DE69921578T2

DE69921578T2 - Sequentieller dekodierer und empfänger mit anwendung eines sequentiellen dekoders

Info

Publication number: DE69921578T2
Application number: DE69921578T
Authority: DE
Inventors: Takahiro Yokohama-shi ASAI; Tadashi Matsumoto
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1998-06-02
Filing date: 1999-06-01
Publication date: 2005-11-10
Anticipated expiration: 2019-06-02
Also published as: EP1001543A4; DE69921578D1; WO1999063673A1; EP1001543A1; EP1001543B1; WO1999063673A9; US6728322B1; JP3349696B2

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen sequentiellen Dekoder und einen Empfänger, der einen sequentiellen Dekoder verwendet, und betrifft spezieller einen sequentiellen Dekoder, der auf breitbandige mobile Kommunikationen anwendbar ist und die Berechnungsaufwände einer sequentiellen Abschätzung reduziert, und betrifft auch einen Empfänger, der mit dem Dekoder ausgerüstet ist.
Technologischer Hintergrund
Es gibt einen Blockcode und einen Faltungscode sowie Fehlerkorrekturcodes. Ferner existieren die Viterbi-Dekodierung und sequentielle Dekodierung als Dekodierungsmassnahme für den Faltungscode. Die Viterbi-Dekodierung ist ein Dekodierungsverfahren, welches eine Wiederholstruktur des Faltungscodes verwendet und eine Maximum-Wahrscheinlichkeitdekodierung effizient ausführt. Die sequentielle Dekodierung verwendet eine Baumstruktur und führt angenähert eine Maximum-Wahrscheinlichkeitdekodierung (auch Maximum-Likelihood-Dekodierung) mit einer gegebenen Speicherkapazität und einer begrenzten Anzahl von Berechnungen durch.
Jedoch handhabt die Viterbi-Dekodierung zu jedem Zeitpunkt Pfade gleicher Länge, während die sequentielle Dekodierung einen Pfad variabler Länge handhabt. Daher verwendet die sequentielle Dekodierung nicht eine in der Viterbi-Dekodierung verwendete Metrik. Obgleich die Hamming-Distanz in einem binären symmetrischen Kanal eine Metrik der Viterbi-Dekodierung annimmt, ist sie beispielsweise bei einem Fall, bei dem unterschiedliche Längen aufweisende Pfade zu vergleichende Objekte sind, nicht geeignet. Das bedeutet, dass die Hamming-Distanz selbst des Maximum-Wahrscheinlichkeitspfades von einer empfangenen Sequenz länger zunimmt, wenn diese länger wird, und daher der Maximum-Wahrscheinlichkeitspfad eine grössere Metrik als jedwede Pfade hat, die kürzer als derselbe sind.
Es sei die folgende Verzweigungsmetrik μ (y_t,w_t) bezogen auf einen q-ary Faltungscode (Faltungsrate k/n) betrachtet, bei dem die Länge des Informationsblocks k und die Länge des kodierten Blocks n betragen:
wobei y_t und w_t jeweils einen empfangenen Block und einen kodierten Block (einen Zweig im Trellis-Diagramm) zu einem Zeitpunkt t anzeigen. Auch zeigt P (y_t) eine Wahrscheinlichkeit an, dass der empfangene Block zum Zeitpunkt t y_t beträgt. Ferner bezeichnet P (y_t|w_t) eine bedingte Wahrscheinlichkeit an, dass der empfangene Block zum Zeitpunkt t y₁ beträgt, wenn der kodierte Block zum Zeitpunkt t w_t ist.
Eine Metrik zwischen einer empfangenen Sequenz y_L= y₀y₁y_2...y_L–1 und einer kodierten Sequenz (Pfad) W_L= w₀w₁w₂w_3...w_L-1 ist durch die folgende Gleichung definiert:
Es wird vorausgesetzt, dass der Kommunikationskanal ein speicherfreier stationärer Kanal ist. Die oben so definierte Metrik wird als Fano-Metrik bezeichnet (beispielsweise wird ein Ausdruck, der durch Multiplizieren von Gleichung (2) mit -1 gewonnen wird, als die Fano-Metrik definiert).
Ist eine Informationssequenz zufällig, so erscheinen im normalen Faltungscode sämtliche Muster einer Länge n im Code-Block zu jedem Zeitpunkt mit einer gleichen Wahrscheinlichkeit, ausgenommen für wenige Zeitpunkte im Anfangsstadium der Kodierung. Nun wird ferner vorausgesetzt, dass der Kommunikationskanal ein q-ary symmetrischer Kommunikationskanal ist. In diesem Fall erscheinen sämtliche Muster einer Länge n in jedem Block der empfangenen Sequenz ausser für einige Zeitpunkte im Anfangsstadium. Daher gilt P (y_i) = q^–n. Durch Einsetzen dieses Ausdrucks in Gleichung (1), wird die folgende Gleichung gewonnen: μ (Yt, wt) = P(yt,|wt) – (n – k)log q (3)
Der erste Ausdruck dieser Gleichung (3) ist nichts anderes als die Verzweigungsmetrik in der Viterbi-Dekodierung. Daher wird die Fano-Metrik mit – (n – k) log q versetzt, welches in der Verzweigungsmetrik der Viterbi-Dekodierung nicht involviert ist. Die Metrik der Maximum-Wahrscheinlichkeit nimmt selbst dann nicht zu, wenn sie länger ist, und hat keinerlei Nachteil im Vergleich zu kurzen Pfaden.
Es erfolgt nun eine Beschreibung der Berechnung der Fano-Metrik bei der sequentiellen Dekodierung durch exemplarische Beschreibung eines Falls, bei dem die sequentielle Dekodierung auf eine Sequenzabschätzung in mobilen Kommunikationen angewandt wird. Ein Merkmal mobiler Kommunikationen ist, dass die Funkausbreitung eine Mehrpfad-Ausbreitung ist. Bei Betrachtung eines Aufwärtskommunikationskanals (Übertragung von einer mobilen Station, Empfang in einer Basisstation), erreicht ein Bündel übertragener Elementwellen, die Streuung, Beugung und Reflexion um die mobile Station unterzogen worden sind, die Basisstation direkt oder, nachdem sie in einer grösseren Distanz reflektiert worden sind. Folglich empfängt die Basisstation das empfangene Signal in einer solchen Weise, dass mehrere Komponenten, die aus dem übertragenen Signal resultieren, unterschiedliche Eintrittswinkel haben. Die jeweiligen Pfade unterliegen unabhängigem Schwund (Fading).
Wenn, wie oben beschrieben, eine Kommunikation in der Mobilkommunikationsumgebung stattfindet, treten in den empfangenen Signalen von einander unterschiedliche Phänomene in Folge der Bandbreiten der Signale auf. In einem Fall, beim dem das übertragene Signal eine geringe Bitrate aufweist und die Bandbreite des Signals sehr viel schmaler als eine Kohärenz-Bandbreite im Kanal ist, sind die Unterschiede in der Ausbreitungsverzögerungszeit unter den Signalen, die sich über die oben erwähnten Pfade ausgebreitet haben, sehr viel geringer als die Symbolzeitlänge der Signale (die normalerweise gleich der reziproken Zahl der Symbolrate ist). In diesem Fall wird auf der Empfangsseite dasselbe Informationssymbol empfangen und eine Wellenformverzerrung in Folge einer Intersymbol-Interferenz tritt in den empfangenen Signalen nicht auf.
