KR100575979B1 - 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 페스트페이딩 채널 추정장치 및 방법 - Google Patents

직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 페스트페이딩 채널 추정장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교주파수다중화방식의 페스트 페이딩(fast fading) 환경에서의 채널 추정장치 및 방법을 제안한다. 이를 위해 최초의 채널 추정 시에는 파일럿 심볼만을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 그 이후에는 복원된 심볼을 기존의 Stamoulis 방식에서의 파일럿 심볼과 같이 이용하여 채널 추정을 수행하도록 한다. 이로써 채널 추정 성능의 개선으로 전체 성능의 향상을 꾀할 수 있다. 따라서 본 발명에 의한 채널 추정 알고리즘은 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법과 달리, 직전 심볼 구간의 채널 정보와 현재 심볼 구간의 채널 정보 사이의 연관성을 활용함으로써, 적은 수의 파일럿 부채널을 사용해도최초 채널 추정 성능을 확보할 수 있다.
OFDM, fast fading, pilot symbol, 채널 추정, Stamoulis 채널 추정 방식

Description

직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서 페스트 페이딩 채널 추정장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING FAST FADING CHANNEL IN A ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION DUPLEXING MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수다중방식의 이동통신시스템에서의 송/수신기 구조를 보이고 있는 도면.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따라 페스트 페이딩 채널 추정을 위한 제어 흐름을 보이고 있는 도면.
도 3a는 본 발명의 제1실시 예에 따른 프레임 구조를 보이고 있는 도면.
도 3b는 본 발명의 제2실시 예에 따른 프레임 구조를 보이고 있는 도면.
도 4a는 기존 채널 추정 방식에서의 프레임 구조를 보이고 있는 도면.
도 4b는 본 발명의 제1실시 예에 따른 채널 추정 방식에서의 프레임 구조를 보이고 있는 도면.
도 4c는 기존 채널 추정 방식에서의 프레임 구조를 보이고 있는 도면.
도 4d는 본 발명의 제2실시 예에 따른 채널 추정 방식에서의 프레임 구조를 보이고 있는 도면.
도 5은 기존 채널 추정 방식과 본 발명의 제1실시 예에 따른 채널 추정 방식의 비트 에러 오율 성능을 비교하고 있는 도면.
도 6은 기존 채널 추정 방식과 본 발명의 제2실시 예에 따른 채널 추정 방식의 비트 에러 오율 성능을 비교하고 있는 도면.
본 발명은 직교주파수다중화방식의 이동통신시스템에서의 채널 추정장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 페스트 페이딩(fast fading) 환경에서의 채널 추정장치 및 방법에 관한 것이다.
오늘날 이동통신시스템은 초기의 음성 위주의 서비스에서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 제공을 위한 고속, 고품질의 이동통신시스템으로 발전하고 있다. 또한, 현재 비동기방식(3GPP)과 동기방식(3GPP2)으로 양분되는 제3세대 이동통신시스템은 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 서비스를 위한 표준화 작업이 이루어지고 있다. 그 예로서 3GPP에서는 고속 순방향 접속(High Speed Downlink Packet Access, 이하"HSDPA"라 칭함) 방식에 대한 표준화 작업이 진행되고 있으며, 3GPP2에서는 1xEV-DV에 대한 표준화 작업이 진행되고 있다. 이러한 표준화 작업은 제3세대 이동통신시스템에서 2Mbps 이상의 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 전송 서비스에 대한 해법을 찾기 위한 노력의 대표적인 반증이라 볼 수 있다. 또한 제4세대 이동통신시스템은 그 이상의 고속, 고품질의 멀티미디어 서비스 제공을 목표로 하고 있다.
앞서 살펴본 고속, 고품질의 데이터 서비스를 위해서는 자원 사용 효율이 뛰어난 직교주파수다중화(Orthogonal Frequency Division Duplexing, 이하 “OFDM”이라 칭함) 방식의 사용이 적극적으로 제안되고 있다. 따라서 제4세대 이동통신시스템에서는 OFDM 방식의 사용이 심도 있게 고려되고 있다. 상기 OFDM 방식을 사용하는 시스템은 다수의 사용자를 위한 다중 액세스 방식으로 모든 사용자들이 전체 시간을 함께 사용하면서 다른 부채널을 사용하는 OFDMA(OFDM-FDMA) 방법이 대표적이다.
한편 고속, 고품질의 데이터 서비스를 위해 사용되는 고차 변조방식과 높은 부호율의 사용을 저해하는 요인은 대체적으로 무선채널 환경에 기인한다. 상기 요인으로는 백색잡음(white noise) 외에도 페이딩에 의한 수신 신호전력의 변화, 셰도우잉(Shadowing), 단말기의 이동 및 빈번한 속도 변화에 따른 도플러효과, 타 사용자 및 다중경로 신호들에 의한 간섭 등이 존재한다. 따라서, 이동통신시스템에서는 상기한 요인들로 인해 변화하는 무선채널 환경에 대응하여 적절한 변조방식 및 코딩방식을 적용하여야 할 것이다. 이를 위해서는 정확한 채널 추정이 선행되어야 하는 것은 자명하다.
