DE60205029T2

DE60205029T2 - Verfahren und vorrichtung zum suboptimalen iterativen empfang für ein cdma-system mit hoher datenübertragungsrate

Info

Publication number: DE60205029T2
Application number: DE60205029T
Authority: DE
Inventors: Raphael Visoz; Hatem Boujemaa
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2001-09-06
Filing date: 2002-08-09
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2022-08-10
Also published as: EP1423921A1; US7298778B2; ATE299623T1; ES2246414T3; EP1423921B1; US20050013348A1; CN1319286C; JP2005502260A; JP3889400B2; WO2003021805A1; CN1552129A; DE60205029D1; FR2829326A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und ein System zum Funkempfang mit hoher Übertragungsrate, um Signale in einem Funksystem unter Verwendung der CDMA (Code Division Multiple Access)-Technik zu empfangen.
Sie ist insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, bei mobilen Telefonsystemen mit hoher Übertragungsrate (zumindest 2 Mbits/s), wie beispielsweise den UMTS-Systemen (Universal Mobile Telecommunications System) in Europa anwendbar. Diese Systeme sind dafür konzipiert, einen großen Umfang von Diensten mit unterschiedlichen Übertragungsraten und Verteilungsfaktoren anzubieten. Diese Dienste umfassen einen paketierten Übertragungsmodus mit hoher Übertragungsrate in einer abgehenden Verbindung (zu den mobilen Endgeräten), der HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) genannt wird und durch das Abbrechen der Leistungssteuerung in einer geschlossenen Schleife und eine Linkadaption unter Verwendung von Modulationen mit variablen Konstellationen (QPSK, MAQ16, MAQ64) und einen niedrigen Spreizfaktor gekennzeichnet ist.
Bei den mobilen Telefonsystemen werden Informationen unter Verwendung einer Mehrfach-Zugriffstechnik übertragen. Bei bestimmten Systemen wird eine Frequenzteilung (FDMA) und zeitliche Teilung (TDMA) verwendet, wobei die Nutzer des Netzes gleichzeitig auf Grundlage der jeweiligen verwendeten Frequenz voneinander unterschieden werden, wobei die zu übertragenden Informationen in jedem Nutzer jeweils zugeordnete Zeitabschnitte verteilt werden. Bei den auf einer Code-Unterteilung (CDMA) basierenden Systemen kommunizieren die Nutzer untereinander unter Verwendung desselben Radiofrequenzbandes. Um die Nutzer voneinander unterscheiden zu können, wird für die gesamte Dauer einer Verbindung jedem von ihnen jeweils ein Spreizcode zugeordnet, wobei dieser Code dazu dient, das Spektrum des zu übertragenden Signals im Basisband zu verteilen. Um die übertragene Information wieder zu erhalten, müssen die Empfänger denselben Code verwenden, um die zur Spreizung umgekehrte Operation auszuführen. Verglichen mit anderen Mehrfachzugriffsverfahren weist diese Technik den Vorteil auf, daß sie flexibler ist, was den Zugriff und die Übertragungsrate betrifft, die variiert werden können, indem der Spreizfaktor verändert wird.
Bei den Funkübertragungen interferiert die Form des Mediums zwischen dem Sender und dem Empfänger des Funksignals mit den ausgeführten Übertragungen und zieht aufgrund von Reflexionen, die an unterschiedlichen Punkten des Funkkanals entstehen (insbesondere in einer städtischen Umgebung), eine mehreren Strecken folgende Ausbreitung nach sich. Daraus folgt, daß die Komponenten eines selben übertragenen Signals am Empfänger mit unterschiedlichen Leistungen und Verzögerungen ankommen.
Für die CDMA-Empfänger wird ein Rake-Empfänger genannter Rechen-Empfänger verwendet, mit dem das übertragene Signal ausgehend von unterschiedlichen empfangenen Komponenten, die unterschiedlichen Ausbreitungswegen gefolgt sind, wiederhergestellt werden kann. Diese Empfänger basieren auf der Rekonstruktion eines Verzögerungsprofils oder eines äquivalenten Funkkanalmodells. Zu diesem Zweck wird mit der Information eine den Empfängern bekannte Sequenz von Leitzeichen übertragen, und auf Grundlage dieser Kenntnis führen die Empfänger eine Abschätzung (eine Impulsantwort, welche die Gesamtheit der Strecken des Funkkanals wiedergibt) des Funkkanals aus, über den das empfangene Signal übertragen wurde. Ein angepaßter Filter wird über das empfangene Signal beispielsweise um eine halbe Einheit des Spreizcodes verzögert, während die empfangene Leistung gemessen wird. Diese Technik ermöglicht es, einen Graphen der Impulsantwort zu erstellen, der Informationen über die Leistung und die Verzögerungen aufgrund der Ausbreitung der Komponenten des empfangenen Signals über mehrere Strecken durch einen gegebenen Funkkanal liefert.
Während die CDMA-Technik gut an Echtzeitdienste mit geringer Übertragungsrate angepaßt ist, erscheint sie schlecht geeignet für paketierte Dienste mit hohen Übertragungsraten. Tatsächlich basiert die Leistungsfähigkeit des Rake-Empfängers auf den Eigenschaften der Inter- und Autokorrelation der Spreizsequenzen und diese Eigenschaften sind um so besser, je länger die Spreizsequenz ist und somit um so größer der Spreizfaktor ist. Je mehr die Übertragungsrate anwächst, um so mehr verringert sich der Spreizfaktor. Die Spreizsequenz wird kürzer und daher verschlechtern sich die Eigenschaften der Inter- und Autokorrelation der Sequenzen, was zum Auftreten von Interferenzen zwischen Zeichen eines selben übertragenen Signals führt. Daraus folgt, daß die Leistungsfähigkeit des Rake-Empfängers für Spreizfakto ren unter 8 und insbesondere, wenn die verwendete Modulation eine große Anzahl von Zuständen aufweist, stark abnimmt.
Eine Studie über die Verschlechterung der Leistungsfähigkeit des Rake-Empfängers aufgrund von Interferenzen zwischen Zeichen hat gezeigt, daß die Verwendung einer Ausgleichstechnik notwendig wird, wenn der Spreizfaktor unter 16 liegt (siehe [1] „On the Rake receiver performance", H. Boujemaa, M. Siala, VTC 2000 Fall, Boston, USA).
Es erweist sich somit, daß lediglich die Empfänger des Rake-Typs sehr schlecht für die Bedürfnisse der Mobiltelefonie mit hoher Übertragungsrate geeignet sind.
Die Verwendung von optimalen Erfassungs- und Dekodierungstechniken erweist sich zur Zeit als fast unmöglich, da sie eine beträchtliche Rechenkomplexität nach sich zieht, insbesondere in dem Fall, in dem die Übertragungskanäle eine zu lange Impulsantwort, wie beispielsweise in einer städtischen Umgebung, aufweisen.
Außerdem gibt es bei der TDMA-Technik (Time Division Multiple Access) mehrere suboptimale Erfassungs- und Dekodierungstechniken. Beispielsweise ist die Technik bekannt, bei der ein Entzerrer des LMMSE (Linear Minimum Mean Square Error)-Typs verwendet wird, der es ermöglicht, nicht nur die Interferenzen zwischen Zeichen zu reduzieren, sondern auch die Interferenzen zwischen den Nutzern. Für weitere Einzelheiten wird auf die folgenden Dokumente Bezug genommen:

– [2] „Linear receivers for the DS-CDMA downlink exploiting orthogonality of spreading sequences" von I. Ghauri und D. T. M. Slock in Proc. 32th Asilomar Conf. on Signals, Systems and Comp., Asilomar, CA, Nov. 1–4 1998 und
– [3] "Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization" von M. Heikkilä, P. Komulainen und J. Lilleberg in VTC 99, Fall, Tokio, Japan.