Wenn die Bitrate der übertragenen Signale ansteigt und die Bandbreite des Signals angenähert gleich der Kohärenz-Bandbreite im Kanal wird, werden von einander verschiedene Informationssymbole in den jeweiligen Pfaden empfangen. In diesem Fall tritt über einige wenige zurückliegende und zukünftige Symbole eine Wellenformverzerrung in Folge von Intersymbol-Interferenz in den empfangenen Signalen auf. Da die Pfade dem jeweiligen unabhängigen Schwund, wie oben beschrieben, unterliegen, ist die Intersymbol-Interferenz über einige zurückliegende und zukünftige Symbole eine zeitlich variierende Intersymbol-Interferenz, in der die Intersymbol-Interferenz mit der Zeit variiert.
Daher ist ein die Intersymbol-Interferenz eliminierender Equalizer bzw. Entzerrer erforderlich, um eine Kanalimpulsantwort (die äquivalent einer Anordnung ist, in der die komplexen Amplituden der Pfade in der Reihenfolge der Ankunftszeit angeordnet werden) abzuschätzen und so die übertragene Sequenz abzuschätzen. Ein auf der Maximum-Likelihood-Sequenzabschätzungstheorie (MLSE Theorie) basierender Algorithmus kann auf die Abschätzung der übertragenen Sequenz angewandt werden. Wenn die Intersymbol-Interferenz aus einigen wenigen zurückliegenden und zukünftigen Symbolen resultiert, kann die verknüpfte Signalverarbeitung von Kanalabschätzung und MLSE mit vernünftiger Komplexität erzielt werden. Dies ist beispielsweise im Detail in einer Literaturstelle: Fukawa, Suzuki „Recursive Least Squares Adaptive Maximum Likelihood Sequence Estimation (RLS-MLSE) – An Application of Maximum Likelihood Estimation Theory to Mobile Radio", The Transaction of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers (B-11), J76-B-II, No. 4, Seiten 202-214, April 1993, beschrieben.
Sowie die Übertragungsbitrate ansteigt, wird das empfangene Signal durch ein verstärktes Ausmass an Intersymbol-Interferenz beeinträchtigt. Theoretisch kann die oben erwähnte, verknüpfte Signalverarbeitung der Kanalabschätzung und der MLSE auf Ausgleich beziehungsweise Entzerrung der Intersymbol-Interferenz angewandt werden. Jedoch wächst die Anzahl von Zuständen im Viterbi-Algorithmus, der in der MLSE angewandt wird, exponentiell bezüglich der Länge der Intersymbol-Interferenz (gleich der Kanalspeicherlänge). Liegt beispielsweise in einem Fall, bei dem als ein Modulationsverfahren eine binäre Phaseumtastung (BPSK von binary phase shift keying) verwendet wird, eine Kanalspeicherlänge von 11 Symbolen vor, beträgt die Anzahl von Zuständen (die in einem 12-Pfadkanal involviert sind) 2048, was die praktische Komplexitätsgrenze übersteigt.
Aus den obigen Betrachtungen ist ersichtlich und kann geschlossen werden, dass, um einen adaptiven Equalizer in Hochbitrate-Kanälen in der Grössenordnung von Megabit zu erzielen, bei der Sequenzabschätzung und Kanalabschätzung entsprechend der obigen Sequenz zu lösende technische Nachteile involviert sind. Abgesehen von den obigen Nachteilen wird ein adaptiver Equalizer, der eine sequenzielle Sequenzabschätzung statt der Maximum-Likelihood-Sequenzabschätzung MLSE verwendet, vorgeschlagen als Mittel zur Vermeidung der Schwierigkeiten bei der Sequenzabschätzung, und zwar in der Literatur unter: Matumoto „Sequential Sequence Estimation and Equalization in High Speed Mobile Communicatuions", Proceedings of the 1997 Communication Society Conference of IEICE, B-5-149.
Sequentielle Sequenzabschätzung wurde ursprünglich als ein Algorithmus zur Dekodierung von Faltungscodes oder konvolutionellen Codes entwickelt, die eine lange Zwangslänge oder Constraint-Länge aufweisen. Aus historischer Betrachtungsweise richtete sich dabei spezieller die sequentielle Sequenzabschätzung auf die Entwicklung einer Anwendung für Tiefenraumkommunikation, auf die eine Constraint-Länge von nicht weniger als 40 bis 60 zutrifft. Der Prozess, bei dem die Intersymbol-Interferenz auftritt, ist nichts anderes als eine Faltungsberechnung in einem Feld komplexer Zahlen. Daher ist offensichtlich, dass die sequentielle Sequenzabschätzung eine Affinität zur adaptiven Entzerrung aufweist. Das obige Dokument zeigt, dass eine sequenzielle Sequenzabschätzung in 12 Kanälen unter Verwendung der BPSK ausgeführt wird, und die Ergebnisse der obigen Abschätzung zeigen eine gute Performanz, die durch eine vertretbare Komplexibilität erzielbar ist.
Wird als die sequenzielle Sequenzabschätzung eine sequenzielle Dekodierung auf mobile Kommunikationen angewandt, kann die Fano-Metrik durch den folgenden Formalismus berechnet werden: (Vergleiche F. Xiong, „Sequential Sequence Estimation for Channels with Intersymbol Interference of Finite or Infinite Length", IEEE Trans. Commun. Band COM-38, Nr. 6, Seiten 795-804, 1990):
wobei in den Gleichungen (4), (5) und (6) M eine Modulation-Vielfalt, L die Constraint-Zahl (die Kanalspeicherlänge), σ² die Rauschleistung, z_k der empfangene Abtastwert, y_i eine Replik des empfangenen Signals und λ (y_k, z_k) die Fano-Metrik sind.
Entsprechend Gleichungen (4) werden in P₀, (z_k), welches die Fano-Metrik λ (y_k, z_k) bildet, werden sämtliche Informationsgegenstände (1 bis M_L für j), die bezüglich der Constraint-Länge L übertragen werden können, addiert.
Daher nimmt der Rechenumfang der Gleichung (4) exponentiell auf einen sehr grossen Wert mit steigendem Wert von L zu. Somit wird zur Bewerkstelligung des Berechnungsprozesses eine gewaltige Zeit in Anspruch genommen.
Es wird die Offenbarung in Katz et al : Sequential Sequences Estimation for Trellis-coded Modulation on Multipath Fading ISI Channels, „IEEE Transactions on Communications, IEEE Inc., New York, US, Band 43, 12, 1 December 1995 (1995-12-01), Seiten 2882-2885, XP000545020 ISSN: 0090-6778 eines sequenziellen Dekoders gewürdigt, der Fano's Wahrscheinlichkeitswerte dekodiert und dabei auf die Historie eines Pfades zur Berechnung eines Wahrscheinlichkeitswertes Bezug nimmt. Ein transversales Filter erzeugt eine Replik eines empfangenen Signals.
