DE60025197T2

DE60025197T2 - Adaptive Entzerrung und Dekodierung für gespreizte Kanalverzögerung

Info

Publication number: DE60025197T2
Application number: DE60025197T
Authority: DE
Inventors: Bertrand Penther
Original assignee: Mitsubishi Electric Information Technology Corp; Mitsubishi Electric Information Technology Center Europe BV Nederlands
Current assignee: Mitsubishi Electric Information Technology Corp; Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date: 2000-08-11
Filing date: 2000-08-11
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2020-08-12
Also published as: US20020167998A1; EP1179935B1; ATE314770T1; JP2002208881A; DE60025197D1; EP1179935A1; US7010064B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entzerren von Symbolen, die von einem Übertragungskanal empfangen sind, und zum Decodieren von Daten daraus. Die Erfindung betrifft spezifischer ein Entzerrungs- und Decodierverfahren, das an die Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals anpassungsfähig ist.
Eine Entzerrung ist ein wohlbekanntes Verfahren zum Entfernen einer Zwischensymbolinterferenz (ISI = Inter Symbol Interference), die einen Übertragungskanal beeinflusst bzw. beeinträchtigt.
Die Signalabtastungen am Kanalausgang können ausgedrückt werden als:
wobei c_i die Kanalkoeffizienten sind, die die Impulsantwort des Übertragungskanals (CIR) definieren, L die Verzögerungsausbreitung des Kanals ist, D_k-i ein M-tes moduliertes Symbol ist und η_k das abgetastete additive weiße Gauß-(AWG = additive white Gaussian)-Rauschen ist, das den Kanal beeinträchtigt. Aus der Gleichung (1) kann der Übertragungskanal als Filter mit finiter Impulsantwort mit L Abgriffen angesehen werden.
Eine erste Klasse von Entzerrungsverfahren betrifft eine Entzerrung Symbol für Symbol. Ein einfaches Entzerrungsverfahren besteht im Verwenden eines transversalen linearen Filters zum Auslöschen der ISI. Natürlich können die Abgriffskoeffizienten des transversalen Filters angepasst sein, um den Schwankungen der Kanalcharakteristiken zu folgen. Jedoch ist die Durchführung einer linearen Entzerrung aufgrund des Effekts einer Rauschverstärkung schlecht. Dieser Effekt wird bei einer nichtlinearen Entscheidungsrückkopplungsentzerrung (DFE = Decision Feedback Equalization) abgemildert. Ein Entscheidungsrückkopplungsentzerrer zwei Teile auf: ein Mitkoppelteil, das identisch zu einem transversalen linearen Filter ist, und ein Rückkoppelteil, das einen Entscheidungsschritt über das empfangene Symbol enthält. Das Rückkoppelteil schätzt den Beitrag der ISI durch die Symbole, über die zuvor entschieden ist, und subtrahiert diese Schätzung von der Ausgabe des transversalen linearen Filters, bevor die Entscheidung über das aktuelle Symbol durchgeführt wird.
