JP3391373B2 - 適応等化器 - Google Patents
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03203—Trellis search techniques
- H04L25/03235—Trellis search techniques with state-reduction using feedback filtering
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動通
信システム等においてマルチパスフェージングによる伝
送路歪みを補償するための適応等化器に関し、特に、遅
延判定帰還型系列推定器を用いた適応等化器に関する。
信システム等においてマルチパスフェージングによる伝
送路歪みを補償するための適応等化器に関し、特に、遅
延判定帰還型系列推定器を用いた適応等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ディジタル移動通信において
は、伝送路上でマルチパスに起因する符号間干渉が発生
し、これが伝送品質劣化の要因となっている。この符号
間干渉を補償する有効な手段として、最尤系列推定（Ｍ
ＬＳＥ：Maximum Likelihood Sequence Estimation）型
等の等化器が知られている。
は、伝送路上でマルチパスに起因する符号間干渉が発生
し、これが伝送品質劣化の要因となっている。この符号
間干渉を補償する有効な手段として、最尤系列推定（Ｍ
ＬＳＥ：Maximum Likelihood Sequence Estimation）型
等の等化器が知られている。
【０００３】さらに、ディジタル移動通信においては、
移動体の移動に応じて伝送路特性が時々刻々と変化す
る。この伝送路特性の変化に追従して伝送路のインパル
ス応答を更新するのが適応等化器であり、適応アルゴリ
ズムとして最小二乗平均（ＬＭＳ：Least Mean Squar
e）又は再帰最小二乗平均（ＲＬＳ：Recursive Least S
quare）が知られている。なお、ＭＬＳＥについては、
例えば、“「ディジタル移動通信のための波形等化技
術」 堀越著 トリケップス刊 p.77〜92"に記載され
ており、ＬＭＳ等の適応アルゴリズムについては、例え
ば、“「ディジタル移動通信のための波形等化技術」
堀越著 トリケップス刊 p.33〜45"に記載されてい
る。
移動体の移動に応じて伝送路特性が時々刻々と変化す
る。この伝送路特性の変化に追従して伝送路のインパル
ス応答を更新するのが適応等化器であり、適応アルゴリ
ズムとして最小二乗平均（ＬＭＳ：Least Mean Squar
e）又は再帰最小二乗平均（ＲＬＳ：Recursive Least S
quare）が知られている。なお、ＭＬＳＥについては、
例えば、“「ディジタル移動通信のための波形等化技
術」 堀越著 トリケップス刊 p.77〜92"に記載され
ており、ＬＭＳ等の適応アルゴリズムについては、例え
ば、“「ディジタル移動通信のための波形等化技術」
堀越著 トリケップス刊 p.33〜45"に記載されてい
る。
【０００４】従来、適応ＭＬＳＥを用いた適応等化器と
して、例えば、特開平５−１５２８９４号公報に記載さ
れたものが知られている（以下従来例１という）。ここ
で、図２を参照して、従来例１について概説する。受信
信号は、メモリ６０に一時記憶された後、整合フィルタ
６１を介してビタビアルゴリズム処理部７０に入力さ
れ、ここで最尤系列推定によって推定結果が出力され
る。なお、受信信号は、例えば、図４に示すフレームフ
ォーマットを有しており、既知のトレーニング信号と未
知のデータ信号を備えている。
して、例えば、特開平５−１５２８９４号公報に記載さ
れたものが知られている（以下従来例１という）。ここ
で、図２を参照して、従来例１について概説する。受信
信号は、メモリ６０に一時記憶された後、整合フィルタ
６１を介してビタビアルゴリズム処理部７０に入力さ
れ、ここで最尤系列推定によって推定結果が出力され
る。なお、受信信号は、例えば、図４に示すフレームフ
ォーマットを有しており、既知のトレーニング信号と未
知のデータ信号を備えている。
【０００５】最尤系列推定で用いられる伝送路のインパ
ルス応答は伝送路推定部８０において推定される。伝送
路推定部８０にはメモリ６０から受信信号が与えられ、
まず、トレーニング信号受信中に既知のトレーニング系
列とインパルス応答とを畳み込んだレプリカと受信信号
との差を小さくするように作用する適応アルゴリズムに
よって初期値が求められ、データ信号受信中にはビタビ
アルゴリズム処理部７０の推定結果とインパルス応答を
畳み込んだレプリカと受信信号の差を小さくするように
作用する適応アルゴリズムにより初期値が更新される。
ルス応答は伝送路推定部８０において推定される。伝送
路推定部８０にはメモリ６０から受信信号が与えられ、
まず、トレーニング信号受信中に既知のトレーニング系
列とインパルス応答とを畳み込んだレプリカと受信信号
との差を小さくするように作用する適応アルゴリズムに
よって初期値が求められ、データ信号受信中にはビタビ
アルゴリズム処理部７０の推定結果とインパルス応答を
畳み込んだレプリカと受信信号の差を小さくするように
作用する適応アルゴリズムにより初期値が更新される。
【０００６】トレーニング系列又はビタビアルゴリズム
処理部７０の推定結果は遅延素子８１−０〜８１−（Ｌ
