JP6619397B2 - 無線通信システム、受信装置および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システム、受信装置および通信方法に関する。

無線通信システムは、大容量のデータを伝送するために広帯域化が図られている。しかしながら、無線通信システムは、広帯域化により、建物等の反射や回折等で発生する電磁波の遅延による周波数選択性フェージングの影響を受ける。

このため、電磁波の遅延を時間領域で等化し、周波数選択性フェージングを補償する線形等化器（ＬＥ：Linear Equalizer）や判定帰還型等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer）等の技術が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

C.A. Belfore, and J.H, Park, Jr., "Decision Feedback Equalization," Proc. IEEE, Vol.67, No.8, pp.1143-1156, 1979.

従来技術では、受信した電磁波のトレーニング信号に対して、ＲＬＳ（Recursive Least Square）等の適応等化処理を実行することにより、遅延を補償するタップのタップ数および各タップのタップ係数を算出する。そして、従来技術は、算出した各タップのタップ係数を用いて、受信した電磁波のデータ信号に対して等化処理を実行し、データ信号における遅延を補償する。しかしながら、タップ数を増加させることにより、遅延の補償の精度（通信品質）は向上するが、タップ係数を求める演算量は増大し、伝送速度効率が低下するという問題がある。

また、無線通信システムにおいて電磁波が伝搬する通信路の数、すなわちチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）のチャンネル数（以下、“ＣＩＲ長”とも称される）を“Ｌ”とする場合、従来技術では、トレーニング信号は、２Ｌ＋１以上のシンボル長を有することが求められる。しかしながら、通信路応答の遅延の広がりが大きく通信路の時変動が小さい、すなわちＣＩＲ長Ｌが大きく、かつ所定の伝送速度を満たすことが求められる長遅延波環境等の環境では、トレーニング信号を２Ｌ＋１以上のシンボル長に設定することが困難となり、通信品質が低下する場合がある。

本発明は、通信品質を低下させることなく、従来と比べて伝送速度効率を向上させることができる通信システム、受信装置および通信方法を提供することを目的とする。

第１の発明は、トレーニング信号とデータ信号とを送信する送信装置と、送信されたトレーニング信号とデータ信号とを受信する受信装置とを有する無線通信システムにおいて、受信装置は、受信したデータ信号に対して実行する判定帰還型の等化処理におけるフィードフォワードフィルタの複数の第１タップ係数と、フィードバックフィルタの複数の第２タップ係数とを、受信したトレーニング信号を用いて推定する第１推定部と、受信したトレーニング信号を用いて、送信装置との間の第１通信路応答を推定する第２推定部と、第２推定部により推定された第１通信路応答と、第１通信路応答が推定される前に第２推定部により推定された通信路応答との差分から第１通信路応答の時間変化を示す時変動成分を算出する算出部と、第１通信路応答の逆応答を算出する適応等化部と、算出された時変動成分が所定値より小さい場合、第１通信路応答の時変動成分と、第１通信路応答の逆応答と、第１通信路応答とを用いて、複数の第１タップ係数を複数の第３タップ係数に、複数の第２タップ係数を複数の第４タップ係数に更新する更新部と、複数の第１タップ係数と複数の第２タップ係数、または複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用いて、受信したデータ信号に対して判定帰還型の等化処理を実行する等化部とを備えることを特徴とする無線通信システムである。

第２の発明は、第１の発明において、等化部は、算出部により算出された時変動成分が所定値より小さい場合、複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用い、時変動成分が所定値以上の場合、複数の第１タップ係数と複数の第２タップ係数とを用いることを特徴とする。

第３の発明は、第２の発明において、等化部は、複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用いる場合、更新部より出力される数の複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用いることを特徴とする。

第４の発明は、第２の発明において、等化部は、複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用いる場合、複数の第３タップ係数のうち第１推定部により出力される複数の第１タップ係数と同じ数の第３タップ係数を用い、複数の第４タップ係数のうち第１推定部により出力される複数の第２タップ係数と同じ数の第４タップ係数を用いることを特徴とする。

第５の発明は、送信装置により送信されたトレーニング信号とデータ信号とを受信する受信部と、受信したデータ信号に対して実行する判定帰還型の等化処理におけるフィードフォワードフィルタの複数の第１タップ係数と、フィードバックフィルタの複数の第２タップ係数とを、受信したトレーニング信号を用いて推定する第１推定部と、受信したトレーニング信号を用いて、送信装置との間の第１通信路応答を推定する第２推定部と、第２推定部により推定された第１通信路応答と、第１通信路応答が推定される前に第２推定部により推定された通信路応答との差分から第１通信路応答の時間変化を示す時変動成分を算出する算出部と、第１通信路応答の逆応答を算出する適応等化部と、算出された時変動成分が所定値より小さい場合、第１通信路応答の時変動成分と、第１通信路応答の逆応答と、第１通信路応答とを用いて、複数の第１タップ係数を複数の第３タップ係数に、複数の第２タップ係数を複数の第４タップ係数に更新する更新部と、複数の第１タップ係数と複数の第２タップ係数、または複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用いて、受信したデータ信号に対して判定帰還型の等化処理を実行する等化部とを備えることを特徴とする受信装置である。