상기 OFDM 방식의 이동통신시스템에서는 고속의 이동 환경처럼 채널이 빠르게 변화하는 경우, 하나의 OFDM 심볼 내에서조차 채널이 급격히 변화하게 된다. 이로 인해 부채널들 간의 직교성이 깨지게 되면, 심볼 간 간섭 신호(ICI : inter-carrier interference)가 심각해진다. 상기 심볼 간 간섭 신호는 채널 추정 성능을 매우 열악하게 하여, 에러 정정 부호를 사용한다고 하더라도 복원된 심볼의 신뢰도가 향상되지 않는다. 따라서, 복원된 심볼을 이용하여 채널 추정을 반복하여 수행한다고 하더라도 성능의 개선을 기대하지 못하게 된다.
기존의 채널 추정 방법들은 하나의 OFDM 심볼 내에서 채널이 변화하지 않는 환경(quasi-static 환경)을 가정하여 개발되었기 때문에, 페스트 페이딩 환경에서는 심각한 성능 저하를 가져온다.
이러한 문제를 해결하기 위한 채널 추정 기술로써, ‘Stamoulis’에 의해 제안된 페스트 페이딩 채널 추정 방법(이하 “SCE 방법”이라 칭함)이 있다. 상기 페스트 페이딩 채널 추정 방법에 대해서는 “A. Stamoulis, S. Diggavi, and N, Al-Dhahir, “Estimation of fast fading channels in OFDM,” IEEE, pp. 465-470, 2002”에 상세히 기술되고 있다. 상기 SCE 방법의 경우 채널 임펄스 응답 길이에 비해 최소 2배 이상의 파일럿 부채널을 사용하여 채널 행렬을 얻는다. 이러한 상기 SCE 방법의 성능은 데이터 부채널에 의한 부채널 간 간섭신호에 의해 좌우됨에 따라 파일럿 부채널의 개수가 많을수록 좋은 성능을 나타낸다. 다시 말하면, 파일럿 부채널의 개수가 적으면 데이터 부채널에 의한 부채널 간 간섭 신호가 커져서 채널 추정 성능이 나빠지는 문제점을 갖고 있다. 상기 파일럿 부채널은 송신기와 수신기가 사전의 약속에 의해 이미 알고 있는 공지 심볼(known symbol)이 전송되는 채널을 의미한다. 상기 파일럿 부채널이 많으면 많을수록 상대적으로 데이터 부채널이 감소하여 전체 전송 처리량(throughput)은 떨어진다. 따라서 적은 수의 공지 심볼을 사용하면서 채널 추정 성능을 개선시키는 채널 추정 방법의 개발이 매우 중요하다 할 것이다.
따라서 전술한 바를 달성하기 위한 본 발명의 목적은 페스트 페이딩 환경에서 최소의 공지 심벌을 사용하여 채널 추정 성능을 개선시키는 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 고속 이동 환경과 같은 페스트 페이딩 환경에서 최초 채널 추정 성능을 향상시키는 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 에러 정정 부호의 코딩 이득을 통해 신뢰도가 높아진 복원 심벌을 이용하여 채널 추정을 반복 수행함으로써 전체 시스템의 성능을 향상시키는 채널 추정 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 현재 심볼 구간의 채널 정보와 직전 심볼 구간의 채널 정보 사이의 연관성을 찾아 채널 추정에 활용하는 방법을 제공함에 있다.
전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 복수의 시간 축들과 상기 시간 축 별로 복수의 부채널들이 형성되는 하나의 프레임을 전송 단위로 하며, 공지 심볼들을 상기 복수의 시간 축들 중 적어도 최초 시간 축상의 부채널을 통해 전송하고 나머지 시간 축 상의 부채널을 통해서는 데이터 심볼들을 전송하는 이동통신시스템의 수신장치에서 채널을 추적하는 방법에 있어서, 상기 공지 심볼들에 의해 초기 채널 정보를 추정하고, 상기 초기 채널 정보에 의해 상기 공지 심볼이 전송된 시간 축에 연속하는 시간 축상의 부채널을 통해 수신되는 데이터 심볼들에 대해 초기 채널 보상을 수행하는 과정과, 다음 공지 심볼들이 수신될 때까지 임의의 시간 축에서 수신되는 데이터 심볼들을 앞선 시간 축에서 수신한 데이터 심볼로써 추정한 채널 정보에 의해 채널 보상을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 복수의 시간 축들과 상기 시간 축 별로 복수의 부채널들이 형성되는 하나의 프레임을 전송 단위로 하며, 공지 심볼들을 상기 복수의 시간 축들 중 적어도 최초 시간 축상의 부채널을 통해 전송하고 나머지 시간 축 상의 부채널을 통해서는 데이터 심볼들을 전송하는 이동통신시스템의 수신장치에서 채널을 추적하는 장치에 있어서, 상기 공지 심볼들에 의해 초기 채널 정보를 추정하고, 상기 초기 채널 정보에 의해 상기 공지 심볼이 전송된 시간 축에 연속하는 시간 축상의 부채널을 통해 수신되는 데이터 심볼들에 대해 초기 채널 보상을 수행하는 제1측정부와, 다음 공지 심볼들이 수신될 때까지 임의의 시간 축에서 수신되는 데이터 심볼들을 앞선 시간 축에서 수신한 데이터 심볼로써 추정한 채널 정보에 의해 채널 보상을 수행하는 제2측정부를 포함함을 특징으로 한다.
이하 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 외의 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다. 또한 본 발명의 효과적인 설명을 위하여 상기 이동통신시스템에 대한 예로서 OFDMA 방식을 사용하는 이동통신망을 예로 들어 설명한다.
