KR100651446B1

KR100651446B1 - 시공간 블록 부호화 기법을 사용하는직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 채널 추정 및주기적 프리픽스 재생성 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100651446B1
Application number: KR1020050005152A
Authority: KR
Inventors: 권종형; 김응선; 이종혁; 임기홍; 원희철
Original assignee: 삼성전자주식회사; 학교법인 포항공과대학교
Priority date: 2005-01-19
Filing date: 2005-01-19
Publication date: 2007-02-28
Also published as: US20060159196A1; US7586992B2; KR20060084324A

Abstract

본 발명은 시공간 블록 부호화(STBC : Space-Time Block Code) 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 채널 추정 및 주기적 프리픽스 재생성 장치 및 방법에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명의 실시 예에서는 채널 충격 응답 길이보다 짧은 주기적 프리픽스를 전송하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템 또는 주기적 프리픽스를 전송하지 않는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 채널 추정 기법을 제안한다. 그리고 시공간 블록 부호화 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 테일 제거 과정과 순환 복구 과정을 통한 주기적 프리픽스 재 생성 방법을 제안한다. 한편 본 발명에서는 상기 주기적 프리픽스 재생성 방법을 제안함에 있어, 수신장치의 복잡도를 최소화 하기 위한 방안을 동시에 고려하도록 할 것이다. 마지막으로 본 발명의 실시 예로써 제안하는 채널 추정 기법을 본 발명에서 제안하는 주기적 프리픽스 재생성 방안을 결합시키는 기술을 제안한다.

OFDM, STBC, RISIC, 채널 추정, CP 재생성, tail cancellation, cyclic restoration

Description

시공간 블록 부호화 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 채널 추정 및 주기적 프리픽스 재생성 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL AND RECONSTRUCTING CYCLIC PREFIX IN A OFDM SYSTEM USING SPACE-TIME BLOCK CODE}

도 1은 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 전송되는 프레임의 구조를 보이고 있는 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템의 수신기에서 채널 추정 장치의 구성을 보이고 있는 도면.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정을 수행하는 RISIC 기법의 제어 흐름을 보이고 있는 도면.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 주기적 프리픽스 재 생성 방법을 적용하기 위한 시공간 블록 부호화 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 송/수신 신호를 개념적으로 보이고 있는 도면.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 시공간 블록 부호화 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 주기적 프리픽스 재 생성을 위한 제어 흐름을 보이고 있는 도면.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 주기적 프리픽스 재 생성 방법과 채널 추정 방법을 결합하여 구현하기 위한 제어 흐름을 보이고 있는 도면.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 주기적 프리픽스 재 생성과 채널 추정을 위한 복잡도를 최소화하는 시공간 블록 부호화 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템의 수신장치의 구조를 보이고 있는 도면.

도 8은 정규화된 도플러 주파수 0.01에서의 프레임 당 심볼 에러 비율 성능을 보이고 있는 도면.

도 9는 TU (typical urban) 채널을 사용할 시 본 발명의 실시 예에서 제안하는 주기적 프리픽스 재생성 방법의 성능을 보이고 있는 도면.

본 발명은 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 채널 추정 및 주기적 프리픽스 재생성 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 시공간 블록 부호화(STBC : Space-Time Block Code) 기법을 사용하는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 채널 추정 및 주기적 프리픽스 재생성 장치 및 방법에 관한 것이다.

오늘날 이동통신시스템은 초기의 음성 위주의 서비스에서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 제공을 위한 고속, 고품질의 이동통신시스템으로 발전하고 있다. 이러한 고속, 고품질의 데이터 서비스를 위해서는 자원 사용 효율이 뛰 어난 직교주파수다중화(Orthogonal Frequency Division Duplexing, 이하 "OFDM"이라 칭함) 방식의 사용이 적극적으로 제안되고 있다. 따라서 제4세대 이동통신시스템에서는 OFDM 방식의 사용이 심도 있게 고려되고 있다. 상기 OFDM 방식을 사용하는 시스템은 다수의 사용자를 위한 다중 액세스 방식으로 모든 사용자들이 전체 시간을 함께 사용하면서 다른 부채널을 사용하는 OFDMA(OFDM-FDMA) 방법이 대표적이다.

한편 고속, 고품질의 데이터 서비스를 위해 사용되는 고차 변조방식과 높은 부호율의 사용을 저해하는 요인은 대체적으로 무선채널 환경에 기인한다. 상기 요인으로는 백색잡음(white noise) 외에도 페이딩에 의한 수신 신호전력의 변화, 셰도우잉(Shadowing), 단말기의 이동 및 빈번한 속도 변화에 따른 도플러효과, 타 사용자 및 다중경로 신호들에 의한 간섭 등이 존재한다. 따라서, 이동통신시스템에서는 상기한 요인들로 인해 변화하는 무선채널 환경에 대응하여 적절한 변조방식 및 코딩방식을 적용하여야 할 것이다. 이를 위해서는 정확한 채널 추정이 선행되어야 하는 것은 자명하다.

상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서는 고속의 이동 환경처럼 채널이 빠르게 변화하는 경우, 하나의 OFDM 심볼 내에서조차 채널이 급격히 변화하게 된다. 이로 인해 부채널들 간의 직교성이 깨지게 되면, 부채널 간 간섭(ICI : Inter-Carrier Interference)이 심각해진다. 뿐만 아니라 전송되는 심볼들 상호간에 영향을 미치는 심볼 간 간섭(ISI : Inter-Symbol Interference)이 심각해진다. 상기 ICI와 상기 ISI는 채널 추정 성능을 매우 열악하게 하여, 에러 정정 부호를 사용한 다고 하더라도 복원된 심볼의 신뢰도가 향상되지 않는다.

통상적으로 OFDM 시스템에서는 부 반송파들의 개수에 비례하여 심볼 주기를 증가시킴으로써, ICI와 ISI가 발생하는 것을 감소시키고 있다. 이와 같이 심볼 주기를 증가시키기 위한 가장 보편적인 방안이 전송되는 소정 개수의 심볼들마다 보호구간(guard interval)을 추가하는 것이다. 상기 보호구간에는 프레임의 마지막 심볼들이 복사되어 삽입된다. 이때 상기 심볼들의 수는 통상 반송파들의 개수에 대응한다. 상기 보호구간에 삽입되는 심볼들을 주기적 프리픽스(CP : Cyclic Prefix)라 한다. 상기 CP의 길이는 무선채널의 채널 특성을 나타내는 채널 임펄스 응답(CIR : Channel Impulse Response)의 길이보다 길어야 한다. 만약 상기 CIR의 길이가 상기 CP의 길이보다 긴 경우에는 상기 ICI와 상기 ISI에 의한 영향으로 인하여 시스템의 성능이 저하된다. 하지만 CP를 삽입하여 전송하게 되면, 주파수 효율이 감소하는 것이 당연할 것이다. 즉 CP가 삽입되는 보호구간 만큼 데이터 심볼들의 전송 구간이 감소된다.

따라서 상기 CP의 길이를 줄여서 주파수 효율의 감소를 최소화하기 위한 반복적인 주기적 프리픽스 재생성 방안이 요구된다. 그 대표적인 예로써 'RISIC (Residual Inter-Symbol Interference Cancellation) 기법'이 제안되었다. 상기 RISIC 기법은 불충분한 CP(CIR의 길이보다 짧은 CP)를 사용함으로써 발생하는 ICI와 ISI로 인한 성분을 제거하는 방안이다. 상기 RISIC 기법은 테일 제거(tail cancellation) 과정과 순환 복구(cyclicity restoration) 과정을 포함한다. 상기 테일 제거 과정을 통해서는 직전 심볼 추정 값을 이용하여 현재 심볼에 포함된 ISI 로 인한 신호 성분이 제거된다. 상기 순환 복구 과정을 통해서는 심볼 복원(symbol reconstruction)과 순환 복원(cyclic reconstruction)이 반복적으로 수행됨으로써, 현재 심볼에 포함된 ICI로 인한 신호 성분이 제거된다. 상기 RISIC 기법은 하기 <수학식 1>로써 일반화될 수 있다.