Es ist zu beachten, daß bei abgehenden Verbindungen die Interferenzen zwischen den Nutzern daher stammen, daß die Ausbreitung in den Kanälen auf mehreren Strecken erfolgt, da die Spreizsequenzen zwischen den verschiedenen Nutzern orthogonal sind. Diese Lösung erweist sich im Vergleich mit den Empfängern des Rake-Typs als sehr wirksam, um die Interferenzen zwischen Nutzern zu reduzieren. Jedoch erlaubt es diese Lösung aufgrund der linearen Eigen schaften des LMMSE-Entzerrers nicht, die Interferenzen zwischen Zeichen wesentlich zu reduzieren.
Es wurde ebenfalls vorgeschlagen, am Ausgang eines Rake-Empfängers einen Entzerrer zur Abschätzung der wahrscheinlichsten Sequenz anzuordnen (MLSE: Maximum Likelihood Sequence Estimation). Für weitere diese Technik betreffende Einzelheiten wird beispielsweise auf das Dokument [4] „Joint multipath combining and MLSE equalization (Rake-MLSE Receiver) for WCDMA systems" von S. Tantikovit und A. U. H. Sheikh in VTC 2000 Spring, Tokio, Japan verwiesen. Diese Lösung ist vom Standpunkt der Sequenzerfassung optimal und liegt auf der Ebene der Erfassung von Fehlern bei den übertragenen Zeichen sehr nahe an einer optimalen Lösung. Jedoch wächst die Komplexität dieser Lösung mit der Spreizung der Verzögerungen in einem selben Kanal und mit dem Umfang der Konstellation der verwendeten Modulation in exponentieller Weise an. Sie ist daher nicht auf alle UMTS-Dienste anwendbar. Darüber hinaus werden von dieser Lösung nicht die Leistungsverschlechterungen aufgrund einer schlechten Kanal- und Kanalkodierungsabschätzung berücksichtigt. Darüber hinaus wird kein flexibler oder gewichteter Ausgangsalgorithmus vorgeschlagen.
Des weiteren ist die Ausgleichstechnik DDFSE (Delayed Decision Feedback Sequence Estimation) bekannt, die darin besteht, die Komplexität der Zustände des Treillis unter Verwendung der sogenannten „Per Survivor Processing"-Technik zu reduzieren. Bezüglich weiterer Einzelheiten bezüglich dieser Technik wird beispielsweise auf das Dokument [5] „Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation" von A. Duel-Hallen und C. Heegard in IEEE Transaction on Communications, Vol. 37, Seiten 428–436, Mai 1989, verwiesen. Bei den TDMA-Systemen weist diese Technik den Nachteil auf, daß sie für die Fehlerausbreitung anfällig ist, wodurch eine Vorfilterung notwendig wird. Bei den CDMA-Systemen scheint diese Technik nicht anwendbar, da das äquivalente Kanalmodell am Ausgang des Rake-Empfängers bei jedem übertragenen Zeichen variiert, da es vom Spreizcode abhängt, der sich bei jedem Zeichen ändert.
Ein Detektions- und Dekodierungsverfahren durch Iteration, das für die TDMA-Technik entwickelt wurde und „Turbo-Detektion" genannt wird, wird ebenfalls im Artikel [6] „Iterative Correction of Intersequential Interference: Turbo-equalization" von C. Douillard, M. Jezeqeul, C. Berrou, A. Picart, P. Didier und A. Glavieux, veröffentlicht in European Transactions on Telecommunications, Vol. 6, Seiten 507–511, Sept. 1995 beschrieben. Bei dieser Detekti ons- und Dekodierungstechnik wird ein Entzerrer für eine maximale Wahrscheinlichkeit an gewichteten Eingängen und Ausgängen, der SISO MLSE genannt wird, verwendet und das Dekodierungsverfahren ist vom Viterbi-Typ, ebenfalls mit gewichteten Ein- und Ausgängen, und wird als SOVA bezeichnet. Dieses letztere war Gegenstand einer Veröffentlichung mit dem Titel [7] „A low Complexity Soft Output Viterbi Decoder Architecture", ICC '93, Seiten 733–740, Genf, Schweiz, Mai 1993.
Diese Detektions- und Dekodierungstechnik war Gegenstand bedeutender Entwicklungen, die zur Verwendung von für ein Maximum an Posteriori-Wahrscheinlichkeit optimierten Detektoren (MAP) führten. Für weitere Einzelheiten bezüglich dieser Detektoren wird auf die folgenden Artikel verwiesen:

– [8] „Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate", veröffentlicht von L. R. Bahl, J. Cocke, F. Jelinek und J. Raviv in IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-20, Seiten 284–287, März 1994;
– [9] „Iterative Equalization and Decoding in Mobile Communications Systems", veröffentlicht von G. Baush, H. Khorram und J. Hagenauer in Proc. EPMCC '97, Seiten 307–312, Bonn, Deutschland, Sept. 1997.

Jedoch wurde diese Lösung nicht auf CDMA-Systeme übertragen und bringt auf Ebene des Empfängers eine übertriebene Kompliziertheit in der Größenordnung von M^L mit sich, wobei M die Zahl der Punkte der Modulationskonstellation und L die Zahl der im Ausbreitungskanal berücksichtigten Echos ist. Darüber hinaus wird von ihr nicht das Problem der Kanalabschätzung angesprochen.
Schließlich wurde in der Veröffentlichung [10] „Turbo-Equalization over Frequency Selective Channel" – International Symposium on Turbo-Codes, Brest, Frankreich, Sept. 1997, des weiteren eine iterative Technik zur Zeichenerfassung und Kanaldekodierung vorgeschlagen, die „Turbo-Entzerrung" genannt wird und sich von der zuvor genannten Turbo-Detektionstechnik wesentlich unterscheidet und die eine verrauschte Abschätzung des Übertragungskanals vorschlägt. Jedoch werden mit dieser Technik im Verhältnis zur Turbo-Detektionstechnik Leistungsverminderungen eingeführt, die stark von der bei der ersten Iteration verwendeten Entzerrungstechnik abhängen. Bezüglich dieses Gegenstands wird auf die Veröffentlichung [11] „Joint Equalization and Decoding: Why Choose the Iterative Soluti on?" von A. Roumy, I. Figalkow und D. Pirez in IEEE VTC' 1999, Fall, Amsterdam, Niederlande, Sept., 1999 verwiesen.
Diese Technik ist nicht auf CDMA-Systeme übertragbar, da sie auf Filtertechniken beruht, die nicht angewandt werden können, wenn der Kanal sich unabhängig von einem übertragenen Symbol zu einem anderen ändert.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung diese Probleme mit Hinblick darauf zu lösen, ein relativ einfaches Empfangsverfahren und eine relativ einfache Empfängerstruktur vorzuschlagen, die nahezu optimale Leistungen aufweisen, wobei gleichzeitig eine Modulation einer höheren Ordnung und ein geringer Spreizfaktor verwendet werden. Diese Aufgabe wird gelöst durch Bereitstellen eines Empfangsverfahrens für ein Signal, das über einen Übertragungskanal mit mehreren Strecken gemäß einer Spektrenspreiztechnik mit einem geringen Spreizfaktor übertragen wird, wobei dieses Signal in der Form von Sequenzen kodierter binärer Zeichen übertragen wird, die vordefinierte Leitzeichen und Datenzeichen aufweisen, die mit einer Spreizsequenz multipliziert sind, wobei dieses Verfahren einen Schritt zum Bestimmen einer Übertragungskanalabschätzung mit Hilfe der empfangenen vordefinierten Leitzeichen aufweist.
Erfindungsgemäß umfaßt dieses Verfahren die Schritte bestehend aus:

– Wiederherstellen des übertragenen Signals mit Hilfe der Kanalabschätzung ausgehend von über die mehreren Strecken des Übertragungskanals empfangenen und übertragenen Signalen;
– Bestimmen eines äquivalenten Kanalmodells, so wie es ausgehend von dem wiederhergestellten Signal gesehen wird, ausgehend von der Kanalabschätzung,
– Reduzieren der Interferenzen zwischen den Zeichen des übertragenen wiederhergestellten Signals, wobei diese Interferenzen aus einem geringen Spreizfaktor resultieren, mit Hilfe eines DDFSE-Detektors auf Treillis-Basis mit einer reduzierten Anzahl von Zuständen und unter Verwendung des äquivalenten Kanalmodells, wobei am Ausgang abgeschätzte Werte der empfangenen kodierten Zeichen ausgegeben werden,
– Entflechten der kodierten Zeichen und
– Dekodieren der abgeschätzten Werte der kodierten und entflochtenen Zeichen, um die übertragenen Datenzeichen zu rekonstruieren.

