JP3087491B2 - 適応等化器 - Google Patents
適応等化器Info
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- JP3087491B2 JP3087491B2 JP05007822A JP782293A JP3087491B2 JP 3087491 B2 JP3087491 B2 JP 3087491B2 JP 05007822 A JP05007822 A JP 05007822A JP 782293 A JP782293 A JP 782293A JP 3087491 B2 JP3087491 B2 JP 3087491B2
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- Japan
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- signal
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】高速ディジタル移動体通信では、
周波数選択性フェージングによる波形歪が伝送特性に大
きな劣化をもたらす。この発明は上記の伝送特性の劣化
を抑える目的で使用する適応等化器に関するものであ
る。
周波数選択性フェージングによる波形歪が伝送特性に大
きな劣化をもたらす。この発明は上記の伝送特性の劣化
を抑える目的で使用する適応等化器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信のような伝送路の速い変動に
追従し、等化器の初期設定が短時間のトレーニングプロ
セスで行えるベースバンド波形適応等化器の種類の一つ
として、例えば、中嶋，三瓶：“判定帰還形適応等化器
による陸上移動通信の周波数選択性フェージング補償特
性”，電子情報通信学会論文誌B-II.Vol.J72-B-II.No.1
0 pp.513-523(1989.10）に記載されているような判定帰
還形適応等化器が知られている。また、この適応等化器
の入力ベースバンド信号を生成する準同期検波器の基準
周波数が受信信号の搬送波周波数に一致していないため
に生ずる周波数オフセットによる等化特性の劣化を押え
るために、例えば、村野，海上：“情報・通信における
ディジタル信号処理”，昭晃堂，2.2 章（19879.11）に
記載されているような位相同期回路（以下、ＰＬＬと呼
ぶ）を組み込んだ等化器、または、島崎他：“A Decisi
on Feedback Equalizer with a Frequency Offset Comp
ensating Circuit for Digital Cellular Radio ”， P
roc.42th IEEE Vechicular Technology Conf. （1992.
5）に示されているようなＰＬＬを組み込んだ判定帰還
形適応等化器が知られている。
追従し、等化器の初期設定が短時間のトレーニングプロ
セスで行えるベースバンド波形適応等化器の種類の一つ
として、例えば、中嶋，三瓶：“判定帰還形適応等化器
による陸上移動通信の周波数選択性フェージング補償特
性”，電子情報通信学会論文誌B-II.Vol.J72-B-II.No.1
0 pp.513-523(1989.10）に記載されているような判定帰
還形適応等化器が知られている。また、この適応等化器
の入力ベースバンド信号を生成する準同期検波器の基準
周波数が受信信号の搬送波周波数に一致していないため
に生ずる周波数オフセットによる等化特性の劣化を押え
るために、例えば、村野，海上：“情報・通信における
ディジタル信号処理”，昭晃堂，2.2 章（19879.11）に
記載されているような位相同期回路（以下、ＰＬＬと呼
ぶ）を組み込んだ等化器、または、島崎他：“A Decisi
on Feedback Equalizer with a Frequency Offset Comp
ensating Circuit for Digital Cellular Radio ”， P
roc.42th IEEE Vechicular Technology Conf. （1992.