Offenbarung der Erfindung
Es ist eine Gegenstand der vorliegenden Erfindung, den erforderlichen Berechnungsaufwand zur Gewinnung von Fano-Metriken zu reduzieren und die für die Berechnung in einem sequenziellen Dekoder und einem mit einem solchen Dekoder ausgerüsteten Empfänger erforderliche Zeit zu reduzieren.
Die vorliegende Erfindung ist in Anspruch 1 definiert.
Gemäss der Erfindung ist es möglich, eine sequenziellen Dekoder vorzusehen, der im Stande ist, den Berechnungsaufwand zur Berechnung von Fano-Metriken zu reduzieren und die Zeit zu reduzieren, die für den Berechnungsprozess erforderlich ist. Es ist auch möglich, einen Empfänger vorzusehen, der mit einem sequentiellen Dekoder ausgerüstet ist, welcher im Stande ist, den Berechnungsaufwand zum Berechnen von Fano-Metriken zu reduzieren und die für den Berechnungsprozess erforderliche Zeit zu reduzieren.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
Andere Gegenstände, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der vorliegenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen beim Lesen im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen noch offenbarer.
1 ist eine schematische Darstellung zum Erläutern einer Schaltung, die einen vorausgesagten Wert eines empfangenen Signals ausgibt.
2 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung eines Teils, in welchem auf eine Historie eines Pfades Bezug genommen wird, wenn Fano- Metriken berechnet werden.
3 ist ein Diagramm zum Erläutern von Kandidaten für die Berechnung von Fano's Wahrscheinlichkeitswerten.
4 ist eine Darstellung zur Erläuterung von Effekten einer ersten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
5 ist eine Darstellung, die gewonnen wird, wenn in 1 N = 5.
6 ist eine Darstellung zur Erläuterung eines Teils, in welchem eine Speicherlänge im Kanal und ein Berechnungsprozess in Betracht gezogen werden.
7 ist eine Darstellung zur Erläuterung von Kandidaten einer Berechnung von Fano's Wahrscheinlichkeitswerten.
8 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
9 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung eines dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung (ein Beispiel für einen Empfänger).
Bestmögliche Art zur Ausführung der Erfindung
Es erfolgt nun eine Erläuterung der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen.
(Erstes Ausführungsbeispiel)
Entsprechend oben erwähnter Gleichung (4) umfasst P₀ (z_k), welches die Fano-Metrik λ (y_k, z_k) bildet, eine vorausgesagten Wert y_j des empfangenen Signals. Der obige vorausgesagte Wert y_j des empfangenen Signals kann durch die folgende Gleichung gewonnen werden:
Der vorausgesagte Wert y_j des empfangenen Signals wird durch ein in 1 gezeigte Schaltung gewonnen: Signalphasenpunkte X_j,D – X_j,_N–1, die aus dem empfangenen Signal erzeugt werden, werden jeweils auf Eingangsanschlüsse I₀-I_N–1 gegeben. Es werden Tap-Koeffizienten 2₀ – 2_N-1 (deren Werte als a₀ – a_N–1 angenommen werden) bestimmt, um die Übertragungscharakteristiken mit einem Parameter-Abschätzer 7 gemäss 9, der weiter unten erläutert wird, zu entzerren. 3 zeigt eine Addiererschaltung an. So kann der vorausgesagte Wert y_j des empfangenen Signals als das Produkt der Tap-Koeffizienten a₀ – a_N–1 des Entzerrers oder Equalizers und der Signalphasenpunkte X_j,₀ – X_j,N–1 der Informationssequenz ausgedrückt werden. Die Tap-Koeffizienten a₀ – a_N–1 des Entzerrers und die Signalphasenpunkte X_j, ₀ – X_j, _N–1 sind komplexe Zahlen. Wenn die BPSK-Modulation verwendet wird, nehmen die Signalphasenpunkte X_j, ₀ – X_j,N–1 Werte von 1 + i0, – 1 + i0 an, (wobei i die imaginäre Einheit bezeichnet).
In Gleichung (4) werden sämtliche Informationsgegenstände, die innerhalb der Constraint-Länge L übertragbar sind, addiert. Hat jedoch der Tap-Koeffizient a_k in Gleichung (7) einen geringen Wert, so beeinträchtigt der Signalphasenpunkt X_j,k der obigen Information den Wert des vorausgesagten Werts y_j des empfangenen Signals wenig. So ist es möglich, den Wahrscheinlichkeitswert für die Dekodierung zu berechnen, während der Signalphasenpunkt X_j _,k, der auf den Anschlusspunkt oder Tap, welcher den gegebenen geringen Tap-Koeffizienten aufweist, gegeben wird, ignoriert oder fixiert wird. Die vorliegende Erfindung nutzt das obige aus und reduziert so den zur Berechnung von P₀ (z_k) erforderlichen Rechenaufwand. Die Bezeichnung „klein" für den Tap oder Anschlusspunkt, der den kleinen Tap-Koeffizienten aufweist, bedeutet, dass die Werte für a_k x_k ungeachtet des Signalphasenpunktes X_k in Gleichung (7) im wesentlichen ignoriert werden können und infolge der Natur des Kanals, einer erforderlichen BER (Bitfehlerrate) und so weiter, bestimmt werden können. Spezieller gibt es einen Fall, bei dem der Tap-Koeffizient a_k kleiner als die anderen ist, und einen Fall, bei dem der Absolutwert gleich oder geringer als ein bestimmter numerischer Wert ist (beispielsweise der geringste Tap-Koeffizient oder bis zu einigen Tap-Koeffizienten vom geringsten aus, oder Tap-Koeffizienten gleich oder um X% geringer als der Durchschnittswert oder solche, die Werte gleich oder geringer als X aufweisen).
Es erfolgt nun eine Beschreibung unter Bezugnahme auf die 2 und 3 der Signalphasenpunkte, die an die Anschlusspunkte oder Taps angelegt werden, welche kleine Tap-Koeffizienten haben, und Kandidaten der Fano-Metrik-Berechnung. Es wird vorausgesetzt, dass das Eingangssignal ein binäres Signal ist und die Speicherlänge im Kanal aus L (=5) Symbolen besteht.
Das gegenwärtige empfangene Signal ist durch die letzten L – 1 Bits beeinflusst. Die Anzahl der Kombinationen der letzten L Bits beträgt 2^L. Es erfolgt eine Betrachtung unter der Voraussetzung, dass der Equalizer L Tap-Koeffizienten aufweist.
Der vorausgesagte Wert y_i des empfangenen Signals wird durch eine in 5 gezeigte Schaltung gewonnen. Falls in diesem Fall die Tap-Koeffizienten a₁ und a₂ klein sind, sind das Produkt a₂X_j _,2 der Signal-Phasenpunktsignale und der Tap-Koeffizienten klein und werden daher ignoriert. Alternativ werden die Phasenpunkte X_j _,4 und X_j,2 durch Bezugnahme auf die Historien der Pfade (beispielsweise X_j,4 = 1, X_j,2 = 1) fixiert.