Eine zweite Klasse von Entzerrungsverfahren leitet sich von einem Ansatz einer Sequenz einer maximalen Wahrscheinlichkeit ab, die daher Sequenzschätzung maximaler Wahrscheinlichkeit (MLSE = Maximum Likelihood Sequence Estimation) genannt wird. Gemäß diesem Ansatz wird der diskrete Speicherkanal als Endzustandsmaschine modelliert, von welcher das interne Register die Länge des Kanalspeichers hat. Die am wahrscheinlichsten übertragene Sequenz D_k wird unter Kenntnis der empfangenen Sequenz R_k und der Kanalkoeffizienten durch den Viterbi-Algorithmus erhalten. Da die Anzahl von Zuständen des Trellis, der im Viterbi-Algorithmus enthalten ist, mit der Kanalspeicherlänge exponentiell anwächst, sind mehrere Vorschläge gemacht worden, um die Anzahl von Zuständen zu reduzieren, die in Betracht zu ziehen sind. Bei einem ersten Versuch zum Abmildern dieses Effekts kombiniert eine DDFSE (Delayed Decision Feedback Sequence Estimation = verzögerte Entscheidungsrückkopplungs-Sequenzschätzung) MLSE- und DFE-Techniken durch Abschneiden des Kanalspeichers auf eine reduzierte Anzahl von Ausdrücken und durch Entfernen des Endstücks der ISI bei der Verzweigungsmetrik unter Verwendung einer Entscheidung, die über die überlebende Sequenz bei einem früheren Schritt getroffen ist (Versuchsentscheidung bzw. zögernde Entscheidung). Eine weitere Verbesserung in Bezug auf eine Fehlerausbreitung, die RSSE (Reduced State Sequence Estimation = Sequenzschätzung eines reduzierten Zustands) genannt wird, wurde durch ein Ungerboeck-artiges Gruppenaufteilungsprinzip inspiriert. Der RSSE-Algorithmus wurde ursprünglich in dem Artikel von V.M. Eyuboglu et al. mit dem Titel "Reduce-state sequence estimation with set partitioning and decision feedback", veröfffentlicht in IEEE Trans. Commun., Vol. 36, Seiten 13–20, Januar 1988, offenbart. Allgemein gesagt werden bei der RSSE die Symbole in Untergruppen aufgeteilt und wird eine Viterbi-Decodierung an einem Untergruppen-Trellis durchgeführt, wobei ein Knoten oder Untergruppenzustand des Untergruppen-Trellis ein Vektor von Untergruppenetiketten (anstelle eines Vektors von Symbolen, wie bei DDFSE) ist. Ein Vorteil von RSSE gegenüber DDFSE besteht darin, dass sie keine Versuchsentscheidungen verwendet, sondern die Unsicherheit der Kanalantwort innerhalb der Trellis-Struktur einbettet.
Eine weitere mögliche Art zum Entspannen der Beschränkungen bezüglich des Decodier-Trellis ist die listenartige Verallgemeinerung des Viterbi-Algorithmus (GVA), die von T. Hashimoto in dem Artikel mit dem Titel "A list-type reduced-constraint generalization of the Viterbi algorithm), veröffentlicht in IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-33, Nr. 6, Nov. 1987, Seiten 866–876 veröffentlicht ist. Der Viterbi-Algorithmus wird in dem Sinn verallgemeinert, dass für einen gegebenen Zustand im Trellis-Diagramm eine vorbestimmte Anzahl S von Pfaden (Überlebenden), die zu diesem Zustand führen, anstelle eines einzigen beim herkömmlichen Viterbi-Algorithmus, bei jedem Schritt zurückgehalten wird. Die zurückgehaltenen Pfade werden dann entsprechend dem angenommenen empfangenen Symbol um einen Zweig erweitert, und die erweiterten Pfade werden zu einer Auswahlprozedur übergeben, die wieder S Überlebende pro Zustand zurücklässt. Der GVA wurde von Hashimoto selbst in dem oben angegebenen Dokument auf eine Entzerrung und einen listenartigen Viterbi-Entzerrer angewendet und später durch Kubo et al. entwickelt, wie es der Artikel mit dem Titel "A List-output Viterbi equalizer with two kind of metric criteria", veröffentlicht in Proc. IEEE International Conference on Universal Personnal Comm. '98, Seiten 1209–1213 beschrieben ist.
Sowohl RSSE als auch LOVE (List Output Viterbi Equalization = Listenausgaben-Viterbi-Entzerrung) können als besondere Fälle einer Verarbeitung pro Überlebendem (PSP = Per Survivor Processing) angesehen werden, welche in dem Artikel von R. Raheli et al. mit dem Titel "Per Survivor Processing" und veröffentlicht in Digital Signal Processing, Nr. 3, Juli 1993, Seiten 175–187, beschrieben ist. PSP lässt allgemein eine Verbindungskanalschätzung und eine Entzerrung dadurch zu, dass im Viterbi-Algorithmus eine datenunterstützte Schätzung der Kanalkoeffizienten enthalten ist. Diese Technik ist insbesondere bei einer Funk-Telekommunikation zur Entzerrung von Kanälen mit schnellem Schwund bzw. Fading nützlich.
