JP6097609B2

JP6097609B2 - 受信機および受信方法

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Publication number: JP6097609B2
Application number: JP2013058999A
Authority: JP
Inventors: 松本　知子; 知子松本; 養幸畑川; 小西　聡; 聡小西; 泰洋高野; 松本　正; 正松本; アンワルコイルー
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 2013-03-21
Filing date: 2013-03-21
Publication date: 2017-03-15
Anticipated expiration: 2033-03-21
Also published as: JP2014187418A

Description

本発明は、シングルキャリア周波数分割多元接続（SC-FDMA：Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access）方式の無線通信システムにおける受信機および受信方法に関する。

従来、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機に適用される周波数領域等化技術の検討が行われている。一般的に、受信機で周波数領域等化が行われることを前提とするフレームフォーマットでは、周波数領域等化の処理対象となるデータブロックの直前に、サイクリックプレフィクス（CP：Cyclic Prefix）が付与される。ＣＰの利用は、受信機の演算量を削減できる一方で、周波数利用効率の低下を招く問題がある。

例えば、非特許文献１には、ＣＰの代わりに既知信号（例えば、トレーニング信号）を伝送する技術が開示されている。非特許文献１に記載される従来技術１では、図９に示されるように、送信信号は、データ信号ブロックＤａｔａとトレーニング信号ブロックＴＳが連続する構成である。受信機は、送信信号がマルチパスの影響を受けた無線信号を受信する。受信機では、受信信号に対して、データ信号ブロックＤａｔａとトレーニング信号ブロックＴＳを合計したシンボル長で離散フーリエ変換（DFT：Discrete Fourier Ttransform）を行う。これにより、１つ前のブロックが現在のブロックに対するＣＰの役割を果たし、ＣＰを用いる場合と同様に周波数領域等化を行うことができる。この従来技術１では、トレーニング信号ブロックＴＳの長さを、マルチパスの最大遅延時間の２倍以上の長さに設定することにより、データ信号ブロックＤａｔａからの干渉を生じることなく、チャネル推定を行うことが可能である。

また、特許文献１には、ＣＰを伝送しないことにより、電力効率および周波数利用効率の低下を防止するための技術が開示されている。特許文献１に記載される従来技術２では、ＣＰを有さない受信信号に対してＪ行列を乗算することにより受信信号に擬似的な巡回性を持たせて周波数領域等化を行う。また、従来技術２では、ＣＰを伝送しないことにより生じるブロック間干渉（IBI：Inter-Block Interference）を、周波数領域ターボ等化を行うことにより効率的に除去している。

特開２０１２−７０１９６号公報

L. Deneire, "Training Sequence versus Cyclic Prefix-A New Look on Single Carrier Communication," IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 7, July 2001.

しかし、上述した従来技術１では、ＩＢＩの影響を受けることなくチャネル推定を行うためには、トレーニング信号ブロックＴＳの直後にガードインターバル（GI：Guard Interval）を挿入したり、又は、トレーニング信号ブロックＴＳの長さをマルチパスの最大遅延時間の２倍以上に設定したりする必要がある。周波数利用効率の観点からは、ＧＩを挿入せず、またトレーニング信号ブロックＴＳの長さは短い方が好ましい。但し、トレーニング信号ブロックＴＳの長さをマルチパスの最大遅延時間の２倍未満に設定すると、チャネル推定の精度が劣化する。

また、従来技術１では、ＩＢＩの影響を除去するために、データ信号ブロックＤａｔａとトレーニング信号ブロックＴＳから構成されるフレームが連続する送信信号において、全てのフレームで同じトレーニング信号が必要である。これは、図１０においてＩＢＩ成分ａとＩＢＩ成分ｂとが同じである場合にのみ、歪なくＤＦＴを行うことができるからである。そのため、ある一定の間隔で同期信号を送信する場合や、プリコーディングを用いるＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）伝送においてトレーニング信号にもプリコーディング処理を施す場合などでは、ブロック毎に異なるトレーニング信号を使用するので適用困難である。

上述した従来技術２では、受信信号に対してＪ行列を乗算する際に乗算後の受信信号の雑音電力を増幅させてしまうため、ＣＰを付加する場合に比して、周波数領域等化後の信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が劣化してしまう。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックの長さをマルチパスの最大遅延時間まで短縮可能であり、また、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できる受信機および受信方法を提供することを課題とする。