Es erfolgt nun unter Bezugnahme auf 3 eine Erläuterung der vorliegenden Erfindung für den Fall, dass auf die Historien der Pfade bezüglich der beiden Taps zurückgegriffen wird, die kleine Tap-Koeftizientenwerte aufweisen (ein solcher Fall, der einem Fall für A = 2 entspricht, wird weiter unten beschrieben), wobei die Kanalspeicherlänge 5 beträgt. In 3 bezeichnen Auftwärtspfade Pfade, in denen ein Informationssymbol von 0 vorausgesetzt wird, und Abwärtspfade bezeichnen Pfade, in denen ein Informationssymbol von 1 betrachtet ist. Ferner bezeichnen in 3 gefüllte Kreise Knoten. Es wird vorausgesetzt, dass die sequentiellen Dekodierungsprozesse und ein aus 1-2-5-10-17-30 bestehender Pfad für den Fall als der Maximum-Likelihood-Pfad ausgewählt wird, dass sieben Pfade vorliegen, die jeweils aus Knoten 1-2-4, 1-2-5-10-16, 1-2-5-10-17-30, 1-5-10-17-31, 1-2-5-11, 1-3-6 bzw. 1-3-7 bestehen. Um die Fano-Metrik des ausgewählten Pfades zu berechnen und so den Pfad einmal zu expandiren, ist es üblicherweise erforderlich, die Fano-Metriken von 5 Pfaden unter Heranziehung sämtlicher Pfade (insgesamt 32 von einem Pfad 2-4-8-12-20-36 bis zu einem Pfad 2-5-11-19-35-67) zu berechnen. Demgegenüber bezieht die vorliegende Erfindung die Historien von Pfaden ein, welche kleine Tap-Koeffizientenwerte aufweisen ein (das Aufwärts-Informationssymbol (1) oder Abwärts-Informationssymbol (0) des ausgewählten Pfades, so wie es vorliegt und festgelegt ist).
Für den Fall, dass die Historien von Pfaden mit Bezug auf zwei Taps a2 und a4 einbezogen werden, die kleine Tap-Koeffizientenwerte aufweisen, werden die Wahrscheinlichkeiten unter Verwendung von acht Pfaden berechnet, die jeweils aus Pfaden von Knoten 2-5-10-17-31-56 bis 2-5-10-17-31-59 und Pfaden von Knoten 2-5-11-19-34-64 bis 2-5-11-19-34-67 bestehen. Wie oben dargelegt, werden die Fano-Metriken ausser für solche Kandidaten berechnet, für die Bezug auf die Historien von Pfaden bezüglich Taps mit kleinen Tap-Koeffizientenwerten genommen wird, statt die Fano-Metrikberechnung für alle Kandidaten auf der Grundlage der Kanalspeicherlänge durchzuführen.
Im Ergebnis ist ersichtlich, dass es ausreicht, von allen Kandidaten (32 Pfade) die Berechnung nur für acht Pfade auszuführen, die die Knoten 56-59 und 64-67 einschliesslich 0 enthalten, und so wird der Berechnungsaufwand um ¼ und damit drastisch reduziert.
Gleichung (4) kann in der folgenden Formel für den Fall modifiziert werden, dass die kleine Absolutwerte aufweisenden Tap-Koeffizienten die Berechnung der Replik des empfangenen Signals nicht sehr stark beeinflussen, mit y_j des empfangenen Signals, und daher ignoriert werden, oder für den Fall, dass der Signalphasenpunkt X_j,k unter Bezugnahme auf die Historien von Pfaden festgelegt wird:
wobei A die Anzahl von entsprechenden Signalpunkten in der Modulationskonstellation bezeichnet, bei der die Tap-Koeffizienten ignoriert werden, oder auf die Historien von Pfaden Bezug genommen, und der Ungleichung 0 < A < L genügt wird.
Es ist ersichtlich, dass der Berechnungsaufwand für Gleichung (8) auf 1/M² von demjenigen von Gleichung (4) reduziert ist.
Beispielhalber erfolgt nun eine Beschreibung für den Fall, dass die Constraint-Länge L gleich 3 ist und die Modulations-Multiplizität M 2 beträgt. Wenn die vorliegende Erfindung nicht genutzt wird, entsprechen die Repliken des empfangenen Signals, mit y_j des empfangenen Signals, denjenigen von acht Informationssymbol-Sequenzen (000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111) des empfangenen Signals. Der Wert P₀(z_k), der mit Bezug auf den empfangenen Signalabtastwert zk berechnet wird, beispielsweise eine empfangene Informationssymbol-Sequenz von 011, ist die Summe der durch die folgende Gleichung (9) gewonnenen Ergebnisse für acht vorhergesagte Werte y_j des empfangenen Signals:
Es erfolgt nun eine Beschreibung eines Verfahrens zur Reduktion des erforderlichen Berechnungsaufwandes, der nötig ist, P₀(z_k) unter Heranziehen der Pfadhistorien mit Bezug auf ein Informationssymbol, welches ein Symbol ist, zu gewinnen. Zunächst werden die Beträge der Absolutwerte von drei Taps miteinander verglichen. Bei einem Beispiel wird angenommen, dass der Absolutwert des ältesten Taps der kleinste ist. Das Informationssymbol des empfangenen Signalabtastwerts z_k wird nun betrachtet, und wobei das älteste Informationssymbol 0 beträgt. In diesem Fall wird mit Bezug auf die Replik des empfangenen Signals, y_j des empfangenen Signals, das älteste der Informationssymbole, welches in der Vergangenheit gesendet wurde, auf 0 festgelegt. Die ist äquivalent zu einer Situation, in der die Pfadhistorien herangezogen werden. Es gibt vier Informationssymbol-Sequenzen (000, 001, 010, 011) der Repliken des empfangenen Signals y_j. Unter Verwendung der vier y_j wird P₀(z_k) berechnet. Daher ist der zur Gewinnung von P₀(z_k) erforderliche Berechnungsaufwand auf 1/2 von demjenigen reduziert, der durch eine Berechnung geliefert wird, die nicht auf die Pfadhistorien Bezug nimmt. Dies entspricht einem Fall, bei dem in Gleichung (7) A = 1. Gleichermassen wird, wenn A auf 2 gesetzt wird, auf die Historien von Pfaden mit Bezug auf die Informationssignal-Sequenzen für zwei Taps Bezug genommen, die kleine Tap-Koeffizienten haben. Falls die zurückliegenden Werte der beiden Tap-Koeffizienten kleiner als deren gerade vorliegende Werte sind, werden zwei Repliken des empfangenen Signal y_j, (010, 011) gewonnen. Daher ist der erforderliche Berechnungsaufwand für Gleichung (4) auf ¼ von demjenigen reduziert, der bei A gleich 0 (es wird nicht auf die Pfadhistorien Bezug genommen) gewonnen wird.