후술 될 본 발명에서는 고속 이동 환경과 같은 페스트 페이딩 환경에서 최초 채널 추정 성능을 향상시키기 위한 채널 추정기를 제안할 것이며, 상기 채널 추정기에 적용하여 최초 채널 추정 성능을 향상시키기 위한 두 가지의 새로운 채널 추정 알고리즘을 제안할 것이다. 상기 채널 추정기는 최초 채널 추정기와 기존의 Stamoulis 방식을 이용한 채널 추정기의 반복 수행을 포함하는 구조를 가진다. 또한 상기 새로운 채널 추정 알고리즘은 두 가지의 실시 예들로써 설명될 것이다.
1. 채널 추정기 및 채널 추정 방법
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 방식의 통신시스템에서 송신기 및 수신기의 구조를 보이고 있는 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 입력 신호 X(n)으로 표현되는 데이터 심볼과 파일럿 심볼은 역 푸리에 변환(IFFT : inverse fast Fourier transform)부(110)로 입력된다. 상기 IFFT 부(110)는 상기 X(n)에 대해 역 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 신호 X(n)을 시간 영역의 신호 x(k)으로 출력한다. 상기 x(k)은 주기적 프리픽스(CP : cyclic prefix) 삽입부(112)로 입력되어 CP 샘플이 삽입되어 전송된다. 시간적으로 변화하는 채널(time-varying channel)(114)을 통과한 신호는 백색 잡음 z(k)이 더해진다(116). 이러한 신호는 수신측으로 전송되고, 상기 신호는 CP 제거부(118)에 의해 CP 샘플이 제거된다. 상기 CP 샘플이 제거된 신호 y(k)는 푸리에 변환(FFT) 부(120)에 의해 푸리에 변환되어 주파수 영역의 신호 Y(n)으로 출력된다. 상기 주파수 영역의 신호 Y(n)은 등화기(122)와 제1측정부(134) 및 제2측정부(132)로 입력된다. 상기 제1측정부(134)는 초기 채널 추정을 위한 채널 추정기이며, 상기 제2측정부(132)는 초기 채널 추정 이후의 채널 추정을 위한 채널 추정기이다. 상기 제1 및 제2추정부(134, 132)에 의해서는 올바른 심볼 복원을 위하여 정확한 채널 정보가 추정되어야 한다. 상기 등화기(122)는 상기 제1추정부(134)와 상기 제2추정부(132)에 의해 추정된 채널 정보를 입력 받아 상기 신호 Y(n)에 대해 채널에 의한 전력 감쇄와 위상 변화를 보상한다.
먼저, 상기 제1측정부(134)는 상기 푸리에 변환을 거친 수신 신호 Y(n)를 입력 받아 약속된 파일럿 부채널을 이용하여 채널 정보를 추정한다. 상기 추정된 채널 정보는 상기 등화기(122)로 제공된다. 상기 등화기(122)는 채널 보상을 실시하고 파일럿 심볼을 제외한 데이터 심볼을 디인터리버(124)로 전달한다. 상기 디인터리버(124)를 통해 디인터리빙이 이루어진 데이터 심볼은 복호기(126)로 전달된다. 상기 디인터리빙이 이루어진 데이터 심볼은 상기 복호기(126)를 통해 에러 정정이 이루어져 심볼 복원에 있어서 신뢰도를 향상시킨다.
본 발명에서는 Stamoulis 채널 추정기를 반복 수행시키는데, 신뢰도가 높아진 데이터 복원 심볼을 파일럿 부채널과 함께 사용하여 채널 추정을 실시한다. 따라서 상기 복원된 데이터 심볼 중에서 신뢰도가 높은 Dp개를 선택하여 부호기(128)로 전달한다. 상기 부호기(130)는 상기 신뢰도가 높은 Dp개의 데이터 심볼들에 대해 송신측과 동일한 부호화 기법에 의해 부호화를 수행한다. 상기 부호기(130)로부터 출력되는 부호화 데이터 심볼은 인터리버(128)로 전달하여 송신측에서와 동일한 패턴에 의해 인터리빙이 이루어지도록 한다. 상기 인터리빙이 이루어진 Dp개의 데이터 심볼은 파일럿 부채널과 함께 상기 제2측정부(132)에 입력한다. 상기 제2측정부(132)는 상기 인터리버(130)로부터의 데이터 심볼을 입력 받아 상기 파일럿 부채널을 이용하여 채널 정보를 추정한다. 상기 추정된 채널 정보는 상기 등화기(122)로 제공된다. 상기 등화기(122)는 상기 초기 채널 추정 이후의 채널 추정에서 상기 제2측정부(132)로부터 제공되는 채널 정보에 의해 채널 보상을 실시한다.
도 2는 상기 도 1에서 보이고 있는 수신측의 구성에 의해 채널 추정이 이루어지는 과정을 보이고 있는 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 210단계에서 초기 채널 추정 알고리즘을 사용하여 최초 채널 추정을 수행한다. 212단계에서는 상기 최초 채널 추정에 의한 채널 정보를 사용하여 수신신호에 대한 1-탭 등화를 수행한다. 그 후 214단계에서 상기 등화가 이루어진 데이터 심볼에 대해 디인터리빙 및 복호를 수행한다. 상기 복호는 비터비 디코딩 방식을 사용할 수 있다. 216단계에서는 상기 디코딩된 데이터 심볼들 중 신뢰도가 높은 순서에 의해 Dp개의 데이터 심볼들을 선택한다. 218단계에서는 상기 선택된 Dp개의 데이터 심볼들에 대해 부호화 및 인터리빙을 수행한 후 220단계로 진행한다. 상기 220단계에서 Stamoulis 채널 추정 방법을 사용한 채널 재 추정을 수행한다. 그리고 222단계로 진행하여 상기 추정된 채널 정보를 사용하여 MMSE 등화를 수행한다. 전술한 214단계 내지 222단계는 소정 횟수(Niter번)만큼 반복하여 수행된다.