전술한 바와 같이 RISIC 기법은 ISI로 인한 신호 성분을 테일 제거 과정을 통해 제거하고, ICI로 인한 신호 성분을 순환 복구 과정을 통해 제거하는 기술이다. 한편 상기 RISIC 기법의 적용을 위해서는 채널 정보가 요구된다. 이때 부정확한 채널 정보를 사용하게 되면, 에러 전파(error propagation)가 발생할 수 있다. 따라서 RISIC 기법을 통해 ISI와 ICI로 인한 신호 성분을 정확하게 제거하기 위해서는 정확한 채널 정보를 추정하기 위한 기법이 필요하다.

이미 OFDM 시스템을 전제로 하여 개발된 많은 채널 추정 기법들은 CP가 채널 충격 응답 길이보다 크다고 가정하여 개발되었기 때문에 RISIC 기법에 적용하기에는 부적절하다 할 것이다. 만약 적용한다고 하더라도 심각한 성능 저하를 일으킨다. 따라서 RISIC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에 적용 가능한 채널 추정 기법의 개발이 필요하다.

한편 많은 데이터를 낮은 오류 확률로써 전송하기 위해 이동통신시스템에서는 다중 안테나 방식을 채택하고 있다. 상기 다중 안테나 방식 중에는 채널 정보를 피드백(feedback)할 필요가 없는 개루프 방식으로써 시공간 블록 부호화(STBC : Space-Time Block Code) 기술이 존재한다.

하지만 앞서 살펴본 RISIC 기법은 하나의 전송 안테나를 가지는 OFDM 시스템에 적용하는 것을 전제로 하고 있음에 따라 STBC 기술이 사용되는 OFDM 시스템에는 적용할 수가 없다. 따라서 STBC 기술이 사용되는 OFDM 시스템에도 RISIC 기법을 적용하여 안테나 다이버시티 이득을 얻도록 하는 방안이 마련되어야 할 것이다.

따라서 전술한 바를 달성하기 위한 본 발명은 불충분한 CP를 전송하는 OFDM 시스템에서의 채널 추정 방법을 제공함에 있다.

또한 본 발명은 RISIC 기법을 OFDM 시스템에 적용함에 있어 정확하게 채널 상태를 추정하기 위한 채널 추정 방법을 제공함에 있다.

또한 본 발명은 STBC 기술이 적용된 OFDM 시스템에 RISIC 기법을 적용하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

또한 본 발명은 STBC 기술이 적용된 OFDM 시스템에서 ISI와 ICI를 제거하기 위한 CP 재생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.

또한 본 발명은 다중 안테나 기법이 적용된 ODFM 시스템에서 동시에 수신된 복수의 심볼들로부터 ISI와 ICI로 인한 신호 성분을 제거하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

또한 본 발명은 STBC 기술이 적용된 OFDM 시스템에서 RISIC 기법의 사용으로 인한 복잡도를 최소화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

전술한 바를 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 적어도 두 개의 송신 안테나들과 하나의 수신 안테나를 가지는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서, 신호 수신 방법에 있어서, 이전에 수신한 심볼의 최종 추정 복원 시퀀스를 획득하는 제1 과정과, 상기 최종 복원 시퀀스를 이용하여 현재 수신한 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분을 제2 과정과, 상기 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분이 제거된 제1심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하는 제3 과정과, 상기 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여, 상기 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분 복원 및 다음으로 수신한 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼간 간섭으로 인한 신호 성분 제거를 수행하는 제4 과정과, 상기 심볼간 간섭으로 인한 신호 성분이 제거된 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하는 제5 과정과, 상기 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여 상기 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분을 복원하는 제6 과정을 포함하며, 상기 제1심볼은 두개의 송신 안테나들을 통해 제1시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을, 상기 제2심볼은 상기 두개의 송신 안테나들을 통해 상기 제1시점보다는 늦은 제2시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을 의미하며, 상기 제3과정 내지 제6과정은 미리 결정된 횟수(n)에 의해 상기 제1차 추정 복원 시퀀스가 제n차 추정 복원 시퀀스까지 변경되며 반복 수행됨을 특징으로 한다.

전술한 바를 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 적어도 두 개의 송신 안테나들과 하나의 수신 안테나를 가지는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서, 신호 수신 장치에 있어서, 이전에 수신한 심볼의 최종 추정 복원 시퀀스를 이용하여 현재 수신한 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분을 제거하며, 상기 제1심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여 상기 제1심볼 다음으로 수신한 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분을 제거하는 심볼 간 간섭 제거부와, 상기 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여, 상기 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분을 복원하며, 상기 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하고, 상기 획득한 시퀀스를 이용하여 상기 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분을 복원하는 순환 복구부와, 상기 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분이 복원된 제1심볼 및 제2심볼의 수신 시퀀스의 복호를 통해 상기 제1심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스 및 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하는 복원부를 포함하며, 상기 제1심볼은 상기 두개의 송신 안테나들을 통해 제1시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을, 상기 제2심볼은 상기 두개의 송신 안테나들을 통해 상기 제1시점보다는 늦은 제2시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을 의미하며, 상기 심볼 간 간섭 제거부, 순환 복구부 및 복원부는 미리 결정된 횟수(n)만틈 제n차 추정 복원 시퀀스까지 획득하며 각각의 동작들을 반복 수행함을 특징으로 한다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 외의 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략됨에 유의하여야 한다. 또한 본 발명의 실시 예에 대한 효과적인 설명을 위하여 다중 안테나 기법의 예로써 STBC 기술에 한정하여 설명한다. 하지만 후술 될 본 발명은 모든 다중 안테나 기법에 적용될 수 있음은 당업자에게 자명한 사항일 것이다.

후술 될 본 발명에서는 채널 충격 응답 길이보다 짧은 CP를 전송하는 OFDM 시스템 또는 CP를 전송하지 않는 OFDM 시스템에서의 채널 추정 기법을 제안한다. 그리고 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서의 테일 제거 과정과 순환 복구 과정을 통한 CP 재 생성 방법을 제안한다. 한편 본 발명에서는 상기 CP 재생성 방법을 제안함에 있어, 수신장치의 복잡도를 최소화 하기 위한 방안을 동시에 고려하도록 할 것이다. 마지막으로 본 발명의 실시 예로써 제안하는 채널 추정 기법을 본 발명에서 제안하는 CP 재생성 방안을 결합시키는 기술을 제안한다.

1. 채널 추정기 및 채널 추정 방법

이하 RISIC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에 적용될 수 있는 통상적인 채널 추정 기술에 대해 살펴본 후 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 기술에 대해 살펴보기로 한다. 이때 상기 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 기술은 불충분한 CP를 사용하는 OFDM 시스템을 가정한다. 상기 불충분한 CP를 사용하는 OFDM 시스템은 채널 충격 응답 길이보다 짧은 CP를 전송하는 OFDM 시스템 또는 CP를 전송하지 않는 OFDM 시스템을 가리킨다.

먼저 RISIC 기법을 사용하는 OFDM 시스템을 살펴보면 다음과 같다.

통상적으로 RISIC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 송신기는 i번째 심볼의 전송 시퀀스

를 역 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 통해 시간 영역에서의 i번째 심볼의 전송 시퀀스

로 변환한다. 그리고 상기 i번째 심볼의 전송 시퀀스

에 길이 G의 CP를 삽입하여 전송한다. 여기서 N은 부채널 개수이다.

한편 상기 RISIC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 수신기에서 상기 i번째 심볼을 수신한다. 상기 i번째 심볼의 수신 시퀀스

는 하기 <수학식 2>와 같다.

상기 <수학식 2>에서 L은 채널 충격 응답의 길이이며,

은 k를 N으로 나눈 나머지이고,

은 채널 충격 응답의 l번째 탭이며,

는 잡음이다.