本発明は、受信信号に対してＪ行列を乗算する際に増幅される受信信号の雑音電力を抑制できる受信機および受信方法を提供することを課題とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係る受信機は、データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部と、前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定部と、前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る受信機において、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号は、当該干渉除去既知信号の元の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号であることを特徴とする。

本発明に係る受信機においては、前記受信信号からデータ信号部分を分離する分離部と、Ｊ行列を用いて前記データ信号部分に巡回性を持たせる変換を行う変換部と、を備え、前記周波数領域等化部は、前記変換された信号に対して前記周波数領域等化を行う、ことを特徴とする。

本発明に係る受信機においては、前記復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の送信信号に対応するレプリカ信号である送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成部を備え、前記チャネル推定部は、前記送信信号レプリカに基づいて前記チャネル推定の結果をアップデートする処理を行い、前記周波数領域等化部は、前記送信信号レプリカと前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う、ことを特徴とする。

本発明に係る受信機は、連続するデータ信号から構成される送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、前記受信信号の復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の受信信号に対応するソフトレプリカ信号を生成するソフトレプリカ信号生成部と、Ｊ行列を用いて前記無線信号の受信信号に巡回性を持たせる変換を行う変換部と、前記ソフトレプリカ信号に基づいてチャネル推定の結果をアップデートするチャネル推定部と、前記変換された信号に対して、前記ソフトレプリカ信号と前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う周波数領域等化部と、を備え、前記変換部は、前記データ信号の受信信号に足す信号として当該受信信号および前記ソフトレプリカ信号を用い、前記データ信号の受信信号と前記ソフトレプリカ信号との差が小さいほど前記ソフトレプリカ信号を足す割合を増やす、ことを特徴とする。

本発明に係る受信方法は、データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定ステップと、前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化ステップと、を含むことを特徴とする。

本発明に係る受信方法は、連続するデータ信号から構成される送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、前記受信信号の復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の受信信号に対応するソフトレプリカ信号を生成するソフトレプリカ信号生成ステップと、Ｊ行列を用いて前記無線信号の受信信号に巡回性を持たせる変換を行う変換ステップと、前記ソフトレプリカ信号に基づいてチャネル推定の結果をアップデートするチャネル推定ステップと、前記変換された信号に対して、前記ソフトレプリカ信号と前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う周波数領域等化ステップと、含み、前記変換ステップは、前記データ信号の受信信号に足す信号として当該受信信号および前記ソフトレプリカ信号を用い、前記データ信号の受信信号と前記ソフトレプリカ信号との差が小さいほど前記ソフトレプリカ信号を足す割合を増やす、ことを特徴とする。

本発明によれば、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックの長さをマルチパスの最大遅延時間まで短縮可能であり、また、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できるという効果が得られる。

本発明によれば、受信信号に対してＪ行列を乗算する際に増幅される受信信号の雑音電力を抑制できるという効果が得られる。

本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機１００の構成を示すブロック図である。本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機１の構成を示すブロック図である。本発明の第１実施形態に係る離散フーリエ変換（ＤＦＴ）区間を説明するための説明図である。本発明の第２実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機２の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機４００の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機３の構成を示すブロック図である。本発明の第３実施形態に係る送信信号の構成を説明するための説明図である。本発明の第３実施形態に係る受信信号の構成を説明するための説明図である。本発明の第１、２実施形態に係る送信信号の構成を説明するための説明図である。従来技術１に係る離散フーリエ変換（ＤＦＴ）区間を説明するための説明図である。

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機１００の構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機１の構成を示すブロック図である。

図１の送信機１００において、誤り訂正符号化部１０１はデータ信号ｂ（ｉ）を誤り訂正符号化し、誤り訂正符号化結果である符号化信号ｃ（ｉ）を出力する。インタリーバ１０２は、符号化信号ｃ（ｉ）をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号ｃ（ｋ）を出力する（ｋ＝Π（ｉ）、Π（ｉ）はｉをｋに変換するインタリーブ関数、ｉ及びｋはビット位置を表す）。変調部１０３は、インタリーブ信号ｃ（ｋ）を変調し、変調結果であるデータ信号ブロックＤａｔａを出力する。データ信号ブロックＤａｔａは、Ｎｄ個の変調シンボルをまとめたブロックとして構成される。

