JP2007166194A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保すること。
【解決手段】チャネル推定部１０４ａは、受信信号ベクトルｒと時空間行列Ｓから、チャネルベクトルｈをもとめる（ｈ＝Ｓ^H ｒ）。次に、チャネル行列算出部１０４ｂでは、チャネルベクトルｈの各成分ｈ₁ ，ｈ₂ を用いて、最新値Ｈ′を求め、更に、式「Ｈ″＝（１−α）Ｈ＋αＨ′」に基づいて行列Ｈ″を求める。ここで、αは０より大きく１以下の実数であり、システムのチャネル行列に関する忘却係数を示す様に適当な値に設定する。即ち、ここでは、チャネル推定部１０４ａが算出したチャネルベクトルｈの各成分ｈ₁ ，ｈ₂ に基づいて求められた上記の最新のチャネル行列Ｈ′によって、前回使用されたチャネル行列Ｈの忘却された分（比率α）だけが、補償される処理形式が採用されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、アラモティ（Siavash M. Alamouti ）が提案した時空間符号化伝送技術（以下、ＳＴＢＣ（:Space Time Block Code）通信方式と言う。）を用いた通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）及び通信システムに関する。
この方法は、例えば車車間通信などの移動体通信における通信データの高品質化に大いに有用なものである。

アラモティが提案した時空間符号化伝送技術（ＳＴＢＣ通信方式）は、下記の非特許文献１などに記載されており、このＳＴＢＣ通信方式を利用した通信技術としては、例えば下記の特許文献１に記載されているものなどが公知である。

例えば、送信アンテナが２本で受信アンテナが１本の２×１システムにおいて、ＳＴＢＣ通信方式を用いる場合を考える。この時、連続するシンボル時刻１，２における受信局側での受信信号をそれぞれｒ₁ ，ｒ₂ とし、第１の送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル特性をｈ₁ 、第２の送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル特性をｈ₂ とし、次式（１）に示す様に、受信信号ベクトルｒとチャネル行列Ｈとシンボルベクトルｓを定義すると、次式（２）の関係が成り立つ。ただし、ここで、「ａ^* 」はａの複素共役を示すものとする。

（基本的な定義式）

（２×１システムにおけるＳＴＢＣ通信方式）
ｒ′＝ Ｈｓ …（２）

この関係式は、非特許文献１の式（11）において、ｎ₀ ＝ｎ₁ ＝０とした場合と等価である。受信されるノイズｎ₀ ，ｎ₁ の影響は、シンボル判定の際に一定の雑音余裕を設けることができることから、ここでは無視することができる。
また、ここで｜ｈ₁ ｜² ＋｜ｈ₂ ｜² ＝１が満たされる様に、ｈ₁ ，ｈ₂ を選べば、Ｈはユニタリー行列となるので、この場合にはｒが規格化されていれば、次式（３）によって、規格化されたシンボルベクトルｓを容易に求めることができる。

（シンボルベクトルｓの導出式）
ｓ ＝ Ｈ^-1ｒ′＝ Ｈ^H ｒ′ …（３） ただし、ここでＨ^H は、行列Ｈの随伴行列を示すものである。そして、例えばＱＰＳＫ方式の場合には、所定のシンボル判定処理によって、次式（４）の何れか１つの規格化されたシンボル信号が、その判定結果として選択される。
（規格化されたシンボル信号の例）

これらの従来技術においては、トレーニング信号（パイロット信号）などを巧く利用してマルチパス（多重伝搬路）のチャネル特性を受信側で高精度に推定することが、通信データを高品質化する上で非常に重要である。
"A simple transmit diversity technique for wireless communications," IEEE journal on selective areas in communications, vol.16, no.8, pp.1451-1458, Oct. 1998. 特開２００４−１２９０８２号公報