第６の発明は、送信装置により送信されたトレーニング信号とデータ信号とを受信する受信装置の通信方法において、受信したデータ信号に対して実行する判定帰還型の等化処理におけるフィードフォワードフィルタの複数の第１タップ係数と、フィードバックフィルタの複数の第２タップ係数とを、受信したトレーニング信号を用いて推定し、受信したトレーニング信号を用いて、送信装置との間の第１通信路応答を推定し、推定した第１通信路応答と、第１通信路応答が推定される前に推定した通信路応答との差分から第１通信路応答の時間変化を示す時変動成分を算出し、第１通信路応答の逆応答を算出し、算出された時変動成分が所定値より小さい場合、第１通信路応答の時変動成分と、第１通信路応答の逆応答と、第１通信路応答とを用いて、複数の第１タップ係数を複数の第３タップ係数に、複数の第２タップ係数を複数の第４タップ係数に更新し、複数の第１タップ係数と複数の第２タップ係数、または複数の第３タップ係数と複数の第４タップ係数とを用いて、受信したデータ信号に対して判定帰還型の等化処理を実行することを特徴とする通信方法である。

本発明は、通信品質を低下させることなく、従来と比べて伝送速度効率を向上させることができる。

無線通信システムの一実施形態を示す図である。 図１に示した受信装置が受信したトレーニング信号の受信強度の時間分布の一例を示す図である。 図１に示した無線通信システムにおける通信処理の一例を示す図である。

以下、図面を用いて実施形態について説明する。

図１は、無線通信システムの一実施形態を示す。

図１に示した無線通信システムＳＹＳは、例えば、通信路の時変動が少ない山岳地帯等に配置される無線通信システムであり、送信装置１００と、受信装置２００とを有する。送信装置１００と受信装置２００とは、例えば、通信路応答の遅延の広がりが大きい６０ＭＨｚ等のＶＨＦ（Very High Frequency）帯で広帯域の無線通信を行う。

なお、無線通信システムＳＹＳは、ＳＩＳＯ（Single-Input Single-Output）等のシングルアンテナシステムでもよく、ＳＩＭＯ（Single-Input Multiple-Output）、ＭＩＳＯ（Multiple-Input Single-Output）、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）等のマルチアンテナシステムでもよい。

送信装置１００は、例えば、基地局等であり、データ受信部１１０、変調部１２０、トレーニング信号生成部１３０、切替部１４０、送信部１５０およびアンテナＡＮＴ１を有する。

データ受信部１１０は、例えば、入出力インタフェース等であり、有線または無線を介して、スマートフォン等の携帯通信端末やコンピュータ装置等に接続される。また、データ受信部１１０は、ネットワークインタフェース等の場合、有線または無線を介してネットワークに接続される。そして、データ受信部１１０は、携帯通信端末、コンピュータ装置またはネットワーク等から受信したデータを変調部１２０に出力する。なお、データ受信部１１０は、受信装置２００に送信するデータに対する誤り訂正符号化機能やインターリーブ機能を有してもよい。

変調部１２０は、例えば、データ受信部１１０から受信したデータに対してＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調処理を実行し、データ信号を生成する。変調部１２０は、生成したデータ信号を切替部１４０に出力する。

トレーニング信号生成部１３０は、受信装置２００との間における電磁波の遅延等の通信環境を受信装置２００に測定させるために、所定のシンボル長を有したトレーニング信号を生成する。トレーニング信号生成部１３０は、生成したトレーニング信号を切替部１４０に出力する。なお、トレーニング信号生成部１３０は、データ受信部１１０が携帯通信端末等からデータを受信したことを契機として、トレーニング信号を生成することが好ましい。

切替部１４０は、スイッチ等である。例えば、送信装置１００に含まれるプロセッサ等の制御部は、送信装置１００に含まれるクロック回路等から出力される時刻を示す情報を参照して、切替部１４０に切り替えの制御指示を出力する。そして、切替部１４０は、送信装置１００の制御部からの制御指示に基づいて、トレーニング信号生成部１３０からのトレーニング信号と、変調部１２０からのデータ信号とを交互に受信し、送信部１５０に出力する。