Wie oben beschrieben, ist es entsprechend der vorliegenden Erfindung möglich, den Berechnungsaufwand für Wahrscheinlichkeiten in der sequentiellen Dekodierung zu vermindern. Als Beispiel zeigt 4 die Fehlerrate-Ergebnisse, die durch Computersimulationen gewonnen wurden, die unter der Bedingung ausgeführt wurden, dass ein Jelinek Ziganirov Algorithmus (Literatur: F. Jelinek, „Fast Sequential Decoding Algorithm Using a Stack", IBM J. Develop., Band 13, Nr. 6, Seiten 675-685, November 1969) als eine Abschätzungsalgorithmus mit sequentieller Sequenz benutzt wird und ein LSM Algorithmus (Least Mean Squares Algorithmus, Methode der kleinsten Quadrate) als Kanalabschätzungsalgorithmus verwendet wird.
In 4 bezeichnet die vertikale Achse die durchschnittliche Bitfehlerrate (BER) und die horizontale Achse bezeichnet Eb/No (das Bit-Engergie/Rauschverhältnis). Die Modulation wird unter Anwendung von BPSK durchgeführt und die Informationsübertragungsrate beträgt 12 Mbps. Ferner beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die die Geschwindingkeit von Fading-Fluktuationen anzeigt, 1000 Hz. Der Rahmen ist so konstruiert, dass die ersten 128 Symbole eindeutige Wörter sind, die bekannte Signale (Anlaufsignale) für eine Abschätzung der Kanalimpulsantwort sind, und es folgen 1024 Symbole als Informationssymbole. Ein Kanal ist ein 7-1 Pfad-Rayleigh-Fadingkanal mit gleichen Pegeln. Auf der Empfangsseite wird ein 7-Tapequalizer zur Durchführung der Abschätzung mit sequentieller Sequenz verwendet, und es wird eine Diversität mit zweifacher Verzweigung verwendet (wie eine Diversität unter Verwendung von zwei Antennen und Berechnung der Wahrscheinlichkeit mit einer Zweifach-Verzweigungs-Diversität, vergleiche Literatur: E. Katz, „ Seguential Sequence Estimation for Trellis-Coded Modulation on Multipath Fading ISI Channels", IEEE, Trans. Commun., Band COM-43, Nr. 12, Seiten 2882-2885, 1995).
Der Wert A in 4 entspricht dem Wert A in Gleichung (8). Daher wird für A=0, P₀(z_k) unter Verwendung sämtlicher Kandidaten zurückliegender Information wie im konventionellen Fall berechnet. Für A=1 erfolgt die Berechnung unter Bezugnahme auf die Historie von Pfaden mit Bezug auf ein Informationssymbol, das mit dem kleinsten Tap-Koeffizienten verknüpft ist. Für A=6 erfolgt ähnlicher Weise die Berechnung unter Bezugnahme auf die Historie von Pfaden mit Bezug auf sechs Informationssymbole, die mit den kleinsten Tap-Koeffizienten verknüpft sind. Aus 4 geht hervor, dass die BER Resultate für A=5,6 sich stark verschlechtern, während die BER Resultate ansonsten beinahe dieselben sind wie für A=0. Setzt man A=2, ist der erforderliche Berechnungsaufwand für P₀(z_k) im Vergleich zum Fall mit A=0 um ¼ reduziert. Auch für Werte A=3 und höher verschlechtern sich die Ergebnisse allmählich, währen sich der Berechnungsaufwand reduziert. Daher ist es möglich, einen Kompromiss zwischen der Leistungsfähigkeit und dem Berechnungsaufwand zu implementieren.
Wie oben beschrieben, ist es entsprechend der vorliegenden Erfindung möglich, den erforderlichen Berechnungsaufwand für P₀(z_k) zu reduzieren, d.h. den zur Gewinnung der Fano-Metriken erforderlichen Berechnungsaufwand. Nach der obigen Beschreibung ist es möglich, den Berechnungsaufwand ohne Verschlechterung der BER Ergebnisse unter der Bedingung von Computer-Simulationen um ¼ zu vermindern. Jedoch hängt die Reduktion des Berechnungsaufwandes von der Bedingung für die Abschätzung mit sequentieller Sequenz ab. Daher gibt es einen Fall, bei dem der Berechnungsaufwand noch weiter erheblich reduziert werden kann.
Ferner werden bei der obigen Erläuterung die Tap-Koeffizienten bei jedem auftretenden Symbol verglichen. Es ist jedoch nicht erforderlich, die Tap-Koeffizienten jedes Mal zu vergleichen, wenn die Ausbreitungspfade nur leicht fluktuieren. Selbst wenn der Vergleich in konstanten Intervallen erfolgt, wird die Leistungsfähigkeit nicht verschlechtert. Im Ergebnis ist es bei der Berechnung mit konstantem Intervall möglich, den Berechnungsaufwand weiter zu reduzieren.
Wenngleich eine Reduktion des für die Sequenzabschätzung bei mobiler Kommunikation angewandten Berechnungsaufwandes beschrieben wurde, sind dieselben Effekte auch auf anderen Anwendungsgebieten der Abschätzung sequentieller Sequenz erzielbar.
In der obigen Beschreibung wurde der Jelinek-Ziganigirov Algorithmus als der Algorithmus für die sequentielle Dekodierung verwendet. Jedoch werden, selbst wenn ein anderer Algorithmus verwendet wird, dieselben Effekte für den Fall gewonnen, dass die Fano-Metriken unter Anwednung sequentieller Dekodierung berechnet werden. Entsprechend dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist es möglich, den zur Gewinnung der Fano-Metriken erforderlichen Berechnungsaufwand sowie die Zeit zu reduzieren, die für die Berechnung im sequentiellen Dekodierer nötig ist, der die Dekodierung unter Verwendung von Fano-Wahrscheinlichkeitswerten durchführt.
(Zweites Ausführungsbeispiel)
Im folgenden wir ein zweites Ausführungsbeispiel unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Die vorliegende Erfindung ist darauf gerichtet, einen Zeitfaktor zu berücksichtigen und auf der Grundlage zurückliegender Information einen Teil der in 4 definierten Berechnung wegzulassen.
Das bedeutet, wie zuvor beschrieben wurde, dass in 4 sämtliche Informationselemente, die mit Bezug auf die Constaint-Länge L übertragen werden, addiert werden. Im Gegensatz dazu bezieht sich das zweite Ausführungsbeispiel auf Historien weniger aufeinander folgender Pfade, die innerhalb einer Constraint-Länge liegen und zeitlich die am weitesten zurückliegenden sind, und reduziert so den Berechnungsaufwand. Das heisst, es werden einige wenige aufeinander folgende älteste Pfade festgelegt und von der Berechnung ausgeschlossen.
Gemäss 6 werden für einen Pfad, der auf A bezogen ist und bei dem die Abschätzung erfolgte und einige Zeit vergangen ist, Werte „0" und „1" wie abgeschätzt, so wie sie sind, verwendet und es werden keine Wahrscheinlichkeitswerte berechnet. Die Wahrscheinlichkeitswerte werden bezogen auf einen Teil L-A nahe bei der Entscheidungszeit berechnet. Es erfolgt eine weitere Beschreibung der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 7, angewendet auf den Fall, dass die Kanalspeicherlänge L gleich 5 ist und auf die Historien der beiden in der Vergangenheit abgeschätzten Pfade Bezug genommen wird (ein Fall, bei dem A=2).