しかしながら、ＳＴＢＣ通信方式に準拠する従来の通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）においては、局移動に伴うマルチパス環境の変動が考慮されていない。即ち、上記の従来の通信装置では、送信局又は受信局が高速に移動する場合に、その高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が特段補償されてはおらず、このため、送信局又は受信局の移動中に、受信側では干渉波成分が増大してしまって受信信号の復号ができなくなることがあった。

例えば、トレーニング信号（パイロット信号）を受信した時点（：時刻ｔ₀ ）で算定されるチャネル推定行列Γの推定精度が十分に高い場合でも、時刻ｔ₀ から時刻ｔ₀ ＋Δｔにおいて次回のトレーニング信号を受信するまでの間に送信局または受信局が移動してしまうと、その間の移動距離などに応じて、上記のチャネル行列Ｈに関する推定精度が急速に劣化することがあった。即ち、従来装置においては、動的な送受信局間の距離変動に伴って通信品質が急速に劣化することがあり、特に移動速度の大きな移動体通信の場合に問題となっていた。

本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保することである。

上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を推定するチャネル推定手段と、チャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、トレーニング信号を受信してから次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内において、所定の復調方式におけるシンボル判定後のシンボル信号に基づいて、チャネル行列Ｈの最新値Ｈ′を所定の演算周期で逐次再計算するチャネル変動補償手段を設け、シンボル判定後のシンボル信号が正しく求められる程度に、期間内において使用中のチャネル行列Ｈと最新値Ｈ′との各成分の差分が小さくなることが想定できる時間間隔以下に、上記の演算周期を設定することである。

また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段の上記の復号手段において、期間内において使用中のチャネル行列Ｈと、最新の受信信号ベクトルｒに基づいて算出された最新値Ｈ′との加重平均値行列Ｈ″を用いて時空間ブロック復号処理を行うことである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。

以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１の手段によれば、上記の演算周期は、シンボル判定後のシンボル信号が正しく求められることが想定できる程十分に短いので、随時求められるシンボル判定後の判定結果であるシンボル信号は、パイロット信号の代わりに利用することができる。したがって、この演算周期で上記のチャネル変動補償手段を周期的に実行すれば、トレーニング信号を受信してから次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内においても、常時正確なチャネル行列の推定処理を実行することができる。
したがって、本発明の第１の手段によれば、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保することができる。

また、本発明の第２の手段によれば、マルチパス環境下における時空間上の局所的な例外や特異点や、或いは装置内外の一時的なノイズなどによって、上記の最新値Ｈ′が一時的に特異な値を取った場合にも、上記の加重平均処理における加重を適当な値に設定しておけば、その特異な例外的事情が当該通信システムに与える悪影響を十分に抑制することが可能となる。したがって、本発明の第２の手段によれば、その様な例外的事情が生じた場合においても、当該通信システムにおける通信品質を良好に維持することが可能となる。なお、上記の加重平均処理に用いる加重は、上記の例外的事情が支配的とならない様に系の忘却特性などを十分に考慮して最適な値に設定することが望ましい。

以下、送信アンテナが２本で受信アンテナが１本の所謂２×１システムにおいて、ＳＴＢＣ通信方式を用いる場合について、本発明の作用原理をより具体的に例示する。
前述の式（１）と次式（５）の定義に従えば、次式（６）の関係が得られる。
（時空間行列Ｓとチャネルベクトルｈの定義）

（受信信号ベクトルｒとチャネルベクトルｈとの関係式）
ｒ ＝ Ｓｈ …（６）
この関係式（６）は、前述の非特許文献１中の式(12)と本質的に一致するものであり、上記の式（６）において、受信されるノイズを無視することができるのは、所定のシンボル判定処理において、雑音余裕を十分に設けることを前提にしているためである。
また、時空間行列Ｓは、例えば前述の式（４）の様なシンボル信号ｓの規格化によってユニタリー行列にすることができるので、上記の式（６）より、次式（７）を得ることができる。ただし、ここで、行列Ｓ^H は、行列Ｓの随伴行列である。
（チャネルベクトルｈの導出式）
ｈ ＝ Ｓ^-1ｒ ＝ Ｓ^H ｒ …（７）