In letzter Zeit ist ein neues Verfahren zur Entzerrung von dem grundlegenden Prinzip einer Turbo-Decodierung abgeleitet worden, das von C. Berrou, A. Glavieux, P. Thitimajshima entdeckt ist und in dem Artikel mit dem Titel "Near Shannon limit errorcorrecting coding and decoding: Turbo-coding", ICC '93, Vol. 2/3, Mai 1993, Seiten 1064 – 1071 aufgezeigt ist. Dies Prinzip ist von C. Douillard et al. erfolgreich auf eine Entzerrung angewendet worden, wie es in dem Artikel mit dem Titel "Iterative correction of Interymbol Interference: Turbo-equalization", veröffentlicht in European Trans. Telecomm., Vol. 6, Nr. 5, Sept./Okt. 95, Seiten 507–511 beschrieben ist.
Das Grundprinzip, das einer Turbo-Entzerrung zugrunde liegt, besteht darin, dass ein ISI-Kanal als ein Faltungscodierer angesehen werden kann und daher die Verkettung aus einem Codierer, einem Verschachteler (Interleaver) und dem Übertragungskanal selbst als äquivalent zu einem Turbo-Codierer angesehen werden kann.
Eine Turbo-Entzerrung basiert auf einem Prozess einer iterativen verbundenen Entzerrung und Kanaldecodierung. 1 zeigt ein Beispiel eines Übertragungssystems unter Verwendung einer Turbo-Entzerrung. Der Sender weist einen systematischen Codierer (100) auf, wie z.B. einen systematischen Faltungscodierer (K, R), wobei K eine Beschränkungslänge ist und R die Binärrate ist, welcher die Eingangsdaten I_k in codierte Fehlerkontroll-Daten Y_n codiert, einen Verschachteler oder Interleaver (110), der verschachtelte Daten Y_n ausgibt, und einen M-er-Modulator (120), wie z.B. einen BPSK-Modulator oder einen QAM-Modulator. Auf der Empfangsseite ist der Turbo-Entzerrer TE mit gestrichelten Linien dargestellt. Die Symbole R_n', die durch ISI beeinträchtigt sind, werden zu einem weichen Entzerrer bzw. Soft Equalizer (140) zugeführt, der weiche Werte A_n' ausgibt, die die Zuverlässigkeit der Schätzung Y_n' darstellen. Die weiche Entzerrung kann durch einen Viterbi-Algorithmus mit weicher Ausga be (SOVA = Soft Output Viterbi Algorithm) implementiert werden, wie es in dem Artikel von J. Hagenauer und P Hoeher mit dem Titel "A Viterbi algorithm with softdecision outputs and its applications", veröffentlicht in Proc. IEEE Globecom '89, Seiten 47.1.1–47.1.7, beschrieben ist. Alternativ kann der Maximum-A-Posteriori-(MAP)-Algorithmus, der zuerst in dem Artikel von L. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek und J. Raviv, veröffentlicht in IEEE on Information Theory, vol. IT-20, März 1974, Seiten 284–287 beschrieben ist, oder eine Variante davon (z.B. Log MAP, Max Log MAP) verwendet werden. Auf die letzteren Algorithmen wird im Folgenden global als Algorithmen vom APP-Typ Bezug genommen werden, da sie alle eine A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit für jedes Bit zur Verfügung stellen, über welches zu entscheiden ist. Beispielsweise implementiert der Weich-Entzerrer der 1 den Log-MAP-Algorithmus, der angenehmerweise die Zuverlässigkeitsinformation in der Form eines logarithmischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisses Λ_n' = Λ(Y_n') ausdrückt. Die weichen Werte Λ_n' werden dann durch den Entschachteler bzw. Deinterleaver (150) entschachtelt und zu einem Decodierer mit weicher Ausgabe zugeführt, der hier wieder ein SOVA-Decodierer oder ein Decodierer vom APP-Typ sein kann. Der Weich-Decodierer verwendet diese weichen Werte und das Wissen über den Codieralgorithmus zum Bilden von weichen Schätzungen Λ_k = Λ(I_k) der Anfangsdaten I_k, welche infolge davon zulassen, die Schätzung der empfangenen Symbole zu verbessern. Dafür werden die letzteren Schätzungen zu der Entzerrungsstufe zurückgeführt. Genauer gesagt wird die extrinsische Information Ext_k, die durch die Decodierstufe erzeugt ist, d.h. der Beitrag von der Stufe zu der Zuverlässigkeit der Schätzung, durch Subtrahieren der weichen Ausgabe von der weichen Eingabe des Decodierers in (191) erhalten. Die extrinsische Infomation Ext_k wird dann im Verschachteler (180) verschachtelt und als a-priori-Information zu dem Weich-Entzerrer (140) zurückgeführt. Gemäß dem Prinzip einer Turbo-Decodierung muss die von einer Stufe abgeleitete extrinsische Information nicht in der weichen Eingabe derselben Stufe enthalten sein. Somit wird die extrinsische Information Ext_k in (192) von der Ausgabe des Weich-Entzerrers subtrahiert. Der Iterationsprozess wiederholt sich, bis die Schätzung konvergiert oder bis eine Zeitgrenze erreicht ist. Die weiche Ausgabe des Decodierers wird dann mit einer Schwelle (170) verglichen, um eine harte Ausgabe zur Verfügung zu stellen, d.h. eine Entscheidung I ^_k über den Bitwert.