5）に示されているようなＰＬＬを組み込んだ判定帰還
形適応等化器が知られている。
【０００３】図14は上記文献に示された判定帰還形適応
等化器を示すブロック図である。図において、１はタッ
プ間隔が一定遅延時間Ｔｐ秒でタップ数がＬ個であるフ
ィードフォワード部のトランスバーサルフィルタ（ＦＦ
部）、２はタップ間隔が一定遅延時間Ｔ秒でタップ数が
（Ｍ−Ｌ）個であるフィードバック部のトランスバーサ
ルフィルタ（ＦＢ部）、３はＦＦ部１の出力データとＦ
Ｂ部２の出力データを加算する加算器であり、上記のＦ
Ｆ部１とＦＢ部２と加算器３とから等化フィルタ部を形
成している。４は加算器３の出力信号系列をＴ秒毎に識
別し硬判定を行う判定器、５は加算器３の出力と、判定
器４の出力信号系列または既知信号系列との差を求める
加算器、６はＦＦ部１，ＦＢ部２のタップ係数をＴ秒毎
に定めるタップ係数更新回路、７はＦＢ部の入力信号系
列を判定器４の出力信号系列と既知信号系列とに切り替
えるスイッチ回路、８は適応等化器の受信信号入力端
子、９は既知信号系列入力端子、10は判定帰還形適応等
化器の出力信号端子である。
等化器を示すブロック図である。図において、１はタッ
プ間隔が一定遅延時間Ｔｐ秒でタップ数がＬ個であるフ
ィードフォワード部のトランスバーサルフィルタ（ＦＦ
部）、２はタップ間隔が一定遅延時間Ｔ秒でタップ数が
（Ｍ−Ｌ）個であるフィードバック部のトランスバーサ
ルフィルタ（ＦＢ部）、３はＦＦ部１の出力データとＦ
Ｂ部２の出力データを加算する加算器であり、上記のＦ
Ｆ部１とＦＢ部２と加算器３とから等化フィルタ部を形
成している。４は加算器３の出力信号系列をＴ秒毎に識
別し硬判定を行う判定器、５は加算器３の出力と、判定
器４の出力信号系列または既知信号系列との差を求める
加算器、６はＦＦ部１，ＦＢ部２のタップ係数をＴ秒毎
に定めるタップ係数更新回路、７はＦＢ部の入力信号系
列を判定器４の出力信号系列と既知信号系列とに切り替
えるスイッチ回路、８は適応等化器の受信信号入力端
子、９は既知信号系列入力端子、10は判定帰還形適応等
化器の出力信号端子である。
【０００４】図15は上記文献に示された位相同期回路
（ＰＬＬ）を組み込んだ判定帰還形適応等化器を示すブ
ロック図である。図において図14で示したものと同一部
分には同一符号を付し説明を省く。図において、11は加
算器３の出力と位相成分の予測値を乗算する乗算器、12
は乗算器11の出力信号系列をＴ秒毎に識別し硬判定を行
う判定器、13は乗算器11の出力と、判定器12の出力信号
または既知信号の差を求める加算器、14は加算器13の出
力と下記の位相成分の予測値の複素共役を乗算する乗算
器、15は判定器12の出力信号または既知信号と乗算器14
の出力より位相誤差成分を求める位相誤差検出回路、16
は位相成分の予測値をもとめる２次のフィードバック制
御型の位相同期回路、17は第１積分器、18は第２積分
器、19は位相成分の予測値の複素共役を求める共役演算
回路、20はＦＢ部２の入力信号系列と共役演算回路19の
出力を乗算する乗算器である。
（ＰＬＬ）を組み込んだ判定帰還形適応等化器を示すブ
ロック図である。図において図14で示したものと同一部
分には同一符号を付し説明を省く。図において、11は加
算器３の出力と位相成分の予測値を乗算する乗算器、12
は乗算器11の出力信号系列をＴ秒毎に識別し硬判定を行
う判定器、13は乗算器11の出力と、判定器12の出力信号
または既知信号の差を求める加算器、14は加算器13の出
力と下記の位相成分の予測値の複素共役を乗算する乗算
器、15は判定器12の出力信号または既知信号と乗算器14
の出力より位相誤差成分を求める位相誤差検出回路、16
は位相成分の予測値をもとめる２次のフィードバック制
御型の位相同期回路、17は第１積分器、18は第２積分
器、19は位相成分の予測値の複素共役を求める共役演算
回路、20はＦＢ部２の入力信号系列と共役演算回路19の
出力を乗算する乗算器である。
【０００５】図16は、一般に移動体通信等に用いられる
信号のバーストフォーマットの一例を示す図である。21
は判定帰還形適応等化器のトレーニングや、フレーム同
期をとるために用いるユニークワード（以下、ＵＷと呼
ぶ）、22はランダムデ−タ部である。
信号のバーストフォーマットの一例を示す図である。21
は判定帰還形適応等化器のトレーニングや、フレーム同
期をとるために用いるユニークワード（以下、ＵＷと呼
ぶ）、22はランダムデ−タ部である。
【０００６】次に、従来の判定帰還形適応等化器の動作
について説明する。図14に示した判定帰還形適応等化器