In 7 sind die Aufwärts-Pfade diejenigen, die ein Informationssymbol 0 in Betracht ziehen, und die Abwärts-Pfade sind diejenigen, die ein Informationssymbol von 1 in Betracht ziehen. Auch bezeichnen in 7 gefüllte Kreise wiederum Knoten. Es wird vorausgesetzt, dass die sequentiellen Dekodierungsprozesse und ein aus 1-2-5-10-17-30 bestehender Pfad für den Fall als der Maximum-Likelihood-Pfad ausgewählt werden, dass sieben Pfade vorliegen, die jeweils aus Knoten 1-2-4, 1-2-5-10-16, 1-2-5-10-17-30, 1-2-5-10-17-31, 1-2-5-11, 1-3-6 bzw. 1-3-7 bestehen. Um die Fano-Metrik des ausgewählten Pfades zu berechnen und so den Pfad einmal zu expandieren, ist es üblicherweise erforderlich, die Fano-Metriken von 5 Pfaden unter Heranziehung sämtlicher Pfade (insgesamt 32 von einem Pfad 2-4-8-12-20-36 bis zu einem Pfad 2-5-11-19-35-67) zu berechnen. Demgegenüber bezieht die vorliegende Erfindung die Historien von den zurückliegenden Pfaden mit Bezug auf die Pfade ein, die abgeschätzt worden sind.
Im betrachteten Fall A=2 wird die Wahrscheinlichkeit unter Verwendung von acht Pfaden berechnet, die jeweils aus Pfaden von Knoten 2-5-10-16-28-52 bis 2-5-10-17-31-59 bestehen. Wie oben dargelegt, werden die Fano-Metriken ausser für einige Kandidaten berechnet, indem auf die Historien mit Bezug auf die zurückliegenden Pfade Bezug genommen wird, statt die Fanometrikberechnung für alle Kandidaten auf der Grundlage der Kanalspeicherlänge durchzuführen.
Im Ergebnis ist ersichtlich, dass es ausreicht, von allen Kandidaten (32 Pfade) die Berechnung nur für acht Pfade auszuführen, die die Knoten 52-59 einschliesslich 0 enthalten, und so beträgt der Berechnungsaufwand ¼ und ist damit drastisch reduziert.
In den 6 und 7 wird Information betreffend zwei zurück liegende alte Punkte festgelegt und es entfällt die Berechnung hiervon. In diesem Fall sollte die Entscheidung dahingehend, bis zu welchem Punkt aus der Vergangenheit festzulegen ist, unter Einbeziehung der Signaleigenschaften usw. erfolgen.
Der Grund, warum keine Probleme auftreten, selbst wenn man auf die Historien von Punkten bezüglich der zurückliegenden Information Bezug nimmt und die Information festlegt, besteht darin, dass die älteren Symbole unter den durch die überlebenden Pfade repräsentierten Symbole selbst nach der Pfadselektion noch überleben, so dass nur eine geringe Beeinflussung vorliegt, wenn die vergangenen Symbole wahrscheinlicher sind und daher festgelegt bzw. fixiert werden.
Gleichung (4) kann für den Fall, dass die Historien von Pfaden mit Bezug auf vergangene Information herangezogen werden, auf die folgende Weise modifiziert werden:
wobei A eine ganze Zahl ist, die der Beziehung 0 < A < L genügt und eine Zahlennummer ist, in der auf die Historien der Pfade Bezug genommen ist.
Bei Verwendung von Gleichung (7) statt Gleichung (4) wird der Berechnugsaufwand auf 1/M² von demjenigen für Gleichung (4) reduziert.
Beispielhalber erfolgt nun eine Beschreibung für den Fall, dass die Constraint-Länge L gleich 3 ist und die Modulations-Multiplizität M 2 beträgt. Wenn die vorliegende Erfindung nicht genutzt wird, entsprechen die Repliken des empfangenen Signals, y_j denjenigen von acht Informationssymbol-Sequenzen (000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111) des empfangenen Signals. Der Wert P₀(z_k), der mit Bezug auf den empfangenen Signalabtastwerts zk berechnet wird, beispielsweise eine empfangene Informationssymbol-Sequenz von 011, ist die Summe der durch die Gleichung (8) gewonnenen Ergebnisse, angewandt auf acht vorhergesagte Werte y_j des empfangenen Signals:
Es erfolgt nun eine Beschreibung eines Verfahrens zur Reduktion des erforderlichen Berechnungsaufwandes, der nötig ist, P₀(z_k) unter Heranziehen der Pfadhistorien mit Bezug auf ein Informationssymbol, welches ein Symbol ist, zu gewinnen.
Es ist aus einer Informationssignal-Sequenz 011 von zk ersichtlich, dass die älteste Information 0 ist. Folglich wird das älteste Informationssymbol im vorausge sagten Wert y_j auf 0 festgelegt. Es gibt vier Informationssymbol-Sequenzen (000, 001, 010, 011) von y_i. Unter Verwendung der vier y_j wird P₀(z_k) berechnet. Daher ist der zur Gewinnung von P₀(z_k) erforderliche Berechnungsaufwand auf ½ von demjenigen reduziert, der durch eine Berechnung geliefert wird, die nicht auf die Pfadhistorien Bezug nimmt. Dies entspricht einem Fall, bei dem A = 1 in Gleichung (7). Gleichermassen wird, wenn A auf 2 gesetzt wird, auf die Historien von Pfaden mit Bezug auf die zurückliegenden Informationssignal-Sequenzen Bezug genommen. In diesem Fall werden Informationssignal-Sequenzen (010, 011) von y_j gewonnen. Daher ist der erforderliche Berechnungsaufwand für Gleichung (4) auf ¼ von demjenigen reduziert, der bei A gleich 0 (es wird nicht auf die Pfadhistorien nicht Bezug genommen) gewonnen wird.
Wie oben beschrieben, ist es entsprechend der vorliegenden Erfindung möglich, den Berechnungsaufwand für Wahrscheinlichkeiten in der sequentiellen Dekodierung zu vermindern. Als Beispiel zeigt 8 die Fehlerrate-Ergebnisse, die durch Computersimulationen gewonnen wurden, die unter der Bedingung ausgeführt wurden, dass ein Jelinek Ziganirov Algorithmus (Literatur: F. Jelinek, „Fast Sequential Decoding Algorithm Using a Stack", IBM J. Develop., Band 13, Nr. 6, Seiten 675-685, November 1969) als eine Abschätzungsalgorithmus sequentieller Sequenz benutzt wird und ein LSM Algorithmus (Least Mean Squares Algorithmus, Methode der kleinsten Quadrate) als Kanalabschätzungsalgorithmus verwendet wird.