送信部１５０は、例えば、アンテナＡＮＴ１を介して、切替部１４０から交互に受信するトレーニング信号とデータ信号との電磁波を受信装置２００に送信する。

受信装置２００は、例えば、基地局等であり、アンテナＡＮＴ２、受信部２１０、ＤＦＥ推定部２２０、ＣＩＲ推定部２３０、時変動成分算出部２４０、適応等化部２５０、更新部２６０、ＤＦＥ等化部２７０、復調部２８０およびデータ送信部２９０を有する。

受信部２１０は、アンテナＡＮＴ２を介して、送信装置１００により送信されたトレーニング信号とデータ信号とを交互に含む電磁波を受信する。受信部２１０は、受信した電磁波をダウンコンバートし、受信部２１０に含まれるＡＤ（Analog-to-Digital）変換器等を用いて、ダウンコンバートしたトレーニング信号およびデータ信号をデジタル信号に変換する。受信部２１０は、トレーニング信号およびデータ信号のデジタル信号をＤＦＥ推定部２２０、ＣＩＲ推定部２３０および適応等化部２５０に出力する。

ＤＦＥ推定部２２０は、受信部２１０から受信するデジタル信号のうちトレーニング信号に対して、ＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴリズム等を適用し、ＤＦＥ等化部２７０におけるフィードフォワードフィルタ（“ＦＦ（feedforward）フィルタ”とも称される）のタップ係数と、フィードバックフィルタ（“ＦＢ（feedback）フィルタ”とも称される）のタップ係数とを推定する。ＤＦＥ推定部２２０は、第１推定部の一例である。

例えば、ＤＦＥ等化部２７０が、Ｎ_１個のタップを有するＦＦフィルタと、Ｎ_２個のタップを有するＦＢフィルタとを含んだ判定帰還型等化器の場合、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）は、式（１）および式（２）のように表される。

なお、ｗ_ｎは、ＦＦフィルタのＮ_１個のタップそれぞれのタップ係数を示し、ｖ_ｍは、ＦＢフィルタのＮ_２個のタップそれぞれのタップ係数を示す（ｎは１からＮ_１の整数、ｍは１からＮ_２の整数）。そして、ＦＦフィルタのタップ数Ｎ_１およびＦＢフィルタのタップ数Ｎ_２の各々は、ＣＩＲ長Ｌ以上であることが求められる（例えば、神尾享秀、三瓶政一、笹岡秀一，“改良型両方向等化と逆数補間法を適用した簡略化判定帰還型等化器の特性,” 信学論(B)，1994参照）。

ＤＦＥ推定部２２０は、トレーニング信号にＲＬＳアルゴリズムを適用することにより、ＦＢフィルタのタップ係数ｗ_ｎとＦＢフィルタのタップ係数ｖ_ｍ、すなわち伝達関数Ｗ（ｚ）と伝達関数Ｖ（ｚ）とを推定する。ＤＦＥ推定部２２０は、推定したＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）とＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）とを、更新部２６０とＤＦＥ等化部２７０とに出力する。

なお、ＤＦＥ推定部２２０は、例えば、無線通信システムＳＹＳの動作開始時や、予め設定された所定の時刻等において、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）を推定ことが好ましい。

ＣＩＲ推定部２３０は、受信部２１０から受信するデジタル信号のうちトレーニング信号を用いて、トレーニング信号が送信装置１００との間における通信路に応じたチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）、すなわち等化係数を推定する。そして、ＣＩＲ推定部２３０は、推定した等化係数を用いて通信路応答、すなわち通信路の伝達関数Ｈ（ｚ）を推定し、推定した通信路応答Ｈ（ｚ）を時変動成分算出部２４０に出力する。ＣＩＲ推定部２３０は、第２推定部の一例である。ＣＩＲ推定部２３０の動作については、図２で説明する。

時変動成分算出部２４０は、受信装置２００に含まれるハードディスク装置やメモリ等の記憶装置に、ＣＩＲ推定部２３０により推定された通信路応答Ｈ（ｚ）を保持する。時変動成分算出部２４０は、最新の通信路応答Ｈ（ｚ）と、最新の通信路応答Ｈ（ｚ）の直近に推定された通信路応答Ｈ’（ｚ）との差分（Ｈ’（ｚ）−Ｈ（ｚ））を算出する。時変動成分算出部２４０は、算出した差分を通信路における時間変化を示す時変動成分として、更新部２６０に出力する。時変動成分算出部２４０は、算出部の一例である。時変動成分算出部２４０の動作については、図２で説明する。