Die Technik mit reduziertem Zustand ist erfolgreich auf den MAP-Algorithmus mit dem Blick auf ein Anwendung von ihm auf eine Turbo-Entzerrung transponiert worden. Insbesondere ist in den französischen Patentanmeldungen FR-2803457 und FR-2803458, eingereicht von dem Anmelder am 4.1.2000 bzw. 15.2.2000, ein MAP-Entzerrer vom Listentyp beschrieben.
Die Idee für eine gemeinsame Kanalschätzung und -entzerrung hat auch eine Turbo-Entzerrung durchdrungen. L. Davis, I. Collings und P. Hoeher haben in einem Artikel mit dem Titel "Joint MAP equalization and channel estimation for frequency-selective fast fading channels", veröffentlicht in Proc. IEEE Globecom '98, Seiten 53–58, einen Turbo-Entzerrer vorgeschlagen, der einen MAP-Entzerrer aufweist, der einen erweiterten Zustands-Trellis verwendet. Die Erweiterung des Zustands-Trellis über die Kanalspeicherlänge hinausgehend führt zusätzliche Freiheitsgrade ein, die zum Schätzen der Kanalparameter verwendet werden. Dieses Verfahren ist insbesondere für Kanäle nützlich, die sich schnell ändernde Charakteristiken zeigen, wie beispielsweise in dem Fall eines Übertragungskanals, der ein mobiles Endgerät hoher Geschwindigkeit enthält.
Eine weitere mögliche Struktur eines Turbo-Entzerrers ist in dem Artikel von A. Glavieux et al. mit dem Titel "Turbo-equalization over a frequency selective channel", International Symposium on Turbo-codes, Brest, Sept. 97 beschrieben. Anstelle des in 1 dargestellten MAP-Entzerrers weist die erste Stufe des Turbo-Entzerrers ein transversales lineares Filter zum Auslöschen von ISI aus den empfangenen Symbolen in einem entscheidungsgeführten Mode, gefolgt durch einen M-er bis binären Weich-Decodierer auf.
Welche Struktur der Turbo-Entzerrer auch immer hat, entsteht bei einer mobilen Telekommunikation dann ein Problem, wenn die Verzögerungsausbreitung im Übertragungskanal niedrig ist, oder dann, wenn er mit niedriger Diversity arbeitet. In einem solchen Fall wird der so genannte "Turbo-Effekt", d.h. die Verbesserung der Zuverlässigkeit einer Schätzung über aufeinander folgende Iterationen, signifikant reduziert. Dieses Phänomen, welches bedeutet, dass der Gewinn zwischen zwei aufeinander folgenden Iterationen des iterativen Prozesses für ein gegebenes Signal-zu-Rausch-Verhältnis E_b/N₀ (wobei E_b die mittlere Energie ist, die pro Informationsbit empfangen wird, und N₀ die bilaterale spektrale Dichte des Rauschens ist) durch die Tatsache erklärt werden kann, dass eine Durchführung einer Turbo-Entzerrung besser bei Codes ist, die große Beschränkungslängen zeigen, und dass die Verzögerungsausbreitung eines Kanals bis zu einem gewissen Ausmaß als äquivalent zu der Beschränkungslänge eines Codes angesehen werden kann.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht im Vorschlagen eines Entzerrungsverfahrens und einer Entzerrungsvorrichtung, die das oben angesprochene Problem lösen.