기존의 Stamoulis 채널 추정 방법은 파일럿 심볼의 양이 적은 경우 추정 성능이 매우 열악하다. 따라서 전술한 본 발명에서는 최초의 채널 추정 시에는 파일럿 심볼만을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 그 이후에는 복원된 심볼을 기존의 Stamoulis 방식에서의 파일럿 심볼과 같이 이용하여 채널 추정을 수행하도록 한다. 이로써 채널 추정 성능의 개선으로 전체 성능의 향상을 꾀할 수 있다. 따라서 본 발명에 의한 채널 추정 알고리즘은 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법과 달리, 직전 심볼 구간의 채널 정보와 현재 심볼 구간의 채널 정보 사이의 연관성을 활용함으로써, 적은 수의 파일럿 부채널을 사용해도최초 채널 추정 성능을 확보할 수 있다.
후술 될 본 발명의 실시 예에서는 최초 채널 추정기, 즉 제1측정부에 사용되는 알고리즘들을 새로이 제안할 것이다. 이는 최초 채널 추정 성능이 열악하면 에러 정정 부호를 통한 부호 이득을 얻을 수 없기 때문에, 최초 채널 추정 성능을 향상시킴으로써 기존 채널 추정 방식에 비해 성능 향상을 가져올 수 있기 때문이다.
2. 채널 추정을 위한 신호 정의
본 발명의 실시 예에 따른 구체적인 알고리즘들을 살펴보기 전에 상기 도 1에서 보여지고 있는 각 신호들에 대해 살펴보도록 한다.
전송 심볼X(n)은 역 푸리에 변환을 통해 시간 축 샘플 x(k)로 변환되어 CP 샘플을 붙인 뒤 전송된다. 수신기에서는 채널 h(k;l)을 통과한 전송 신호를 받아서 CP 샘플을 제거한다. 상기 CP 샘플이 제거된 시간축 샘플 y(k)는 푸리에 변환을 거쳐서 Y(n)이 된다. 상기 y(n)은 하기 <수학식 1>과 같이 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112003047387589-pat00001
이때, v는 채널 임펄스 응답의 길이이고, z(k)는 백색 잡음을 의미한다. h(k;l)은 k번째 시간축 샘플에 해당하는 채널 임펄스 응답의 l번째 탭이다. 상기 <수학식 1>을 행렬 형태로 나타내면 하기 <수학식 2>와 같다.
[수학식 2]
Figure 112003047387589-pat00002
이때, 상기<수학식 2>에서 각 파라미터들은,
Figure 112003047387589-pat00003
와 같이 정의된다.
여기서, N은 전체 부채널 개수를 의미하고, T는 벡터의 전치 행렬(transpose)을 의미한다.
송신기에서의IFFT와수신기에서의 FFT를 포함하면, 전체 송수신 심볼 간의 관계는 하기<수학식 3>으로써 표현될 것이다.
[수학식 3]
Figure 112003047387589-pat00004
여기서,
Figure 112003047387589-pat00005
는 푸리에 변환 행렬이다.
결국, 전송 심볼의 복원을 위해서는 채널 정보 즉, 상기 <수학식 2>의
Figure 112003047387589-pat00006
, 또는 상기 <수학식 3>의 행렬
Figure 112003047387589-pat00007
를 알아야 한다.
3. 제1실시 예
이하 본 발명의 제1실시 예에 의해 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00008
, 또는 행렬
Figure 112003047387589-pat00009
를 구하기 위한 알고리즘에 대해 살펴보도록 한다.
통상적으로 하나의 프레임은 채널 추정을 위한 훈련 구간과 데이터를 전송하기 위한 데이터 구간으로 이루어진다. 상기 훈련 구간에서는 모든 부채널들이 파일럿 부채널이기 때문에 기존 Stamoulis 채널 추정 알고리즘을 통해 매우 정확하게 채널 정보를 추정할 수 있다. 본 발명의 제1실시 예를 위해서도 훈련 구간과 데이터 구간이 바람직하게 배열된 프레임 구조가 제안되어야 할 것이다. 도 3a에서는 본 발명의 제1실시 예를 위한 프레임 구조의 일 예를 보이고 있다. 상기 도 3a에서의 프레임 구조는 하나의 프레임의 시간 구간을 12개의 시간 축들로 나누고, 각 시간 축들은 32개의 부채널들로 이루어진 것을 가정하고 있다. 이중 최초 시간 축의 샘플 영역 t1과 가운데 시간 축의 샘플 영역 t7을 훈련 구간으로 할당하고 나머지 시간 축의 샘플 영역들 t2 내지 t6과 t8 내지 t12를 데이터 구간으로 할당하고 있다. 하지만 하나의 프레임 내에서 훈련 구간에 해당하는 시간 축은 2개로 한정될 필요는 없으며, 그 주기 또한 다양하게 할당할 수 있음은 자명하다. 상기 파일럿 부채널들이 전송되는 시간 측들이 소정 간격을 가지고 전송되도록 하는 것은 데이터 구간에 전송되는 데이터 심볼들에 의해 채널 추정을 수행함으로 인해 발생할 수 있는 오차를 최소화하기 위함이다. 또한 한 프레임을 구성하는 시간 축의 수와 각 시간 축을 구성하는 부채널들의 수도 제한될 필요는 없다.