では、復調器によりベースバンドに変換され、各バース
ト先頭の図15に示したＵＷ21を用いて伝送路の特性を推
定しタップ係数を収束させる（トレーニングモード）。
このとき、ＦＢ部２の入力信号系列および加算器５の入
力信号系列は判定誤りのないデータとしＵＷ21の既知信
号系列である。次いで、ランダムデータ部22について等
化を行なう（トラッキングモード）。このとき、ＦＢ部
２の入力信号系列および加算器５の入力信号系列は、判
定器４の出力信号系列となる。
について説明する。図14に示した判定帰還形適応等化器
では、復調器によりベースバンドに変換され、各バース
ト先頭の図15に示したＵＷ21を用いて伝送路の特性を推
定しタップ係数を収束させる（トレーニングモード）。
このとき、ＦＢ部２の入力信号系列および加算器５の入
力信号系列は判定誤りのないデータとしＵＷ21の既知信
号系列である。次いで、ランダムデータ部22について等
化を行なう（トラッキングモード）。このとき、ＦＢ部
２の入力信号系列および加算器５の入力信号系列は、判
定器４の出力信号系列となる。
【０００７】タップ係数更新回路６では、判定帰還形適
応等化器の入力信号系列，ＵＷ21の既知信号系列より定
まる参照信号系列，判定器４の出力信号系列，加算器５
の出力信号系列を用い、カルマンフィルタアルゴリズム
（ＲＬＳアルゴリズム）等のタップ係数更新アルゴリズ
ムに従い、１シンボル毎にＦＦ部１，ＦＢ部２のタップ
係数を更新する。
応等化器の入力信号系列，ＵＷ21の既知信号系列より定
まる参照信号系列，判定器４の出力信号系列，加算器５
の出力信号系列を用い、カルマンフィルタアルゴリズム
（ＲＬＳアルゴリズム）等のタップ係数更新アルゴリズ
ムに従い、１シンボル毎にＦＦ部１，ＦＢ部２のタップ
係数を更新する。
【０００８】上記タップ係数更新アルゴリズムについ
て、カルマンフィルタアルゴリズム（ＲＬＳアルゴリズ
ム）を例にとり、簡単に説明する。時刻ｔ＝ｎＴ（ｎ＝
0,1,2,……）における等化器への入力信号ベクトルをＸ
M(n) ，タップ係数をＣM (n) ，等化器出力をＩ(n) ，
希望出力をｄ(n) ，誤差信号をｅ(n) とする。ここでＸ
M (n) ，ＣM (n) ，Ｉ(n) ，ｄ(n) は同相、直交チャネ
ルを示す複素数となる。また、判定帰還形適応等化器の
ＦＦ部１のタップ数をＬ、総タップ数をＭとすると、 となる。ここで＊は、複素共役転置行列（又は、ベクト
ル）を表わす。また、ｄ(n) は、トレーニングモードで
は既知信号系列であり、トラッキングモードでは判定器
４にて式３の結果を硬判定した出力信号系列となる。
て、カルマンフィルタアルゴリズム（ＲＬＳアルゴリズ
ム）を例にとり、簡単に説明する。時刻ｔ＝ｎＴ（ｎ＝
0,1,2,……）における等化器への入力信号ベクトルをＸ
M(n) ，タップ係数をＣM (n) ，等化器出力をＩ(n) ，
希望出力をｄ(n) ，誤差信号をｅ(n) とする。ここでＸ
M (n) ，ＣM (n) ，Ｉ(n) ，ｄ(n) は同相、直交チャネ
ルを示す複素数となる。また、判定帰還形適応等化器の
ＦＦ部１のタップ数をＬ、総タップ数をＭとすると、 となる。ここで＊は、複素共役転置行列（又は、ベクト
ル）を表わす。また、ｄ(n) は、トレーニングモードで
は既知信号系列であり、トラッキングモードでは判定器
４にて式３の結果を硬判定した出力信号系列となる。
【０００９】また、誤差信号ｅ(n) は、加算器５の出力
である。そして、次式で表される評価関数εを最小にす
るタップ係数ＣM (n) が求める値となる。 ここで、λは忘却係数（０＜λ≦１）を表す。式５を最
小にするＣM (n) は以下となる。 ＣM (n) ＝Ｒ-1(n) Ｄ(n) （６）
である。そして、次式で表される評価関数εを最小にす
るタップ係数ＣM (n) が求める値となる。 ここで、λは忘却係数（０＜λ≦１）を表す。式５を最
小にするＣM (n) は以下となる。 ＣM (n) ＝Ｒ-1(n) Ｄ(n) （６）
【００１０】さらに、時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣM (n-
1) ，Ｐ(n-1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣM (n) を漸
化的に求めるアルゴリズムは、以下のようになる。 Ｋ(n) ＝Ｐ(n-1) ＸM (n) ／［λ＋ＸM * (n) Ｐ(n-1) ＸM (n) ］ （９） ＣM (n) ＝ＣM (n-1) ＋Ｋ(n) ｅ* (n/n-1) （11） Ｐ(0) ＝δ-1Ｉ，ＣM (0) ＝０ （12） ここで、Ｋ(n) はカルマンゲイン、Ｐ(n) はタップ係数