ここで、受信ベクトルｒは、最新の受信信号を用いて構成すればよく、また、式（７）の時空間行列Ｓは、その受信信号（受信ベクトルｒ）を復号して、シンボル判定処理した判定結果であるシンボル信号ｓ（：例えばＱＰＳＫ方式の場合には式（４））に基づいて構成すれば良い。上記のチャネル行列Ｈの最新値Ｈ′は、この様にして算出されるチャネルベクトルｈに基づいて、前述の式（１）のチャネル行列Ｈの定義に基づいて導出することができる。
また、その他の一般の所謂ｎ×ｍシステムにおいても、同様の作用・原理に基づいて、シンボル判定処理後のシンボル信号をパイロット信号の代わりに用いることによって、同様の補償処理を実現することが可能である。

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。

１．発明装置の構成と動作
図１は本実施例１におけるＳＴＢＣ通信の復号処理装置１００の制御ブロック図である。この復号処理装置１００は、送信アンテナが２本あり受信アンテナが１本あるＳＴＢＣ通信システム（所謂２×１システム）の受信局側において復号処理を実行するものである。したがって、前述の基本的な定義式（式（１））については、以下でも同様に用いるものとする。即ち、この復号処理装置１００は、連続したシンボル時刻において順に受信された受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ に基づいて、時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）されたシンボルｓを復号するものである。

この復号処理装置１００は、受信信号判定部１０１と伝搬路推定部１０２とＳＴＢＣデコード部１０３とチャネル変動補償部１０４などから主に構成されている。これらは、アナログ回路、デジタル回路、コンピュータ・ハードウェア、またはコンピュータ・ソフトウェアなどによって実現することができ、それらの実現方式は任意でよく、特段限定されるものではない。
そして、この復号処理装置１００の最も大きな特徴は、チャネル変動補償部１０４のフィードバック制御によって、チャネル行列Ｈが逐次補償（再計算）される点にある。

受信信号判定部１０１は、受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ がパイロット信号であるか否かを判定し、これらがパイロット信号である場合には、受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ を伝搬路推定部１０２へ、そうでなければ受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ をＳＴＢＣデコード部１０３へ送出する。また、同時に、受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ がパイロット信号である場合には、スイッチｓｗ１を接点ａに接続し、そうでなければスイッチｓｗ１を接点ｂに接続する。

伝搬路推定部１０２は、入力されたパイロット信号（受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ ）に基づいて、送信局と当該受信局との間のマルチパスの各伝搬路特性を推定する。即ち、前述の式（１）のチャネル行列Ｈを求めて、図中の接点ａに出力する。伝搬路推定部１０２によって、パイロット信号から直接算出されたチャネル行列を以下、Ｈ（ｔ₀ ）と表すことがある。ここでｔ₀ は、そのパイロット信号の受信時刻を表している。

ＳＴＢＣデコード部１０３は、スイッチｓｗ１からチャネル行列Ｈを入力する。このチャネル行列Ｈは、パイロット信号受信直後であれば、スイッチｓｗ１は接点ａに接続されているので、上記のチャネル行列Ｈ（ｔ₀ ）に一致する。
次に、ＳＴＢＣデコード部１０３は、パイロット信号ではない復号されるべき受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ を受信信号判定部１０１から入力する。そして、式（１）、式（３）に基づいて、所望のシンボル信号ｓを求める。ただし、ＳＴＢＣデコード部１０３から出力されるシンボル信号ｓは、シンボル判定後の判定結果を示すものであるから、例えばＱＰＳＫ方式を採用する場合には、式（４）に示した４通りのシンボル信号ｓの内の何れか１つの信号が出力されることになる。また、８−ＰＳＫ方式を採用する場合にも、ＳＴＢＣデコード部１０３からの出力信号（シンボル信号ｓ）は、８通りに限定される。