Vorteilhafterweise handelt es sich bei den abgeschätzten Werten der empfangenen kodierten Zeichen, die nach einer Interferenzreduzierung und nach einer Dekodierung erhalten werden, um gewichtete oder flexible Werte.
Gemäß einer Besonderheit der Erfindung sind die Schritte zur Reduzierung der Interferenzen zwischen den Zeichen und zur Dekodierung in einem ersten iterativen Prozeß enthalten, bei dem die kodierten und entflochtenen Zeichen, die bei einer Iteration n erhalten werden, bei einer Dekodierung in Abhängigkeit von den Datenzeichen, die am Ausgang der Dekodierung und nach einer Fehlerkorrektor erhalten werden, wieder abgeschätzt werden, wobei die Differenz zwischen den wiederabgeschätzten kodierten Zeichen, die bei der Iteration n erhalten werden, und den entflochtenen kodierten Zeichen, die bei derselben Iteration erhalten werden, wieder verflochten wird, dann an den Eingang des DDFSE-Detektors angelegt wird und von den bei der Iteration n + 1 erhaltenen kodierten Zeichen am Ausgang des DDFSE-Detektors wieder abgezogen wird.
Vorteilhafterweise wird die Kanalabschätzung mit Hilfe des Verfahrens der kleinsten Fehlerquadrate (LS) verbessert.
Vorzugsweise wird die Kanalabschätzung mit Hilfe des Algorithmus des kleinsten mittleren Fehlerquadrats (MMSE) verbessert.
Gemäß einer weiteren Besonderheit der Erfindung wird die Kanalabschätzung in einem iterativen Prozeß ausgeführt, bei dem die kodierten und entflochtenen Zeichen, die bei einer Iteration n erhalten werden, bei der Dekodierung in Abhängigkeit von Datenzeichen, die am Ausgang der Kodierung und nach einer Fehlerkorrektur erhalten werden, wieder abgeschätzt werden, wobei die wieder abgeschätzten Zeichen verflochten werden, eine Kanalabschätzung auf der Grundlage wieder abgeschätzter und verflochtener kodierter Zeichen ausgeführt wird, ein äquivalentes Kanalmodell ausgehend von der Abschätzung des Kanals festgelegt wird, die Kanalabschätzung und das äquivalente Kanalmodell, die bei einer Iteration n bestimmt werden, entsprechend dazu verwendet werden, bei der darauffolgenden Iteration n + 1 das übertragene Signal wiederherzustellen und die Interferenzen zwischen Zeichen zu reduzieren.
Die Erfindung betrifft auch ein System zum Empfang eines Signals, das über einen Übertragungskanal mit mehreren Strecken gemäß einer Spektrenspreiztechnik mit geringem Spreiz faktor übertragen wird, wobei dieses Signal in Form einer Sequenz aus binären kodierten Zeichen übertragen wird, die vordefinierte Leitzeichen und Datenzeichen umfaßt, die mit einer Spreizsequenz multipliziert sind, wobei das System einen Rake-Empfänger, um das übertragene Signal ausgehend von über die mehreren Strecken des Übertragungskanals empfangenen und übertragenen Signalen mit Hilfe einer Kanalabschätzung wiederherzustellen, und Mittel zur Kanalabschätzung ausgehend von empfangenen Leitzeichen umfaßt, um eine Abschätzung des Übertragungskanals zum Rake-Empfänger zu liefern. Erfindungsgemäß umfaßt dieses System unter anderen:

– Mittel zu Kanalmodellierung, um ein äquivalentes Kanalmodell festzulegen, wie es am Ausgang des Rake-Empfängers gesehen wird, in Abhängigkeit von der Kanalabschätzung,
– Mittel zur Reduktion von Interferenzen zwischen empfangenen Zeichen, die einen DDFSE-Detektor auf Treillisbasis mit einer reduzierten Anzahl von Zuständen umfassen, um die Interferenzen zwischen empfangenen Zeichen mit Hilfe eines äquivalenten Kanalmodells zu reduzieren und zum Rekonstruieren der abgeschätzten Werte der empfangenen kodierten Zeichen,
– Mittel zur Entflechtung, um die abgeschätzten Werte der empfangen kodierten Zeichen zu entflechten, und
– Mittel zur Dekodierung, um die abgeschätzten und entflochtenen Werte zu dekodieren und die übertragenen Datenzeichen zu liefern.

Vorteilhafterweise sind die durch die Mittel zur Reduktion von Interferenzen zwischen Zeichen und die Dekodierungmittel gelieferten abgeschätzten und dekodierten Werte gewichtete oder flexible Werte.
Gemäß einer Besonderheit der Erfindung umfaßt dieses System des weiteren:

– Mittel zum Wiederabschätzen der kodierten Zeichen in Abhängigkeit von dekodierten Datenzeichen und nach einer Fehlerkorrektor,
– erste Subtraktionsmittel, um von den wieder abgeschätzter kodierten Zeichen die abgeschätzten und entflochtenen kodierten Zeichen abzuziehen und eine extrinsische Sequenz wieder abgeschätzter kodierter Zeichen zu erhalten,
– erste Verflechtungsmittel, um die extrinsische Sequenz wieder abgeschätzter kodierter Zeichen zu verflechten und
– zweite Subtraktionsmittel, um die extrinsische Sequenz wieder abgeschätzter kodierter Zeichen von der Sequenz der empfangenen und durch die Mittel zur Reduktion bei einer folgenden Iteration abgeschätzten Zeichen abzuziehen.

Gemäß einer weiteren Besonderheit der Erfindung umfaßt das System des weiteren:

– zweite Verflechtungsmittel, um die Sequenz wieder abgeschätzter kodierter Zeichen am Ausgang der Dekodiermittel zu verflechten,
– zweite Kanalabschätzungsmittel, um eine Abschätzung für einen Übertragungskanal ausgehend von der verflochtenen Sequenz wieder abgeschätzter kodierter Zeichen zu Mitteln zur Bestimmung eines äquivalenten Kanalmodells und zum Rake-Empfänger zu liefern.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nachfolgend beispielhaft und nicht beschränkend mit Bezugnahme auf beigefügte Zeichnungen beschrieben, in welchen:
1 schematisch einen zur Aussendung von Signalen gemäß der CDMA-Technik konzipierten klassischen Sender wiedergibt;
2 schematisch ein erfindungsgemäßes Empfangssystem wiedergibt;
3 und 4 schematisch zwei bevorzugte Abwandlungen des in 2 gezeigten Empfangssystems wiedergeben;
5 und 6 die Leistungen der in den 2 bis 4 wiedergegebenen Empfänger in der Form von Kurven der Bitfehlerraten in Abhängigkeit des Verhältnisses von Signal zu Rauschen zeigen;
7 schematisch eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Kanalabschätzers wiedergibt.
1 zeigt einen CDMA-Sender gemäß des Stands der Technik, wobei ein derartiger Sender eine Signalquelle 1, die mit
= {u₁, ...
}^T bezeichnete Sequenzen binärer Zeichen aus τ₀ Zeichen liefert, und einen Kanalkodierer 2 umfaßt, der eine mit
= {c₁, ...,
}^T bezeichnete kodierte Sequenz liefert.
Jedes Datenzeichen u_n = {u_n,1, ...,
}^T enthält k₀ Bits, während jedes Zeichen c_n = {c_n,1, ...,
}^T n₀ Bits enthält. Die kodierten Bits werden mittels eines Verflechters 3 verflochten und vervollständigt, so daß sie einem vorbestimmten Übertragungsformat entspre chen, d.h. Rahmen mit einer Länge τ, die Leitzeichen umfassen, so daß der Empfänger eine Kanalabschätzung ausführen kann. Die resultierenden Bits sind in Zeichen der Art a_k = (a_k,1, ..., a_k,q) gruppiert, die q Bits enthalten, bevor sie an einen Modulator 4 des M-PSK (Phase-Shift-Keying)-Typs der Ordnung M, MAQ16-Typs oder des MAQ64-Typs angelegt werden, der ein entsprechendes moduliertes Zeichen s(k) liefert.
Darauffolgend wird das Signal s(k) bei 5 mit einer vordefinierten Spreizsequenz c(q) für die fragliche Übertragung multipliziert, wobei das resultierende Signal einen Filter 6 des Typs mit in eine Quadratwurzel erhobenem Kosinus, das auch Wurzel-Nyquist-Filter genannt wird, mit einem spektralen Belegungsfaktor (oder Roll-Off-Faktor) von 0,22 durchläuft.
In 2 umfaßt der erfindungsgemäße Empfänger einen Rechen-Empfänger 11 des Rake-Typs, bei dem eine durch einen Kanalabschätzer 10 gelieferte Kanalabschätzung verwendet wird, wobei auf den Rake-Empfänger eine Vorrichtung zur Reduktion von Interferenzen zwischen Zeichen 12 folgt, an die ein äquivalentes Modell 16 des Übertragungskanals angelegt wird. Der Ausgang der Vorrichtung zur Reduzierung von Interferenzen 12 ist mittels eines Entflechters 14 mit einem Decoder 15, der eine zur Verflechtung 3 umgekehrte Operation bewirkt, verbunden. Darüber hinaus wird die vom Abschätzer 10 gelieferte Kanalabschätzung auf das Kanalmodell 16 angewandt, um ein äquivalentes Kanalmodell zu bestimmen.
Erfindungsgemäß ist die Vorrichtung 12 zur Reduktion von Interferenzen zwischen Zeichen vom DDFSE (Delate Decision Feed-back Sequence Estimation)-Typ mit gewichtetem Eingang und Ausgang, d.h. mit der Form eines Logarithmus ln[p(1)/p(0)] des Verhältnisses der Wahrscheinlichkeiten p(1) und p(0), daß das Signal sich entsprechend auf dem logischen Niveau 1 oder 0 befindet. Ebenso weist der Decoder 15 auch gewichtete Eingänge und Ausgänge auf.
Im Fall einer Ausbreitung über mehrere Strecken weist das am Eingang des Empfängers zur Spektrenspreizung empfangene Signal zum Zeitpunkt t die folgende Form auf:
wobei e_k(t) = Σ N-1 / q=0e(kN + q)g(t – qT_c) die Wellenform für das modulierte Zeichen s(k) ist, e(q) die Spreizsequenz ist, N der Spreizfaktor, g(t) die Transferfunktion des Wurzel-Nyquist-Filters 6 ist, T_e und T_S die sogenannte „Chip"- bzw. Zeichenperiode sind, L die Zahl der Strecken im Kanal ist, h₁(t) und τ₁(t) die komplexe Amplitude bzw. die Verzögerung der 1-ten Strecke ist und ω(t) das weiße Gaußsche Rauschen mit einer Leistungsspektraldichte N₀ ist.
d(i) ist das Ergebnis des Produktes der durch die Spreizsequenz
übertragenen Zeichen, wobei ⌊⌋ die Funktion „vollständiger Teil" wiedergibt.
Das empfangene Signal kann auch in der folgenden Weise geschrieben werden: r(t) = Σ id(i)hi(t – iTc) (2)
Dem Theorem von Nyquist entsprechend wird das empfangene Signal r(t) bei der doppelten Chipfrequenz abgetastet, um einen Vektor r(i) gestapelter Proben zu erhalten, der zum Abschätzen des Zeichens des Chips i verwendet wird.
Der Vektor r(i) weist die folgende Form auf:
bei der M₁ und M₂ die Länge von hⁱ(t) in Vielfachen von T_e wiedergeben,
hj(i) = [hi((j – M1)Tc), hi((j – M1)Tc + Tc/2), ... ..., hi(M2Tc), 01,2j]T, 0 ≤ j ≤ M1 + M2, (6) hj(i) = [01,2j, hi(–M1Tc), hi(–M1Tc + Tc/2), ... ..., hi((M2 – j)Tc)]T, 0 ≤ j ≤ M1 + M2, (7)und d(i) = [d(i – M1 – M2), ..., d(i), ..., d(i + M1 + M2)]T (8)
Das reduzierte Signal (nach der Umkehroperation der Spreizung) im Zweig j (Strecke j des Übertragungskanals) und für das Zeichen k kann in der folgenden Weise geschrieben werden:
wobei d_k das Produkt der Spreizsequenz mit den übertragenen Zeichen ist und τ_ji = (τ_j – τ_i)/T_c.
Ausgehend von den Ergebnissen des Dokuments [1] kann einfach gezeigt werden, daß der Ausgang ô_k des Rake-Empfängers 11 in der folgenden Weise dargestellt werden kann:
bei der:
wobei g_l(k) die l-te Amplitude des äquivalenten Modells am Ausgang des Rake-Empfängers 11 ist und (2L' + 1) die Zahl von Echos des äquivalenten Modells 16 ist.
Unter der Annahme, daß die Streckenverzögerungen um ein Vielfaches der Chipperiode T_c beabstandet sind, sind die Parameter des äquivalenten Modells 16 durch die folgenden Formeln gegeben:

ε–ij (k) = max(kN – τji, kN) (16)und ε+ij (k) = min((k + 1)N – τji, (k + 1)N) (17)
Die in 5 wiedergegebenen Kurven geben die binäre Fehlerrate BER in Abhängigkeit des Verhältnisses von Signal zu Rauschen Eb/N₀ im idealen Fall (Kurve C1) und am Ausgang des Rake-Empfängers (Kurve C2) wieder.
Diese Kurven wie auch jene aus 6 wurden durch eine Simulation mit einem Spreizfaktor von 4, einem Übertragungskanal EQ-4 mit vier Strecken erhalten, wobei deren Verzögerungen jeweils um eine Chipperiode getrennt sind, wobei jede Strecke eine zirkulare komplexe Gauss-Form oder eine Rayleigh-Abschwächung aufweist. Der Ausgangscode ist ein rekursiver systematischer Code mit 16 Zuständen mit einem Verhältnis 1/2 und Erzeugungspolynomen
die eine vorcodierte Sequenz c erzeugen, die zu einem Pseudo-Zufallsverflechter geschickt und in Rahmen unterteilt wird.
Der Vergleich der Kurven C1 und C2 zeigt, daß die Leistungen eines derartigen Empfängers sehr schlecht sind.
Wie dies in den Referenzen [2] und [3] empfohlen wird, wird dem Rake-Empfänger vorgeschaltet ein LMMSE-Entzerrer angeordnet, um die Verschlechterung aufgrund von Interferenzen zwischen Zeichen, die aus einem geringem Spreizfaktor resultieren, zu reduzieren, wobei die Abschätzung des i-ten Chipzeichens die folgende Form aufweist:
bei der σ 2 / d die Varianz der Chipsequenz ist.
Die Kurve C3 in 5, welche die mit einem derartigen Entzerrer erhaltenen Leistungen veranschaulicht, zeigt, daß diese Lösung es nicht zuläßt, die Leistungsfähigkeit des Rake-Empfängers wesentlich zu verbessern.
Um die Leistungsfähigkeit des Rake-Empfängers 11 gemäß der Erfindung wesentlich zu verbessern wird am Ausgang desselben eine Vorrichtung 12 zur Reduktion von Interferenzen zwischen Zeichen angeordnet, die um einen suboptimalen DDFSE-Detektor konzipiert ist, der auf einem Treillis mit einer reduzierten Zahl von Zuständen basiert, wobei bei einem derartigen Detektor ein äquivalentes Kanalmodell 16 verwendet wird.
Bevor sie an den Detektor DDFSE angelegt werden, werden die Proben in der Weise verzögert, daß das äquivalente Kanalmodell 16 ursächlich gemacht wird. Sie können somit durch die folgenden Formel wiedergegeben werden:
bei der der Vektor h _l(k) = g_l-L'(k), wobei dieser Vektor den Vektor der Kanalkoeffizienten [h ₀(k), ..., h _2L(k)]^T wiedergibt.
Darauffolgend bearbeitet der DDFSE-Detektor ein Treillis mit einer reduzierten Zahl von Zuständen (siehe Dokument [8]) im Gegensatz zur BCRJ-Technik, bei der ein MAP-Kriterium (bei maximaler a posteriori Wahrscheinlichkeit) auf ein vollständiges Treillis mit Q^2L'-Zuständen angewandt wird, wobei Q die Zahl der Punkte der Modulationskonstellation PSK ist und (2L' + 1) die Zahl der Strecken des äquivalenten Modells 16 ist.
Bei einem derartigen Treillis handelt es sich um eine Maschine mit endlichen Zuständen, die zeitlich verteilt sind und deren Übergänge zwischen Zuständen nur vom vorhergehenden Zustand abhängen, wobei die Zahl der Zustände zu jedem Zeitpunkt konstant ist. Bei einem derartigen Treillis gibt ein Abschnitt die Gesamtheit der Übergänge zwischen den entsprechenden Zuständen an zwei aufeinanderfolgenden Momenten wieder.
Im DDFSE-Detektor ist der Treillis somit auf eine Zahl von Zuständen
reduziert, wobei υ_r eine ganze positive Zahl ist, die als reduziertes Gedächtnis bezeichnet und so gewählt wird, daß im Fall des DDFSE-Detektors υ_r < 2L' ist.
Im allgemeinen sagt man, daß eine Treillis-Eingangssequenz a n / 1 mit einem Unterzustand s endet, wenn a n / 1 mit der Unter-Kette s =
endet. Bei einer Tiefe n stimmt der Raum der Unterzustände S_n mit dem vollständigen Raum S_n der Zustände des BCJR-Treillis überein, wenn υ_r = 2L'. Wenn υ_r < 2L', ist S_n auf eine Untergesamtheit reduziert, die alle möglichen Unterzustände s umfaßt, die von allen Zuständen abgeleitet sind:
Die bei diesen Gleichungen verwendete Notation kann auf die Definition eines Unter-Treillis T(S, B) angewendet werden, auf das der Algorithmus DDFSE anwendbar ist.
In jedem Abschnitt und für alle Übergänge impliziert die Berechnung der Verzweigungsmetrik eine Faltung der Impulsantwort in diskreter Zeit des Kanals mit der Sequenz der 2L' + 1 bereits abgeschätzten Zeichen. Lediglich die ersten υ_r + 1 für diese Sequenz abgeschätzten Zeichen sind über den Übergang im Verlauf der Behandlung und über den Unterzustand des Ausgangs-Unter-Treillis, mit dem sie verbunden ist, verfügbar.
Bei jedem zeitlichen Index n ∈ [1, τ] und für alle Bit-Indizes j ∈ [1, q] liefert der optimale Zeichen-für-Zeichen-Algorithmus BCJR die Logarithmen der Verhältnisse der a posteriori Wahrscheinlichkeit gemäß der folgenden Formel:
bei der ĥ eine Abschätzung (oder Wiederabschätzung) des transversalen Vektors der Kanalkoeffizienten ist (sofern möglich, umgewandelt mit minimaler Phase), und y τ / 1 eine beobachtete Sequenz mit der Länge τ ist. Bei der folgenden Ableitung ist die Konditionierung durch ĥ implizit und wird weggelassen, um die Ausdrücke zu vereinfachen.
Wird ein Marginalisierung der Sequenzen der Eingangszeichen auf gekennzeichnete Bits ausgeführt, kann die Gleichung (21) in der folgenden Weise umgeschrieben werden:
bei der p(a r / 1, y r / 1) = Pr(y r / 1 = y r / 1|a r / 1)Pr(a r / 1 = a r / 1).
Durch Ausführen der folgenden Min-Log-BCJR genannten Näherung:
wobei Δk nicht negative Größen wiedergibt, kann der Logarithmus des Verhältnisses der a posteriori Wahrscheinlichkeit λ(a_nj) mit Hilfe der folgenden Formel bestimmt werden:
bei der {–lnp(a τ / 1, y τ / 1)} den dem Rauschen entsprechenden metrischen Aufwand des Wegs im Treillis wiedergibt, der der Eingangssequenz a n / 1 und der empfangenen Sequenz y n / 1 zugeordnet ist. Aufgrund der Reduktion des Treillis berechnet die DDFSE-Vorrichtung 12 die Größe {–lnp(a τ / 1, y τ / 1)} in einer suboptimalen Weise auf der Basis des Algorithmus PSP, der „per survivor" genannt wird und darin besteht, einen einzigen „Überlebenden" bzw. Survivor pro Knoten auszuwählen. Für ein gegebenes Unter-Treillis T(S, B) und eine spezielle metrische Verzweigung ist der metrische Aufwand μ ↔ / n(b) des besten Wegs zu beachten, der am Unterzustand 0 bei der Tiefe 0 beginnt und am Unterzustand 0 bei der Tiefe τ endet (wenn die hinteren Zeichen der Sequenz berücksichtigt werden) wobei man über die Verzweigung b ∈ B_n des Abschnitts n geht. Es wird auch vorgeschlagen, daß jede Verzweigung b ∈ B_n drei Felder umfaßt: ein Ausgangsunterzustandsfeld b^– ∈ S_n-1, ein Ankunftsunterzustandsfeld b⁺ ∈ S_n und ein Zeichenfeld b^∇ = {b ∇ / 1, ...,b ∇ / q}, wobei ein Eingangszeichen mit einer Bit-Markierung für den Interferenzcode zwischen Zeichen bei einer Faltung mit Rate 1 modelliert wird, variierend in Abhängigkeit von der Zeit im Zeitpunkt n. Der Ausgang der DDFSE-Vorrichtung 12 kann in der folgenden Weise wiedergegeben werden:
Der in der vorhergehenden Formel betrachtete metrische Aufwand μ ↔ / n(b) kann immer in eine Summe aus drei Ausdrücken zerlegt werden: μ↔n (b) = μ→n-1 (b–) + ξn(b) + μ←n (b+) (26)in der μ → / n(s), das die akkumulierte Metrik in Richtung nach vorne der besten Unterstrecke, die vom Unterzustand 0 ∈ S₀ ausgeht und die am Unterzustand s ∈ S_n endet, wiedergibt, auf rekursive Weise mit Hilfe der folgenden Formel berechnet wird:
mit den folgenden Grenzbedingungen: μ→0 (0) = 0 und μ→0 (s) = ∞, ∀s ≠ 0 (28)und bei der μ ← / n(s), das die rückwärts gerichtete akkumulierte Metrik der besten vom Unterzustand s ∈ S_n ausgehenden und am Unterzustand 0 ∈ S_τ endende Unterstrecke wiedergibt, in der folgenden rekursiven Weise mit Hilfe der folgenden Formel berechnet wird:
mit den folgenden Grenzbedingungen: μ→τ (0) = 0 und μ→τ (s) = ∞, ∀s ≠ 0 (30)
Die auf dem PSP-Algorithmus basierende Verzweigungsmetrik ξ_n(b), die von der Vorrichtung DDFSE 12 verwendet wird, wird in der folgenden Weise ausgedrückt:
In dieser Gleichung resultiert das komplexe Zeichen s_n, das in den Code der Interferenz zwischen den Zeichen zum Zeitpunkt n eingeht, aus der einfachen Neudefinition der Bezeichnung der Verzweigung b^∇. Die komplexe Folge der Zeichen {
, ..., s_n-1} wird einfach vom Unterzustand b^– abgeleitet, während die abgeschätzte Folge von Symbolen {ŝ_n-2L', ...,
} erhalten wird, indem die „Survivor"-Strecke, die bei b^– endet, rückwärts durchlaufen wird und wobei die Bezeichnungen der diese bildenden Verzweigungen neu definiert werden. Die „Survivor"-Strecken werden in einer Rückverfolgungsmatrix (trace back) mit der Tiefe 2L' gespeichert.