상기 <수학식 2>를 살펴 보면,

인 경우는 상기

의 처음 (L-G) 샘플에는 간섭 신호가 존재함을 알 수 있다. 상기 간섭 신호를 제거하기 위하여 RISIC 기법은 테일 제거(tail cancellation) 과정과 순환 복구(cyclic reconstruction) 과정을 수행한다. 상기 테일 제거(tail cancellation) 과정과 상기 순환 복구(cyclic reconstruction) 과정을 통해 간섭 신호를 제거하기 위한 RISIC 기법은 하기 <수학식 3>과 같이 표현될 수 있다. 즉 하기 <수학식 3>에 의해 ISI로 인한 신호 성분이 제거되고 ICI로 인한 신호 성분이 복원된 i번째 심볼의 수신 시퀀스, 즉 i번째 심볼의 추정 수신 시퀀스

를 획득할 수 있다.

상기 <수학식 3>에서

은 ISI로 인한 신호 성분을 제거하기 위한 테일 제거(tail cancellation) 과정에 해당하며, 상기 <수학식 3>에서

을 가산하는 것은 ICI로 인한 신호 성분을 복원하기 위한 순환 복구(cyclic reconstruction) 과정에 해당한다.

상기 <수학식 3>에서 알 수 있듯이 ISI로 인한 신호 성분을 제거하기 위해서는 (i-1)번째 심볼의 복원 시퀀스

가 사용된다. 그리고 상기 순환 복구를 위해서는 i번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

에 대한 심볼 복원과 순환 복원을 반복하게 수행하게 된다. 한편 상기 <수학식 3>에 의한 RISIC 기법을 위해서는 정확한 채널 정보가 사용되어야 함을 알 수 있다. 상기 <수학식 3>에서의 채널 정보에 관계된 파라미터는

이다.

본 발명의 실시 예에서는 앞서 살펴 본 바와 같이 RISIC 기법을 적용하기 위해 요구되는 정확한 채널 정보를 얻기 위해 불충분한 CP를 가지는 OFDM 시스템에서의 채널 추정 기술을 제안하고자 한다.

앞서 정의한 바와 같이

인 경우, 부채널 간 직교성이 깨지게 되어 ICI로 인한 신호 성분이 발생한다. 따라서, 기존의 채널 추정 기법들은 충분한 CP 사용을 전제하여 개발되었기 때문에 불충분한 CP를 갖는 OFDM 시스템에 적용할 시에는 심각한 성능 저하를 가져 온다.

이와 같이 불충분한 임의의 크기 G의 CP를 사용하는 OFDM 시스템을 위해 상기 <수학식 2>는 하기 <수학식 4>와 같이 유도될 수 있다.

여기서,

는 i번째 수신 심볼 벡터,

는 (i-1)번째와 i번째 송신 심볼로 구성된 행렬,

는 i번째 심볼 구간에 해당하는 채널 충격 응답 벡터,

는 잡음 성분의 벡터이다.

상기 <수학식 4>는 하기 <수학식 5>와 같이 표현될 수 있다.

예컨대 STBC를 사용하는 OFDM 시스템에 적용할 시 채널 관계식은 하기 <수학식 6>과 같이 정의할 수 있다. 이때 수신 심볼들 중 (2i) 번째 심볼과 (2i+1)번째 심볼을 대상으로 한다.

상기 <수학식 6>에서

는 하기 <수학식 7>로 정의된다.

여기서, p는 송신 안테나의 인덱스로써 1, 2이며, m은 전송 심볼 시퀀스의 인덱스로써 2i, 2i+1이다.

한편 OFDM 시스템에서 전송되는 프레임은 소정 주기로 훈련 심볼들이 전송되 는 훈련 구간이 존재한다. 이는 도 1에서 보이고 있는 바와 같다. 상기 도 1을 참조하면, OFDM 프레임은 시간 축상에서 훈련 구간과 데이터 구간이 존재한다. 상기 훈련 구간에서는 채널 추정을 위한 훈련 심볼들이 전송된다. 상기 데이터 구간에서는 데이터 심볼들이 전송된다. 상기 훈련 구간에서 전송되는 훈련 심볼은 송신측과 수신측간에 사정 약속에 의해 미리 알고 있는 심볼이다. 상기 훈련 구간의 주기는 무선 채널의 상황에 따라 랜덤하게 결정될 수 있다. 즉 무선 채널의 상황이 양호할 수록 상기 훈련 구간의 주기를 길게 설정하며, 무선 채널의 상황이 불안정할수록 상기 훈련 구간의 주기를 짧게 설정한다. 따라서 본 발명의 실시 예에서는 훈련 구간에서의 채널 추정과 데이터 구간에서의 채널 추정을 달리 정의하고 있다.

앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 훈련 구간에서는 송신신호에 해당하는 행렬

이 사전에 이미 약속된 값이다. 따라서 상기 훈련 구간에서의 채널 추정은 하기 <수학식 8>에 의해 이루어진다.

상기 <수학식 8>은 잡음 성분(

)의 평균 전력들 중 가장 작은 값에 대응한

를 채널 추정 값

로 결정함을 보이고 있다.

하지만 훈련 구간이 아니라 데이터 구간에서는 송신신호에 해당하는 행렬

을 직접 알 수 없다. 따라서 코스트(cost) 함수의 평균치를 최소화함으로써, 하 기 <수학식 9>에 의해 채널을 추정할 수 있다.

여기서 E[x]는 랜덤 변수 x의 기대치를 의미한다. 한편 상기 <수학식 7>에서

와

는 소프트-입력 소프트-출력(SISO ; soft-input soft-output) 복호기의 외인성(extrinsic) 확률 값과 (i-1)번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

을 이용하여 구할 수 있다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템의 수신기에서 채널 추정 장치의 구성을 보이고 있는 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 안테나를 통해 i번째 심볼의 수신 시퀀스

를 수신한다. 상기

는 CP 제거부(210)와 채널 추정부(236)로 제공된다. 상기 CP 제거부(210)는 상기

에 삽입된 CP를 제거한다. 상기 CP가 제거된 i번째 심볼의 수신 시퀀스는 ISI 제거부(212)로 제공된다. 상기 ISI 제거부(212)는 상기 CP가 제거된 i번째 심볼의 수신 시퀀스로부터 ISI 성분을 제거한다. 상기 ISI 성분이 제거된 i번째 심볼의 수신 시퀀스는 순환 복구부(214)로 제공된다. 상기 순환 복구부(214)는 상기 ISI 성분이 제거된 i번째 심볼의 수신 시퀀스로부터 ICI 성분을 제거한다. 상 기 ISI 제거부(212)와 상기 순환 복구부(214)의 구체적인 동작은 후술 될 것이다.

상기 ISI 성분과 상기 ICI 성분이 제거된 i번째 심볼의 수신 시퀀스는 고속 푸리에 변환(FFT ; Fast Fourier Transform)부(216)로 제공된다. 상기 FFT부(216)는 상기 ISI 성분과 상기 ICI 성분이 제거된 i번째 심볼의 수신 시퀀스를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환한다. 상기 주파수 영역으로 변환된 i번째 심볼의 수신 시퀀스는 1탭 등화기(218)로 제공된다. 상기 1탭 등화기(218)는 상기 주파수 영역으로 변환된 i번째 심볼의 수신 시퀀스에 대한 1탭 등화를 수행한다. 상기 등화가 이루어진 수신신호는 맵 디코더(220)로 제공된다. 상기 맵 디코더(220)는 상기 등화된 심볼로부터 부호 비트 별 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값

를 계산한다. 상기 부호 비트 별로 계산된

은 디인터리버(222)로 제공된다. 상기 디인터리버(222)는 상기 부호 비트 별로 계산된

을 디인터리빙한다. 상기 디인터리빙이 이루어진

은 시소 디코더(224)와 감산기(226)로 제공된다. 상기 시소 디코더(224)는 상기

를 이용하여 후험적(aposteriori) LLR

을 계산한다.