チャネル変動補償部１０４は、先に上記のＳＴＢＣデコード部１０３が使用したチャネル行列Ｈ，受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ 、及び今回ＳＴＢＣデコード部１０３が出力した上記の判定結果（シンボル信号ｓ）を用いて、再計算されたチャネル行列Ｈ″を導出して、スイッチｓｗ１の接点ｂに出力する。
この時、チャネル推定部１０４ａは、前述の式（７）により、チャネルベクトルｈをもとめ、チャネル行列算出部１０４ｂに出力する。

次に、チャネル行列算出部１０４ｂでは、チャネル推定部１０４ａが算出したチャネルベクトルｈの各成分ｈ₁ ，ｈ₂ を用いて、式（１）の定義に従って、チャネル行列の再計算後の最新値Ｈ′を求め、更に、次式（８）に基づいて、行列Ｈ″を求める。
（行列Ｈ″の演算）
Ｈ″＝ （１−α）Ｈ ＋αＨ′ …（８）
ここで、αは０より大きく１以下の実数であり、システムのチャネル行列に関する忘却係数を示す様に適当な値に設定する。なお、このαの値は、０．２〜０．０２程度が望ましく、例えば０．０４程度でも良い。このαの値は、移動体の移動速度やシンボル信号の復号処理周期などに応じて、最適に設定することができる。

即ち、ここでは、上記の漸化式（式（８））によって、チャネル推定部１０４ａが算出したチャネルベクトルｈの各成分ｈ₁ ，ｈ₂ に基づいて求められた上記の最新の値Ｈ′によって、前回使用されたチャネル行列Ｈの忘却分（比率αの分）だけが補償される処理方式が採用されている。

本実施例において式（８）より行列Ｈ″を求めた後は、チャネル行列算出部１０４ｂは、この行列Ｈ″をスイッチｓｗ１の接点ｂに出力する。スイッチｓｗ１は、チャネル行列Ｈ（ｔ₀ ）とチャネル行列Ｈ″の何れか一方を、受信信号判定部１０１からの制御信号に基づいて選択する。したがって、その値（Ｈ（ｔ₀ ）または行列Ｈ″）はその後、ＳＴＢＣデコード部１０３に対して、次回の復号演算で該ＳＴＢＣデコード部１０３が用いるべきチャネル行列Ｈとして出力される。また、このチャネル行列Ｈの値は、同時にチャネル変動補償部１０４にも再びフィードバックされて、該チャネル変動補償部１０４が行う上記の逐次演算処理（式（８））において再利用される。

以上の処理は、所定の演算周期で繰り返し実行する。この演算周期は、シンボル判定後のシンボル信号が正しく求められる程度に、使用中のチャネル行列Ｈと最新値Ｈ′との各成分の差分が十分に小さくなることが想定できる時間間隔以下に設定する。
これにより、トレーニング信号を受信してから次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内においても、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、高い通信品質を確保することができる。

上記の様な方式を採用する理由は、常時ＳＮＲが大きな場合にはノイズなどを特段勘案しなくても何ら問題ないが、特に通信環境が変動し易い移動体通信などにおいては、例えばマルチパス環境下における局所的または一時的なチャネル特性の特異点や、比較的大きなノイズなどの様々な不具合が想定され得るためである。そして、この様な場合には、それらの例外値やノイズなどを排除するために、適当な加重平均処理などを用いた、例えば上記の様な処置を講じておくことが望ましい。
この様な考えに従って、上記の実施例では、漸化式（式（８））を使って系の忘却特性を加味する加重平均処理を導入したが、その他にも、例えば補正処理の実行周期が十分に短い場合などには、例えば数周期〜数十周期にわたる上記の各最新値Ｈ′の単純平均値を上記の行列Ｈ″の代わりに用いるなどしても良い。

