特性が得られないという欠点があった．さらに，ＭＭＳＥ等のブロック推定を用いて伝送路推定を行っているため，演算量が膨大になるという問題があった．

本発明は，このような課題に鑑みてなされたものであり，インパルス応答の時間変動が無視できない場合に伝送特性の劣化を抑え，かつ演算量の削減を目的とする．

本発明によれば，上記目的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成される．即ち，本発明は，（ｉ）受信波を検波し検波信号を抽出する復調手段，（ｉｉ）検波信号と符号化ビットの軟判定情報を用いて，チャネル等化と伝送路推定を行い，符号化ビットの事前情報を求めるＭＡＰ検出手段，（ｉｉｉ）事前情報を用いて誤り訂正符号の軟判定復号を行い，情報ビットの軟判定情報と符号化ビットの軟判定情報を求めるＭＡＰ復号手段，（ｉｖ）情報ビットの軟判定情報を硬判定する硬判定手段から構成される．従来技術と異なる点は，ＭＡＰ検出手段の伝送路推定が，一定時間毎に通信路インパルス応答の推定値とその共分散行列を逐次更新することである．

本発明は，以下に記載されるような効果を奏する．
請求項１及び２記載の発明のＭＡＰ受信機によれば，通信路のインパルス応答の時間変動が無視できない場合に伝送特性の劣化を抑え，かつ演算量を削減できる．
請求項３記載の発明のＭＡＰ受信機によれば，上記の効果をＭＩＭＯ伝送用受信機でも得ることができる．
請求項４記載の発明のＭＡＰ受信機によれば，上記の効果をシングルキャリア伝送用受信機でも得ることができる．
請求項５記載の発明のＭＡＰ受信機によれば，上記の効果をＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送用受信機でも得ることができる．
請求項６記載の発明のＭＡＰ受信機によれば，上記の効果を畳込み符号のようなインターリーブ機能を有さない誤り訂正符号の場合でも得ることができる．
請求項７記載の発明のＭＡＰ受信機によれば，上記の効果をＬＤＰＣ符号のようなインターリーブ機能を有する誤り訂正符号の場合でも得ることができる．

以下，本発明を実施するための最良の形態について説明する．
本発明のＭＡＰ検出器１５の構成を図８に示す．これは，図７に示す従来のＭＡＰ検出器１５において，ブロックチャネル推定器２６を図９に示す逐次更新チャネル推定器３４に置き換えたものである．この動作について説明すると，まず，入力端子１−６から検波信号，入力端子１−７から既知のトレーニング信号，入力端子１−８から符号化ビットの軟判定情報を硬判定して得られるデータ信号，入力端子１−９及び入力端子１−１０からそれぞれＭＬチャネル等化器２７とＭＡＰチャネル等化器２８が出力する符号化ビットの仮判定値が入力する．これらを用いて更新差分推定回路３１−１はインパルス応答推定値の補正値を求め，更新差分推定回路３１−２は共分散行列の補正値を求める．これらの補正値を事前に推定したインパルス応答推定値及び共分散行列に加えて，新たな推定値及び共分散行列として出力端子１８−９並びに１８−１０へ出力する．ただし，共分散行列の場合には，補正値を加えた後に定数を乗算したものを最終的に出力端子１８−１０へ出力する．

以下具体的に，図４（ａ）に示す受信機構成において図５（ａ）に示す復調器１４を用いた場合を例に，数式を用いて説明する．なお，信号は全て，同相成分を実部，直交成分を虚部とする複素表示で表すものとする．
まず，復調器出力である検波信号は，変調のシンボル周期Ｔをサンプリング周期としてサンプリングされ，時刻ｉＴ（ｉはシンボル番号を表す整数）におけるサンプリング値をｙ（ｉ）とする．また，時刻ｉＴにおける変調の複素シンボルをａ（ｉ），通信路のインパルス応答を

と表すことができる．ここで，Ｄはインパルス応答の長さを表す正の整数，ｎ（ｉ）は時刻ｉＴ

検波信号ｙ（ｉ）をベクトル表示するため，次式で定めるＤ次元インパルス応答ベクトルｈ（ｉ）とＤ次元変調ベクトルａ（ｉ）を導入する。

なお^Ｈと^＊はそれぞれ，複素共役転置と複素共役を表す．これらのベクトルを用いると，ｙ（ｉ）は
ｙ（ｉ）＝ｈ^Ｈ（ｉ）ａ（ｉ）＋ｎ（ｉ）・・・数式６
と表すことができる．

Ｄ次元インパルス応答ベクトルｈ（ｉ）の推定，即ち伝送路推定は最小２乗法に基づいて行う．最小２乗法の評価関数Ｊ（ｉ）は

と定め，Ｊ（ｉ）を最小にするＤ次元ベクトルｈをｈ（ｉ）の推定値ｈ_ｅ（ｉ）とする．ここでλ_ＲＬＳは忘却係数と呼ばれるパラメータで，１以下の正の定数である．この値を適切に設定することにより，インパルス応答の時間変動に追従でき高精度の伝送路推定が可能となる．
ｈ（ｉ）の推定値ｈ_ｅ（ｉ）を求める逐次アルゴリズムとして，ＲＬＳ（ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズムが知られている（例えば，非特許文献３参照．）．ＲＬＳアルゴリズムによるｈ_ｅ（ｉ）の逐次更新式は次式の通りである．