適応等化部２５０は、受信部２１０から受信するトレーニング信号を用いて、トレーニング信号が送信装置１００との間における通信路応答の逆応答（ＣＩＲの逆応答）Ｈ（ｚ）^−１を算出する。適応等化部２５０は、算出した通信路応答の逆応答Ｈ（ｚ）^−１を更新部２６０に出力する。なお、適応等化部２５０は、ＣＩＲ推定部２３０により推定された通信路応答Ｈ（ｚ）を用いて通信路応答の逆応答Ｈ（ｚ）^−１を求めてもよい。

更新部２６０は、時変動成分算出部２４０により算出された時変動成分が所定値より小さい場合、ＣＩＲ推定部２３０により推定された通信路応答Ｈ（ｚ）と、適応等化部２５０により算出された通信路応答の逆応答Ｈ（ｚ）^−１と、通信路応答の時変動成分とを用いて、ＤＦＥ推定部２２０により推定されたＦＦフィルタおよびＦＢフィルタのタップ係数を更新する。更新部２６０は、更新したＦＦフィルタおよびＦＢフィルタのタップ係数をＤＦＥ等化部２７０に出力する。更新部２６０の動作については、図２で説明する。

ＤＦＥ等化部２７０は、例えば、判定帰還型等化器であり、ＤＦＥ推定部２２０により推定されたＦＦフィルタおよびＦＢフィルタのタップ係数、または更新部２６０により更新されたＦＦフィルタおよびＦＢフィルタのタップ係数とを用いて、受信したデータ信号に等化処理を実行し、データ信号における遅延を補償する。

例えば、ＤＦＥ等化部２７０は、時変動成分算出部２４０により算出された時変動成分が所定値より小さい場合、更新部２６０より更新されたＦＦフィルタおよびＦＢフィルタのタップ係数を用いて、受信したデータ信号に等化処理を実行する。一方、ＤＦＥ等化部２７０は、時変動成分算出部２４０により算出された時変動成分が所定値以上の場合、ＤＦＥ推定部２２０により推定されたＦＦフィルタおよびＦＢフィルタのタップ係数を用いて、受信したデータ信号に等化処理を実行する。ＤＦＥ等化部２７０は、遅延を補償したデータ信号を復調部２８０に出力する。

復調部２８０は、ＤＦＥ等化部２７０から受信したデータ信号に対して復調処理を実行し、復調したデータをデータ送信部２９０に出力する。

データ送信部２９０は、例えば、入出力インタフェースやネットワークインタフェース等であり、有線または無線を介して、携帯通信端末、コンピュータ装置やネットワーク等に接続される。そして、データ送信部２９０は、復調部２８０より受信したデータを外部の携帯通信端末、コンピュータ装置やネットワーク等に出力する。また、データ送信部２９０は、送信装置１００から受信したデータに対する誤り訂正復号機能やデインターリーブ機能を有してもよい。

図２は、図１に示した受信装置２００が受信したトレーニング信号の受信強度の時間分布の一例を示す。図２の横軸は、トレーニング信号が最初に受信された時刻ｔ０を基準にした時刻を示す。図２の縦軸は、トレーニング信号が時刻ｔ０に最初に受信された受信強度を基準にした相対的な受信強度を示す。

破線で示したトレーニング信号の受信強度は、時間が経過するに従い、より長い伝搬路を伝搬したトレーニング信号が受信されることにより減衰する。例えば、ＣＩＲ推定部２３０は、マイナス３０ｄＢ等の閾値αより小さい受信強度のトレーニング信号はノイズとの判別が困難と判定し、受信強度が閾値αとなる時刻ｔαを求める。ＣＩＲ推定部２３０は、例えば、受信部２１０のＡＤ変換器のサンプリング周波数と、時刻ｔ０から時刻ｔαの時間とを用いて、時刻ｔ０から時刻ｔαの時間におけるサンプリング数を、推定するＣＩＲのチャンネル数、すなわちＣＩＲ長を決定する。換言すれば、ＣＩＲ長は、トレーニング信号が伝搬する通信路の数を示す。

そして、受信部２１０で受信されたトレーニング信号の受信信号ｙと、ＣＩＲの値（等化係数）ｈとは、送信装置１００が送信したトレーニング信号ｘを用いて、式（３）のように関係付けられる。

ここで、トレーニング信号ｘは、Ｌ×Ｌの既知の行列を示す。また、ｇｗは、Additive white Gaussian noise（ＡＷＧＮ）のベクトルを示す。そして、ＣＩＲ推定部２３０は、式（３）を変形した式（４）を用いて、ＣＩＲを推定する。