トレーニング信号生成部１０４は、トレーニング信号ブロックＴＳを出力する。トレーニング信号ブロックＴＳの長さはＮｔである。Ｎｔは、マルチパスの最大遅延時間Ｌ以上に設定される。合成部１０５は、データ信号ブロックＤａｔａに対してトレーニング信号ブロックＴＳを付加し、付加後の信号である送信信号を出力する。この送信信号は図９の構成と同様である。送信信号はアンテナ１０６から無線送信される。時刻ｌの要素ｘ（ｋ_ｓ；ｌ）から成る送信信号Ｘ（ｌ）は「ｙ（ｌ）＝Ｘ（ｌ）ｈ（ｌ）＋ｚ」として受信機に到達する。ｈ（ｌ）はチャネル応答行列、ｚは雑音成分である。

図２の受信機１は、送信機１００から送信された無線信号をアンテナ１０により受信する。分離部１１は、アンテナ１０で受信された受信信号ｙから、データ信号部分２０１とトレーニング信号部分２０２とを分離する。データ信号部分２０１は変換部１２に入力される。トレーニング信号部分２０２はチャネル推定部２０に入力される。

変換部１２は、Ｊ行列を用いてデータ信号部分２０１に巡回性を持たせる変換を行い、変換結果である変換信号２０３を出力する。Ｊ行列は式（１）で表される。

但し、Ｎｄは、一データ信号ブロックＤａｔａに含まれる変調シンボルの個数である。Ｌは、マルチパスの最大遅延時間である。Ｉ_ＮはＮ行Ｎ列の単位行列である。Ｏ_ＭはＭ行Ｍ列の零行列である。

変換部１２は、データ信号部分２０１の先頭サンプルから「Ｎｄ＋Ｌ」の長さまでのサンプルに対して、Ｊ行列を乗算する。これにより、データ信号部分２０１に対して擬似的な巡回性を持たせることができる。

高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１３は、変換信号２０３に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号２０４を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。

周波数領域等化部（ＦＤＥ）１４は、高速フーリエ変換信号２０４とチャネル推定信号２１１の高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号２１２とを用いて周波数領域等化を行い、周波数領域等化結果である周波数領域等化信号２０５を出力する。周波数領域等化部１４は、高速フーリエ変換信号２０４を高速フーリエ変換信号２１２で除算することにより、周波数領域等化を行う。

逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１５は、周波数領域等化信号２０５に対して逆高速フーリエ変換を行い、逆高速フーリエ変換結果である逆高速フーリエ変換信号２０６を出力する。これにより、周波数領域等化信号２０５は時間領域信号に変換される。

復調部１６は、逆高速フーリエ変換信号２０６を用いて復調を行い、復調結果である復調信号２０７を出力する。デインタリーバ１７は、復調信号２０７をデインタリーブし、デインタリーブ結果であるデインタリーブ信号２０８を出力する。復号化部１８は、デインタリーブ信号２０８を用いて復号化を行い、復号化結果である復号化信号２０９を出力する。復号化信号２０９は、データ信号ｂ（ｉ）に対応する。

レプリカ信号生成部１９は、復号化信号２０９およびトレーニング信号とチャネル推定信号２１１を用いてレプリカ信号２１０を生成する。トレーニング信号は、送信機１と共通の既知信号であり、予め受信機１に設定される。チャネル推定信号２１１は、復号化信号２０９を得る段階で用いられたものである。レプリカ信号の生成では、復号化信号２０９およびトレーニング信号に対して、送信機１と同じ誤り訂正符号化、インタリーブおよび変調を行う。次いで、変調結果であるデータ信号ブロックおよびトレーニング信号ブロックに対してチャネル推定信号２１１を乗算し、乗算結果であるレプリカ信号２１０を出力する。

チャネル推定部２０は、トレーニング信号部分２０２を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定結果であるチャネル推定信号２１１を出力する。このとき、一つ前のデータ信号部分２０１に対応するレプリカ信号２１０が有る場合には、チャネル推定部２０は、今回のトレーニング信号部分２０２から当該レプリカ信号２１０を除去した信号を用いてチャネル推定を行う。これにより、今回のトレーニング信号部分２０２は一つ前のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を受けているが、このＩＢＩの影響を除去してからチャネル推定を行うことができる。これにより、第１実施形態によれば、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔをマルチパスの最大遅延時間Ｌまで短縮できる。