ここでｋは０からｉまでの整数であり，ｐ（ｉ）はＤ×Ｄの共分散行列，Ｋ（ｉ）はＤ次元カルマンゲインベクトルである．また，ａ_ｅ（ｉ）は．数式５のａ（ｉ）においてａ（ｉ）をその推定値ａ_ｅ（ｉ）で置き換えたＤ次元ベクトルである．推定値ａ_ｅ（ｉ）は，符号化ビットの軟判定情報の硬判定値または仮判定値を用いて再変調により求める．なお，ｈ_ｅ（ｉ）の初期値ｈ_ｅ（０）とｐ（ｉ）の初期値ｐ（０）は
ｈ_ｅ（０）＝０・・・数式１１
ｐ（０）＝δ^−１Ｉ・・・数式１２
と設定する．上式において０はＤ次元零ベクトル，ＩはＤ×Ｄの単位行列，δは微小の正数である．
ＲＬＳアルゴリズムの簡略化としてＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）アルゴリズムが知られている（例えば，非特許文献３参照．）．ＬＭＳアルゴリズムによるｈ_ｅ（ｉ）の逐次更新式は次式の通りである．

ここでμはステップサイズと呼ばれる正の定数であり，この値を適切に設定することにより，インパルス応答の時間変動に追従でき高精度の伝送路推定が可能となる．なお，ｈ_ｅ（ｉ）の初期値ｈ_ｅ（０）はＲＬＳアルゴリズムと同様に数式１１を用いる．
図９の更新差分推定回路３１−１が出力するインパルス応答推定値の補正値は，ＲＬＳアルゴリズムの場合，数式９の右辺第２項であり，ＬＭＳアルゴリズムの場合，数式１３の右辺第２項である．また，更新差分推定回路３１−２が出力する共分散行列の補正値は，ＲＬＳアルゴリズムの場合，数式１０の右辺括弧内の第２項である．ＬＭＳアルゴリズムの場合，共分散行列を強制的にμＩとするための補正値となる．なお，同図の遅延回路３３−１と３３−２は推定値ｈ_ｅ（ｉ）及びｐ（ｉ）を１サンプリング周期分遅延させる．

一方，従来技術である図７のＭＡＰ検出器におけるブロックチャネル推定器２６は，ＭＭＳＥを用いて伝送路推定を行っており，このアルゴリズムについて以下数式を用いて説明する．
ＭＭＳＥは１バースト区間でｈ（ｉ）を一定とみなし，その推定値ｈ_ｅを
ｈ_ｅ＝ＰＶ・・・数式１４

と求める．ここで，ＮＢはバースト長，ＰはＤ×Ｄの共分散行列，ＶはＤ次元相互相関ベクトルである．
このようにＭＭＳＥは，通信路のインパルス応答を時不変と仮定しているため，インパルス応答の時間変動が無視できない場合に，伝送路推定の推定精度が大幅に劣化してしまう．さらに，ＭＭＳＥは，数式１５から明らかなように，逆行列演算を必要とするため，演算量が膨大になる．
これに対してＲＬＳやＬＭＳアルゴリズムは，忘却係数やステップサイズを適切に設定することにより，インパルス応答の時間変動に追従でき高精度の伝送路推定が可能となる．また，逆行列演算を必要としないため，ＭＭＳＥに較べて大幅に演算量を削減できる．

なお，上記のＲＬＳやＬＭＳアルゴリズム以外にも，次式で定める評価関数Ｊ’（ｉ）に基づくアルゴリズムも適用できる．

このアルゴリズムは，Ｊ’（ｉ）を最小にするＤ次元ベクトルｈをｈ（ｉ）の推定値ｈ_ｅ（ｉ）とする．数式７の評価関数と異なり，ｉＴ以外の全ての検波信号の情報を用いるため，推定精度が格段に向上することが期待できる．このアルゴリズムの逐次更新式もＲＬＳやＬＭＳアルゴリズムと同様の形式となり，図９の逐次更新チャネル推定器３４で実現できる．

なお，本発明は上述の発明を実施するための最良の形態に限らず本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである．

ＳｉｍｏｎＨａｙｋｉｎ，ＡｄａｐｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒＴｈｅｏｒｙＴｈｉｒｄＥｄｉｔｉｏｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版，１９９６年．