−１）を介して乗算器８２−０〜８２−Ｌでインパルス
応答ｈ０ｎ〜ｈＬｎと掛け合わされ、乗算器８２−０〜
８２−Ｌの出力は加算器８３で加算される。加算器８３
の出力は受信信号を模擬するレプリカであり、このレプ
リカと受信信号の誤差信号が加算器８４で求められ、こ
の誤差信号を用いて演算手段８５で適応アルゴリズムに
よりインパルス応答推定値｛Ｅｈｊ｝（ｊ＝０、…、
Ｌ）を整合フィルタ６１とビタビアルゴリズム処理部７
０に出力する。
処理部７０の推定結果は遅延素子８１−０〜８１−（Ｌ
−１）を介して乗算器８２−０〜８２−Ｌでインパルス
応答ｈ０ｎ〜ｈＬｎと掛け合わされ、乗算器８２−０〜
８２−Ｌの出力は加算器８３で加算される。加算器８３
の出力は受信信号を模擬するレプリカであり、このレプ
リカと受信信号の誤差信号が加算器８４で求められ、こ
の誤差信号を用いて演算手段８５で適応アルゴリズムに
よりインパルス応答推定値｛Ｅｈｊ｝（ｊ＝０、…、
Ｌ）を整合フィルタ６１とビタビアルゴリズム処理部７
０に出力する。
【０００７】従来例１では、演算手段８５はＬＭＳアル
ゴリズムを用いており、複数のパラメータ修正係数を用
いて複数のインパルス応答を推定する機能を有してお
り、演算手段７１は複数のインパルス応答を用いて最尤
系列推定を行った結果得られるパスメトリックの結果に
よって最適な修正係数を決定する機能を有している。
ゴリズムを用いており、複数のパラメータ修正係数を用
いて複数のインパルス応答を推定する機能を有してお
り、演算手段７１は複数のインパルス応答を用いて最尤
系列推定を行った結果得られるパスメトリックの結果に
よって最適な修正係数を決定する機能を有している。
【０００８】ところで、ＭＬＳＥは最も高い能力を備え
る等化器であるが、その反面、回路規模が大きいという
欠点があるため、等化能力をなるべく損なわずに回路規
模を削減する等化器の検討が進められている。その一つ
に、ＭＬＳＥと判定帰還型等化器（ＤＦＥ：Decision F
eedback Equalizer）を組み合わせた遅延判定帰還型系
列推定器（ＤＤＦＳＥ：Delayed Decision Feedback Se
quence Estimator）がある。このようなＤＤＦＳＥにつ
いては、例えば、“「NEC Research and Development」
pp.74-80,January 1997"に記載されている。
る等化器であるが、その反面、回路規模が大きいという
欠点があるため、等化能力をなるべく損なわずに回路規
模を削減する等化器の検討が進められている。その一つ
に、ＭＬＳＥと判定帰還型等化器（ＤＦＥ：Decision F
eedback Equalizer）を組み合わせた遅延判定帰還型系
列推定器（ＤＤＦＳＥ：Delayed Decision Feedback Se
quence Estimator）がある。このようなＤＤＦＳＥにつ
いては、例えば、“「NEC Research and Development」
pp.74-80,January 1997"に記載されている。
【０００９】遅延判定帰還型系列推定受信装置の一例と
して、例えば、特願平９−１５８１７２号公報に記載さ
れたものが知られている（以下従来例２という）。ここ
で、図３を参照して、従来例２について概説する。
して、例えば、特願平９−１５８１７２号公報に記載さ
れたものが知られている（以下従来例２という）。ここ
で、図３を参照して、従来例２について概説する。
【００１０】受信入力信号が与えられると、トレーニン
グ信号受信の際、伝送路特性検出器４１においてインパ
ルス応答が求められ、絶対値演算器４２でインパルス応
答の振幅を求める。累積器４３ではインパルス応答を最
尤系列推定領域、判定帰還等化領域、及び推定領域外に
分けて、それぞれの領域内の振幅値の和（それぞれｐ、
ｑ、ｒとする）を求める。以後、累積器４３では各領域
をずらして次々とｐ、ｑ、ｒを求め、最大値検出器４４
に出力する。最大値検出器４４ではｐ／（ｒ＋αｑ）の
演算を行い、演算結果が最大となったタイミングを遅延
判定帰還型系列推定器４５に出力する（図示の例では、
α＝１／７である）。
グ信号受信の際、伝送路特性検出器４１においてインパ
ルス応答が求められ、絶対値演算器４２でインパルス応
答の振幅を求める。累積器４３ではインパルス応答を最
尤系列推定領域、判定帰還等化領域、及び推定領域外に
分けて、それぞれの領域内の振幅値の和（それぞれｐ、
ｑ、ｒとする）を求める。以後、累積器４３では各領域
をずらして次々とｐ、ｑ、ｒを求め、最大値検出器４４
に出力する。最大値検出器４４ではｐ／（ｒ＋αｑ）の
演算を行い、演算結果が最大となったタイミングを遅延
判定帰還型系列推定器４５に出力する（図示の例では、
α＝１／７である）。
【００１１】遅延判定帰還型系列推定器４５では伝送路
特性検出器４１から入力されたインパルス応答のうち最
大値検出器４４から入力されるタイミング信号により最
尤系列推定領域と判定帰還等化領域とを決定し、それら
の領域のインパルス応答を用いて系列推定を行い、最尤
推定データとして出力する。
特性検出器４１から入力されたインパルス応答のうち最
大値検出器４４から入力されるタイミング信号により最
尤系列推定領域と判定帰還等化領域とを決定し、それら
の領域のインパルス応答を用いて系列推定を行い、最尤
推定データとして出力する。
【００１２】次に、インパルス応答の最適領域を決定す
る最大値検出器４４での演算について説明する。
る最大値検出器４４での演算について説明する。