の推定誤差共分散行列、Ｉは単位行列である。なお、こ
のタップ係数更新アルゴリズムについては、Ｓ．ヘイキ
ン著，武部幹訳：“適応フィルタ入門”，現代工学社，
第５章，(1987)，又は、J.G.PROAKIS：“DIGITAL COMMU
NICATION ”，McGRAW-HILL ，6.8 章，(1983)に詳しく
示されている。
1) ，Ｐ(n-1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣM (n) を漸
化的に求めるアルゴリズムは、以下のようになる。 Ｋ(n) ＝Ｐ(n-1) ＸM (n) ／［λ＋ＸM * (n) Ｐ(n-1) ＸM (n) ］ （９） ＣM (n) ＝ＣM (n-1) ＋Ｋ(n) ｅ* (n/n-1) （11） Ｐ(0) ＝δ-1Ｉ，ＣM (0) ＝０ （12） ここで、Ｋ(n) はカルマンゲイン、Ｐ(n) はタップ係数
の推定誤差共分散行列、Ｉは単位行列である。なお、こ
のタップ係数更新アルゴリズムについては、Ｓ．ヘイキ
ン著，武部幹訳：“適応フィルタ入門”，現代工学社，
第５章，(1987)，又は、J.G.PROAKIS：“DIGITAL COMMU
NICATION ”，McGRAW-HILL ，6.8 章，(1983)に詳しく
示されている。
【００１１】次に、図15に示したＰＬＬを組み込んだ判
定帰還形適応等化器の動作について説明する。等化器の
入力信号に周波数オフセットがある場合、加算器３の出
力には、周波数シフト成分θ(n) がそのまま残った形の
信号が得られる。θ(n) を考慮した場合の加算器３の出
力は、次式で表される。 Ｉ(n) exp[-jθ(n)] (13) 式13の出力と、θの推定値をθE で表した位相成分の予
測値exp[ jθE (n)]とを乗算器11で乗算すると次のＩ■
(n)が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) exp[-jθ(n)]exp[ jθE (n)] (14) 位相誤差δθ(n) をδθ(n) ＝θ(n) −θE (n) で定義
するとＩ■(n)は次式となる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) exp[-jδθ(n)] (15) ＰＬＬ16が正常な動作をしている場合には、δθ(n) も
微小であることより、Ｉ■(n)は、希望出力ｄ(n) に最
も近い信号になる。判定器12ではこの信号を硬判定し、
等化出力とする。次に加算器13で誤差信号を求める。誤
差信号ｅ(n) は次式のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) exp[-jδθ(n)] (16) 次に、式16で表される誤差信号に対して、ＰＬＬ16によ
って受けたベクトルの回転分だけ元に戻すため、位相成
分の予測値の複素共役値 exp[ -j θE (n)]を乗算器14
にて誤差信号ｅ(n) に乗じ、タップ係数更新回路６に出
力する。また、ＦＢ部の入力データに対しても位相成分
の予測値の複素共役値 exp[ -j θE (n)]を乗算器20に
て乗ずる。
定帰還形適応等化器の動作について説明する。等化器の
入力信号に周波数オフセットがある場合、加算器３の出
力には、周波数シフト成分θ(n) がそのまま残った形の
信号が得られる。θ(n) を考慮した場合の加算器３の出
力は、次式で表される。 Ｉ(n) exp[-jθ(n)] (13) 式13の出力と、θの推定値をθE で表した位相成分の予
測値exp[ jθE (n)]とを乗算器11で乗算すると次のＩ■
(n)が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) exp[-jθ(n)]exp[ jθE (n)] (14) 位相誤差δθ(n) をδθ(n) ＝θ(n) −θE (n) で定義
するとＩ■(n)は次式となる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) exp[-jδθ(n)] (15) ＰＬＬ16が正常な動作をしている場合には、δθ(n) も
微小であることより、Ｉ■(n)は、希望出力ｄ(n) に最
も近い信号になる。判定器12ではこの信号を硬判定し、
等化出力とする。次に加算器13で誤差信号を求める。誤
差信号ｅ(n) は次式のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) exp[-jδθ(n)] (16) 次に、式16で表される誤差信号に対して、ＰＬＬ16によ