なお、時間領域でのチャネル推定アルゴリズムとしては、ＬＳ（Least Square）技法や、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）技法などが利用可能である。

チャネル推定部２０は、時間領域で推定された長さＬのチャネルインパルス応答に対してゼロパディング（Zero Padding）を行うことにより、長さＮｄのチャネル推定信号２１１を生成する。

高速フーリエ変換部２１は、チャネル推定信号２１１に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号２１２を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。

上述した第１実施形態によれば、トレーニング信号部分２０２から、一つ前のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を除去して、チャネル推定を行うことにより、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔをマルチパスの最大遅延時間Ｌまで短縮できる。

また、上述した第１実施形態によれば、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できる。この理由は以下の２点である。
（１）周波数領域等化部１４による周波数領域等化によって、トレーニング信号がデータ信号に与える干渉を除去することができるからである。
（２）図３に示されるように、本実施形態では、ＦＦＴ対象区間は、データ信号部分２０１のみであり、トレーニング信号部分２０２を含まないためである。また、これにより、従来技術１に比して周波数領域等化とＦＦＴおよびＩＦＦＴの演算量を削減できる。

なお、トレーニング信号は、既知信号の一例であり、予め受信機１に設定される。また、既知信号は、トレーニング信号に限定されず、送信機１００と受信機１の両方に共通の信号であればよい。

また、上述した実施形態では時間領域でチャネル推定を行うが、周波数領域でチャネル推定を行ってもよい。周波数領域でチャネル推定を行う場合には、トレーニング信号部分２０２の先頭サンプルから「Ｎｔ＋Ｌ」の長さまでのサンプルに対して、式（２）で表されるＪ行列を乗算する。これにより、トレーニング信号部分２０２に対して擬似的な巡回性を持たせた上でＦＦＴを行って周波数領域に変換してから、チャネル推定を行う。

また、上述した第１実施形態によれば、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔは、マルチパスの最大遅延時間Ｌ以上に任意に設定可能である。これにより、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔを、無線伝搬路の環境に応じて変化させることができる。例えば、マルチパス遅延の大きい環境ではＮｔを長く設定し、マルチパス遅延の小さい環境ではＮｔを短く設定することにより、不要なオーバーヘッドを除去することができる。マルチパス遅延長は、時間領域におけるチャネル推定結果を用いて、遅延が所定の閾値を越えるパスに関する最大遅延長として求めることができる。なお、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔを動的に変化させる場合には、Ｎｔを送信機１００と受信機１の両方に共通に設定するように構成する。

また、上述した第１実施形態に係る受信機１（ＣＰなしでもよい）と、ＣＰが必要な受信機とを混在させる場合には、送信機と受信機の間でＣＰを付加するか否かを事前に取り決めるようにすればよい。

また、受信側で要求される通信速度が高くない場合には、送信機がＣＰまたはＧＩを付加して送信するようにしてもよい。この場合、本実施形態に係る受信機１に対して、ＣＰまたはＧＩの付加に応じてＣＰまたはＧＩを利用する従来構成に切り替える機能を設ける。これにより、ＣＰまたはＧＩが付加される場合には、ＩＢＩの除去を行う必要がなくなるので、該ＩＢＩの除去にかかる演算量を削減できる。

［第２実施形態］
第２実施形態は第１実施形態の変形例である。第２実施形態では周波数領域ターボ等化を行う。図４は、本発明の第２実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機２の構成を示すブロック図である。図４において図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。第２実施形態に係る送信機は、図１に示す第１実施形態の送信機１００と同じである。

図４において、復号化部１８は、デインタリーブ信号２０８を用いた復号化における外部値信号３０１を出力する。加減算部３３は外部値信号３０１からデインタリーブ信号２０８を減算し、減算結果である減算信号３０２を出力する。インタリーバ３４は、減算信号３０２をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号３０３を出力する。