Die Kurve C4 in 5, die die Leistungsfähigkeit dieser Lösung darstellt, wurde mit einer reduzierten Treillis-Komplexität DDFSE mit vier Zuständen (υ_r = 1) erhalten. Diese Kurve zeigt, daß selbst mit einem geringen Verflechtungsfaktor (= 4) und einer wesentlichen Reduzierung der Zahl der Zustände des Treillis mit dieser Lösung eine deutliche Annäherung an die ideale Lösung erzielt werden kann und insbesondere an die durch die Kurve C5 gezeigte Lösung, bei der eine Kanalabschätzung des Typs MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation) verwendet wird, die aufgrund ihrer Komplexität nicht auf die CDMA-Technik anwendbar ist.
Um die Leistungen eines derartigen Empfängers weiter zu verbessern, wird erfindungsgemäß, wie in 3 dargestellt ist, vorgeschlagen, den Ausgang der Vorrichtung 12 mit dem positiven Eingang eines Komparators 13 zu verbinden, dessen Ausgang mit dem Entflechter 14 verbunden ist. Der Ausgang des Entflechters 14 ist mit einem Eingang verbunden, der den Logarithmus des intrinsischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisses der kodierten Bits des Decoders 15 empfängt, der auf einem ersten Ausgang den Logarithmus der a posteriori Wahrscheinlichkeitsverhältnisse für die übertragenen Datenbits und auf einem zweiten Ausgang den Logarithmus des a posteriori Wahrscheinlichkeitsverhältnisses für die kodierten Bits liefert, das durch eine zur Decodierung umgekehrte Operation bezüglich der nach einer Fehler korrektur dekodierten Datenbits bestimmt wird. Der zweite Ausgang des Decoders 15 wird über einen Komparator 18 und einen Verflechter 17 zum negativen Eingang des Komparators 13 und zu einem Eingang der Vorrichtung DDFSE 12 zurückgekoppelt. Darüber hinaus wird der Ausgang des Entflechters 14 auch an den negativen Eingang des Komparators 18 angelegt.
Der Kanalcode kann mit Hilfe des Decoders 15 unter Verwendung des BCJR-Algorithmus auf optimale Weise dekodiert werden. Die Vorrichtung 12 zur Reduzierung von Interferenzen liefert a posteriori Wahrscheinlichkeitsverhältnisse für den Wert der Bits a_nj der Zeichen a_n, die die Sequenz a τ / 1 bilden, mit Hilfe der Logarithmen der a priori Wahrscheinlichkeitsverhältnisse derjenigen, die vom Decoder kommen (mit dem Wert 0 bei der ersten Iteration) und wobei die empfangene Sequenz y τ / 1 und ein abgeschätzter Wert (oder neu berechneter Wert) ĥ(n) des (äquivalenten) Vektors der Kanalkoeffizienten zum Zeitpunkt n berücksichtigt werden. Die über die Bits λ'(a_nj) genäherten a posteriori Wahrscheinlichkeitsverhältnisse können gemäß der folgenden Formel in zwei Teile unterteilt werden: λ'(an,j) = λa(an,j) + λe(an,j) (32)
Nach einer Entflechtung durch den Entflechter 14 wird aus der gesamten Folge von Logarithmen der extrinsischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisse eine Sequenz von Logarithmen intrinsischer Wahrscheinlichkeitsverhältnisse bezüglich der Bits der kodierten Zeichen, die an den Decoder 15 angelegt wird. In analoger Weise kann am Ausgang des Decoders 15 jeder Logarithmus des a posteriori Wahrscheinlichkeitsverhältnisses bezüglich des kodierten Bit λ(c_nj) in einen a priori Teil und einen extrinsischen Teil zerlegt werden. Dieser letztere kann durch Bit-weises Subtrahieren im Komparator 18 des Logarithmus des a priori Verhältnisses λ_a(c_nj) am Ausgang des Decoders vom entsprechenden Logarithmus des a posteriori Verhältnisses λ(c_nj) berechnet werden: λe(cn,j) = λ(cn,j) – λa(cn,j) (33)
Die Sequenz der Logarithmen der extrinsischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisse bezüglich der kodierten Bits am Ausgang des Decoders 15 wird durch den Verflechter 17 neu verflochten und zum Decoder 15 nach der folgenden Detektion von N Sequenzen des a priori Wahrscheinlichkeitsverhältnisses bezüglich der Zeichenbits zurückgesandt. Durch eine bestimmte Anzahl von Wiederholungen dieser Prozedur wird eine deutliche Verbesserung der Verhält nisses von Signal zum Rauschen auf der Ebene der Datenbits der empfangenen Sequenzen erreicht.
Aufgrund seiner sehr regelmäßigen Viterbi-Struktur und seiner guten Leistungseigenschaften in Anbetracht seiner mäßigen Kompliziertheit erscheint der DDFSE-Detektor, mit dem die Vorrichtung 12 versehen ist, für die Turbodetektion, wie sie im in 3 dargestellten Empfänger ausgeführt wird, perfekt geeignet zu sein.
Für die erste Iteration ist die Funktionsweise des in 3 dargestellten Systems identisch zu der mit Bezug auf 2 beschriebenen. Bei der zweiten und den folgenden Iterationen weist die Gleichung (31), die die Verzweigungsmetrix ξ_n(b) angibt, die von der DDFSE-Vorrichtung 12 verwendet wird, einen zusätzlichen Term auf:
Sie wird während der vorwärtsgerichteten rekursiven Behandlung ein einziges mal berechnet und dann gespeichert.
Der Logarithmus der a priori Wahrscheinlichkeit lnPr(b = b) im Zweig b ∈ B_n in der Gleichung (31) entspricht exakt dem Logarithmus der a priori Wahrscheinlichkeit der Bezeichnung b^∇, die er trägt, so daß:
Unter der Annahme einer perfekten Dekorrelation zwischen den Logarithmen der a priori Wahrscheinlichkeiten bei den Zeichenbits a_nj nach einer Neuverflechtung der Sequenz der Logarithmen der vom Code C₀ stammenden extrinsischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisse, erhält man:
Schließlich kann unter Verwendung der Gleichungen (25) und (36) der Ausgang λ'(a_nj) der DDFSE-Vorrichtung 12, der auf das Zeichen a_nj angewandt wird, in eine Summe aus zwei logarithmischen Ausdrücken zerlegt werden. λ'(an,j) = λa(an,j) + λ'e(an,j) (37)wobei
den Logarithmus des a priori Verhältnisses bezüglich des vom Decoder 15 gelieferten Bits a_nj wiedergibt und wobei:
wobei der zweite Ausdruck dieser Gleichung der Logarithmus des extrinsischen Wahrscheinlichkeitsverhältnisses für das Bit a_nj ist, das durch alle anderen Bits der Zeichen mit Bit-Bezeichnungen der Sequenz a τ / 1 im gesamten Dekodierungsprozeß beigetragen wird.
Es ist notwendig, darauf zu bestehen, daß im Fall, in dem υ_r = 2L' ist, der durch die DDFSE-Vorrichtung 12 ausgeführte Logarithmus formell zu einem Algorithmus des Min-Log-BCJR-Typs äquivalent wird, der auf die Gesamtheit des Kanal-Treillis angewandt wird. Wenn sich die Verarbeitung lediglich auf ein Treillis mit reduzierten Zuständen erstrecken würde, würden die abgeschätzten Sequenzen, die ausgehend von der Historie der Strecken erhalten werden und in den Ableitungen der Zweigmetriken impliziert sind, eine Leistungsverminderung aufgrund eines möglichen Fehlerausbreitungseffektes mit sich bringen. Jedoch scheint es, daß die am Ausgang des Rake-Empfängers 11 äquivalenten Kanäle keine signifikante Fehlerausbreitung in die Struktur der Reduktionsvorrichtung DDFSE 12 einführen. Daraus folgt, daß die Wahl von υ_r = 1 in der Mehrzahl der Fälle ausreichend ist.
Es stellt sich heraus, daß die Leistungsfähigkeit konventioneller Kanalabschätzungen, die durch Korrelations- und Mittelwertberechnungsbehandlungen erhalten werden, die auf eine Sequenz von Leitzeichen angewandt werden, sich aufgrund von Interferenzen zwischen Zeichen bei niedrigen Spreizfaktoren verschlechtern. Um dies zu veranschaulichen, zeigt 6 Kurven der binären Fehlerquote in Abhängigkeit des Verhältnisses von Signal zu Rauschen am Ausgang des Decoders 15, die mit unterschiedlichen Lösungen erhalten wurden. In dieser Figur entspricht Kurve C6 dem idealen Fall. Kurve C7, die dem Fall entspricht, in dem eine herkömmliche Kanalabschätzung verwendet wird, zeigt, daß diese Lösung ein relativ schlechtes Leistungsverhalten aufweist, das vom idealen Fall ziemlich weit entfernt ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, die Qualität der Kanalabschätzung, die in den in den 2 bis 4 wiedergegebenen Systemen realisiert wird, unter Verwendung der Kenntnis der Struktur der Interferenzen zwischen Zeichen zu verbessern. Dazu wird der in 7 wiedergegebene Kanalabschätzer verwendet. Dieser Kanalabschätzer umfaßt einen herkömmlichen Kanalabschätzer 30, dessen Ausgang mit einem Korrigierer 31 zur Kanalabschätzung unter Verwendung des MMSE-Verfahrens (Verfahren der Minimierung des mittleren Fehlerquadrats) oder des LS-Verfahrens (Verfahren der kleinsten Quadrate) verbunden ist, der eine Kanalabschätzung liefert, die von der Vorrichtung 12 und der Vorrichtung 16 zur Kanalmodellierung verwendet wird. Ein Beispiel eines herkömmlichen Kanalabschätzers ist beispielsweise in der Referenz [1] beschrieben.
Unter der Annahme, daß die Streckenverzögerungen um ein Vielfaches der Chipperiode T_c voneinander beabstandet sind und daß die Spreizung der Verzögerungen geringer ist als die Zeichenperiode T_s, werden die herkömmlichen Kanalabschätzungen mit der folgenden Formel erreicht: ĥ = (ĥ1, ..., ĥL)T = Mh + n (41)in derM = [Mji]0≤j,i≤L-1 (42) Mii = 1, 0 ≤ i ≤ L – 1 (43)