【００１３】判定帰還等化領域の成分は理想的にはフィ
ードバックによりすべてキャンセルされ、系列推定器の
推定能力の向上及び劣化には寄与しない。このため、推
定領域外の成分に対する最尤系列推定領域の成分の比ｐ
／ｒで推定能力は決定され、この値が大きいほど推定能
力は高い。
ードバックによりすべてキャンセルされ、系列推定器の
推定能力の向上及び劣化には寄与しない。このため、推
定領域外の成分に対する最尤系列推定領域の成分の比ｐ
／ｒで推定能力は決定され、この値が大きいほど推定能
力は高い。
【００１４】しかし、実際には量子化誤差等のため判定
帰還等化領域の成分は完全にはキャンセルできず、一部
歪みとして残ってしまう。従って、推定領域外の成分と
係数αで重み付けした判定帰還等化領域の成分との和に
対する最尤系列推定領域の成分の比が大きいほど推定能
力が高いと言える。即ち、前述のｐ／（ｒ＋αｑ）が最
大となるタイミングが最適な系列推定領域を示すことに
なる。特願平９−１５８１７２号明細書には、ＤＤＦＳ
Ｅにおけるこのような最適な系列推定領域を求める演算
を簡単なアルゴリズムを用いて行うことが記載されてお
り、これによって、装置の小規模化及び小電力化を実現
できる旨記載されている。
帰還等化領域の成分は完全にはキャンセルできず、一部
歪みとして残ってしまう。従って、推定領域外の成分と
係数αで重み付けした判定帰還等化領域の成分との和に
対する最尤系列推定領域の成分の比が大きいほど推定能
力が高いと言える。即ち、前述のｐ／（ｒ＋αｑ）が最
大となるタイミングが最適な系列推定領域を示すことに
なる。特願平９−１５８１７２号明細書には、ＤＤＦＳ
Ｅにおけるこのような最適な系列推定領域を求める演算
を簡単なアルゴリズムを用いて行うことが記載されてお
り、これによって、装置の小規模化及び小電力化を実現
できる旨記載されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
な従来のＤＤＦＳＥにおいても、適応アルゴリズムを用
いてインパルス応答を更新することによって、適応ＭＬ
ＳＥと同様の構成で適応等化器を実現することができ
る。ところが、このような適応ＤＤＦＳＥには、伝送路
のインパルス応答波形によっては適応制御を行うと推定
特性が悪化するという問題点がある。
な従来のＤＤＦＳＥにおいても、適応アルゴリズムを用
いてインパルス応答を更新することによって、適応ＭＬ
ＳＥと同様の構成で適応等化器を実現することができ
る。ところが、このような適応ＤＤＦＳＥには、伝送路
のインパルス応答波形によっては適応制御を行うと推定
特性が悪化するという問題点がある。
【００１６】図５を参照して、図５には伝送路のインパ
ルス応答と系列推定領域の一例が示されており、この例
では最尤系列推定領域３シンボル長、判定帰還等化領域
３シンボル長としており、直接波と遅延時間４Ｔ（Ｔ：
シンボル周期）の遅延波による２波モデルである。実環
境ではフェージングのため、図５に示すように直接波の
レベルが著しく低くなる場合があり、このような場合、
前述したような系列推定領域を求める演算によって最尤
系列推定領域は遅延波成分を含むように設定され、直接
波成分は推定領域外となる。
ルス応答と系列推定領域の一例が示されており、この例
では最尤系列推定領域３シンボル長、判定帰還等化領域
３シンボル長としており、直接波と遅延時間４Ｔ（Ｔ：
シンボル周期）の遅延波による２波モデルである。実環
境ではフェージングのため、図５に示すように直接波の
レベルが著しく低くなる場合があり、このような場合、
前述したような系列推定領域を求める演算によって最尤
系列推定領域は遅延波成分を含むように設定され、直接
波成分は推定領域外となる。
【００１７】このようにＤＤＦＳＥにおいては、直接波
及びすべての遅延波成分が系列推定領域（この場合６シ
ンボル長）内に収まる場合でも、一部の成分が領域外と
なるように系列推定領域が設定されるという特徴があ
る。
及びすべての遅延波成分が系列推定領域（この場合６シ
ンボル長）内に収まる場合でも、一部の成分が領域外と
なるように系列推定領域が設定されるという特徴があ
る。
【００１８】通信体（移動体）が移動せず伝送路特性が
ほとんど変動しない状況では、ＤＤＦＳＥは図５に示す
ようにレベルの高い遅延波成分を用いて最尤系列推定を
行った方がレベルの低い直接波成分を用いるより良好な
推定特性を得る。ところが、適応等化を行う場合、生成
されるレプリカには推定領域外の直接波成分は反映され
ないため、レプリカと受信信号との誤差信号には直接波
成分がそのまま含まれてしまう。この誤差信号は伝送路
特性の変動に起因するものではないにもかかわらず、伝
送路特性が変動したかのようにインパルス応答が更新さ
れてしまい、その結果、インパルス応答が正しい伝送路
特性とかけ離れたものになって、推定特性が悪化する。
ほとんど変動しない状況では、ＤＤＦＳＥは図５に示す
ようにレベルの高い遅延波成分を用いて最尤系列推定を
行った方がレベルの低い直接波成分を用いるより良好な
推定特性を得る。ところが、適応等化を行う場合、生成
されるレプリカには推定領域外の直接波成分は反映され
ないため、レプリカと受信信号との誤差信号には直接波
成分がそのまま含まれてしまう。この誤差信号は伝送路
特性の変動に起因するものではないにもかかわらず、伝
送路特性が変動したかのようにインパルス応答が更新さ
れてしまい、その結果、インパルス応答が正しい伝送路
特性とかけ離れたものになって、推定特性が悪化する。