なお、式（４）における左辺のハット付きのｈは、単にｈとも称される。

通信路応答Ｈ（ｚ）は、ＣＩＲの値ｈを用いて式（５）のように表される。

そして、時変動成分算出部２４０は、最新の通信路応答Ｈ（ｚ）と、最新の通信路応答Ｈ（ｚ）の直近に推定された通信路応答Ｈ’（ｚ）との差分（Ｈ’（ｚ）−Ｈ（ｚ））を時変動成分ΔＨ（ｚ）として算出する。

なお、ＤＦＥ等化部２７０におけるＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）と、通信路応答Ｈ（ｚ）とは、受信部２１０で受信されたトレーニング信号の受信信号ｙと、送信装置１００が送信したトレーニング信号ｘとを用いて、式（６）のように関係付けられる。
ｘ＝Ｗ（ｚ）Ｈ（ｚ）ｙ−Ｖ（ｚ）ｙ …（６）
そして、ＤＦＥ等化部２７０が判定帰還型の等化処理を実行することによりｘ＝ｙとなるため、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）と、通信路応答Ｈ（ｚ）とは、式（７）のように関係付けられる。
Ｈ（ｚ）＝（１＋Ｖ（ｚ））／Ｗ（ｚ） …（７）
なお、通信路応答Ｈ（ｚ）が時変動する場合、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）も時変動する。このため、通信路応答Ｈ（ｚ）の時変動に応じて、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）を更新する必要がある。従来は、ＲＬＳアルゴリズムを用いてＦＢフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）のタップ係数ｗ_ｎおよびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）のタップ係数ｖ_ｍを更新するために、Ｎ_１＋Ｎ_２＋１個の成分を有するタップ係数ｗ_ｎ、ｖ_ｍのベクトル（ｗ_−Ｎ１，…，ｗ_０，ｖ_１，…，ｖ_Ｎ２）の計算を実行する（例えば、古谷之綱 他８名，“ディジタル移動通信のための波形等化技術,” トリケップス叢書（１），1996年の５６ページ参照）。この場合、トレーニングの収束時間は、学習対象のベクトルサイズと同等のＮ_１＋Ｎ_２＋１（≧２Ｌ＋１）となる（例えば、A. Goldsmith, "Wireless Communications," Cambridge University Press, 2005のTable11.1参照）。

しかしながら、通信路応答の遅延の広がりが大きく通信路の時変動が小さい、すなわちＣＩＲ長Ｌが大きく、かつ所定の伝送速度を満たすことが求められる長遅延波環境では、トレーニング信号を２Ｌ＋１以上のシンボル長に設定することが困難な場合がある。そして、ＲＬＳアルゴリズムを用いてＦＢフィルタのタップ係数ｗ_ｎおよびＦＢフィルタのタップ係数ｖ_ｍを更新することが困難となる。

そこで、長遅延波環境において、時変動成分算出部２４０により算出された時変動成分ΔＨ（ｚ）が、通信路応答Ｈ（ｚ）と比べて、例えば、マイナス１５ｄＢ等の所定値より小さい場合、更新部２６０は、式（７）に基づく近似式を用いて、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）と、ＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）とを更新する。

例えば、ＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）の時変動成分をΔＶ（ｚ）とする場合、式（７）は、式（８）のように表される。

そして、式（８）を変形することにより、時変動成分ΔＶ（ｚ）は、式（９）のように表される。
ΔＶ（ｚ）＝ΔＨ（ｚ）Ｗ（ｚ） …（９）
一方、伝達関数Ｗ（ｚ）の時変動成分をΔＷ（ｚ）とする場合、式（７）は、式（１０）のように表される。なお、式（１０）は、式（７）の逆数を示す。

例えば、時変動成分算出部２４０により算出された時変動成分ΔＨ（ｚ）が、通信路応答Ｈ（ｚ）と比べて、例えば、マイナス１５ｄＢ等の所定値より小さい場合、式（１１）の線形近似が成り立つ。

これにより、式（１０）の左辺は、式（１２）のように変形できる。

そして、式（１２）を変形することにより、時変動成分ΔＷ（ｚ）は、式（１３）のように表される。
ΔＷ（ｚ）＝−Ｈ（ｚ）^−１Ｗ（ｚ）ΔＨ（ｚ） …（１３）
更新部２６０は、式（９）および式（１３）を用いて、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）の時変動成分ΔＷ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）の時変動成分ΔＶ（ｚ）を算出する。そして、更新部２６０は、伝達関数Ｗ（ｚ）、Ｖ（ｚ）を伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）、Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）に更新し、更新した伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）、Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）をＤＦＥ等化部２７０に出力する。これにより、トレーニング信号を２Ｌ＋１以上のシンボル長に設定することが困難な長遅延波環境等の環境でも、更新部２６０は、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）を更新できる。そして、無線通信システムＳＹＳは、通信品質を低下させることなく、従来と比べて伝送速度効率を向上させることができる。