wenn τ_j < τ_i, wobei p die Zahl der Zeichen der Leitsequenz ist, h = (h₁, ..., h_L)^T die exakten Kanalkoeffizienten sind (ohne Rauschen), n die Abschätzung für das Kanalrauschen ist, von dem angenommen wird, daß es eine Varianz aufweist, die N₀/E_pilot ist, und wobei E_pilot die Leistung der Leitzeichen ist. Die Kanalabschätzung MMSE leitet sich von der herkömmlichen Kanalabschätzung durch die folgende Formel ab: ĥMMSE = LHĥ (46)in der L = argmin||ĥMMSE – h||. (47)
Unter Verwendung der Gleichung (18) läßt sich ableiten:
in der M^H die konjugiert transponierte Matrix der Matrix M ist.
Eine Abschätzung mittels des LS-Verfahrens kann ebenfalls ausführt werden: ĥLS = (MHM)–1MHĥ. (49)
Jedoch trägt dieses Abschätzungsverfahren nicht der Rauschleistung Rechnung und vermindert somit die Leistungsfähigkeit bezüglich des Verhältnisses von Signal zu Rauschen im Vergleich zur MMSE-Abschätzung. Wie aus 6 zu entnehmen ist, zeigen die Simulationen, daß eine klassische Kanalabschätzung, die lediglich auf der Korrektur mit Leitzeichen basiert, schlechte Leistungscharakteristika mit einem geringen Spreizfaktor ergibt (Kurve C7). Die Struktur der Interferenzen zwischen den Zeichen muß berücksichtigt werden, was dank der Verfahren MMSE und LS möglich ist. Die mit dem MMSE-Verfahren erhaltenen Leistungscharakteristika sind durch die Kurve C9 aus 6 veranschaulicht, die eine leichte Verbesserung im Vergleich zu herkömmlichen Verfahren zeigt.
Gemäß einer in 4 wiedergegebenen vorteilhaften Variante der Erfindung weist der erfindungsgemäße Empfänger eine iterative Detektionsschleife auf, die es ermöglicht, eine Kanalneuabschätzung auszuführen. Diese Schleife umfaßt ein Verflechtungsmittel 19, das mit dem Ausgang des Decoders 15 verbunden ist und dessen Ausgang mittels eines Schwellwertkomparators 20 mit einer Vorrichtung 21 zur iterativen Kanalabschätzung verbunden ist. Der Komparator 20 ermöglicht es, den flexiblen oder gewichteten Ausgang des Decoders 15 in einen sogenannten „harten" Ausgang umzuwandeln, d.h. gleich 0 oder 1, je nachdem, ob der gewichtete Wert größer als eine vorbestimmte Schwelle ist oder nicht.
Darüber hinaus wird das an den Eingang des Rake-Empfängers 11 angelegte Signal auch an die Vorrichtung 21 zur iterativen Kanalabschätzung angelegt und an eine Kanalabschätzungsvorrichtung 10, die dazu verwendet wird, eine erste Kanalabschätzung mit Hilfe der Leitsequenz auszuführen, wobei diese Vorrichtungen Kanalabschätzungen mittels jeweiliger Kommutatoren 23, 24 zur Kanalmodellierungsvorrichtung 16 liefern, die dazu eingerichtet ist, ein äquivalentes Kanalmodell zu bestimmen, das an den Eingang der Vorrichtung DDFES 12 angelegt wird.
Dieser Empfänger führt eine erste Dekodierung auf der Grundlage von durch die Vorrichtung 10 mit Hilfe der Leitzeichen bestimmten und an die Kanalmodellierungsvorrichtung 16 (Kommutatoren 23, 24, die entsprechend geschlossen und geöffnet sind) angelegten Kanalabschätzungen aus. Darauffolgend werden die vom Kanaldekoder 15 stammenden abgeschätzten Codes von der Vorrichtung 21 zur Neuabschätzung des Kanals verwendet, um das Rauschen der Kanalabschätzung für die darauffolgende Iteration zu reduzieren, wobei die so bestimmen Kanalabschätzungen an die Modellierungsvorrichtung 16 angelegt werden (Kommutatoren 23, 24, die entsprechend offen und geschlossen sind).
Selbstverständlich kann der in 4 dargestellte iterative Kanalabschätzungsprozeß auch auf das in 2 wiedergegebene System angewandt werden, d.h. auf einen Empfänger, der die in 3 wiedergegebene iterative Detektionsschleife nicht aufweist.
Die Kurven C8 und C10 in 6 geben die mit Hilfe der in 4 wiedergegebenen Lösung erhaltenen Leistungscharakteristika unter Verwendung eines Verfahrens zur iterativen Kanalabschätzung wieder, wobei die Kurve C8 dem Fall, in dem ein herkömmlicher Kanalabschätzer verwendet wird, und die Kurve C10 dem Fall entspricht, in dem ein Kanalabschätzer mit einer MMSE-Korrektur verwendet wird. Die beiden Kurven zeigen, daß dieses Verfahren es zuläßt, die Leistungscharakteristika zu verbessern und sich im Fall einer Kanalabschätzung mit einer MMSE-Korrektur im wesentlichen dem durch die Kurve C6 gezeigten idealen Fall anzunähern.