【００１９】つまり、ＤＤＦＳＥにおいては、系列推定
領域のうちの最尤系列推定領域に多くのインパルス応答
成分を含むように領域が設定されてしまい、これは必ず
しも系列推定領域に多くのインパルス応答成分を含む設
定ではないため、この領域のインパルス応答を用いて生
成された適応制御用レプリカの信頼度が低くなってしま
い、その結果、誤った適応制御が行われて、推定特性が
悪化してしまう。
領域のうちの最尤系列推定領域に多くのインパルス応答
成分を含むように領域が設定されてしまい、これは必ず
しも系列推定領域に多くのインパルス応答成分を含む設
定ではないため、この領域のインパルス応答を用いて生
成された適応制御用レプリカの信頼度が低くなってしま
い、その結果、誤った適応制御が行われて、推定特性が
悪化してしまう。
【００２０】本発明の目的は、伝送路のインパルス応答
波形による推定特性の悪化を抑えて高い等化能力を備え
る遅延判定帰還型系列推定器を用いた適応等化器を提供
することにある。
波形による推定特性の悪化を抑えて高い等化能力を備え
る遅延判定帰還型系列推定器を用いた適応等化器を提供
することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、トレー
ニング信号及び該トレーニング信号に続くデータを有す
る受信信号を受け前記トレーニング信号から伝送路のイ
ンパルス応答を検出するインパルス応答検出手段と、前
記インパルス応答から系列推定及び適応制御に用いる領
域をそれぞれ第１及び第２の領域として指定する領域指
定信号を出力する領域指定手段と、前記インパルス応答
及び前記領域指定信号を受けるとともに推定結果を受け
適応アルゴリズムに応じて前記インパルス応答を更新し
て更新インパルス応答を得て前記領域指定信号によって
前記更新インパルス応答の系列推定用領域及び適応制御
領域を指定する適応制御手段と、前記受信信号を受け前
記系列推定用領域に基づいて系列推定を行い前記推定結
果を出力する遅延判定帰還型系列推定手段とを有するこ
とを特徴とする適応等化器が得られ、前記領域指定手段
は、最尤系列推定領域の電力成分をＰ、判定帰還等化領
域の電力成分をＱ、領域外の電力成分をＲとした際、Ｐ
／（Ｒ＋αＱ）が最大となる領域を前記第１の領域と
し、（Ｐ＋Ｑ）／Ｒが最大となる領域を前記第２の領域
とする。
ニング信号及び該トレーニング信号に続くデータを有す
る受信信号を受け前記トレーニング信号から伝送路のイ
ンパルス応答を検出するインパルス応答検出手段と、前
記インパルス応答から系列推定及び適応制御に用いる領
域をそれぞれ第１及び第２の領域として指定する領域指
定信号を出力する領域指定手段と、前記インパルス応答
及び前記領域指定信号を受けるとともに推定結果を受け
適応アルゴリズムに応じて前記インパルス応答を更新し
て更新インパルス応答を得て前記領域指定信号によって
前記更新インパルス応答の系列推定用領域及び適応制御
領域を指定する適応制御手段と、前記受信信号を受け前
記系列推定用領域に基づいて系列推定を行い前記推定結
果を出力する遅延判定帰還型系列推定手段とを有するこ
とを特徴とする適応等化器が得られ、前記領域指定手段
は、最尤系列推定領域の電力成分をＰ、判定帰還等化領
域の電力成分をＱ、領域外の電力成分をＲとした際、Ｐ
／（Ｒ＋αＱ）が最大となる領域を前記第１の領域と
し、（Ｐ＋Ｑ）／Ｒが最大となる領域を前記第２の領域
とする。
【００２２】上記の適応制御手段は、前記推定結果と前
記適応制御領域とに応じてレプリカ信号を生成するレプ
リカ生成手段と、前記受信信号を予め設定された遅延量
だけ遅延させて遅延信号を出力可変遅延手段と、前記遅
延信号と前記レプリカ信号との誤差を求めて誤差信号を
出力する減算手段と、前記誤差信号と前記推定結果とに
基づいて前記系列推定用領域及び前記適応制御領域を求
めるインパルス応答更新手段とを有しており、さらに、
前記インパルス応答更新手段は前記前記系列推定用領域
と前記適応制御領域との時間差に応じて前記遅延量を設
定する。
記適応制御領域とに応じてレプリカ信号を生成するレプ
リカ生成手段と、前記受信信号を予め設定された遅延量
だけ遅延させて遅延信号を出力可変遅延手段と、前記遅
延信号と前記レプリカ信号との誤差を求めて誤差信号を
出力する減算手段と、前記誤差信号と前記推定結果とに
基づいて前記系列推定用領域及び前記適応制御領域を求
めるインパルス応答更新手段とを有しており、さらに、
前記インパルス応答更新手段は前記前記系列推定用領域
と前記適応制御領域との時間差に応じて前記遅延量を設
定する。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下本発明について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００２４】図１を参照して、図示の適応等化器は、遅
延判定帰還型系列推定器１、適応制御器２、インパルス
応答検出器３、及び領域指定器４を有している。インパ
ルス応答検出器３では、受信したトレーニング信号から
伝送路のインパルス応答を検出する。領域指定器４では
インパルス応答のうち系列推定及び適応制御に用いる領
域を指定する。適応制御器２はインパルス応答のうち適
応制御用に指定された領域を用いてレプリカ信号を生成
し適応アルゴリズムによってインパルス応答を更新す
る。遅延判定帰還型系列推定器１は系列推定用に指定さ
れた領域のインパルス応答を用いて系列推定を行う。
延判定帰還型系列推定器１、適応制御器２、インパルス