상기 감산기(226)는 상기 후험적(aposteriori) LLR

에서 상기

를 감산함으로써, 부호 비트의 외인성 확률

을 출력한다. 상기 외인성 확률

은 인터리버(228)로 제공된다. 상기 인터리버(228)는 상기 외인성 확률

을 인터리빙한다. 상기 인터리빙이 이루어진 외인성 확률

은 심볼 매퍼(230)로 제공된다. 상기 심볼 매퍼(230)는 외인성 확률

을 심볼 매핑하여 IFFT부(232)로 제공한다. 상기 IFFT부(232)는 상기 심볼 매퍼(230)로부터의 심볼들을 주파수 영역에서 시간 영역으로 변환한다. 상기 IFFT부(232)로부터의 출력은 i번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

로써, 상기 순환 복구부(214)와 심볼 지연부(234) 및 상기 채널 추정부(236)로 제공된다. 상기 심볼 지연부(234)는 상기

을 지연시켜 출력한다. 따라서 상기 심볼 지연부(234)로부터의 출력은 이전 심볼의 추정 복원 시퀀스, 즉 i-1번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

이다. 상기

은 상기 ISI 제거부(212)와 상기 채널 추정부(236)로 제공된다.

상기 채널 추정부(236)는 상기

와 상기

및 상기

에 의해 현재의 채널 상황을 추정한다. 즉 상기

및 상기

에 의해 송신측으로부터의 i번째 심볼의 송신 시퀀스

를 추정하고, 상기

와 상기

및 앞서 추정된 채널 충격 응답

에 의해 현재의 채널 상황을 추정한다. 상기

는 상기 <수학식 8> 또는 상기 <수학식 9>에 의해 얻어진다. 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기

가 훈련 심볼인 경우에는 상기 <수학식 8>에 의해 상기

를 얻을 수 있다. 하지만 상기

가 데이터 심볼인 경우에는 상기 <수학식 9>에 의해 상기

를 얻을 수 있다. 이와 같은 채널 추정은 미리 결정된 반복 횟수에 의해 수행한다. 상기 채널 추정이 미리 결정된 반복 횟수에 의해 수행되는 구체적인 동작은 후술 될 것이다.

상기 ISI 제거부(212)는 상기

와 상기

에 의해 계산된 ISI로 인한 신 호 성분을 상기

로부터 제거한다. 한편 상기 ISI 성분이 제거된 수신신호

는 상기 순환 복구부(214)로 제공된다. 상기 순환 복구부(214)는 상기

와 상기

에 의해 ICI로 인한 신호 성분을 계산한다. 그리고 상기 계산된 ICI로 인한 신호 성분에 의해 상기

에 대한 순환 복구를 수행한다.

전술한 테일 제거(ISI 성분 제거) 및 순환 복구 동작은 최적의 수신신호를 얻을 수 있을 때까지 반복 수행된다. 따라서 불충분한 CP를 전송하는 OFDM 시스템에서 최적화된 채널 추정을 제공할 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정을 수행하는 RISIC 기법의 제어 흐름을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 3에서 사용되고 있는 변수로써,

와

는 각각 CP 재 생성과 채널 추정을 위한 반복 횟수를 나타낸다.

상기 도 3을 참조하면, 310단계에서 채널 추정의 반복 횟수를 카운트하기 위한 파라미터인 J를 0으로 설정한다. 그리고 312단계에서 주파수 대역의 직전 추정 심볼, 즉 i-1번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

을 시간 대역의 추정 복원 시퀀스

로 변환한다. 그 후 상기

을 이용하여 i번째 심볼의 수신 시퀀스

로부터 ISI로 인한 신호 성분을 제거한다. 상기 ISI로 인한 신호 성분의 제거는 하기 <수학식 10>으로 정의될 수 있다.

여기서,

는

의 l번째 요소이며, i번째 심볼의 초기 채널 추정 값(

)으로는 직전 심볼 구간(i-1)의 최종 추정 채널 값 (

)을 사용한다(

).

한편 초기 채널 추정의 경우(I=0)에는 현재 수신 심볼에 대한 추정이 이루어지지 않은 상태임에 따라 순환 복구를 수행할 수 없다. 따라서 314단계와 316단계를 거치면서 상기

로부터 주파수 대역의 현재 추정 심볼, 즉 i번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

을 획득하고, 상기

을 시간 대역의 추정 복원 시퀀스

으로 변환한다. 그리고 318단계로 진행하여 CP 재 생성 과정 중 순환 복구의 반복 수행 횟수를 카운트하기 위한 파라미터는 I를 0으로 설정한다.

그 후 320단계 내지 328단계를 통해 ICI로 인한 신호 성분을 복원하기 위한 순환 복구를

만큼 반복하여 수행한다. 상기 320단계에서는 i번째 수신 심볼의 순환 복구를 수행한다. 이는 하기 <수학식 11>과 같이 정의된다.

상기 <수학식 11>에서 보이고 있듯이 순환 복구를 위해서는 획득한 i번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

을 이용한다. 그리고 상기 <수학식 11>에 의해 ICI로 인한 신호 성분이 복구된

로부터 주파수 영역의 현재 예측 수신 심볼, 즉 i번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

을 획득한다. 그 후 상기

을 시간 대역의 추정 복원 시퀀스

로 변환한다(322단계 및 324단계).

326단계에서는 미리 설정된

만큼의 순환 복구가 이루어졌는지를 판단한다. 즉

의 조건을 만족하는 지를 판단한다. 상기 조건을 만족하면, 원하는 만큼의 순환 복구가 이루어지지 않았다고 판단하여 328단계로 진행한다. 상기 328단계에서 상기 I를 1 증가시킨 후 앞서 살펴본 320단계 내지 326단계를 반복하여 수행한다. 하지만 상기 조건을 만족하지 않으면, 원하는 만큼의 순환 복구가 이루어졌다고 판단하여 330단계로 진행한다. 상기 330단계에서 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정을 수행한다. 상기 330단계에서의 채널 추정은 하기 <수학식 12>에 의해 이루어진다.

상기 <수학식 12>에 근거하여 채널 추정이 완료되면, 332단계에서 원하는 만큼의 반복 채널 추정이 수행되었는지를 판단한다. 이는

의 조건을 만족하는 지에 의해 판단할 수 있다. 상기 조건을 만족하지 못하면, 원하는 만큼의 채널 추정이 이루어지지 않은 것으로 판단하여 상기 312단계 내지 330단계를 반복하여 수행한다. 하지만 상기 조건을 만족하면, 원하는 만큼의 채널 추정이 이루어졌다고 판단하여 i번째 심볼의 수신 시퀀스

에 대한 복호 동작을 종료한다.

상기 도 3을 참조하여 살펴본 동작은 하나의 수신 심볼에 대응한 동작이다. 통상적으로 OFDM 시스템에서는 복수의 수신 심볼들이 연속하여 수신되는 형태임에 따라 상기 도 3에 의한 동작이 각 수신 심볼 별로 연속하여 이루어짐에 주의하여야 한다.

2. CP 재생성 방법

이하 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법에 대해 첨부된 도면을 참조하여 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

후술 될 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법은 복수의 송신 안테나를 사용하는 OFDM 시스템을 그 대상으로 하고 있다. 상기 복수의 송신 안테나를 사용 하는 대표적인 기술이 STBC 기법이다. 따라서 후술 될 본 발명의 실시 예는 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에 적용한 CP 재 생성 방법에 대해 설명할 것이다. 하지만 STBS 기법이 아닌 그 외의 복수 송신 안테나를 사용하는 OFDM 시스템에 공통적으로 적용 가능함은 당업자에게 자명한 사항일 것이다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법을 적용하기 위한 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서의 송/수신 신호를 개념적으로 보이고 있는 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, STBC 기법을 사용하는 경우에는 두 개의 심볼 단위(

,

)로 전송이 이루어짐을 알 수 있다. 이때 상기 두 개의 심볼들(

,

)은 소정 패턴에 의해 송신된다. 상기 소정 패턴은 하기 <수학식 13>과 같이 정의될 수 있다.

상기 <수학식 13>에서

와

은 제1송신 안테나를 통해 순차적으로 전송되며,

과

은 제2송신 안테나를 통해 순차적으로 전송된다.