従来の無線送信機のブロック構成図である．同図（ａ）はＭＩＭＯ伝送を行わない場合，同図（ｂ）はＭＩＭＯ伝送を行う場合のブロック構成図である．図１の符号器２のブロック構成図である．同図（ａ）はインターリーブ機能の無い誤り訂正符号の場合，同図（ｂ）はインターリーブ機能を有する誤り訂正符号の場合のブロック構成図である．図１の変調器３のブロック構成図である．同図（ａ）はシングルキャリア伝送の場合，同図（ｂ）はマルチキャリア伝送の場合のブロック構成図である．従来の無線受信機のブロック構成図である．同図（ａ）はＭＩＭＯ伝送を行わない場合，同図（ｂ）はＭＩＭＯ伝送を行う場合のブロック構成図である．図４の復調器１４のブロック構成図である．同図（ａ）はシングルキャリア伝送の場合，同図（ｂ）はマルチキャリア伝送の場合のブロック構成図である．図４のＭＡＰ復号器１６のブロック構成図である．同図（ａ）はインターリーブ機能の無い誤り訂正符号の場合，同図（ｂ）はインターリーブ機能を有する誤り訂正符号の場合のブロック構成図である．図４の従来のＭＡＰ検出器１５のブロック構成図である．本発明によるＭＡＰ検出器１５のブロック構成図である．図８の逐次更新チャネル推定器３４のブロック構成図である．

符号の説明

１入力端子，２符号器，３変調器，４送信アンテナ，５シリアル・パラレル変換器，６チャネル符号器，７インターリーバー，８ディジタル変調器，９周波数アップコンバーター，１０増幅器，１１ＩＦＦＴ回路，１２ガードインターバル付加器，１３受信アンテナ，１４復調器，１５ＭＡＰ検出器，１６ＭＡＰ復号器，１７硬判定器，１８出力端子，１９パラレル・シリアル変換器，２０周波数ダウンコンバーター，２１ガードインターバル除去回路，２２ＦＦＴ回路，２３デインターリーバー，２４軟判定復号器，２５減算器，２６ブロックチャネル推定器，２７ＭＬチャネル等化器，２８ＭＡＰチャネル等化器，２９トレーニング信号メモリ，３０切替回路，３１更新差分推定回路，３２加算器，３３遅延回路，３４逐次更新チャネル推定器，３５乗算器

Claims

受信アンテナからの受信波を検波し，検波信号を出力する復調器と，
上記検波信号と符号化ビットの軟判定情報を入力として，チャネル等化と伝送路推定を行い，符号化ビットの事前情報を出力するＭＡＰ検出器と，
上記符号化ビットの事前情報を入力として，誤り訂正符号の軟判定復号を行い，情報ビットの軟判定情報と上記符号化ビットの軟判定情報を出力するＭＡＰ復号器と，
上記情報ビットの軟判定情報を入力として硬判定を行い，情報ビットの判定値を出力する硬判定器から構成されるＭＡＰ受信機において，
上記ＭＡＰ検出器と上記ＭＡＰ復号器は繰り返し動作を行い，上記ＭＡＰ検出器の伝送路推定は，上記検波信号と既知のトレーニング信号と上記符号化ビットの軟判定情報とを用いて，一定時間毎に通信路インパルス応答の推定値とその共分散行列を逐次更新し、
更に、上記ＭＡＰ検出器は，繰り返し処理の初回，上記検波信号と上記トレーニング信号と符号化ビットの仮判定値を用いて上記伝送路推定を行い，さらに上記通信路インパルス応答の推定値と上記共分散行列と上記検波信号とを用いてチャネル等化を行い，上記符号化ビットの仮判定値を更新するともに上記符号化ビットの事前情報を出力し、繰り返し処理の２回目以降は，上記検波信号と上記トレーニング信号と上記符号化ビットの仮判定値と上記符号化ビットの軟判定情報の硬判定値とを用いて上記伝送路推定を行い，さらに上記通信路インパルス応答の推定値と上記共分散行列と上記検波信号と上記符号化ビットの軟判定情報とを用いてチャネル等化を行い，上記符号化ビットの仮判定値を更新するともに上記符号化ビットの事前情報を出力することを特徴とするＭＡＰ受信機。
上記復調器は，複数の受信アンテナからの受信波を用いて検波を行うことを特徴とする請求項１に記載のＭＡＰ受信機。
上記復調器は，上記受信波を周波数ダウンコンバートしてベースバンド信号へ変換し，上記検波信号として出力することを特徴とする請求項１又は２に記載のＭＡＰ受信機。
上記復調器は，上記受信波を周波数ダウンコンバートしてベースバンド信号へ変換し，ガードインターバルに相当するベースバンド信号を除去後，ＦＦＴ演算により各サブキャリア信号成分を抽出し，上記検波信号として出力することを特徴とする請求項１又は２に記載のＭＡＰ受信機。
上記ＭＡＰ復号器は，インターリーブの逆操作を施された上記符号化ビットの事前情報を用いて上記誤り訂正符号の軟判定復号を行い，上記情報ビットの軟判定情報を出力し，さらに更新した上記符号化ビットの軟判定情報にインターリーブを行った後，上記符号化ビットの事前情報を減算し上記符号化ビットの軟判定情報として出力することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のＭＡＰ受信機。
上記ＭＡＰ復号器は，上記符号化ビットの事前情報を用いて上記誤り訂正符号の軟判定復号を行い，上記情報ビットの軟判定情報を出力し，さらに更新した上記符号化ビットの軟判定情報から上記符号化ビットの事前情報を減算し上記符号化ビットの軟判定情報として出力することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のＭＡＰ受信機。