なお、上記の式（８）でα＝１とする場合には、Ｈ″≡Ｈ′となる。この場合、忘却傾向の極めて強いチャネル行列（Ｈ＝Ｈ′）が常時生成される。したがって、α＝１とするこの方式は、パイロット信号が受信されない期間中常時、最新のチャネル行列（Ｈ＝Ｈ′）を保持する点では有利と言えるが、ノイズ等による一時的かつ例外的な系の乱れに非常に弱い不安定な復号処理部が構成されてしまう点では不利となる。

２．シミュレーションによる作用・効果の検証
２．１ 交差点モデル
図２に、本発明の各実施例を検証するために構成された交差点モデルの空間的な構造を例示する。評価対象とする交差点モデルを示す。この交差点モデルでは、３００ｍ四方のオフィスビル街を想定し、道路幅は１０ｍと仮定し、交差点の周辺には、ビルを疑似する高さ１０ｍのコンクリートブロックを図示する様に配置した。送信局Ｔｘおよび受信局Ｒｘの各アンテナの初期位置は、ともに道路の交差点から４０ｍ離れた場所とした。即ち、時速６０ｋｍで移動する自動車の平均的な停止可能距離（約４０ｍ程度）を１つの目安として考えた。

また、この交差点モデルにおいては、送受信のアンテナとして、標準ダイポールを２素子ずつ使用し、車両上における２つのアンテナの素子間隔を１．５ｍ、アンテナの高さは０．８ｍとし、アンテナ軸は地面に対して垂直とした。また、コンクリートブロックの壁面からの距離は、1 ．５ｍとした。また、個々の送信アンテナからの送信電力はそれぞれ１０ｍＷに設定した。

また、このシミュレーションでは、幾何学的な光学手法であるレイトレーシング法の内のイメージ法を採用した。この方法では、送信点、受信点、その他すべての反射面の組み合わせから、反射・透過・回折を計算するが、この時、反射係数と透過係数には、フレネルの係数を使用し、回折係数にはUTD （Uniform Geometric Theory of Diffraction ）を用いた。また、これらのシミュレーションでは、反射回数を１〜３回と変化させ、透過回数を０回と固定し、回折回数は１〜２回と変化させ、大地反射も考慮した。なお、コンクリートブロック、および大地の電気的特性を次の表１に示す値とした。

２．２ 検証結果
図３に本実施例１の効果を例示する。本シミュレーションは、上記の交差点モデルに基づいて、各受信アンテナに熱雑音を付与した時のＱＰＳＫ方式下におけるＢＥＲについて調べたものであり、本シミュレーションでは、受信局Ｒｘと送信局Ｔｘの移動速度はそれぞれ共に６０ｋｍ／ｈとした。このため、受信局Ｒｘのｘ軸方向の移動量Δｘと、送信局Ｔｘのｙ軸方向の移動量Δｙは常時互いに等しいもの（Δｘ＝Δｙ）となった。また、通信に用いる電磁波の周波数ｆを６ＧＨｚ、５ＧＨｚ、２ＧＨｚの３通りとしたが、何れの場合にも、各波長λを用いたパラメータΔｘ／λを用いると、それらのシミュレーション結果は本図３に示す通りに、一致したため、本グラフ上では周波数ｆに関する区別は示していない。また、１シンボルの送信周期を１μｓｅｃとし、上記の式（８）のαの値は、約０．０３とした。

図中に conventional と記載して示してあるグラフが、本発明の補正処理を省略した従来のＳＴＢＣ通信方式に従うシミュレーション結果であり、上記の実施例１に従うシミュレーションの結果のグラフを proposed と記載して示した。
このシミュレーション結果より、従来技術では、移動体の移動によって受信品質（ＢＥＲ）が急激に悪化するのに対して、上記の実施例１に基づく方式に従えば、移動に伴う受信品質（ＢＥＲ）の劣化が殆ど見られないことがわかる。