한편 상기 송신 안테나들과 수신 안테나 간에는 소정의 채널 충격 응답이 존재한다. 상기 도 4에서는 상기 제1송신 안테나와 상기 수신 안테나 간에 형성되는 채널이 가지는 채널 충격 응답을

라 표시하며, 상기 제2송신 안테나와 상기 수신 안테나 간에 형성되는 채널이 가지는 채널 충격 응답을

이라 표시한다. 따라서 상기 수신 심볼들(

,

) 각각은 전송 채널 별로 주어지는 채널 충격 응답(

,

)을 포함한다. 상기 채널 충격 응답(

,

)은 앞에서 살펴본 본 발명의 실시 예에 의해 예측될 수 있다.

상기와 같은 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서는 송신측에서 두 개의 심볼 단위로 전송이 이루어지므로 수신측에서는 두 개의 수신 심볼 단위(

,

)로 복호가 이루어진다. 이는 수신 심볼에 대한 테일 제거 과정과 순환 복구 과정이 두 개의 수신 심볼 단위로 이루어져야 함을 의미한다. 따라서 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법으로는 두 개의 수신 심볼들을 대상으로 하여 수행되는 테일 제거 과정과 순환 복구 과정이 제안될 것이다. 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 테일 제거 과정은 ISI로 인한 신호 성분을 제거하는 동작이며, 상기 순환 복구 과정은 ICI로 인한 신호 성분을 복구하는 동작이다.

본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법을 간략하게 설명하면, 두 개의 연속하는 수신 심볼들 중 선행하는 수신 심볼에 대한 CP 재 생성 과정과, 후행하는 수신 심볼에 대한 CP 재 생성 과정으로 구분할 수 있다. 상기 두 개의 연속하는 수신 심볼들을 2i번째 수신 심볼(도 4에서

)과 2i+1번째 수신 심볼(도 4에서

)이라 가정할 때, 상기 2i번째 수신 심볼이 선행 수신 심볼이며, 상기 2i+1번째 수신 심볼이 후행 수신 심볼이다.

상기 두 개의 연속하는 수신 심볼들 각각에 대해 수행되는 CP 재 생성 과정 은 테일 제거 과정과 순환 복구 과정으로 구분할 수 있다.

상기 2i번째 수신 심볼에 대한 테일 제거 과정은 한번만 수행되며, 순환 복구 과정은 반복 수행된다. 상기 한번만 수행되는 테일 제거 과정은 통상적인 RISIC에 의해 ISI로 인한 신호 성분을 제거하는 동작으로써, 상기 두 개의 연속하는 수신 심볼들을 수신하기 직전에 수신한 복수의 심볼들에 의한 최종 심볼 추정치를 이용한다. 상기 최종 심볼 추정치는 2i-1번째 수신 심볼에 대한 추정치가 될 것이다. 따라서 상기 2i번째 수신 심볼에 의한 심볼 추정 치는 최초 추정 시에만 테일 제거 과정에 의해 영향을 받으며, 그 외에는 반복 수행되는 순환 복구 과정에 의해서만 영향을 받는다.

상기 2i+1번째 수신 심볼에 대한 테일 제거 과정은 상기 2i번째 수신 심볼에 대한 채널 추정 치가 갱신됨에 따라 반복 수행된다. 그리고 상기 2i+1번째 수신 심볼에 대한 순환 복구 과정은 상기 2i+1번째 수신 심볼의 채널 추정 치가 갱신될 때마다 반복 수행된다. 따라서 상기 2i+1번째 수신 심볼에 대한 순환 복구 과정은 최초 채널 추정 시에는 수행되지 않는다.

이하 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법에 대해 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

를 m번째 OFDM 심볼 구간에 해당하는 p번째 송신 안테나의 전송 심볼 시퀀스라고 정의할 때, STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 부호기는 하기 <수학식 14>와 같은 부호화 심볼

을 생성한다.

여기서,

는 송신 안테나의 인덱스,

은 전송 심볼 시퀀스 인텍스(OFDM 심볼 구간 인덱스)이며,

는 (2i)번째와 (2i+1)번째 OFDM 심볼 구간을 위한 정보 벡터이다.

상기 주파수 영역의 전송 심볼 시퀀스

는 IFFT를 통해 시간 영역의 전송 심볼 시퀀스

로 변환된다.

한편 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서 제1수신 심볼에 해당하는 (2i)번째 심볼의 수신 시퀀스

는 하기 <수학식 15>로 정의될 수 있다.

여기서,

은 수신 안테나와 p번째 송신 안테나 사이의 채널 충격 응답의 l번째 탭이다.

그리고 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서 제2수신 심볼에 해당하는 (2i+1)번째 심볼의 수신 시퀀스

는 하기 <수학식 16>으로 정의될 수 있다.

본 발명의 실시 예에서는 상기 <수학식 15>와 상기 <수학식 16>에 의해 정의되는 (2i)번째 심볼의 수신 시퀀스

와 (2i+1)번째 심볼의 수신 시퀀스

로부터 (2i)번째 심볼의 추정 수신 시퀀스

와 (2i+1)번째 심볼의 추정 수신 시퀀스

를 얻기 위한 CP 재 생성 방법을 제안한다. 본 발명의 실시 예로써 제안하는 CP 재 생성 방법은 통상적인 RISIC 기법과 마찬가지로, 불충분한 CP 삽입의 경우 테일 제거 과정과 순환 복구 과정이 수행되어야 한다.

하기 <수학식 17>에서는 상기

에 대한 테일 제거 과정과 순환 복구 과정을 수행함으로써, 상기

를 계산하는 방안을 정의하고 있다.

상기 <수학식 17>에서

은 상기

로부터 ISI로 인한 신호 성분을 제거하기 위한 테일 제거(tail cancellation) 과정에 해당한다. 상기 <수학식 17>에서

을 가산하는 것은 상기

로부터 ICI로 인한 신호 성분을 복원하기 위한 순환 복구(cyclic reconstruction) 과정에 해당한다.

하기 <수학식 18>에서는 상기

를 계산하는 방안을 정의하고 있다.

상기 <수학식 18>에서

은 상기

로부터 ISI로 인한 신호 성분을 제거하기 위한 테일 제거(tail cancellation) 과정에 해당한다. 상기 <수학식 18>에서

을 가산하는 것은 상기

상기 <수학식 17>과 상기 <수학식 18>을 자세히 살펴보면,

에 대한 테일 제거 과정과

에 대한 테일 제거 과정이 다름을 알 수 있다. 전자의 경우 ISI로 인한 신호 성분을 제거하기 위해 (2i-1)번째 심볼의 추정 복원 시퀀 스

을 사용한다. 그러나 후자의 경우, 2i번째 심볼의 추정 복원 시퀀스

를 복원하여 ISI로 인한 신호 성분을 제거하는 테일 제거 과정을 반복 수행하여야 한다. 왜냐하면, STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서는 (2i)번째 심볼의 수신 시퀀스와 (2i+1)번째 심볼의 수신 시퀀스를 시공간 블록 부호 컴바이닝(combining)을 통해 동시에 복원하기 때문이다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서 CP 재 생성을 위한 제어 흐름을 보이고 있는 도면이다. 상기 도 5를 통해

와

각각에 대한 순환 복원 과정 뿐만 아니라 상기

에 대한 테일 제거 과정도 반복 수행됨을 알 수 있다. 한편 후술 될 설명에서는 STBC 기법을 사용함으로써 수신되는 두 개의 심볼들의 수신 시퀀스들

와

을 각각 제1심볼 시퀀스 및 제2심볼 시퀀스라 명명한다.

상기 도 5를 참조하면, 510단계에서 주파수 대역의 직전 수신 심볼(2i-1번째 심볼)의 추정 복원 시퀀스

을 시간 대역의 추정 복원 시퀀스

로 변환한다. 그 후 상기

을 이용하여 제1심볼 시퀀스

로부터 ISI로 인한 신호 성분을 제거한다. 상기

은 송신 안테나 별로 구분할 수 있다. 따라서 송신 안테나를 구분하기 위한 인덱스 p를 사용하여

로 표시한다. 상기

로부터 ISI로 인한 신호 성분의 제거는 하기 <수학식 19>로 정의될 수 있다.