なお、式（９）および式（１３）を用いることにより、更新される伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）、Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）のタップ係数ｗ_ｎ、ｖ_ｍの各々のタップ数は、最大Ｌ＋Ｎ_１、２Ｌ＋Ｎ_２−１となる。この場合、更新部２６０は、最大Ｌ＋Ｎ_１個のタップ係数ｗ_ｎを有する伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）と、最大２Ｌ＋Ｎ_２−１個のタップ係数ｖ_ｍを有する伝達関数Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）とをＤＦＥ等化部２７０に出力してもよい。これにより、ＤＦＥ等化部２７０は、データ信号における遅延を高い精度で補償でき、無線通信システムＳＹＳは、通信品質の向上を図ることができる。

また、更新部２６０は、最大Ｌ＋Ｎ_１個のタップ係数ｗ_ｎのうち伝達関数Ｗ（ｚ）と同じＮ_１個のタップ係数ｗ_ｎの伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）と、最大２Ｌ＋Ｎ_２−１個のタップ係数ｖ_ｍのうち伝達関数Ｖ（ｚ）と同じＮ_２個のタップ係数ｖ_ｍの伝達関数Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）とを、ＤＦＥ等化部２７０に出力してもよい。これにより、ＤＦＥ等化部２７０は、ＦＦフィルタにおける遅延処理の増大を回避できる。

図３は、図１に示した無線通信システムＳＹＳにおける通信処理の一例を示す。例えば、ステップＳ１００からステップＳ１２０の処理は、送信装置１００により実行される。また、ステップＳ２００からステップＳ２８０の処理は、受信装置２００により実行される。すなわち、図３に示した処理は、通信方法の一実施形態を示す。

ステップＳ１００では、変調部１２０は、データ受信部１１０を介して携帯通信端末、コンピュータ装置やネットワークから受信したデータに、ＱＡＭ等の変調処理を実行し、データ信号を生成する。

次に、ステップＳ１１０では、トレーニング信号生成部１３０は、例えば、データ受信部１１０がコンピュータ装置等からデータを受信したことを契機として、トレーニング信号を生成する。

次に、ステップＳ１２０では、送信部１５０は、切替部１４０の切り替え動作により、トレーニング信号とデータ信号とを交互に受信し、受信したトレーニング信号とデータ信号との電磁波を、アンテナＡＮＴ１を介して受信装置２００に送信する。

そして、送信装置１００は、携帯通信端末等からデータを受信する度に、ステップＳ１００からステップＳ１２０の処理を繰り返し実行する。

ステップＳ２００では、受信部２１０は、アンテナＡＮＴ２を介して、ステップＳ１２０で送信されたトレーニング信号とデータ信号との電磁波を受信する。受信部２１０は、受信した電磁波をダウンコンバートし、受信部２１０に含まれるＡＤ変換器等を用いて、ダウンコンバートしたトレーニング信号およびデータ信号をデジタル信号に変換する。受信部２１０は、トレーニング信号およびデータ信号のデジタル信号をＤＦＥ推定部２２０、ＣＩＲ推定部２３０および適応等化部２５０に出力する。

次に、ステップＳ２１０では、ＤＦＥ推定部２２０は、ステップＳ２００で受信したトレーニング信号に対して、ＲＬＳアルゴリズムを適用することにより、ＦＢフィルタのタップ係数ｗ_ｎとＦＢフィルタのタップ係数ｖ_ｍ、すなわち伝達関数Ｗ（ｚ）と伝達関数Ｖ（ｚ）とを推定する。ＤＦＥ推定部２２０は、推定したＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）とＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）とを、更新部２６０とＤＦＥ等化部２７０とに出力する。

次に、ステップＳ２２０では、ＣＩＲ推定部２３０は、ステップＳ２００で受信したトレーニング信号と、式（３）および式（４）とを用いて、送信装置１００との間の通信路におけるＣＩＲの値（等化係数）ｈを推定する。ＣＩＲ推定部２３０は、推定したＣＩＲの値ｈと式（５）とを用いて、通信路応答Ｈ（ｚ）を推定する。そして、ＣＩＲ推定部２３０は、推定した通信路応答Ｈ（ｚ）を、時変動成分算出部２４０に出力する。