変調部３５は、インタリーブ信号３０３に対して、送信機１と同じ変調を行い、変調結果である「送信信号に対応するレプリカ信号（送信信号レプリカ）３０４」を出力する。

チャネル推定部３２は、トレーニング信号部分２０２を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定結果であるチャネル推定信号２１１を出力する。このとき、レプリカ信号２１０を用いて一つ前のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を除去する動作は、上述した第１実施形態と同じである。さらに、チャネル推定部３２は、送信信号レプリカ３０４およびデータ信号部分２０１を用いて、チャネル推定信号２１１をアップデートする処理を行う。チャネル推定部３２は、送信信号レプリカ３０４が入力される度に、チャネル推定信号２１１をアップデートする処理を行う。送信信号レプリカ３０４を用いたアップデート処理によって、一つ後のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を除去することができる。これにより、本実施形態によれば、チャネル推定の精度をさらに向上させることができる。

高速フーリエ変換部３６は、送信信号レプリカ３０４に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号３０５を出力する。

ターボ等化部（ＴＥＱ）３１は、高速フーリエ変換信号２０４と高速フーリエ変換信号２１２を用いて周波数領域等化を行う。この周波数領域等化の動作は上述した第１実施形態と同じである。さらに、ターボ等化部３１は、高速フーリエ変換信号３０５を用いて「Inter-Symbol Interference（ＩＳＩ）」の干渉キャンセルを行う。周波数領域ターボ等化では、一つの高速フーリエ変換信号２０４に対して、周波数領域等化および干渉キャンセルに係る一連の動作を、所定の条件を満たすまで繰り返す。

本実施形態によれば、第１実施形態と同様に、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔをマルチパスの最大遅延時間Ｌまで短縮でき、且つ、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できる。

［第３実施形態］
図５は、本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機４００の構成を示すブロック図である。図６は、本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機３の構成を示すブロック図である。

図５の送信機４００において、誤り訂正符号化部４０１はデータ信号４１０を誤り訂正符号化し、誤り訂正符号化結果である符号化信号４１１を出力する。インタリーバ４０２は、符号化信号４１１をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号４１２を出力する。変調部４０３は、インタリーブ信号４１２を変調し、変調結果であるデータ信号ブロック４１３を出力する。データ信号ブロック４１３は、Ｎｄ個の変調シンボルをまとめたブロックとして構成される。データ信号ブロック４１３は、送信信号としてアンテナ４０４から無線送信される。図７に示されるように、送信信号は、データ信号ブロック４１３（Data）が連続する構成である。

図６の受信機３は、送信機４００から送信された無線信号をアンテナ５０により受信する。アンテナ５０で受信された受信信号は、変換部５１とチャネル推定部６１に入力される。

アンテナ５０で受信された受信信号（図８参照）におけるデータ信号ブロック（Data）の先頭サンプルから「Ｎｄ＋Ｌ」の長さまでのサンプルを受信信号ｙ_ｄと定義する。変換部５１は、Ｊ行列を用いて受信信号ｙ_ｄに巡回性を持たせる変換を行い、変換結果である変換信号ｒ_ｄを出力する。変換信号ｒ_ｄは、式（３）により算出される。式（３）中の重み係数βは、式（４）により算出される。

但し、Ｎｄは、一データ信号ブロック４１３に含まれる変調シンボルの個数である。Ｌは、マルチパスの最大遅延時間である。Ｉ_ＮはＮ行Ｎ列の単位行列である。Ｏ_ＭはＭ行Ｍ列の零行列である。σ^２ _ｎは雑音電力である。雑音電力σ^２ _ｎは、既知のリファレンスシグナルを用いて推定される。本実施形態では、チャネル推定部６１が雑音電力σ^２ _ｎを推定した結果である雑音電力信号５１２を利用する。ｙ＾_ｄはソフトレプリカ信号である。

重み係数βの算出の式（４）の分母は、受信信号ｙ_ｄとソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄとの差分の電力値を表す。重み係数βは０から１までの範囲の値である。ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄはソフトレプリカ信号生成部６０により算出される。ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄが未だ算出されていない段階での初回の変換信号ｒ_ｄの算出では、ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄを０に設定する、又は、重み係数βの初期値として０を設定する。

変換部５１は、ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄが入力される度に、重み係数βを更新して変換信号ｒ_ｄを算出する。この変換信号算出に係る一連の動作は、所定の条件を満たすまで繰り返される。