応答検出器３、及び領域指定器４を有している。インパ
ルス応答検出器３では、受信したトレーニング信号から
伝送路のインパルス応答を検出する。領域指定器４では
インパルス応答のうち系列推定及び適応制御に用いる領
域を指定する。適応制御器２はインパルス応答のうち適
応制御用に指定された領域を用いてレプリカ信号を生成
し適応アルゴリズムによってインパルス応答を更新す
る。遅延判定帰還型系列推定器１は系列推定用に指定さ
れた領域のインパルス応答を用いて系列推定を行う。
【００２５】図示のように、適応制御器２は、インパル
ス応答更新器２１、レプリカ生成器２２、可変遅延器２
３、及び加算器２４を備えている。レプリカ生成器２２
では遅延判定帰還型系列推定器１の推定結果とインパル
ス応答のうち適応制御用に指定された領域とから畳み込
み適応制御用のレプリカ信号を生成する。可変遅延器２
３は遅延判定帰還型系列推定器１の推定結果が必要分得
られるまで受信信号を遅延させる。加算器２４ではレプ
リカ信号と可変遅延器２３で遅延された受信信号との誤
差信号を出力する。インパルス応答更新器２１では、領
域指定器４から指定される系列推定領域と適応制御領域
の差分とに応じて可変遅延器２３に所要の遅延量を設定
するとともに誤差信号と遅延判定帰還型系列推定器１の
推定結果を用いて適応アルゴリズムによりインパルス応
答を更新し、インパルス応答の適応制御用に指定された
領域をレプリカ生成器２２に出力し、インパルス応答の
系列推定用に指定された領域を遅延判定帰還型系列推定
器１に出力する。
ス応答更新器２１、レプリカ生成器２２、可変遅延器２
３、及び加算器２４を備えている。レプリカ生成器２２
では遅延判定帰還型系列推定器１の推定結果とインパル
ス応答のうち適応制御用に指定された領域とから畳み込
み適応制御用のレプリカ信号を生成する。可変遅延器２
３は遅延判定帰還型系列推定器１の推定結果が必要分得
られるまで受信信号を遅延させる。加算器２４ではレプ
リカ信号と可変遅延器２３で遅延された受信信号との誤
差信号を出力する。インパルス応答更新器２１では、領
域指定器４から指定される系列推定領域と適応制御領域
の差分とに応じて可変遅延器２３に所要の遅延量を設定
するとともに誤差信号と遅延判定帰還型系列推定器１の
推定結果を用いて適応アルゴリズムによりインパルス応
答を更新し、インパルス応答の適応制御用に指定された
領域をレプリカ生成器２２に出力し、インパルス応答の
系列推定用に指定された領域を遅延判定帰還型系列推定
器１に出力する。
【００２６】次に、図１を参照して、図示の適応等化器
の動作について詳細に説明する。
の動作について詳細に説明する。
【００２７】図４に示すトレーニング信号受信中におい
て、インパルス応答検出器３では、インパルス応答を検
出する。このインパルス応答検出器３は、図３に示す伝
送路特性検出器４１と同様の機能を有しており、既知系
列との相関演算によりインパルス応答を求める。
て、インパルス応答検出器３では、インパルス応答を検
出する。このインパルス応答検出器３は、図３に示す伝
送路特性検出器４１と同様の機能を有しており、既知系
列との相関演算によりインパルス応答を求める。
【００２８】検出したインパルス応答のうち系列推定及
び適応等化を行うのに最適な領域を領域指定器４で求め
る。系列推定に使用するインパルス応答の領域は従来の
ＤＤＦＳＥと同様にして求められる。つまり、最尤系列
推定領域の電力成分Ｐ、判定帰還等化領域の電力成分
Ｑ、領域外の電力成分Ｒを求め、Ｐ／（Ｒ＋αＱ）が最
大となる領域を設定する。一方、適応制御に使用するイ
ンパルス応答の領域は領域内に多くの電力成分を含むよ
うに（Ｐ＋Ｑ）／Ｒが最大となる領域を設定する。な
お、零除算を避けるため、それぞれの分母が任意の値β
より小さければ分母はβとする。この双方の領域は同一
となる場合もあるが、インパルス応答波形が図５のよう
な場合は異なる結果が得られ、系列推定と適応制御に用
いるインパルス応答の領域はそれぞれ図５に示すように
設定される。
び適応等化を行うのに最適な領域を領域指定器４で求め
る。系列推定に使用するインパルス応答の領域は従来の
ＤＤＦＳＥと同様にして求められる。つまり、最尤系列
推定領域の電力成分Ｐ、判定帰還等化領域の電力成分
Ｑ、領域外の電力成分Ｒを求め、Ｐ／（Ｒ＋αＱ）が最
大となる領域を設定する。一方、適応制御に使用するイ
ンパルス応答の領域は領域内に多くの電力成分を含むよ
うに（Ｐ＋Ｑ）／Ｒが最大となる領域を設定する。な
お、零除算を避けるため、それぞれの分母が任意の値β
より小さければ分母はβとする。この双方の領域は同一
となる場合もあるが、インパルス応答波形が図５のよう
な場合は異なる結果が得られ、系列推定と適応制御に用
いるインパルス応答の領域はそれぞれ図５に示すように
設定される。
【００２９】インパルス応答更新器２１にはインパルス
応答検出器３で検出されたインパルス応答と領域指定器
４からの領域指定信号が入力され、系列推定用の領域の
インパルス応答を遅延判定帰還型系列推定器１に出力
し、適応制御用の領域のインパルス応答をレプリカ生成
器２２に出力する。これらの領域外のインパルス応答は
以後の処理で使われることはないため破棄される。
応答検出器３で検出されたインパルス応答と領域指定器
４からの領域指定信号が入力され、系列推定用の領域の
インパルス応答を遅延判定帰還型系列推定器１に出力
し、適応制御用の領域のインパルス応答をレプリカ生成
器２２に出力する。これらの領域外のインパルス応答は