여기서,

는 p번째 안테나와의 채널에서의 채널 충격 응답의 l번째 탭을 의미한다. 상기 <수학식 19>에서 상기 제1심볼 시퀀스의 초기 추정 복원 시퀀스를 획득하기 위해서는 2i-1번째 심볼 시퀀스의 최종 추정 복원 시퀀스

를 사용한다. 상기

는 이미 알고 있는 고정 값으로써, 변하지 않음에 따라 상기 제1심볼 시퀀스에 대해 테일 제거 과정은 한번만 수행한다.

한편 초기 추정(I=0)의 경우에는 상기

에 대한 추정 복원 시퀀스를 획득하지 못한 상태임에 따라 순환 복구를 수행할 수 없다. 따라서 514단계와 516단계 및 518단계를 거치면서 상기

로부터 주파수 대역의 i번째 심볼 의 추정 복원 시퀀스

을 획득하고, 상기

을 시간 대역의 추정 복원 시퀀스

로 변환한다. 이때 STBC 기법에 따른 단일 컴바이닝 과정을 포함한다. 그리고 520단계로 진행하여 제2심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정과 제1 및 제2심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정의 반복 수행 횟수를 카운트하기 위한 파라미터 I를 0으로 설정한다. 한편 상기 파라미터 I를 0으로 설정하는 과정은 상기 제1심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정을 수행하기에 앞서 이루어질 수도 있다.

그 후 522단계 내지 534단계를 통해 제2심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정과 제1 및 제2심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정을

만큼 반복하여 수행한다. 이처럼 제2심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정과 제1 및 제2심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정을 반복하여 수행하는 것은 보다 정확한 제1 및 제2심볼 시퀀스를 추정할 수 있기 때문이다. 즉 제1심볼 시퀀스로부터 획득되는

을 이용하여 제2심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정과 제1심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정을 수행한다. 그리고 상기 제2심볼 시퀀스로부터 획득되는

을 이용하여 제2심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정을 수행한다.

전술한 바를 구체적으로 살펴보면, 522단계에서 상기 제2심볼 시퀀스

에 대한 테일 제거 과정을 수행한다. 상기

로부터 ISI로 인 한 신호 성분을 제거하기 위한 테일 제거 과정은 하기 <수학식 20>으로 정의될 수 있다.

여기서,

는 p번째 안테나와의 채널에서의 채널 충격 응답의 l번째 탭을 의미한다. 상기 <수학식 20>에서 상기

에 대한 테일 제거 과정을 수행하기 위해서는 상기

로부터 획득된 추정 복원 시퀀스

를 사용한다. 따라서 상기

에 대한 테일 제거 과정은 상기

가 갱신될 때마다 반복적으로 수행된다.

상기

에 대한 테일 제거 과정이 완료되면, 524단계에서 상기

및 상기

에 대한 순환 복구 과정을 수행한다.

상기

에 대한 순환 복구 과정에서는 상기 512단계에서의 테일 제거 과정을 통해 출력되는

(

)에 대해 ICI로 인 한 신호 성분을 가산한다. 상기 ICI로 인한 신호 성분은

에 의해 계산된다. 여기서 초기 순환 복구 과정에서는

이 사용되며, 그 이후에는 이전 순환 복구 과정을 통해 획득된 추정 복원 시퀀스

가 사용된다.

상기

에 대한 순환 복구 과정에서는 상기 522단계에서의 테일 제거 과정을 통해 출력되는

(

)에 대해 ICI로 인한 신호 성분을 가산한다. 상기 ICI로 인한 신호 성분은

에 의해 계산된다. 여기서 초기 순환 복구 과정은 제2심볼의 추정 복원 시퀀스가 획득되지 않은 상태임에 따라 수행되지 않는다. 그 이후에는 이전 순환 복구 과정을 통해 획득된 추정 복원 시퀀스

가 사용된다.

그 후 526단계 내지 530단계를 거치면서 상기

와

로부터 제1심볼의 추정 복원 시퀀스

와

을 획득한다. 그리고 상기

와

을 시간 대역의 추 정 복원 시퀀스

와

로 변환한다. 이때 STBC 기법에 따른 단일 컴바이닝 과정을 포함한다.

532단계에서는 상기 제2심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정과 상기 제1 및 상기 제2심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정을

만큼 반복하여 수행하였는지를 검사한다. 이는 상기 파라미터 I가

까지 카운트 되었는지에 의해 확인할 수 있다. 상기 파라미터 I가

까지 카운트되지 않았다면, 534단계로 진행하여 상기 I를 1 증가시킨다. 그리고 상기 522단계 내지 530단계를 반복하여 수행한다. 이때는 갱신된

와

에 의한 동작이 이루어진다. 하지만 상기 파라미터 I가

까지 카운트되었다면, 상기

와 상기

에 대한 테일 제거 과정과 순환 복구 과정을 종료한다.

전술한 상세한 설명에서도 살펴보았듯이 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법은 두개의 수신 심볼 단위로 수행된다. 이를 위해 제1심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정은 기존의 RISIC 기법에서의 동작과 동일하다. 하지만 제1심볼 시퀀스에 대한 순환 복구 과정과 제2심볼 시퀀스에 대한 테일 제거 과정과 순환 복구 과정은 미리 설정된 횟수 만큼 반복하여 수행됨에 그 특징이 있다.

한편 전술한 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성 방법에 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 결합하여 구현할 수 있다. 이를 위한 제어 흐름은 도 6에서 잘 보이고 있다.

상기 도 6에서 612 내지 634단계는 앞에서 도 5를 참조하여 살펴본 동작과 동일하다. 이에 본 발명의 실시 예로써 제안된 채널 추정 방법에 따른 과정이 추가되었다. 즉 채널 추정 과정이 원하는 횟수만큼 반복 수행되는 지를 확인하는 과정(610, 638, 640)과 채널 추정을 수행하는 과정(636)이 추가되었다. 상기 도 6에서 610, 638, 640은 도 3에서의 310, 332, 334와 동일한 동작에 해당한다. 그리고 상기 도 6의 636단계에서의 채널 추정 과정은 상기 도 3의 330단계에서 수행되는 채널 추정 과정과 동일하다. 따라서 두개의 수신 심볼 단위로 이루어지는 CP 재 생성 과정이 완료되면, 채널 추정 과정을 수행한 후 상기 두개의 수신 심볼 단위로 이루어지는 CP 재 생성 과정을 반복하여 수행한다. 이는 보다 정확한 채널 추정 치에 의해 CP 재 생성 과정을 수행할 수 있도록 함으로써, 최적의 심볼 시퀀스를 복원할 수 있게 된다.

3. 복잡도 개선

앞서 제안된 본 발명의 실시 예에 따른 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서의 CP 재 생성 및 채널 추정을 위해서는 네 개의 독립된 IFFT를 수행해야만 한다. 이는 상기 <수학식 12>, <수학식 17> 및 <수학식 18>을 통해 알 수 있듯이 네 개의 시간 대역 추정 복원 시퀀스

,

을 생성 하기 위함이다. 하지만 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서는 각 부채널들 간에 하기 <수학식 21>과 같은 관계가 성립된다.

한편 하기 <수학식 22>는 통상적인 푸리에 연산 관계를 보이고 있다.

한편 상기 <수학식 21>과 상기 <수학식 22>를 활용하면, 두 개의 시간 대역 시퀀스

,

은 나머지 두 개의 시간 대역 시퀀스

,

의 부호 변환과 순서 재배치를 통해 쉽게 구할 수 있다. 하기 <수학식 23>에서는

,

의 부호 변환과 순서 재배치를 통해

,

을 구하는 예를 보이고 있다.