Das Problem wird durch Ausführen der Verfahrensschritte (respektive durch Implementieren der technischen Merkmale) gelöst, die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 (respektive des Anspruchs 18) wiedergegeben sind.
Die Erfindung wird aus einer Beschreibung der verschiedenen Ausführungsbeispiele der Erfindung in Bezug auf die folgenden Figuren besser verstanden werden.
1 zeigt schematisch ein bekanntes Übertragungssystem mit einem Turbo-Entzerrer;
2 zeigt schematisch die Struktur eines Empfängers gemäß der Erfindung; und
3 zeigt schematisch die Struktur eines Senders gemäß der Erfindung.
Die Grundidee am Anfang der Erfindung besteht im Umschalten von einer Turbo-Entzerrung zu einer Entzerrung und einer Turbo-Decodierung, wenn die Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals zu gering dafür ist, dass die Turbo-Entzerrung effizient durchgeführt wird. Unter einer Verzögerungsausbreitung verstehen wir ein Maß (z.B. ein statisches Maß) der Breite der Leistungsverteilung bzw. Energieverteilung der Kanal-Impulsantwort. Gegensätzlich wird dann, wenn die Verzögerungsausbreitung groß genug ist, eine Turbo-Entzerrung verwendet. Anders ausgedrückt wird dann, wenn der Übertragungskanal eine ausreichende "Informationsredundanz" zur Verfügung stellt, eine Turbo-Entzerrung bevorzugt, während im entgegengesetzten Fall eine Redundanz bei der Codierstufe eingeführt und durch einen Turbo-Decodierer im Empfänger genutzt wird. Grob gesagt kann die Erfindung als eine Art zum Kompensieren einer geringen Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals angesehen werden.
Wie es in 2 gezeigt ist, führt ein Schalter (200) die empfangenen Symbole entweder zu einem unteren Verarbeitungszweig (220) oder zu einem oberen Verarbei tungszweig (210) zu. Der untere Verarbeitungszweig enthält einen Turbo-Entzerrer, wohingegen der obere Zweig einen Weich-Entzerrer (211) aufweist, dem ein Turbo-Decodierer (212) folgt. Der Schalter (200) wird durch eine Schätzeinheit (bzw. einen Estimator) (230) gesteuert, die die Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals schätzt und sie mit einer vorbestimmten Schwelle vergleicht. Wenn die Verzögerungsausbreitung über der Schwelle liegt, wird der untere Zweig ausgewählt, und gegensätzlich dazu wird dann, wenn die Verzögerungsausbreitung unter der Schwelle liegt, der obere Zweig ausgewählt. Vorteilhafterweise wird durch Verwenden von zwei Schwellen eine Hysterese zur Verfügung gestellt. Wenn die Verzögerungsausbreitung über eine erste Schwelle ansteigt, wird der untere Zweig ausgewählt, wohingegen dann, wenn sie unter eine zweite Schwelle abfällt, der obere Zweig ausgewählt wird. Alternativ dazu wird ein minimales Zeitintervall zwischen aufeinander folgenden Übergängen zur Verfügung gestellt werden, um ein Kontaktprellen zu vermeiden.
Der Weich-Entzerrer, der im oberen Zweig des Empfängers verwendet wird, kann ein Entzerrer vom APP-Typ oder ein herkömmlicher Entzerrer, dem ein M-erer bis binärer Weich-Wandler folgt, sein.
Der innerhalb des Turbo-Entzerrers verwendete Weich-Entzerrer kann vom APP-Typ sein und ist vorzugsweise ein Log MAP-Entzerrer. Bei einem ersten Ausführungsbeispiel ist die Anzahl von Zuständen im APP-Trellis gleich M^L-1, wobei M eine Größe des Modulationsalphabets ist und L die Verzögerungsausbreitung ist, d.h. die Beschränkungslänge des Kanals (die Größe des Kanalspeichers ist gleich L-1 ), ausgedrückt in einer Anzahl von Abtastungen. Für eine große Speicherlänge ist jedoch ein zweites Ausführungsbeispiel bevorzugt, das eine Technik eines reduzierten Zustands verwendet. Die Anzahl von Zuständen, die berücksichtigt werden, wird dann durch Abschneiden der Beschränkungslänge auf eine streng positive ganze Zahl J < L (die Größe des Kanalspeichers wird auf J-1 abgeschnitten) auf M^J-1 reduziert. Beispielsweise kann zu diesem Zweck ein APP-Entzerrer vom Listentyp dienen, wie er in den oben angegebenen Patentanmeldungen offenbart ist. Gegensätzlich dazu kann ein Trellis mit erweitertem Zustand in einem Fall von sich schnell ändernden Charakteristiken des Übertragungskanals angenommen werden. In einem solchen Fall ermöglicht M^J-1, wobei J > L, eine gemeinsame Schätzung der Kanalkoeffizienten und der Daten, umso höher die Anzahl von Zuständen im Trellis ist.