以後の処理で使われることはないため破棄される。
【００３０】インパルス応答更新器２１は後述するレプ
リカ信号と受信信号との誤差信号と、遅延判定帰還型系
列推定器１の推定結果とを用いて、例えば、ＬＭＳのよ
うな適応アルゴリズムで系列推定用と適応制御用のイン
パルス応答を更新し、更新した系列推定用のインパルス
応答を遅延判定帰還型系列推定器１に出力し、さらに、
更新した適応制御用のインパルス応答をレプリカ生成部
２２に出力する。
リカ信号と受信信号との誤差信号と、遅延判定帰還型系
列推定器１の推定結果とを用いて、例えば、ＬＭＳのよ
うな適応アルゴリズムで系列推定用と適応制御用のイン
パルス応答を更新し、更新した系列推定用のインパルス
応答を遅延判定帰還型系列推定器１に出力し、さらに、
更新した適応制御用のインパルス応答をレプリカ生成部
２２に出力する。
【００３１】インパルス応答更新器２１は、遅延器２３
に対して遅延量を設定する。遅延器２３における遅延は
遅延判定帰還型系列推定器１において推定結果が出力さ
れるまでの処理遅延分だけ受信信号を遅らせて、レプリ
カ信号との時間差をなくすためのものである。さらに、
適応制御用インパルス応答の領域が系列推定用インパル
ス応答の領域より先行する場合はレプリカ信号生成のた
めにそれより未来の推定結果を用いる必要があるため遅
延量を増やす必要がある。このため、インパルス応答更
新器２１は系列推定用と適応制御用のインパルス応答の
領域の時間差に応じて所要の遅延量を遅延器２３に設定
する。
に対して遅延量を設定する。遅延器２３における遅延は
遅延判定帰還型系列推定器１において推定結果が出力さ
れるまでの処理遅延分だけ受信信号を遅らせて、レプリ
カ信号との時間差をなくすためのものである。さらに、
適応制御用インパルス応答の領域が系列推定用インパル
ス応答の領域より先行する場合はレプリカ信号生成のた
めにそれより未来の推定結果を用いる必要があるため遅
延量を増やす必要がある。このため、インパルス応答更
新器２１は系列推定用と適応制御用のインパルス応答の
領域の時間差に応じて所要の遅延量を遅延器２３に設定
する。
【００３２】レプリカ生成部２２は、例えば、図２に示
す遅延素子８１−０〜８１−（Ｌ−１）、乗算器８２−
０〜８２−Ｌ、加算器８３で構成される、一般に、レプ
リカ生成部２２は、トランスバーサルフィルタと呼ばれ
るものであり、インパルス応答更新器２１から出力され
る適応制御用の領域のインパルス応答と遅延判定帰還型
系列推定器１から出力される推定結果とを畳み込んで、
適応制御用のレプリカ信号を生成する。加算器２４でレ
プリカ信号と遅延器２３で遅延された受信信号との誤差
信号を求める。この誤差信号がインパルス応答更新器２
１に入力され適応アルゴリズムに用いられる。
す遅延素子８１−０〜８１−（Ｌ−１）、乗算器８２−
０〜８２−Ｌ、加算器８３で構成される、一般に、レプ
リカ生成部２２は、トランスバーサルフィルタと呼ばれ
るものであり、インパルス応答更新器２１から出力され
る適応制御用の領域のインパルス応答と遅延判定帰還型
系列推定器１から出力される推定結果とを畳み込んで、
適応制御用のレプリカ信号を生成する。加算器２４でレ
プリカ信号と遅延器２３で遅延された受信信号との誤差
信号を求める。この誤差信号がインパルス応答更新器２
１に入力され適応アルゴリズムに用いられる。
【００３３】適応制御用レプリカ信号は、系列推定領域
のうち最尤系列推定領域に多くの成分を含むように領域
設定されたインパルス応答を用いて推定された信頼度の
高い推定結果と、領域内に多くの成分を含みより忠実に
伝送路状態を表すように領域設定されたインパルス応答
とを畳み込んで生成されているため、高い精度で受信信
号を模擬しているといえ、より高い精度で適応制御を行
うことができる。
のうち最尤系列推定領域に多くの成分を含むように領域
設定されたインパルス応答を用いて推定された信頼度の
高い推定結果と、領域内に多くの成分を含みより忠実に
伝送路状態を表すように領域設定されたインパルス応答
とを畳み込んで生成されているため、高い精度で受信信
号を模擬しているといえ、より高い精度で適応制御を行
うことができる。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
伝送路のインパルス応答波形による推定特性の悪化を抑
え、高い等化能力を持つ、遅延判定帰還型系列推定器を
用いた適応等化器を実現することができるという効果が
ある。
伝送路のインパルス応答波形による推定特性の悪化を抑
え、高い等化能力を持つ、遅延判定帰還型系列推定器を
用いた適応等化器を実現することができるという効果が
ある。
【図１】本発明による適応等化器の一例を示すブロック
図である。
図である。
【図２】従来の適応等化器（ＭＬＳＥ）を示すブロック
図である。
図である。
【図３】従来のＤＤＦＳＥを示すブロック図である。
【図４】フレームフォーマットの一例を示す図である。
【図５】伝送路のインパルス応答と系列推定及び適応制
御領域の一例を示す図である。
御領域の一例を示す図である。
１ 遅延判定帰還型系列推定器
２ 適応制御器
３ インパルス応答検出器
４ 領域指定器
２１ インパルス応答更新器
２２ レプリカ生成器
２３ 可変遅延器
２４ 加算器
４１ 伝送路特性検出器
４２ 絶対値演算器
４３ 累積器
４４ 最大値検出器
４５ 遅延判定帰還型系列推定器
６０ メモリ
６１ 整合フィルタ
７０ ビタビアルゴリズム処理部
７１，８５ 演算手段