図４は、上記の図３と同一のシミュレーション結果をＳＮＲを横軸にして、別の側面から示したものである。このグラフからも、本発明の有効性が非常に顕著であることを確認することができる。
また、前述の透過回数を１回として、図２の送受信局間にある交差点の角のビルの１階が、ガラス張りのショウルームなどで構成されている場合などを想定して、同様の検証シミュレーションを実施した。そして、これらの場合においても、上記と略同様にして、本発明の有効性を検証することができた。

〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
（変形例１）
上記の実施例１の式（８）では、前回の復号処理でＳＴＢＣデコード部１０３が使用したチャネル行列Ｈを用いて、次回の復号処理でＳＴＢＣデコード部１０３が使用すべきチャネル行列Ｈ″を算出しているが、この漸化式（式（８））における行列Ｈの初項はパイロット信号から直接求められた前述の行列Ｈ（ｔ₀ ）であり、行列Ｈ′の初項は、そのチャネル行列Ｈ＝Ｈ（ｔ₀ ）に基づいて最初に復号されたシンボルの判定結果であるシンボル信号ｓ（例：式（４））と、その復号元の受信信号ベクトルｒから、式（１）、式（５）、式（７）を用いて導出される。この時、上記のパイロット信号の受信時刻ｔ₀ から、上記の復号元の受信信号ベクトルｒの受信時刻までの時間間隔をΔｔとすれば、この演算方式（漸化式（８））におけるこの時間間隔Δｔの許容され得る最大値は、本発明のチャネル変動補償手段が逐次再計算する前述の演算周期の最大値に一致する。

したがって、上記の時間間隔Δｔが前述の演算周期の最大値以下の値を取る限りにおいては、所望のチャネル行列Ｈ″を求める際に上記の漸化式（８）を各演算周期毎に次々と順次連鎖的に用いるのではなく、パイロット信号から直接求められた前述の行列Ｈ（ｔ₀ ）と、最新の受信信号ベクトルｒと、該ベクトルｒに基づくシンボル判定結果であるシンボル信号ｓ（例：式（４））から直接上記の様にして、即ちその初項と同様の導出手順によって、所望のチャネル行列Ｈ″を直接的に求めることも可能である。
このことは、上記の時間間隔Δｔが前述の演算周期の最大値以下の値である限りにおいて、所望のチャネル行列Ｈ″の初項を漸化式（８）に基づいて正確に求め得ることからも自明と言える。

（変形例２）
また、上記の図１の復号処理装置１００の構成例では、所謂２×１システムの構成例を例示したが、一般の所謂ｎ×ｍシステム（ｎ＞１，ｍ＞１）においても、上記と同様の作用・効果を得ることができる。

実施例１のＳＴＢＣ通信の復号処理装置１００の制御ブロック図 交差点モデルの空間的な構成を例示する平面図 実施例１の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ） 実施例１の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ）

符号の説明

１００ ： 復号処理装置
１０１ ： 受信信号判定部
１０２ ： 伝搬路推定部
１０３ ： ＳＴＢＣデコード部
１０４ ： チャネル変動補償部
１０４ａ： チャネル推定部
１０４ｂ： チャネル行列算出部

Claims (2)

1. 所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、
   前記トレーニング信号を受信してから、次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内において、所定の復調方式におけるシンボル判定後のシンボル信号に基づいて、前記チャネル行列Ｈの最新値Ｈ′を所定の演算周期で逐次再計算するチャネル変動補償手段を有し、
   前記演算周期は、
   シンボル判定後の前記シンボル信号が正しく求められる程度に、前記期間内において使用中の前記チャネル行列Ｈと前記最新値Ｈ′との各成分の差分が、小さくなることが想定できる時間間隔以下である
   ことを特徴とする受信装置。
2. 前記復号手段は、
   前記期間内において使用中の前記チャネル行列Ｈと、
   最新の受信信号ベクトルｒに基づいて算出された前記最新値Ｈ′と
   の加重平均値行列Ｈ″を用いて前記時空間ブロック復号処理を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。

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