Claims

Verfahren zum Empfang eines über einen Übertragungskanal mit mehreren Strecken gemäß einer Spektren-Spreiztechnik mit geringem Spreizfaktor übertragenen Signals, wobei dieses Signal in der Form von Sequenzen aus kodierten binären Zeichen übertragen wird, die vordefinierte Leitzeichen und Datenzeichen umfassen, die mit einer Spreizsequenz multipliziert sind, wobei dieses Verfahren einen Schritt zum Bestimmen einer Kanalabschätzung mit Hilfe der empfangenen vordefinierten Leitzeichen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß es die Schritte umfaßt: – Wiederherstellen des übertragenen Signals mit Hilfe der Kanalabschätzung ausgehend von über die mehreren Strecken des Übertragungskanals empfangenen und übertragenen Signalen, – Bestimmen eines äquivalenten Kanalmodells, so wie es ausgehend von dem wiederhergestellten Signal gesehen wird, ausgehend von der Kanalabschätzung, – Reduzieren der Interferenzen zwischen den Zeichen des übertragenen wiederhergestellten Signals, wobei diese Interferenzen aus einem geringen Spreizfaktor resultieren, mit Hilfe eines DDFSE-Detektors auf Trellis-Basis mit einer reduzierten Zahl von Zuständen und unter Verwendung des äquivalenten Kanalmodells, und wobei am Ausgang abgeschätzte Werte der empfangenen kodierten Zeichen ausgegeben werden, – Entflechten der kodierten Zeichen und – Dekodieren der abgeschätzten Werte der kodierten und entflochtenen Zeichen, um die übertragenen Datenzeichen zu rekonstruieren.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die abgeschätzten Werte der empfangenen kodierten Zeichen, die nach einer Interferenz-Reduktion und nach einer Dekodierung erhalten werden, gewichtete oder flexible Werte sind.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte zur Reduzierung der Interferenzen zwischen den Zeichen und zur Dekodierung in einem iterativen Prozeß enthalten sind, bei dem die kodierten und entflochtenen Zeichen, die bei einer Iteration n erhalten werden, bei einer Dekodierung in Abhän gigkeit von den Datenzeichen wiederabgeschätzt werden, die am Ausgang der Dekodierung und nach einer Fehlerkorrektur erhalten werden, wobei die Differenz zwischen den wiederabgeschätzten kodierten Zeichen, die bei derselben Iteration erhalten werden, und den entflochtenen kodierten Zeichen, die bei der darauffolgenden Iteration n + 1 erhalten werden, wieder verflochten wird, dann an den Eingang des DDFSE-Detektors angelegt wird und von den bei der Iteration n + 1 erhaltenen kodierten Zeichen am Ausgang des DDFSE-Detektors abgezogen wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalabschätzung mit Hilfe des Verfahrens der kleinsten Fehlerquadrate (LS) verbessert wird.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalabschätzung mit Hilfe des Algorithmus des kleinsten mittleren Fehlerquadrats verbessert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalabschätzung in einem iterativen Prozeß ausgeführt wird, bei dem die kodierten und entflochtenen Zeichen, die bei einer Iteration n erhalten werden, bei der Dekodierung in Abhängigkeit von Datenzeichen, die am Ausgang der Dekodierung und nach einer Fehlerkorrektur erhalten werden, wieder abgeschätzt werden, wobei die wiederabgeschätzten Zeichen verflochten werden, eine Kanalabschätzung auf der Grundlage wiederabgeschätzter und verflochtener kodierter Zeichen ausgeführt wird, ein äquivalentes Kanalmodell ausgehend von der Abschätzung des Kanals festgelegt wird, die Kanalabschätzung und das äquivalente Kanalmodell, die bei einer Iteration n festgelegt werden, entsprechend dazu verwendet werden, bei der darauffolgenden Iteration n + 1 das übertragene Signal wiederherzustellen und die Interferenzen zwischen Zeichen zu reduzieren.
System zum Empfang eines Signals, das über einen Übertragungskanal mit mehreren Strecken gemäß einer Spektren-Spreiztechnik mit geringem Spreizfaktor übertragen wird, wobei dieses Signal in der Form einer Sequenz aus binären ko dierten Zeichen übertragen wird, die vordefinierte Leitzeichen und Datenzeichen umfaßt, die mit einer Spreizsequenz multipliziert sind, wobei das System einen Rake-Empfänger (11), um das übertragene Signal ausgehend von über die mehreren Strecken des Übertragungskanals empfangenen und übertragenen Signalen mit Hilfe einer Kanalabschätzung wiederherzustellen, und Mittel (10) zur Kanalabschätzung ausgehend von empfangenen Leitzeichen umfaßt, um eine Abschätzung des Übertragungskanals zum Rake-Empfänger (11) zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt: – Mittel (16) zur Kanalmodellierung, um ein äquivalentes Kanalmodell festzulegen, wie es am Ausgang des Rake-Empfängers (11) gesehen wird, in Abhängigkeit von der Kanalabschätzung, – Mittel (12) zur Reduktion von Interferenzen zwischen empfangenen Zeichen, die einen DDFSE-Detektor auf Trellis-Basis mit einer reduzierten Zahl von Zuständen umfassen, um die Interferenzen zwischen empfangenen Zeichen mit Hilfe eines äquivalenten Kanalmodells zu reduzieren, und zum Rekonstruieren der abgeschätzten Werte der empfangenen kodierten Zeichen, – Mittel (14) zur Entflechtung, um die abgeschätzten Werte der empfangenen kodierten Zeichen zu entflechten und – Mittel (15) zur Dekodierung, um die abgeschätzten und entflochtenen Werte zu dekodieren und die übertragenen Datenzeichen zu liefern.
System nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die durch die Mittel (12) zur Reduktion von Interferenzen zwischen Zeichen und die Dekodierungsmittel (15) gelieferten abgeschätzten und dekodierten Werte gewichtete oder flexible Werte sind.
System nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt: – Mittel (15) zum Wiederabschätzen der kodierten Zeichen in Abhängigkeit von dekodierten Datenzeichen und nach einer Fehlerkorrektur, – erste Subtraktionsmittel (18), um von den wiederabgeschätzten kodierten Zeichen die abgeschätzten und entflochtenen kodierten Zeichen abzuziehen und eine extrinsische Sequenz wiederabgeschätzter kodierter Zeichen zu erhalten, – erste Verflechtungsmittel (17), um die extrinsische Sequenz wiederabgeschätzter kodierter Zeichen zu verflechten und – zweite Subtraktionsmittel (13), um die extrinsische Sequenz wiederabgeschätzter kodierter Zeichen von der Sequenz der empfangenen und durch die Mittel (12) zur Reduktion bei einer folgenden Iteration abgeschätzten Zeichen abzuziehen.
System nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt: – zweite Verflechtungsmittel (19), um die Sequenz wiederabgeschätzter kodierter Zeichen am Ausgang der Dekodiermittel (15) zu verflechten, – zweite Kanalabschätzungsmittel (21), um eine Abschätzung für einen Übertragungskanal ausgehend von der verflochtenen Sequenz wiederabgeschätzter kodierter Zeichen zu Mitteln (16) zur Bestimmung eines äquivalenten Kanalmodells und zum Rake-Empfänger (11) zu liefern.