여기서

임.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재 생성과 채널 추정을 위한 복잡도를 최소화하는 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 수신장치의 구조를 보이고 있는 도면이다. 상기 도 7에서는 본 발명의 실시 예를 위한 네 개의 역 푸리에 변환들 중 두 개는 복소수 켤레 연산과 순서 재배치로 대체하였다. 한편 상기 도 7에서는 도 2에서 도시된 구성들 중 안테나로부터 1탭 등화기까지의 구성에 구체적으로 묘사하지 않는다. 하지만 해당 구성들이 도 7에서도 동일하게 구현될 수 있음은 당업자에게 자명한 사항일 것이다. 따라서 후술될 설명에서는 심볼 매퍼(722)로부터 출력되는 주파수 영역에서의 제1 및 제2심볼의 추정 복원 시퀀스에 의해 있듯이 네 개의 시간 대역 추정 복원 시퀀스

,

을 생성하는 동작에 대해 구체적으로 설명하도록 한다.

상기 도 7을 참조하면, 심볼 매퍼(722)로부터는 주파수 영역에서의 제1심볼의 추정 복원 시퀀스

와 제2심볼의 추정 복원 시퀀스

가 출력된다. 상 기

는 제1IFFT부(724)로 입력되며, 상기

는 제2IFFT부(726)으로 입력된다. 상기 제1IFFT부(724)는 상기

에 대한 IFFT를 통해 시간 영역의 제1심볼의 추정 복원 시퀀스

를 출력한다. 상기 제2IFFT부(726)는 상기

에 대한 IFFT를 통해 시간 영역의 제2심볼의 추정 복원 시퀀스

를 출력한다.

제1부호변환 및 순서 재배치부(728)는 상기

에 대해 부호 변환 및 순서를 재배치하여 얻어지는

을

로 출력한다. 그리고 제2부호변환 및 순서 재배치부(730)는 상기

에 대해 부호 변환 및 순서를 재배치하여 얻어지는

을

로 출력한다.

ISI 제거부(732)는 상기

와 상기

를 입력으로 하여 상기 <수학식 20>에 의해 상기 제2심볼 시퀀스

로부터 ISI로 인한 신호 성분을 제거하는 테일 제거 과정을 수행한다. 순환 복구부(734)는 상기

와 상기

및 상기

(=

)와 상기

(=

)를 입력으로 하여 제1심볼 시퀀스

와 제2심볼 시퀀스

로부터 ICI로 인한 신호 성분을 복원하기 위한 순환 복구 과정을 수행한다. 즉 상기 ISI 제거부(732)와 상기 순환 복구부(734)는

,

(=

) 및

(=

)을 입력으로 하여 상기 <수학식 17>과 상기 <수학식 18>에 의해 제1심볼 추정 시퀀스

와 제2심볼 추정 시퀀스

를 획득한다.

전술한 바에 의해 구현함으로써, 네 개의 IFFT 연산을 통해 수행되던 동작을 두 개의 IFFT 연산, 콤플렉스 컨쥬게이트(complex conjugate) 및 리오더링(reordering) 동작으로 대체할 수 있다. 이와 같이 두 개의 IFFT 연산을 줄임으로 인해 수신기의 복잡도를 줄일 수 있다.

4. 실험 결과

후술 될 본 발명의 실시 예에 따른 실험 결과는 변조 방식으로는 QPSK를 사용하고, 부 채널로는 64개 부채널을 사용함으로써 얻어진 것이다. 또한, K가 7인 1/2 비율의 길쌈부호와 S가 5인 S-랜덤 인터리버를 사용하였다.

도 8은 정규화된 도플러 주파수 fdTs 값이 0.01인 경우의 프레임 당 심볼 에 러 비율 성능을 보여주고 있다. 여기서 하나의 프레임은 하나의 훈련 심볼 구간과 9개의 데이터 심볼들 구간으로 구성됨을 가정한다. 그리고 채널의 길이(L)는 7이고, 8개 경로의 지수적으로 전력이 감소하는 레일리 페이딩 채널을 사용하였다. 마지막으로 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재생성 및 채널 추정을 위한 반복 회수는 각각 2로 설정하였다.

상기 도 8을 참조하면, 실선은 성능 한계선으로서, 충분한 CP 샘플(G=L)을 삽입하고, 정확한 채널 정보를 알고 있을 때 얻은 심볼 에러 비율이다. 원 모양이 삽입된 실선은 불충분한 CP 샘플(G=2)을 삽입하고, CP 재생성을 통해 얻은 심볼 에러 비율이다. 이 경우에 있어 CP 재생성의 성능이 상기 성능 한계선과 거의 일치함을 볼 수 있다.

또한, 별 모양이 삽입된 실선은 채널 추정을 하지 않은 CP 재생성의 성능을 보여주고 있다. 이 경우, 훈련 구간에서 얻은 채널 정보를 데이터 구간에서 그대로 사용하므로, 채널이 빠르게 변화함으로 인한 에러 플로어(error floor)가 발생함을 볼 수 있다.

마지막으로, 마름모 모양이 삽입된 실선은 본 발명의 실시 예에서 제안하는 채널 추정 기법을 적용한 CP 재생성의 성능을 보여주고 있다. 본 발명의 실시 예를 적용하는 경우에는 채널이 빠르게 변화함에도 에러 플로어가 발생하지 않고, 채널 추정 없는 경우와 비교하여 확연한 성능 개선이 이루어졌음을 확인할 수 있다.

도 9는 TU(typical urban) 채널을 사용하여 본 발명의 실시 예에서 제안하는 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서의 CP 재생성으로 인한 성능을 보여주고 있 다. 여기서 정규화된 도플러 주파수(fdTs)가 0.001이며, 심볼 주기는 40us로 설정하였다. 따라서 TU 채널의 길이(L)는 8이다. 그리고 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 경우, 하나의 프레임은 하나의 STBC 훈련 심볼 쌍(두개의 OFDM 심볼 구간)과 9개의 데이터 심볼 쌍(18개의 OFDM 데이터 심볼 구간)으로 구성하였다.

상기 도 9에서 점선과 실선은 충분한 CP 샘플(G=L)을 사용하고 정확한 채널 정보를 알고 있는 경우의 심볼 에러 성능이다. 상기 점선은 송신 안테나가 1개인 기존 OFDM 시스템에서의 성능 한계선을 보이고 있으며, 상기 실선은 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서의 성능 한계선을 보이고 있다. 상기 도 9를 통해 STBC 기법을 통해 다이버시티 이득을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.

상기 도 9에서 네모 모양이 삽입된 실선은 본 발명의 실시 예에 따른 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서 불충분한 CP(G=0)을 삽입한 경우 CP 재생성의 성능을 보여주고 있다. 충분한 CP를 사용한 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 성능과 본 발명의 실시 예에 따른 CP 재생성을 적용한 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 성능이 거의 일치함을 확인할 수 있다. 결국, 본 발명의 실시 예로써 제안된 CP 재생성 기법을 적용함으로써, STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템의 주파수 효율을 11.11% 향상시킬 수 있다. 여기서 주파수 효율 이득은 하기 <수학식 24>에 의해 계산된다.

상기 도 9에서 원 모양과 마름모 모양이 삽입된 실선은 STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서 채널 추정을 반복 수행하지 않은 경우와 본 발명의 실시 예에 따라 채널 추정을 반복 수행하는 경우의 심볼 에러 성능을 보여주고 있다. 본 발명의 실시 예를 적용할 시 채널 추정을 두 번 반복 수행함으로써,

의 심볼 에러 비율에서 약 0.6dB의 성능 개선을 얻을 수 있다.

전술한 본 발명의 실시 예들을 적용함으로써, STBC 기법을 사용하는 OFDM 시스템에서의 다이버시티 이득을 감소시키지 않으면서, CP 샘플의 삽입으로 인한 주파수 효율 감소를 최소화 시킬 수 있다. 뿐만 아니라 OFDM 시스템의 향상된 주파수 효율은 전체 데이터 전송률의 증가를 가져온다.