次に、ステップＳ２３０では、時変動成分算出部２４０は、ステップＳ２２０で推定された最新の通信路応答Ｈ（ｚ）と、最新の通信路応答Ｈ（ｚ）の直近に推定された通信路応答Ｈ’（ｚ）との差分（Ｈ’（ｚ）−Ｈ（ｚ））から、時変動成分ΔＨ（ｚ）を算出する。時変動成分算出部２４０は、算出した時変動成分Δ（ｚ）を更新部２６０に出力する。

次に、ステップＳ２４０では、適応等化部２５０は、ステップＳ２００で受信したトレーニング信号を用いて、トレーニング信号が送信装置１００との間における通信路応答の逆応答Ｈ（ｚ）^−１を算出する。適応等化部２５０は、算出した通信路応答の逆応答Ｈ（ｚ）^−１を更新部２６０に出力する。

次に、ステップＳ２５０では、更新部２６０は、ステップＳ２３０で算出された時変動成分ΔＨ（ｚ）が所定値以上か否かを判定する。時変動成分ΔＨ（ｚ）が所定値以上の場合、受信装置２００の処理は、ステップＳ２７０に移る。一方、時変動成分ΔＨ（ｚ）が所定値より小さい場合、受信装置２００の処理は、ステップＳ２６０に移る。

ステップＳ２６０では、更新部２６０は、式（９）および式（１３）を用いて、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）の時変動成分ΔＷ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）の時変動成分ΔＶ（ｚ）を算出する。そして、更新部２６０は、伝達関数Ｗ（ｚ）、Ｖ（ｚ）を伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）、Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）に更新する。更新部２６０は、更新した伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）、Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）を、ＤＦＥ等化部２７０に出力する。

次に、ステップＳ２７０では、ＤＦＥ等化部２７０は、ステップＳ２１０で推定された伝達関数Ｗ（ｚ）、Ｖ（ｚ）、またはステップＳ２６０で更新された伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）、Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）を用いて、受信したデータ信号に対し判定帰還型の等化処理を実行する。ＤＦＥ等化部２７０は、受信したデータ信号における遅延を補償する。ＤＦＥ等化部２７０は、遅延を補償したデータ信号を復調部２８０に出力する。

次に、ステップＳ２８０では、復調部２８０は、ステップＳ２７０で等化処理されたデータ信号に対して復調処理を実行し、復調したデータをデータ送信部２９０に出力する。その後、データ送信部２９０は、有線または無線を介して接続される携帯通信端末、コンピュータ装置やネットワーク等に、受信したデータを出力する。

そして、受信装置２００は、送信装置１００からトレーニング信号とデータ信号と含む電磁波を受信する度に、ステップＳ２００からステップＳ２８０の処理を繰り返し実行する。

以上、図１から図３に示した実施形態では、受信装置２００は、通信路応答Ｈ（ｚ）の時変動成分ΔＨ（ｚ）が所定値より小さい場合、式（９）および式（１３）を用いて、ＤＦＥ等化部２７０におけるＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）を、伝達関数Ｗ（ｚ）＋ΔＷ（ｚ）および伝達関数Ｖ（ｚ）＋ΔＶ（ｚ）に更新する。すなわち、受信装置２００は、線形近似された式（９）および式（１３）を用いることにより、トレーニング信号が２Ｌ＋１以上のシンボル長に設定することが困難な長遅延波環境等の環境でも、ＦＦフィルタの伝達関数Ｗ（ｚ）およびＦＢフィルタの伝達関数Ｖ（ｚ）を更新できる。そして、無線通信システムＳＹＳは、通信品質を低下させることなく、従来と比べて伝送速度効率を向上させることができる。

以上の詳細な説明により、実施形態の特徴点および利点は明らかになるであろう。これは、特許請求の範囲がその精神および権利範囲を逸脱しない範囲で前述のような実施形態の特徴点および利点にまで及ぶことを意図するものである。また、当該技術分野において通常の知識を有する者であれば、あらゆる改良および変更に容易に想到できるはずである。したがって、発明性を有する実施形態の範囲を前述したものに限定する意図はなく、実施形態に開示された範囲に含まれる適当な改良物および均等物に拠ることも可能である。

１００…送信装置；１１０…データ受信部；１２０…変調部；１３０…トレーニング信号生成部；１４０…切替部；１５０…送信部；２００…受信装置；２１０…受信部；２２０…ＤＦＥ推定部；２３０…ＣＩＲ推定部；２４０…時変動成分算出部；２５０…適応等化部；２６０…更新部；２７０…ＤＦＥ等化部；２８０…復調部；２９０…データ送信部；ＡＮＴ１，ＡＮＴ２…アンテナ；ＳＹＳ…無線通信システム

Claims (6)