In 8 bezeichnet die vertikale Achse die durchschnittliche Bitfehlerrate (BER) und die horizontale Achse bezeichnet Eb/No (das Bit-Engergie/Rauschverhältnis). Die Modulation wird unter Anwendung von BPSK durchgeführt und die Informationsübertragungsrate beträgt 12 Mbps. Ferner beträgt die maximale Doppler-Frequenz, die die Geschwindingkeit von Fading-Fluktuationen anzeigt, 1000 Hz. Der Rahmen ist so konstruiert, dass die ersten 128 Symbole eindeutige Wörter sind, die bekannte Signale (Anlaufsignale) für eine Abschätzung der Kanalimpulsantwort sind, und es folgen 1024 Symbole als Informationssymbole. Ein Kanal ist ein 7-1 Pfad-Rayleigh-Fadingkanal mit gleichen Pegeln. Auf der Empfangsseite wird ein 7-Tapequalizer zur Durchführung der Abschätzung mit sequentieller Sequenz verwendet, und es wird eine Diversität mit zweifacher Verzweigung verwendet (wie eine Diversität unter Verwendung von zwei Antennen und Berechnung der Wahrscheinlichkeit mit einer Zweifach-Verzweigungs-Diversität, vergleiche Literatur: E. Katz, „ Sequential Sequence Estimation for Trellis-Coded Modulation on Multipath Fading ISI Channels", IEEE, Trans. Commun., Band COM-43, Nr. 12, Seiten 2882-2885, 1995).
Der Wert A in 8 entspricht dem Wert A in Gleichung (7). Daher wird für A=O, P_o(z_k) unter Verwendung sämtlicher Kandidaten zurückliegender Information wie im konventionellen Fall berechnet. Für A=1 erfolgt die Berechnung unter Bezugnahme auf die Historie des Pfades mit Bezug auf ein Informationssymbol. Für A=6 erfolgt die Berechnung unter Bezugnahme auf die Historien von Pfaden mit Bezug auf sechs Informationssymbole. Setzt man A=2, ist der erforderliche Berechnungsaufwand für P₀(z_k) auf ¼ im Vergleich von demjenigen mit A=0 reduziert. Auch für Werte A=3 und höher verschlechtern sich die Ergebnisse allmählich, währen sich der Berechnungsaufwand reduziert. Daher ist es möglich, einen Kompromiss zwischen der Leistungsfähigkeit und dem Berechnungsaufwand zu implementieren.
Der reduzierbare Berechnungsaufwand hängt von der Bedingung für die sequentielle Sequenzabschätzung ab. Daher gibt es einen Fall, bei dem der Berechnungsaufwand weiter erheblich reduziert werden kann.
Wenngleich eine Reduktion des für die Sequenzabschätzung bei mobiler Kommunikation angewandten Berechnungsaufwandes beschrieben wurde, sind dieselben Effekte auch auf anderen Anwendungsgebieten der Abschätzung sequentieller Sequenz erzielbar.
In der obigen Beschreibung wurde der Jelinek-Ziganigirov Algorithmus als der Algorithmus für die sequentielle Dekodierung verwendet. Jedoch werden, selbst wenn ein anderer Algorithmus verwendet wird, dieselben Effekte für den Fall gewonnen, dass die Fano-Metriken unter Anwendung sequentieller Dekodierung berechnet werden. Entsprechend dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist es möglich, den zur Gewinnung der Fano-Metriken erforderlichen Berechnungsaufwand sowie die Zeit zu reduzieren, die für die Berechnung im sequentiellen Dekodierer nötig ist, der die Dekodierung unter Verwendung von Fano-Wahrscheinlichkeitswerten durchführt.
(Drittes Ausführungsbeispiel)
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf 9 ein Empfänger erläutert, der unter Anwendung des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels für mobile Kommunikationen konfiguriert ist.
Der Empfänger umfasst einen Addierer 10, einen sequentiellen Dekoder 12, einen Schalter 13 und einen Signalrepliken-Generator 11. Der Schalter 13 führt zum Zeitpunkt eines Anlauf- oder Lernmodus ein im Empfänger erzeugtes Anlaufsignal zum Signalrepliken-Generator 11 und führt ein Ausgangssignal des sequentiellen Dekoders 12 zum Zeitpunkt des Lokalisierungsmodus zum Signalrepliken-Generator 11.
Der sequentielle Dekoder 12 besteht aus einem Fanometrik-Computer 14 und einem Dekodierer 15. Der Fanometrik-Computer 14 berechnet die Fano-Metriken und seine Werte werden dem Dekodierer 15 zugeführt, der die Dekodierung (sequentielle Abschätzung) ausführt.
Der Signalrepliken-Generator 11 besteht aus einem Signalgenerator 16, einem Parameter-Abschätzer 17 und einem transversalen Filter 18.
Zum Zeitpunkt der Dekodierung wird zunächst von der Übertragungsseite ein bekanntes Signal (Ablaufsignal) gesendet. Zu diesem Zeitpunkt schaltet der Schalter 13 der Empfangsseite auf den Anlauf- oder Lernmodus und es wird dasselbe Anlaufsignal wie dasjenige auf der Übertragungsseite dem Signalrepliken-Generator 11 zugeführt. Die Informationssequenz des Anlaufsignals wird im Anlaufmodus in den Signalgenerator 16 gegeben und auf eine Sequenz von entsprechenden Signalpunkten in Modulationskonstellation abgebildet. Unter Verwendung der obigen Werte erzeugt das transversale Filter 18 Repliken des empfangenen Signals. Der Parameter-Abschätzer 17 führt eine Kanalabschätzung unter Verwendung eines Abweichungssignals zwischen den Repliken des empfangenen Signals und dem empfangenen Signal durch. Die Kanalabschätzung wird für jedes Symbol durch geführt und die abgeschätzten Werte des Kanalzustandes werden als die Tap-Koeffizienten auf die jeweiligen Taps des transversalen Filters 18 festgelegt.
Ist die Kanalabschätzung im Anlaufmodus abgeschlossen, wird der Lokalisierungsmodus freigeschaltet. Im Lokalisierungsmodus erfolgt die Kanalabschätzung, während der Prozess des Dekodierungs-(Sequenzabschätzungs) fortschreitet. Daher werden die Werte der Tap-Koeffizienten so aktualisiert, dass sie Fluktuationen des Kanals folgen. Es erfolgt nun eine Beschreibung eines Verfahrens, das als den Zustand des Kanals, der zur Erzeugung der Repliken des empfangenen Signals benutzt wird, den um einen Zeitwert vorausgehenden Zustand heranzieht, welcher um einen Zeitwert früher als der Zeitpunkt liegt, bei dem die Dekodierung durchgeführt wird. Dies basiert auf dem Gedanken, dass der zum Zeitpunkt der Durchführung des Dekodierungsprozesses (Sequenzabschätzung) gewonnene Kanalzustand angenähert gleich demjenigen ist, der um einen Zeitwert früher (zuvor) gewonnen wurde (es gibt jedoch auch ein Verfahren, bei dem der Kanalzustand statt dem zu einem Zeitwert früher gewonnenen zu Anfang aktualisiert wird und die Fano-Metriken werden nach der Abschätzung des Kanalzustandes zum gerade vorliegenden Zeitpunkt berechnet).