って受けたベクトルの回転分だけ元に戻すため、位相成
分の予測値の複素共役値 exp[ -j θE (n)]を乗算器14
にて誤差信号ｅ(n) に乗じ、タップ係数更新回路６に出
力する。また、ＦＢ部の入力データに対しても位相成分
の予測値の複素共役値 exp[ -j θE (n)]を乗算器20に
て乗ずる。
【００１２】誤差信号ｅ(n) に対して、位相誤差検出回
路15では希望出力ｄ(n) で正規化を行い位相誤差を抽出
する。 ｅ(n)/ｄ(n) ＝１−［Ｉ(n)/ｄ(n) ］exp[-jδθ(n)] (17) ここで、δθ(n) が十分小さいときは次式が成り立ち、
位相誤差成分が検出される。 ｅ(n)/ｄ(n) ＝j δθ(n) (18) 位相誤差δθ(n) は第１積分器17に入力される。第１積
分器17には二つのパスがあり、一方では、δθ(n) が積
分され、その平均成分が計算される。この平均成分は位
相予測値に定常的に一定のベクトル回転を与える事にな
り、周波数オフセットの補償を行う。他の一つのパスは
瞬時的な位相誤差によってベクトル回転を与え、位相ジ
ッタを吸収する役目を果たす。第１積分では虚数部のみ
を計算すればよく、δθ(n) の平均値をδθa (n) と表
し、その出力は次式となる。 ｊ［δθ(n) ＋αδθa (n) ］ (19) ここで、δθa (n) はδθ(n) の積分値を表す。これを
第２積分器18に入力する前にベクトル化する。つまり係
数βをかけて、さらに実数部に値１を付与し、第２積分
器18の入力φ(n) は次式で表される。 φ(n) ＝１＋ｊβ［δθ(n) ＋αδθa (n) ］ (20) ＝exp ｛ｊβ［δθ(n) ＋αδθa (n) ］｝ (21) 第２積分器18においては、前のサンプルまでの積分値か
らφ(n) を用いて、ベクトル回転を行い、次のサンプル
における位相誤差予測値を次式による計算を行い求め
る。
路15では希望出力ｄ(n) で正規化を行い位相誤差を抽出
する。 ｅ(n)/ｄ(n) ＝１−［Ｉ(n)/ｄ(n) ］exp[-jδθ(n)] (17) ここで、δθ(n) が十分小さいときは次式が成り立ち、
位相誤差成分が検出される。 ｅ(n)/ｄ(n) ＝j δθ(n) (18) 位相誤差δθ(n) は第１積分器17に入力される。第１積
分器17には二つのパスがあり、一方では、δθ(n) が積
分され、その平均成分が計算される。この平均成分は位
相予測値に定常的に一定のベクトル回転を与える事にな
り、周波数オフセットの補償を行う。他の一つのパスは
瞬時的な位相誤差によってベクトル回転を与え、位相ジ
ッタを吸収する役目を果たす。第１積分では虚数部のみ
を計算すればよく、δθ(n) の平均値をδθa (n) と表
し、その出力は次式となる。 ｊ［δθ(n) ＋αδθa (n) ］ (19) ここで、δθa (n) はδθ(n) の積分値を表す。これを
第２積分器18に入力する前にベクトル化する。つまり係
数βをかけて、さらに実数部に値１を付与し、第２積分
器18の入力φ(n) は次式で表される。 φ(n) ＝１＋ｊβ［δθ(n) ＋αδθa (n) ］ (20) ＝exp ｛ｊβ［δθ(n) ＋αδθa (n) ］｝ (21) 第２積分器18においては、前のサンプルまでの積分値か
らφ(n) を用いて、ベクトル回転を行い、次のサンプル
における位相誤差予測値を次式による計算を行い求め
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の適応等化器は以
上のような構成になっているために、以下に記すような
課題があった。
上のような構成になっているために、以下に記すような
課題があった。
【００１４】硬判定する前の適応等化器の出力Ｉ(n)
は、１シンボル前、すなわち、時刻（n-1)に定めたタッ
プ係数と等化器入力信号より求めるため、伝送路特性が
急速に変動している場合には、遅延誤差による影響で等
化特性が劣化するという課題があった。
は、１シンボル前、すなわち、時刻（n-1)に定めたタッ
プ係数と等化器入力信号より求めるため、伝送路特性が
急速に変動している場合には、遅延誤差による影響で等
化特性が劣化するという課題があった。
【００１５】また、位相同期回路を組み込んだ等化器に
おいては、搬送波周波数と受信機の基準周波数が一致し
ないために生ずるような、単一周波数で表される変動に
は追従できるが、周波数選択性フェージングのような、
複数の周波数成分をもつ伝送路の変動に対しては、追従
性の改善はなされないという課題があった。