1. トレーニング信号とデータ信号とを送信する送信装置と、送信された前記トレーニング信号とデータ信号とを受信する受信装置とを有する無線通信システムにおいて、
   前記受信装置は、
   受信した前記データ信号に対して実行する判定帰還型の等化処理におけるフィードフォワードフィルタの複数の第１タップ係数と、フィードバックフィルタの複数の第２タップ係数とを、受信した前記トレーニング信号を用いて推定する第１推定部と、
   受信した前記トレーニング信号を用いて、前記送信装置との間の第１通信路応答を推定する第２推定部と、
   前記第２推定部により推定された前記第１通信路応答と、前記第１通信路応答が推定される前に前記第２推定部により推定された通信路応答との差分から前記第１通信路応答の時間変化を示す時変動成分を算出する算出部と、
   前記第１通信路応答の逆応答を算出する適応等化部と、
   算出された前記時変動成分が所定値より小さい場合、前記第１通信路応答の前記時変動成分と、前記第１通信路応答の逆応答と、前記第１通信路応答とを用いて、前記複数の第１タップ係数を複数の第３タップ係数に、前記複数の第２タップ係数を複数の第４タップ係数に更新する更新部と、
   前記複数の第１タップ係数と前記複数の第２タップ係数、または前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用いて、受信した前記データ信号に対して前記判定帰還型の等化処理を実行する等化部と
   を備えることを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
   前記等化部は、前記算出部により算出された前記時変動成分が所定値より小さい場合、前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用い、前記時変動成分が所定値以上の場合、前記複数の第１タップ係数と前記複数の第２タップ係数とを用いることを特徴とする無線通信システム。
3. 請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
   前記等化部は、前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用いる場合、前記更新部より出力される数の前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用いることを特徴とする無線通信システム。
4. 請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
   前記等化部は、前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用いる場合、前記複数の第３タップ係数のうち前記第１推定部により出力される前記複数の第１タップ係数と同じ数の前記第３タップ係数を用い、前記複数の第４タップ係数のうち前記第１推定部により出力される前記複数の第２タップ係数と同じ数の前記第４タップ係数を用いることを特徴とする無線通信システム。
5. 送信装置により送信されたトレーニング信号とデータ信号とを受信する受信部と、
   受信した前記データ信号に対して実行する判定帰還型の等化処理におけるフィードフォワードフィルタの複数の第１タップ係数と、フィードバックフィルタの複数の第２タップ係数とを、受信した前記トレーニング信号を用いて推定する第１推定部と、
   受信した前記トレーニング信号を用いて、前記送信装置との間の第１通信路応答を推定する第２推定部と、
   前記第２推定部により推定された前記第１通信路応答と、前記第１通信路応答が推定される前に前記第２推定部により推定された通信路応答との差分から前記第１通信路応答の時間変化を示す時変動成分を算出する算出部と、
   前記第１通信路応答の逆応答を算出する適応等化部と、
   算出された前記時変動成分が所定値より小さい場合、前記第１通信路応答の前記時変動成分と、前記第１通信路応答の逆応答と、前記第１通信路応答とを用いて、前記複数の第１タップ係数を複数の第３タップ係数に、前記複数の第２タップ係数を複数の第４タップ係数に更新する更新部と、
   前記複数の第１タップ係数と前記複数の第２タップ係数、または前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用いて、受信した前記データ信号に対して前記判定帰還型の等化処理を実行する等化部と
   を備えることを特徴とする受信装置。
6. 送信装置により送信されたトレーニング信号とデータ信号とを受信する受信装置の通信方法において、
   受信した前記データ信号に対して実行する判定帰還型の等化処理におけるフィードフォワードフィルタの複数の第１タップ係数と、フィードバックフィルタの複数の第２タップ係数とを、受信した前記トレーニング信号を用いて推定し、
   受信した前記トレーニング信号を用いて、前記送信装置との間の第１通信路応答を推定し、
   推定した前記第１通信路応答と、前記第１通信路応答が推定される前に推定した通信路応答との差分から前記第１通信路応答の時間変化を示す時変動成分を算出し、
   前記第１通信路応答の逆応答を算出し、
   算出された前記時変動成分が所定値より小さい場合、前記第１通信路応答の前記時変動成分と、前記第１通信路応答の逆応答と、前記第１通信路応答とを用いて、前記複数の第１タップ係数を複数の第３タップ係数に、前記複数の第２タップ係数を複数の第４タップ係数に更新し、
   前記複数の第１タップ係数と前記複数の第２タップ係数、または前記複数の第３タップ係数と前記複数の第４タップ係数とを用いて、受信した前記データ信号に対して前記判定帰還型の等化処理を実行する
   ことを特徴とする通信方法。

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