Vorteilhafterweise wird der Wert von J in Bezug auf die Ausbreitungsbedingungen verändert werden, und zwar insbesondere in Bezug auf die Form (z.B. das Leistungsprofil) der Kanalantwort. Beispielsweise könnte in dem Fall eines Kanals für eine mobile Telekommunikation dann, wenn die Ausbreitung eine Sichtlinienkomponente enthält, anders ausgedrückt dann, wenn der Kanal durch eine Rice-sche Dispersion beeinflusst ist, ein Trellis mit reduziertem Zustand (J < L) verwendet werden. Andererseits könnte dann, wenn die Geschwindigkeit des mobilen Endgeräts höher als eine gegebene Schwelle ist, und somit der Kanal an einem schnellen Schwund leidet, ein Trellis mit einem erweiterten Zustand (J > L) ausgewählt werden.
Vorzugsweise wird der Wert der Beschränkungslänge K gemäß L (und allgemeiner gemäß J) verändert werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Weich-Decodierer bzw. Soft-Decodierer (223) (und der zugehörige Codierer auf der Senderseite, wie es nachfolgend gezeigt werden wird) rekonfigurierbar, um unterschiedliche Werte von K unterzubringen, und somit unterschiedliche Trellis-Größen. K wird erhöht, wenn L kleiner wird, wohingegen K erniedrigt wird, wenn L größer wird, und zwar gemäß demselben Kompensationsprinzip, das oben aufgezeigt ist.
Vorzugsweise werden alle Schritte einer Turbo-Entzerrung durch eine einzige digitale programmierbare Vorrichtung durchgeführt werden, wie einen Digitalsignalprozessor, und wird der Turbo-Entzerrungsprozess unter einer Komplexitätsbeschränkung optimiert werden, wie es in der gleichzeitig anhängigen europäischen Patentanmeldung mit dem Titel "Resource constrained turbo-equalization", eingereicht durch den Anmelder, beschrieben ist. Die Komplexität des Weich-Entzerrers (221), des Entschachtelers (222) und des Weich-Decodierers (223) wird dann durch einen maximalen Komplexitätswert begrenzt. Da die Komplexität des Entschachtelers nicht verändert werden muss, wenn sich K oder J ändert, kann die Komplexitätsbeschränkung ausgedrückt werden als:
a.2^K-1 + b.M^J-1 < C_max (2), wenn der Weich-Entzerrer (221) ein MAP-Entzerrer ist, und a.2^K-1 + b'.L < C_max (3), wenn der Weich-Entzerrer (221) auf einem transversalen linearen Filter mit L Abgriffen basiert. Der Ausdruck 2^K-1 berücksichtigt die Komplexität des MAP-Decodierers, der Ausdruck M^J-1 berücksichtigt die Komplexität des MAP-Entzerrers, und a, b, b' sind feste Koeffizienten. Vorzugsweise wird für ein gegebenes L oder J K als die höchste mögliche ganze Zahl gewählt, die die Beschränkung (2) oder (3) erfüllt.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel wird die Anzahl N von Iterationen des Turbo-Entzerrungsprozesses variabel gemacht. Die BER-Verstärkung, die durch eine Turbo-Entzerrung erreicht wird, erhöht sich mit der Anzahl N von Iterationen. Somit kann es wünschenswert sein, N zu erhöhen, während die Beschränkung auf ein verfügbares Betriebsmittel (z.B. die Verarbeitungsleistung des DSP) erfüllt wird. Allgemein erhöht sich das Ausmaß an Verarbeitungsleistung, die bei einer Turbo-Entzerrung erforderlich ist, linear über N (bei einigen Fällen kann jedoch der DSP einen Vorteil aus einer parallelen Berechnung ziehen und die Erhöhung über N kann weniger als linear sein), und müssen die Beschränkungen (2) und (3) jeweils durch (2') und (3') ersetzt werden: N.(a.2K-1 + b.MJ-1) < Cmax (2) N.(a.2K-1 + b.L) < Cmax (3)
In beiden Fällen wird wenigstens eine von K und N derart gewählt, dass die Betriebsmittelbeschränkung (2') oder (3') erfüllt ist.