Im Fall der konventionellen Berechnung von Fano-Metriken ist es erforderlich, sämtliche Kandidaten der Repliken des empfangenen Signals, bestimmt durch die Kanalspeicherlänge, zu verwenden. Der Signalgenerator 16 erzeugt sämtliche Kandidaten und führt diese Signale dem transversalen Filter 18 zu. Auf diese Weise werden sämtliche Kandidaten der Repliken des empfangenen Signals berechnet und die Fano-Metriken berechnet. Danach werden die Pfadmetriken unter Verwendung der Fano-Metriken berechnet und es werden die Knoten um einen Zeitwert expandiert. Der Prozess der Abschätzung des Kanalzustandes erfolgt unter Verwendung der Resultate aus dem obigen Prozess. Dabei werden die Ergebnisse der Dekodierung (die Ergebnisse der Sequenzabschätzung) vom Dekodierer 15 zum Signalgenerator 16 geführt, so dass eine Sequenz entsprechender Signalpunkte in Modulationskonstellation gewonnen wird. Der Wert der Sequenz wird auf das transversale Filter 18 gegeben, welches eine Replik des empfangenen Signals erzeugt. Der Parameter-Abschätzer 17 führt eine Kanalabschätzung unter Verwendung einer Differenz zwischen der Replik des empfangenen Signals und dem empfangenen Signal durch. Die obigen Prozesse schreiten fort und das am Ende gewonnene Ergebnis wird die abgeschätzte Sequenz.
In der vorliegenden Erfindung wird, wenn die Pfadhistorien mit Bezug auf eine Informationssymbol-Sequenz herangezogen werden, die einen kleinen Tap hat, wie mit „1" angezeigt, der Wert des Tap-Koeffizienten vom Parameter-Abschätzer 17 zum Signalgenerator 16 übertragen. Dies bedeutet, dass der Signalgenerator 16, der sämtliche Kandidaten der Replik des empfangenen Signals auf konventionelle Weise erzeugt, die vom Dekodierer 15 zugeführten Pfadhistorien und die vom Parameter-Abschätzer 17 zugeführten Tap-Koeffizienten (die Werte des Kanalzustandes) benutzt und Kandidaten der Replik des empfangenen Signals unter Bezugnahme auf die Pfadhistorien mit Bezug auf die geringe Werte aufweisenden Tap-Koeffizienten erzeugt. Es ist so möglich, die Anzahl der Kandidaten der Replik des empfangenen Signals zu reduzieren, weil auf die Pfadhistorien mit Bezug auf Tap-Koeffizienten, die einen kleinen Wert aufweisen, zurückgegriffen wird und die Werte der Tap-Koeffizienten festgelegt bzw. fixiert werden.
Ferner sind dann, hinsichtlich der zurück liegenden Sequenzen, wenn auf die Pfadhistorien so Bezug genommen wird, dass die Ergebnisse der Abschätzung als wahrscheinlich angenommen werden, die Pfeile „1" in der Figur nicht erforderlich. Durch Verwendung der vom Dekodierer 15 zugeführten Pfadhistorien erzeugt der Signalgenerator 16 die Kandidaten der Replik des empfangenen Signals. Dies bedeutet, dass der Signalgenerator 16 auf die Pfadhistorien mit Bezug auf die vergangenen Sequenzen zurückgreift und deren Werte fixiert bzw. festlegt, so dass die Anzahl der Kandidaten der Replik des empfangenen Signals reduziert werden können. Wie oben beschrieben, werden die Pfadhistorien dem Signalgenerator 16 vom Dekodierer 15 zugeführt.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die spezifisch beschriebenen Ausführungen beschränkt und es sind vielfältige Variationen und Ausführungsbeispiele erstellbar, ohne den Schutzumfang der Ansprüche zu verlassen.

Claims

Vorrichtung, aufweisend ein transversales Filter (18), das dazu ausgelegt ist, eine Reproduktion eines empfangenen Signals zu erzeugen, und auch dazu ausgelegt ist, Tap-Koeffizienten aufzuweisen, auf welches Filter ein Signal einer Modulationskonstellation gegeben wird, welches Signal einer Modulationskonstellation der Historie eines Pfades entspricht, wobei die Historie eines Pfades dazu verwendet wird, die Anzahl der Kandidaten der Reproduktion des empfangenen Signals reduzieren, einen sequenziellen Dekoder (12), der dazu ausgelegt ist, die Differenz zwischen der Reproduktion des empfangenen Signals und dem empfangenen Signal zu empfangen, und auch dazu ausgelegt ist, die Anzahl von Kandidaten der Reproduktion des empfangenen Signals unter Verwendung der Pfadhistorie zu reduzieren, und auch dazu ausgelegt ist, eine Dekodierung unter Verwendung von Fano-Wahrscheinlichkeitswerten auszuführen, indem die reduzierten Kandidaten der Reproduktion des empfangenen Signals verwendet werden.
Vorrichtung (12) nach Anspruch 1, in welcher Historien einiger Pfade dazu verwendet werden, um die Anzahl der Kandidaten der Reproduktion zu reduzieren, wobei die Historien der Pfade entsprechenden Signalen in der Historien-Modulationskonstellation entsprechen, die auf gegebene kleine Tap-Koeffizienten des transversalen Filters (18) angewandt wird, und jeder der gegebenen kleinen Tap-Koeffizienten gleich oder kleiner einem vorbestimmten Wert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, in welcher Historien aufeinandertolgender Pfade dazu verwendet werden, die Anzahl der Kandidaten der Reproduktion zu reduzieren, wobei die aufeinanderfolgenden Pfade innerhalb der Constraint-Länge liegen und den ältesten Pfad umfassen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, in welcher der Dekoder eine Dekodierung unter Verwendung der Fano-Wahrscheinlichkeitswerte bzgl. eines Signals eines Kanals ausführt, der eine Constraint-Länge L aufweist, entspre chend einer natürlichen Zahl gleich oder größer 2, und eine Modulations-Multiplizität M, und die Dekodierung unter Berechnung der Wahrscheinlichkeitswerte bzgl. M^L-A Pfaden ausführt, wobei A eine ganze Zahl ist, die 0 < A < L genügt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, in der vorgesehen sind: ein Addierer (10), der die Differenz zwischen der Reproduktion des empfangenen Signals und des empfangenen Signals zum Dekoder liefert, ein Schalter (13), der eine Umschaltung zwischen einem Ausgang des sequenziellen Dekoders und einem Anlaufsignal ausführt, ein Signal-Reproduktionsgenerator (11), der mit einem Signalgenerator (16) ausgerüstet ist, der eine "0", "1" Signalsequenz vom Schalter, der entweder den Ausgang des sequenziellen Dekoders oder das Anlaufsignal selektiert, auf ein Signal entsprechender Signalpunkte in Modulationskonstellation abbildet, ein transversales Filter (18), welches einen Equalizer bildet, und ein Parameter-Abschätzer (17), der Tap-Koeffizienten des transversalen Filters abschätzt, und in dem das transversale Filter (18), für das die Tap-Koeffizienten durch ein Ausgangssignal vom Parameter-Abschätzer (17) gesetzt werden, dazu ausgelegt ist, das Ausgangssignal vom Signalgenerator zu entzerren und eine Signalreproduktion zu erzeugen.
Empfänger, ausgerüstet mit der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5.