이와 같은 프레임의 구조를 사용하는 본 발명의 제1실시 예에서는 훈련 구간에서 수신되는 파일럿 부채널들에 의해 초기 채널 추정을 수행함으로써, 정확한 채널 정보를 획득하도록 한다. 그 후에는 데이터 구간에서 수신되는 데이터 심볼들을 이용하여 채널 정보를 획득하고, 상기 획득한 채널 정보를 이용하여 다음 시간 축의 데이터 구간에서의 데이터 심볼들을 수신하도록 한다. 이와 같이 채널 정보를 획득하는데 데이터 심볼들을 이용할 수 있는 것은 상기 초기 획득된 채널 정보에 의해 데이터 심볼들의 신뢰도를 향상시킬 수 있고, 해당 데이터 심볼들이 어떠한 값을 가지는 지를 이미 알 수 있기 때문이다. 통상적으로 파일럿 신호를 채널 추정에 사용할 수 있는 것은 이미 송신측과 수신측에서 파일럿 신호의 타입을 알고 있기 때문이다. 이와 마찬가지로 본 발명에서 데이터 심볼들을 이용하여 채널 추정을 할 수 있는 것은 채널 추정에 이미 복호가 이루어져 그 타입을 알고 있는 데이터 심볼들을 이용하기 때문이다. 본 발명에서는 훈련구간에서 수신하는 파일럿 신호에 의한 채널 추정을 “초기 채널 추정”이라 한다.
전술한 바와 같이 본 발명의 실시 예에서는 데이터 구간에서 데이터 심볼들에 의해 채널 추정이 이루어지도록 함으로써, 기존에 Stamoulis 채널 추정 알고리즘을 이용하던 것에 비해 상대적으로 작은 파일럿 부채널들이 요구되는 장점을 가진다.
본 발명의 제1실시 예에 따른 알고리즘은 현재 심볼 구간의 채널 정보는 직전 심볼 구간의 채널 정보의 함수인 점에 착안하여 데이터 구간의 채널 행렬을 추정한다. 즉, 현재 심볼 구간의 시간 축 샘플에 해당하는 각 채널 임펄스 응답은 직전 심볼 구간의 시간 축 샘플에 해당하는 각 채널 임펄스 응답으로부터 얻을 수 있다. 즉 n번째 OFDM 심볼의 N개의채널 충격 응답은 직전 심볼, 즉 n-1번째 심볼의 채널 충격 응답
Figure 112003047387589-pat00010
의 함수로 설정할 수 있다. 이는 하기 <수학식 4>에 의해 얻을 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112003047387589-pat00011
이때,
Figure 112003047387589-pat00012
은 직전 심볼 구간의 k번째 시간축 샘플에 해당하는 채널 임펄스 응답을 의미한다. 한편 상기 <수학식 4>에서 “l=1,…,ν-1”로 정의된다.
1차 함수를 감안할 때, 상기 <수학식 4>는 하기 <수학식 5>로 표현된다.
[수학식 5]
Figure 112003047387589-pat00013
또한 2차 함수를 감안하면, 상기 <수학식 4>는 하기 <수학식 6>으로 표현된다.
[수학식 6]
Figure 112003047387589-pat00014
상기 <수학식 5>와 상기 <수학식 6>에서 Lcp는 CP 샘플의 길이이다.
현재 심볼의 각 시간 축 샘플에 해당하는 채널 임펄스 응답은 직전 심볼 구간의 채널 임펄스 응답을 상기 <수학식 5> 또는 상기 <수학식 6>에 적용함으로써 구할 수 있다. 이와 같이 구하여진 현재 심볼의 각 시간 축 샘플에 해당하는 채널 임펄스 응답은 상기 <수학식 2> 또는 상기 <수학식 3>에 적용되어 우리가 원하는 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00015
, 또는 행렬
Figure 112003047387589-pat00016
를 구할 수 있다. 상기 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00017
는 N개의 채널 충격 응답 h(k,l)로
Figure 112003047387589-pat00018
를 구성한 후, 푸리에 변환 및 역 변환을 거침으로써 구할 수 있다.
4. 제2실시 예
이하 본 발명의 제2실시 예에 의해 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00019
, 또는 행렬
Figure 112003047387589-pat00020
를 구하기 위한 알고리즘에 대해 살펴보도록 한다.
후술 될 본 발명의 제2실시 예에서는 파일럿 부채널에 해당하는 채널 행렬의 대각 요소(diagonal element)들을 찾고, 간단한 보간법(interpolation)에 의해 나머지 데이터 부채널에 해당하는 대각 요소들을 계산해냄으로써 현재 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00021
의 모든 요소를 얻을 수 있도록 하는 것을 제안하고 있다.
앞서 살펴본 본 발명의 제1실시 예에서와 같이 현재 심볼 구간의 시간 축 샘플에 해당하는 채널 임펄스 응답을 직전 심볼 구간의 시간 축 샘플에 해당하는 채널 임펄스 응답의 1차 함수로 표현하면, 하기 <수학식 7>과 같이 평행이동수식으로 표현할 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112003047387589-pat00022
따라서, 직전 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00023
와 현재 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00024
는 하기 <수학식 8>과 같은 관계식을 가진다.