８０ 伝送路推定部
８１−０〜８１−（Ｌ−１） 遅延素子
８２−０〜８２−Ｌ 乗算器
８３，８４ 加算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 3/00 - 3/44
Claims (6)
- 【請求項１】 トレーニング信号及び該トレーニング信
号に続くデータを有する受信信号を受け前記トレーニン
グ信号から伝送路のインパルス応答を検出するインパル
ス応答検出手段と、前記インパルス応答から系列推定及
び適応制御に用いる領域をそれぞれ第１及び第２の領域
として指定する領域指定信号を出力する領域指定手段
と、前記インパルス応答及び前記領域指定信号を受ける
とともに推定結果を受け適応アルゴリズムに応じて前記
インパルス応答を更新して更新インパルス応答を得て前
記領域指定信号によって前記更新インパルス応答の系列
推定用領域及び適応制御領域を指定する適応制御手段
と、前記受信信号を受け前記系列推定用領域に基づいて
系列推定を行い前記推定結果を出力する遅延判定帰還型
系列推定手段とを有することを特徴とする適応等化器。 - 【請求項２】 請求項１に記載された適応等化器におい
て、前記領域指定手段は、最尤系列推定領域の電力成分
をＰ、判定帰還等化領域の電力成分をＱ、領域外の電力
成分をＲとした際、Ｐ／（Ｒ＋αＱ）が最大となる領域
を前記第１の領域とし、（Ｐ＋Ｑ）／Ｒが最大となる領
域を前記第２の領域とするようにしたことを特徴とする
適応等化器。 - 【請求項３】 請求項１に記載された適応等化器におい
て、前記適応制御手段は、前記推定結果と前記適応制御
領域とに応じてレプリカ信号を生成するレプリカ生成手
段と、前記受信信号と前記レプリカ信号との誤差を求め
て誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、前記誤差信
号と前記推定結果とに基づいて前記系列推定用領域及び
前記適応制御領域を求めるインパルス応答更新手段とを
有することを特徴とする適応等化器。 - 【請求項４】 請求項３に記載された適応等化器におい
て、前記誤差信号生成手段は、前記受信信号を予め設定
された遅延量だけ遅延させて遅延信号を出力可変遅延手
段と、前記遅延信号と前記レプリカ信号との誤差を求め
て前記誤差信号を出力する減算手段とを有することを特
徴とする適応等化器。 - 【請求項５】 請求項４に記載された適応等化器におい
て、前記インパルス応答更新手段は前記前記系列推定用
領域と前記適応制御領域との時間差に応じて前記遅延量
を設定するようにしたことを特徴とする適応等化器。 - 【請求項６】 請求項３乃至５のいずれかに記載された
適応等化器において、前記レプリカ生成手段は、トラン
スバーサルフィルタであり、前記適応制御領域と前記推
定結果とを畳み込んで前記レプリカ信号を生成するよう
にしたことを特徴とする適応等化器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29062898A JP3391373B2 (ja) | 1998-10-13 | 1998-10-13 | 適応等化器 |
| US09/413,685 US6349112B1 (en) | 1998-10-13 | 1999-10-07 | Adaptive equalizer compensating signal distortion on transmission path |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29062898A JP3391373B2 (ja) | 1998-10-13 | 1998-10-13 | 適応等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000124840A JP2000124840A (ja) | 2000-04-28 |
| JP3391373B2 true JP3391373B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=17758453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29062898A Expired - Fee Related JP3391373B2 (ja) | 1998-10-13 | 1998-10-13 | 適応等化器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6349112B1 (ja) |
| JP (1) | JP3391373B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6970524B1 (en) | 1999-12-06 | 2005-11-29 | At&T Corp. | Methods and systems for symbol timing recovery |
| FR2809249B1 (fr) * | 2000-05-16 | 2004-04-23 | France Telecom | Procede et systeme de detection et de decodage iteratif de symboles recus, couple a une reestimation des coefficients du canal de transmission |