3 zeigt schematisch die Struktur eines Senders zur Verwendung mit dem Empfänger der 2.
Der Sender weis einen Schalter (300) auf, der die zu codierenden Daten I_k entweder zu einem Turbo-Codierer (320) oder zu einem systematischen Codierer (311), der in Reihe zu einem Verschachteler (312) geschaltet ist, führt. Die Ausgänge des oberen Zweigs und des unteren Zweigs sind beide an den Eingang des Modulators (340) angeschlossen. Wenn der Empfänger in einem reinen Umschaltmode arbeitet, sendet er ein Schalterpositionssignal zu dem Sender über einen Rückwärtskanal RC (z.B. den bestimmten physikalischen Steuerkanal (DPCCH = dedicated physical control channel) in einem System für eine mobile Telekommunikation). Dieses Signal wird durch die Steuerung (330) empfangen, die den Schalter entsprechend steuert.
Vorteilhafterweise kann die Beschränkungslänge K des Codierers variabel gemacht werden. Wenn der Empfänger entscheidet, den Wert der Beschränkungslänge K auf eine Änderung von L (oder J) hin zu modifizieren, sendet er eine Anforderung zurück zu dem Sender, um K zu erhöhen oder zu erniedrigen. Die Anforderung wird über den Rückwärtskanal gesendet und durch die Steuerung (330) empfangen. Die Steue rung inkrementiert oder dekrementiert K entsprechend und aktualisiert den Beschränkungswert des Codierers.
Zusätzlich kann die Steuerung die Übertragungsleistung des Senders steuern. Tatsächlich resultiert eine Erhöhung von K in einer niedrigeren BER. Somit ist es möglich, das Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf der Empfangsseite zu erniedrigen, während ein akzeptabler BER-Sollpegel beibehalten wird. Diese Maßnahme ist insbesondere zum Erniedrigen des Interferenzpegels in einem zellularen Telekommunikationssystem vorgeschrieben.
Obwohl Teile der Beschreibung das Verfahren gemäß der Erfindung in Ausdrücken von Verarbeitungsblöcken (z.B. einem Codierer, einem Verschachteler, einem Modulator, etc.) beschreiben, sollte es für den Fachmann auf dem Gebiet klar sein, dass diese Blöcke nur der Annehmlichkeit halber dargestellt sind und dass einige oder alle Verarbeitungsschritte durch einen einzigen oder eine Vielzahl von digitalen Datenprozessoren ausgeführt werden können.