[수학식 8]
Figure 112003047387589-pat00025
이때, 상기<수학식 8>에서 파라미터는,
Figure 112003047387589-pat00026
와 같이 정의될 수 있다.
현재 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00027
로부터
Figure 112003047387589-pat00028
를 계산하면, 하기<수학식 9>로 표현될 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112003047387589-pat00029
이때,
Figure 112003047387589-pat00030
이고,
Figure 112003047387589-pat00031
이다. 행렬
Figure 112003047387589-pat00032
는 대각(diagonal) 행렬이 되기 때문에 결국, 직전 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00033
와 현재 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00034
의 부 대각(off-diagonal) 요소는 같게 된다. 즉, 채널 행렬의 부 대각(off-diagonal) 요소가 부채널 간 간섭 신호를 의미하므로, 연속하는 두 심볼 구간의 부채널 간 간섭 신호는 같음을 발견할 수 있다. 이러한 발견을 기초하여 훈련 심볼에 이어 데이터 심볼 구간에서 일정 간격으로 파일럿 부채널을 삽입하는 프레임 구조를 생각할 수 있다. 그 일 예를 도 3b에서 보이고 있다. 이러한 프레임 구조의 데이터 구간에서 각 파일럿 부채널에 해당하는 채널 행렬의 대각 요소는 부채널 간 간섭 신호 파워를 고려한 MMSE(minimum mean square error) 해법으로 찾을 수 있게 된다. 현재 심볼 구간의 부채널 간 간섭 신호가 직전 심볼 구간과 같으므로, 현재 심볼 구간에서 부채널 간 간섭 신호는 이미 알고 있는 값이다. 이는 하기 <수학식 10>우로 표현할 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112003047387589-pat00035
즉,
Figure 112003047387589-pat00036
따라서 부채널 간 간섭신호가 고려된 MMSE 해는 하기 <수학식 11>에 의해 구할 수 있다.
[수학식 11]
Figure 112003047387589-pat00037
여기서,
Figure 112003047387589-pat00038
임.
상기 <수학식 11>과 같이, 부채널 간 간섭 신호를 고려한 MMSE 해를 구함으로써 채널 추정 성능을 향상시킬수 있다. 또한, 상기<수학식 11>을 통해, 파일럿 부채널에 해당하는 채널 행렬의 대각 요소를 찾고 나면, 나머지 데이터 부채널에 해당하는 대각 요소들은 간단한 보간법으로 계산해 낼 수 있다. 결국, 현재 심볼 구간의 채널 행렬
Figure 112003047387589-pat00039
의 모든 요소를 얻을 수 있다.
5. 실험 예
이하 본 발명에서 제안하고 있는 실시 예들을 적용하여 이루어진 실험의 예들과 그에 따른 성능을 분석하여 보도록 한다.
후술 될 실험에서는 전체 부채널 개수는 64개이고, 채널 임펄스 응답 길이와 CP 샘플 길이는 4이며, 200kHz 주파수 대역을 사용하였고, 지수적으로 파워가 감소하는 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 채널을 가정하였다. 또한, 페스트 페이딩(Fast fading) 채널 환경을 위해 정규화된 도플러 주파수(fdTs)를 0.1과 0.05로 설정하였다.
도 4a와 도 4b는 기존 Stamoulis 채널 추정 방법(SCE)과 본 발명의 제1실시 예(PCE I)의 성능 비교를 위한 프레임 구조를 보여주고 있으며, 도 4c와 도 4d는 기존 Stamoulis 채널 추정 방법(SCE)과 본 발명의 제2실시 예(PCE II)의 성능 비교를 위한 프레임 구조를 보여주고 있다. 상기 도 4a와 상기 도 4b에서는 하나의 프레임이 8개의 심볼들로 이루어짐을 가정하고 있으며, 상기 도 4c와 상기 도 4d에서는 하나의 프레임이 14개의 심볼들로 이루어짐을 가정하고 있다. 또한, 공평한 비교를 위하여 전체 전송 심볼 대 공지 심볼 신호의 비율은 상기 도 4a와 상기 도 4b에서는 12.5%로 동일하게 설정하였으며, 상기 도 4c와 상기 도 4d에서는 18.75%로 동일하게 설정하였다. 상기 도 4a와 상기 도 4b를 통해서는 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법(SCE)에 비해 본 발명의 제1실시 예(PCE I)를 적용할 시 전송되는 파일럿 부채널의 수가 확연히 적음을 알 수 있다. 또한 상기 도 4c와 상기 도 4d를 통해서는 Stamoulis 채널 추정 방법(SCE)에 비해 본 발명의 제2실시 예(PCE II)를 적용할 시 전송되는 파일럿 부채널의 수가 확연히 적음을 알 수 있다.
도 5는 12.75%의 공지 심볼을 포함하는 경우, 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법과 본 발명의 제1실시 예의 성능을 비교하여 보여주고 있다. 상기 도 5에서 실선은 본 발명의 제1실시 예에 따른 성능을 보이고 있는 그래프이며, 점선은 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법에 따른 성능을 보이고 있는 그래프이다. 상기 도 5에서 알 수 있듯이 기존 Stamoulis 채널 추정 방법과 비교하여 본 발명의 제1실시 예가 상대적으로 좋은 성능을 보임을 확인할 수 있다. 또한 0.05의 정규화된 도플러 주파수의 경우와 0.1의 정규화된 도플러 주파수의 경우 모두에서 본 발명의 제1실시 예에 따른 알고리즘이 상능이 우수함을 알 수 있다.