| FR2829326A1 (fr) * | 2001-09-06 | 2003-03-07 | France Telecom | Procede et systeme de reception iterative sous optimale pour systeme de transmission haut debit cdma |
| US6904081B2 (en) * | 2002-08-30 | 2005-06-07 | Motorola, Inc. | Spread spectrum receiver apparatus and method |
| US7177354B2 (en) * | 2003-04-22 | 2007-02-13 | Zenith Electronics Corporation | Method and apparatus for the control of a decision feedback equalizer |
| US8165247B1 (en) * | 2007-12-26 | 2012-04-24 | Marvell International Ltd. | Unfolded decision-directed loop, architectures, apparatuses and systems including the same, and methods, algorithms and software for reducing latency in decision-directed loops |
| JP2008295104A (ja) * | 2008-09-08 | 2008-12-04 | Kddi Corp | 伝送路特性推定装置、コンピュータプログラム |
| US8548072B1 (en) * | 2012-06-20 | 2013-10-01 | MagnaCom Ltd. | Timing pilot generation for highly-spectrally-efficient communications |
| EP3531562B1 (en) * | 2016-12-09 | 2021-01-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Maximum likelihood sequence estimation circuit, reception device, and maximum likelihood sequence estimation method |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5345452A (en) * | 1991-05-29 | 1994-09-06 | Nec Corporation | Adaptive equalizer for removing nonlinear distortions from digital signals |
| JPH05152894A (ja) | 1991-07-29 | 1993-06-18 | Oki Electric Ind Co Ltd | 適応等化器 |
| JPH05152893A (ja) | 1991-07-29 | 1993-06-18 | Oki Electric Ind Co Ltd | 適応等化器 |
| JPH05292139A (ja) | 1992-04-16 | 1993-11-05 | Oki Electric Ind Co Ltd | 最尤系列推定受信機 |
| JPH05292138A (ja) | 1992-04-16 | 1993-11-05 | Oki Electric Ind Co Ltd | 最尤系列推定受信機 |
| JP3087491B2 (ja) | 1993-01-20 | 2000-09-11 | 三菱電機株式会社 | 適応等化器 |
| US5513215A (en) * | 1993-09-20 | 1996-04-30 | Glenayre Electronics, Inc. | High speed simulcast data system using adaptive compensation |
| DE19545473C2 (de) * | 1995-12-06 | 1998-03-12 | Kommunikations Elektronik | Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung über ein elektrisches Kabel |
| JP3275779B2 (ja) | 1997-06-16 | 2002-04-22 | 日本電気株式会社 | 遅延判定帰還型系列推定受信装置 |
-
1998
- 1998-10-13 JP JP29062898A patent/JP3391373B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-10-07 US US09/413,685 patent/US6349112B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6349112B1 (en) | 2002-02-19 |
| JP2000124840A (ja) | 2000-04-28 |
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