Claims

Verfahren zum Entzerren von Symbolen, die von einem Übertragungskanal empfangen sind, und zum Decodieren von Daten daraus, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren entweder eine erste Verarbeitung (220) mit einer Turbo-Entzerrungssequenz an den empfangenen Symbolen oder eine zweite Verarbeitung (210) mit einem Entzerrungsschritt, dem eine Turbo-Decodiersequenz (211) folgt, durchführt, wobei die Auswahl der ersten oder der zweiten Verarbeitung auf eine Schätzung (230) der Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals hin durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Verarbeitung ausgewählt wird, wenn der Wert der Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals hoch ist, und die zweite Verarbeitung ausgewählt wird, wenn der Wert der Verzögerungsausbreitung niedrig ist.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Verarbeitung ausgewählt wird, wenn der Wert der Verzögerungsausbreitung über eine erste Schwelle ansteigt, und die zweite Verarbeitung ausgewählt wird, wenn der Wert der Verzögerungsausbreitung unter eine zweite Schwelle abfällt.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Turbo-Entzerrungssequenz die Iteration eines Weich-Entzerrungsschritts gemäß einem Algorithmus vom APP-Typ, eines Entschachtelungsschritts und eines Weich-Decodierschritts enthält.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Algorithmus vom APP-Typ ein APP-Algorithmus vom Listentyp ist.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl von Zuständen des APP-Trellis gleich M^J-1 ist, wobei M die Modulationsalphabetgröße ist, die über dem Übertragungskanal verwendet wird, und J eine streng positive ganze Zahl ist, die gemäß einer Charakteristik des Übertragungskanals ausgewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass J derart ausgewählt wird, dass es größer als der Wert der Verzögerungsausbreitung ist, wenn der Übertragungskanal durch einen schnellen Schwund bzw. ein schnelles Fading beeinträchtigt ist.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass J derart ausgewählt wird, dass es kleiner als der Wert der Verzögerungsausbreitung ist, wenn die Ausbreitung eine Sichtlinienkomponente enthält.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass J gemäß dem Leistungsprofil der Kanal-Impulsantwort ausgewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Weich-Decodierschritt auf einem Algorithmus vom APP-Typ basiert, der 2^K-1 Zustände enthält, wobei K erhöht wird, wenn J kleiner wird, und K erniedrigt wird, wenn J größer wird.
Verfahren nach Anspruch 7, 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass K als die größte ganze Zahl bestimmt wird, für welche a.2^K-1 + b.M^J-1, wobei a und b feste Koeffizienten sind, kleiner als ein vorbestimmter Betriebsmittelwert ist.
Verfahren nach Anspruch 7, 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eines von K und N, die Anzahl von Iterationen der Turbo-Entzerrungssequenz, so angepasst ist, dass N.(a2^K-1 + b.M^J-1), wobei a und b feste Koeffizienten sind, kleiner als ein vorbestimmter Betriebsmittelwert ist.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Turbo-Entzerrungssequenz die Iteration eines Weich-Entzerrungsschritts einschließlich eines Filterschritts zum Auslöschen der Zwischensymbolinterferenz über dem Übertragungskanal, wobei das Filter L Abgriffe hat, wobei L ein variabler Parameter ist, der durch die Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals zugeteilt ist, eines Entschachtelungsschritts und eines Weich-Decodierschritts enthält.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Weich-Decodierschritt auf einem Algorithmus vom APP-Typ basiert, der 2^K-1 Zustände enthält, wobei K als die größte ganze Zahl ausgewählt wird, für welche a.2^K-1 + b'.L, wobei a und b' feste Koeffizienten sind, kleiner als ein vorbestimmter Betriebsmittelwert ist.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eines von K und N, die Anzahl von Iterationen der Turbo-Entzerrungssequenz, so angepasst ist, dass N.(a.2^K-1 + b'.L), wobei a und b' feste Koeffizienten sind, kleiner als ein vorbestimmter Betriebsmittelwert ist.
Verfahren zum Codieren von Daten, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren entweder eine erste Verarbeitung mit einem Codierschritt (311), dem ein Verschachtelungsschritt (312) folgt, oder eine zweite Verarbeitung mit einem Turbo-Codierschritt (320) für eine Turbo-Codierung der Daten durchführt, wobei die Auswahl (300) der Auswahl der ersten oder der zweiten Verarbeitung auf eine Information über die Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals hin durchgeführt wird.
Verfahren zum Codieren von Daten nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierschritt einen Schaltungscode mit einer variablen Beschränkungslänge verwendet.
Empfänger mit einer Verarbeitungseinrichtung (200, 210, 220) zum Ausführen von allen Verfahrensschritten, die in einem der Ansprüche 1 bis 15 beansprucht sind.
Sender mit einer Verarbeitungseinrichtung (300, 310, 320) zum Ausführen von allen Verfahrensschritten, die im Anspruch 16 oder 17 beansprucht sind.
Telekommunikationssystem mit einem Sender nach Anspruch 19 und einem Empfänger nach Anspruch 18, wobei der Empfänger die Information (RC) relativ zu der Verzögerungsausbreitung des Übertragungskanals zurück zu dem Sender sendet.
Telekommunikationssystem nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender einen Schaltungscodierer aufweist, dessen Beschränkungslänge auf eine Anforderung von dem Empfänger hin erhöht oder erniedrigt wird.