Claims

적어도 두 개의 송신 안테나들과 하나의 수신 안테나를 가지는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서, 신호 수신 방법에 있어서,

이전에 수신한 심볼의 최종 추정 복원 시퀀스를 획득하는 제1 과정과,

상기 최종 복원 시퀀스를 이용하여 현재 수신한 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분을 제2 과정과,

상기 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분이 제거된 제1심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하는 제3 과정과,

상기 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여, 상기 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분 복원 및 다음으로 수신한 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼간 간섭으로 인한 신호 성분 제거를 수행하는 제4 과정과,

상기 심볼간 간섭으로 인한 신호 성분이 제거된 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하는 제5 과정과,

상기 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여 상기 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분을 복원하는 제6 과정을 포함하며,

상기 제1심볼은 두개의 송신 안테나들을 통해 제1시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을, 상기 제2심볼은 상기 두개의 송신 안테나들을 통해 상기 제1시점보다는 늦은 제2시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을 의미하며, 상기 제3과정 내지 제6과정은 미리 결정된 횟수(n)에 의해 상기 제1차 추정 복원 시퀀스가 제n차 추정 복원 시퀀스까지 변경되며 반복 수행됨을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 제1심볼의 수신 시퀀스(
)로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 제거하고, 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 복원하는 것은 하기 <수학식 25>에 의해 이루어짐을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.

여기서
는 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분이 복원된 제1심볼의 수신 시퀀스,
는 p번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 충격 응답의 l번째 탭,
은 이전 수신한 심볼에 의해 추정된 최종 추정 복원 시퀀스,
는 제1심볼의 추정 복원 시퀀스, p는 송신 안테나의 인덱스임.
제2항에 있어서, 상기 제2심볼의 수신 시퀀스(
)로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 제거하고, 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 복원하는 것은 하기 <수학식 26>에 의해 이루어짐을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.

여기서
는 부채널 간 간섭으로 인한 신호 성분이 복원된 제2심볼의 수신 시퀀스,
는 제2심볼의 추정 복원 시퀀스임.
제3항에 있어서, 상기 제1심볼 및 제2심볼이 훈련 심볼이면, 하기 <수학식 27>에 의해 상기
에 대한 추정 치(
)를 계산함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.

여기서
는 훈련 구간에서 전송되는 훈련 심볼의 행렬,
는 수신한 심볼의 행렬,
는 이전 채널 추정에 의한 추정 치임.
제4항에 있어서, 상기 제1심볼 및 제2심볼이 데이터 심볼이면, 하기 <수학식 28>에 의해 상기
에 대한 추정 치(
)를 계산함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.

여기서 E[x]는 랜덤 변수 x의 기대치임.
제5항에 있어서, 상기 <수학식 28>에서
와
는 소프트-입력 소프트-출력(SISO ; soft-input soft-output) 복호기의 외인성(extrinsic) 확률 값과 앞서 수신한 심볼의 추정 복원 시퀀스
을 이용하여 구함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 제2심볼의 추정 복원 시퀀스(
)는 상기 제1심볼의 추정 복원 시퀀스(
)에 대한 부호 변환과 순서 재배치를 통해 획득됨을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.
제1항에 있어서, 상기 제1심볼의 추정 복원 시퀀스(
)로부터 상기 제2심볼의 추정 복원 시퀀스(
)의 획득은 하기 <수학식 29>에 의해 계산됨을 특징으로 하는 상기 신호 수신 방법.

여기서 p는 1, 2이며, k는 0, 1, …, N-1임.
적어도 두 개의 송신 안테나들과 하나의 수신 안테나를 가지는 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서, 신호 수신 장치에 있어서,

이전에 수신한 심볼의 최종 추정 복원 시퀀스를 이용하여 현재 수신한 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분을 제거하며, 상기 제1심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여 상기 제1심볼 다음으로 수신한 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분을 제거하는 심볼 간 간섭 제거부와,

상기 제1차 추정 복원 시퀀스를 이용하여, 상기 제1심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분을 복원하며, 상기 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하고, 상기 획득한 시퀀스를 이용하여 상기 제2심볼의 수신 시퀀스로부터 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분을 복원하는 순환 복구부와,

상기 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분이 복원된 제1심볼 및 제2심볼의 수신 시퀀스의 복호를 통해 상기 제1심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스 및 제2심볼의 제1차 추정 복원 시퀀스를 획득하는 복원부를 포함하며,

상기 제1심볼은 상기 두개의 송신 안테나들을 통해 제1시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을, 상기 제2심볼은 상기 두개의 송신 안테나들을 통해 상기 제1시점보다는 늦은 제2시점에 송신되는 두개의 전송 심볼들이 채널 통과에 의해 수신된 심볼을 의미하며, 상기 심볼 간 간섭 제거부, 순환 복구부 및 복원부는 미리 결정된 횟수(n)만틈 제n차 추정 복원 시퀀스까지 획득하며 각각의 동작들을 반복 수행함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.
제9항에 있어서, 상기 심볼 간 간섭 제거부는, 상기 제1심볼의 수신 시퀀스(
)로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 감산하고, 상기 제2심볼의 수신 시퀀스(
)로부터 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 감산함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.

여기서
는 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분이 복원된 제1심볼의 수신 시퀀스,
는 p번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 충격 응답의 l번째 탭,
는 제1심볼의 추정 복원 시퀀스,
은 앞서 수신한 심볼들에 의해 추정된 추정 복원 시퀀스, p는 송신 안테나의 인덱스임.
제10항에 있어서, 상기 순환 복구부는, 상기 심볼 간 간섭으로 인한 신호 성분이 제거된 제1심볼의 수신 시퀀스에 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 가산하고, 상기 심볼 간 간섭 신호 성분이 제거된 제2심볼 시퀀스에 캐리어 간 간섭으로 인한 신호 성분(
)을 가산함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.

여기서
는 제2심볼의 추정 복원 시퀀스임.
제11항에 있어서, 상기 심볼들이 훈련 심볼이면, 하기 <수학식 30>에 의해 상기
에 대한 추정 치()를 계산하고, 상기 심볼들이 데이터 심볼이면, 하기 <수학식 31>에 의해 상기
에 대한 추정 치(
)를 계산하는 채널 추정부를 더 구비함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.

여기서
는 훈련 구간에서 전송되는 훈련 심볼의 행렬,
는 수신한 심볼의 행렬,
는 이전 채널 추정에 의한 추정 치임.

여기서 E[x]는 랜덤 변수 x의 기대치임.
제12항에 있어서, 상기 채널 추정부는, 상기 <수학식 31>에서
와
를 소프트-입력 소프트-출력(SISO ; soft-input soft-output) 복호기의 외인성(extrinsic) 확률 값과 앞서 수신한 심볼의 추정 복원 시퀀스
을 이용하여 계산함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.
제9항에 있어서, 상기 복원부는, 상기 제1심볼의 추정 복원 시퀀스(
)에 대한 부호 변환과 순서 재배치를 통해 상기 제2심볼의 추정 복원 시퀀스(
)를 획득됨을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.
제9항에 있어서, 상기 복원부는, 하기 <수학식 32>에 의해 상기 제1심볼의 추정 복원 시퀀스(
)로부터 상기 제2심볼의 추정 복원 시퀀스(
)를 계산함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.

여기서 p는 1, 2이며, k는 0, 1, …, N-1임.
제15항에 있어서, 상기 복원부는,

제1송신 안테나(p=1)에 대응한 제1심볼의 추정 복원 시퀀스(
)에 대한 부호 변환과 순서 재배치를 통해 제2송신 안테나(p=2)에 대응한 제2심볼의 추정 복원 시퀀스(
)로
을 출력하는 제1부호 변환 및 순서 재배치부와,

상기 제2송신 안테나(p=2)에 대응한 제1심볼의 추정 복원 시퀀스(
)에 대한 부호 변환과 순서 재배치를 통해 상기 제1송신 안테나(p=1)에 대응한 제2심볼의 추정 복원 시퀀스(
)로
을 출력하는 제2부호 변환 및 순서 재배치부를 포함함을 특징으로 하는 상기 신호 수신 장치.