なお、重み係数βは上記式（４）に限定されない。重み係数βは、受信信号ｙ_ｄとソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄとの差が小さいほど大きい値になるように設定されればよい。つまり、変換信号ｒ_ｄは、受信信号ｙ_ｄとソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄとの差が小さいほどソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄが多く足されるように変換される。これにより、周波数領域ターボ等化における繰り返し動作が進むにつれて受信信号ｙ_ｄとソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄとの差が小さくなると、変換信号ｒ_ｄには受信信号ｙ_ｄが足されなくなるので、変換信号ｒ_ｄに対して受信信号ｙ_ｄの雑音電力が増幅されることを抑制できる。

高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）５２は、変換信号ｒ_ｄに対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５０１を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。

ターボ等化部（ＴＥＱ）５３は、高速フーリエ変換信号５０１とチャネル推定信号５０９の高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１０とソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄの高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１１とを用いて、周波数領域ターボ等化を行い、周波数領域ターボ等化結果である周波数領域等化信号５０２を出力する。

逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）５４は、周波数領域等化信号５０２に対して逆高速フーリエ変換を行い、逆高速フーリエ変換結果である逆高速フーリエ変換信号５０３を出力する。これにより、周波数領域等化信号５０２は時間領域信号に変換される。

復調部５５は、逆高速フーリエ変換信号５０３を用いて復調を行い、復調結果である復調信号５０４を出力する。デインタリーバ５６は、復調信号５０４をデインタリーブし、デインタリーブ結果であるデインタリーブ信号５０５を出力する。復号化部５７は、デインタリーブ信号５０５を用いて復号化を行う。復号化部５７は、デインタリーブ信号５０５を用いた復号化における外部値信号５０６を出力する。加減算部５８は外部値信号５０６からデインタリーブ信号５０５を減算し、減算結果である減算信号５０７を出力する。インタリーバ５９は、減算信号５０７をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号５０８を出力する。

ソフトレプリカ信号生成部６０は、インタリーブ信号５０８とチャネル推定信号５０９を用いてソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄを生成する。ソフトレプリカ信号の生成では、インタリーブ信号５０８に対して、送信機１と同じ変調を行う。次いで、変調結果であるデータ信号ブロックに対してチャネル推定信号５０９を乗算し、乗算結果であるソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄを出力する。

チャネル推定部６１は、アンテナ５０で受信された受信信号に含まれるトレーニング信号およびソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄを用いてチャネル推定を行い、チャネル推定結果であるチャネル推定信号５０９を出力する。ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄはチャネル推定信号５０９のアップデートのために用いられる。チャネル推定部６１は、ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄが入力される度に、チャネル推定信号５０９をアップデートする処理を行う。

チャネル推定部６１は、時間領域で推定された長さＬのチャネルインパルス応答に対してゼロパディングを行うことにより、チャネル推定信号５０９を生成する。

高速フーリエ変換部６２は、チャネル推定信号５０９に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１０を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。

高速フーリエ変換部６３は、ソフトレプリカ信号ｙ＾_ｄに対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１１を出力する。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

１，２，３…受信機、１１…分離部、１２，５１…変換部、１３，２１，３６，６２…高速フーリエ変換部、１４…周波数領域等化部、１５，５４…逆高速フーリエ変換部、１６，５５…復調部、１７，５６…デインタリーバ、１８，５７…復号化部、１９…レプリカ信号生成部、２０，３２，６１…チャネル推定部、３１，５３…ターボ等化部、３３…加減算部（送信信号レプリカ生成部）、３４…インタリーバ（送信信号レプリカ生成部）、３５…変調部（送信信号レプリカ生成部）、５８…加減算部、５９…インタリーバ、６０…ソフトレプリカ信号生成部

Claims

データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、
前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部と、
前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記復号化信号を使用して前記レプリカ信号生成部が生成した前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定部と、
前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
を備えたことを特徴とする受信機。
前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号は、当該干渉除去既知信号の元の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記復号化信号を使用して前記レプリカ信号生成部が生成した前記レプリカ信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の送信信号に対応するレプリカ信号である送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成部を備え、
前記チャネル推定部は、前記送信信号レプリカに基づいて前記チャネル推定の結果をアップデートする処理を行い、
前記周波数領域等化部は、前記送信信号レプリカと前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う、
ことを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項に記載の受信機。
データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、
前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、
前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記復号化信号を使用して前記レプリカ信号生成ステップで生成された前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定ステップと、
前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。