도 6은 18.75%의 공지 심볼을 포함하는 경우, 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법과 본 발명의 제2실시 예의 성능을 비교하여 보여주고 있다. 상기 도 6에서 실선은 본 발명의 제2실시 예에 따른 성능을 보이고 있는 그래프이며, 점선은 기존의 Stamoulis 채널 추정 방법에 따른 성능을 보이고 있는 그래프이다. 상기 도 6에서 알 수 있듯이 본 발명의 제2실시 예 또한 기존 Stamoulis 채널 추정 방법에 비해 상대적으로 좋은 성능을 보임을 확인할 수 있다. 또한 0.05의 정규화된 도플러 주파수의 경우와 0.1의 정규화된 도플러 주파수의 경우 모두에서 본 발명의 제2실시 예에 따른 알고리즘이 상능이 우수함을 알 수 있다.
그리고, 상기 도 5와 상기 도 6을 참조할 때, 본 발명의 제1 및 제2실시 예들은 도1에서 제안하고 있는 본 발명에 따른 채널 추정 장치의 구조를 통해 채널 추정을 반복 수행함에 따라 성능 개선이 됨을 확인할 수도 있다.
전술한 바에 의하면 본 발명은 직전 심볼 구간의 채널 충격 응답의 함수로써 현재 심볼 구간의 채널 정보를 추정하는 방법과 직전 심볼 구간의 채널 행렬을 이용한MMSE 채널 추정 방법을 제안하였다. 또한 제안된 본 발명의 추정 방법을 최초 채널 추정 방법으로 적용한 소프트 디코딩 결정 심볼을 되 먹인 반복적 채널 추정 구조를 제안하였다.
전술한 본 발명을 적용할 경우 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.
첫 번째로, 페스트 페이딩(Fast fading) 채널 환경에서, 적은 수의 공지 신호를 사용하는 경우에도 채널 추정 성능을 보장할 수 있어 고속 이동시스템의 처리량(throughput)을 향상시킬 수 있다.
두 번째로, 가성 역(pseudo-inverse) 행렬 연산을 필요로 하는 기존의 Stamoulis 채널 추정 알고리즘에 비해 채널 추정을 위한 계산량을 줄일 수 있다.
세 번째로, 최초 채널 추정 알고리즘을 최초 채널 추정기에 사용하는 OFDM 통신 시스템 구조를 제안함으로써, 부채널 간 간섭 신호에 의한 성능 저하를 막고 고속 이동성과 고속 데이터 전송을 보장할 수 있다.

Claims (10)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 복수의 시간 축들과 상기 시간 축 별로 복수의 부채널들이 형성되는 하나의 프레임을 전송 단위로 하며, 공지 심볼들을 상기 복수의 시간 축들 중 적어도 최초 시간 축상의 부채널을 통해 전송하고 나머지 시간 축 상의 부채널을 통해서는 데이터 심볼들을 전송하는 이동통신시스템의 수신장치에서 채널을 추적하는 방법에 있어서,
    상기 공지 심볼들에 의해 초기 채널 정보를 추정하고, 상기 초기 채널 정보에 의해 상기 공지 심볼이 전송된 시간 축에 연속하는 시간 축상의 부채널을 통해 수신되는 데이터 심볼들에 대해 초기 채널 보상을 수행하는 과정과,
    다음 공지 심볼들이 수신될 때까지 임의의 시간 축에서 수신되는 데이터 심볼들을 앞선 시간 축에서 수신한 데이터 심볼로써 추정한 채널 정보에 의해 채널 보상을 수행하는 과정을 포함하며,
    상기 채널 정보를 추정하기 위한 데이터 심볼들은, 이전 채널 보상이 이루어진 데이터 심볼들 중 신뢰도가 높은 소정 개수의 선택된 데이터 심볼들이며,
    상기 초기 채널 보상 과정은,
    하기 <수학식 12>를 하기 <수학식 13>과 같은 1차 함수로 설정하거나 하기 <수학식 14>와 같은 2차 함수로 설정하고, 상기<수학식 13> 또는 하기 <수학식 14>를 통해 앞선 시간 축에서의 각 부채널 임펄스 응답으로부터 현재 시간 축에서의 각 부채널 임펄스 응답을 획득하는 과정과,
    상기 획득한 현재 시간 축에서의 각 부채널 임펄스 응답으로 채널 행렬
    Figure 112005068466032-pat00040
    을 구하여 상기 채널 정보로 추정하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
    [수학식 12]
    Figure 112005068466032-pat00041
    [수학식 13]
    Figure 112005068466032-pat00042
    [수학식 14]
    Figure 112005068466032-pat00043
    상기 <수학식 13>과 상기 <수학식 14>에서 Lcp는 CP 샘플의 길이임.
  4. 제3항에 있어서, 상기 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00044
    을 푸리에 변환 및 역 변환을 거침으로써 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00045
    를 구하고, 상기 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00046
    를 채널 정보로 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 복수의 시간 축들과 상기 시간 축 별로 복수의 부채널들이 형성되는 하나의 프레임을 전송 단위로 하며, 공지 심볼들을 상기 복수의 시간 축들 중 적어도 최초 시간 축상의 부채널을 통해 전송하고 나머지 시간 축 상의 부채널을 통해서는 데이터 심볼들을 전송하는 이동통신시스템의 수신장치에서 채널을 추적하는 방법에 있어서,
    상기 공지 심볼들에 의해 초기 채널 정보를 추정하고, 상기 초기 채널 정보에 의해 상기 공지 심볼이 전송된 시간 축에 연속하는 시간 축상의 부채널을 통해 수신되는 데이터 심볼들에 대해 초기 채널 보상을 수행하는 과정과,
    다음 공지 심볼들이 수신될 때까지 임의의 시간 축에서 수신되는 데이터 심볼들을 앞선 시간 축에서 수신한 데이터 심볼로써 추정한 채널 정보에 의해 채널 보상을 수행하는 과정을 포함하며,
    상기 초기 채널 보상 과정은,
    두 개의 연속하는 시간 축들 간에 있어 각 부채널 임펄스 응답들의 변화가 선형적으로 변하는 경우 이전 채널 행렬
    Figure 112005068466032-pat00047
    의 비대각 요소를 현재 채널 행렬
    Figure 112005068466032-pat00048
    의 비대각 요소로 결정하는 과정과,
    상기 이전 채널 행렬
    Figure 112005068466032-pat00049
    의 비대각 요소를 이용하여 하기 <수학식 15>를 통해 상기 채널 행렬
    Figure 112005068466032-pat00050
    의 대각 요소를 획득하는 과정과,
    상기 비대각 요소와 상기 대각 요소를 하기 <수학식 16>에 적용함으로써 현재 채널 행렬
    Figure 112005068466032-pat00051
    를 구하고, 이를 상기 채널 정보로 추정하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
    [수학식 15]
    Figure 112005068466032-pat00052
    Figure 112005068466032-pat00053
    여기서,
    Figure 112005068466032-pat00054
    임.
    [수학식 16]
    Figure 112005068466032-pat00055
    여기서, 행렬
    Figure 112005068466032-pat00056
    는 대각(diagonal) 행렬임.
  6. 복수의 시간 축들과 상기 시간 축 별로 복수의 부채널들이 형성되는 하나의 프레임을 전송 단위로 하며, 공지 심볼들을 상기 복수의 시간 축들 중 적어도 최초 시간 축상의 부채널을 통해 전송하고 나머지 시간 축 상의 부채널을 통해서는 데이터 심볼들을 전송하는 이동통신시스템의 수신장치에서 채널을 추적하는 장치에 있어서,
    상기 공지 심볼들에 의해 초기 채널 정보를 추정하고, 상기 초기 채널 정보에 의해 상기 공지 심볼이 전송된 시간 축에 연속하는 시간 축상의 부채널을 통해 수신되는 데이터 심볼들에 대해 초기 채널 보상을 수행하는 제1측정부와,
    다음 공지 심볼들이 수신될 때까지 임의의 시간 축에서 수신되는 데이터 심볼들을 앞선 시간 축에서 수신한 데이터 심볼로써 추정한 채널 정보에 의해 채널 보상을 수행하는 제2측정부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 채널 정보를 추정하기 위한 데이터 심볼들은, 이전 채널 보상이 이루어진 데이터 심볼들 중 신뢰도가 높은 소정 개수의 선택된 데이터 심볼들임을 특징으로 하는 상기 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 제1측정부는,
    하기 <수학식 17>을 하기 <수학식 18>과 같은 1차 함수로 설정하거나 하기 <수학식 19>와 같은 2차 함수로 설정하고, 상기<수학식 18> 또는 하기 <수학식 19>를 통해 앞선 시간 축에서의 각 부채널 임펄스 응답으로부터 현재 시간 축에서의 각 부채널 임펄스 응답을 획득하며, 상기 획득한 현재 시간 축에서의 각 부채널 임펄스 응답으로 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00057
    을 구하여 상기 채널 정보로 추정함을 특징으로 하는 상기 장치.
    [수학식 17]
    Figure 112003047387589-pat00058
    [수학식 18]
    Figure 112003047387589-pat00059
    [수학식 19]
    Figure 112003047387589-pat00060
    여기서, Lcp는 CP 샘플의 길이임.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1측정부는, 상기 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00061
    을 푸리에 변환 및 역 변환을 거침으로써 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00062
    를 구하고, 상기 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00063
    를 채널 정보로 추정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  10. 제6항에 있어서, 상기 제1측정부는,
    두 개의 연속하는 시간 축들 간에 있어 각 부채널 임펄스 응답들의 변화가 선형적으로 변하는 경우 이전 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00064
    의 비대각 요소를 현재 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00065
    의 비대각 요소로 결정하고, 상기 이전 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00066
    의 비대각 요소를 이용하여 하기 <수학식 20>를 통해 상기 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00067
    의 대각 요소를 획득하여 하기 <수학식 21>에 적용함으로써 현재 채널 행렬
    Figure 112003047387589-pat00068
    를 구하고, 이를 상기 채널 정보로 추정함을 특징으로 하는 상기 장치.
    [수학식 20]
    Figure 112003047387589-pat00069
    Figure 112003047387589-pat00070
    여기서,
    Figure 112003047387589-pat00071
    임.
    [수학식 21]
    Figure 112003047387589-pat00072
    여기서, 행렬
    Figure 112003047387589-pat00073
    는 대각(diagonal) 행렬임.
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