おいては、搬送波周波数と受信機の基準周波数が一致し
ないために生ずるような、単一周波数で表される変動に
は追従できるが、周波数選択性フェージングのような、
複数の周波数成分をもつ伝送路の変動に対しては、追従
性の改善はなされないという課題があった。
【００１６】この発明はかかる課題を解決するためにな
されたもので、伝送路特性の急速な変動や、複数の周波
数成分をもつ伝送路の変動に対して、追従性を向上させ
た適応等化器を得ることを目的とする。
されたもので、伝送路特性の急速な変動や、複数の周波
数成分をもつ伝送路の変動に対して、追従性を向上させ
た適応等化器を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１に関わる発明の適応等化器は、タップ付
き遅延回路を有する等化フィルタ部と、データ判定部
と、タップ係数演算部とを備え、タップ係数演算部では
タップ係数更新アルゴリズムに従い等化フィルタ部のタ
ップ係数を更新する適応等化器であって、タップ係数更
新後のタップ係数とタップ係数更新に用いた等化フィル
タ部の入力信号とから事後推定値を求める手段と、上記
事後推定値と参照信号（データ判定部の出力データまた
は既知信号系列）とに基づき補正信号を発生する手段と
を備え、上記補正信号により次の等化フィルタ部の入力
信号に対する等化フィルタ部の出力値を補正するように
したものである。
めに、請求項１に関わる発明の適応等化器は、タップ付
き遅延回路を有する等化フィルタ部と、データ判定部
と、タップ係数演算部とを備え、タップ係数演算部では
タップ係数更新アルゴリズムに従い等化フィルタ部のタ
ップ係数を更新する適応等化器であって、タップ係数更
新後のタップ係数とタップ係数更新に用いた等化フィル
タ部の入力信号とから事後推定値を求める手段と、上記
事後推定値と参照信号（データ判定部の出力データまた
は既知信号系列）とに基づき補正信号を発生する手段と
を備え、上記補正信号により次の等化フィルタ部の入力
信号に対する等化フィルタ部の出力値を補正するように
したものである。
【００１８】また、請求項２に関わる発明の適応等化器
は、タップ付き遅延回路を有する等化フィルタ部と、デ
ータ判定部と、タップ係数演算部とを備え、タップ係数
演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従い等化フィ
ルタ部のタップ係数を更新する適応等化器であって、タ
ップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事前推定
値と参照信号（データ判定部の出力データまたは既知信
号系列）とに基づき補正信号を発生する手段を備え、上
記補正信号により次の等化フィルタ部の入力信号に対す
る等化フィルタ部の出力値を補正するようにしたもので
ある。
は、タップ付き遅延回路を有する等化フィルタ部と、デ
ータ判定部と、タップ係数演算部とを備え、タップ係数
演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従い等化フィ
ルタ部のタップ係数を更新する適応等化器であって、タ
ップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事前推定
値と参照信号（データ判定部の出力データまたは既知信
号系列）とに基づき補正信号を発生する手段を備え、上
記補正信号により次の等化フィルタ部の入力信号に対す
る等化フィルタ部の出力値を補正するようにしたもので
ある。
【００１９】また、請求項３に関わる発明の適応等化器
は、タップ付き遅延回路を有する等化フィルタ部と、デ
ータ判定部と、タップ係数演算部とを備え、タップ係数
演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従い等化フィ
ルタ部のタップ係数を更新する適応等化器であって、タ
ップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に用いた
等化フィルタ部の入力信号とから事後推定値を求める手
段と、上記事後推定値とタップ係数更新前の等化フィル
タ部の出力である事前推定値とに基づき補正信号を発生
する手段とを備え、上記補正信号により次の等化フィル
タ部の入力信号に対する等化フィルタ部の出力値を補正
するようにしたものである。
は、タップ付き遅延回路を有する等化フィルタ部と、デ
ータ判定部と、タップ係数演算部とを備え、タップ係数
演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従い等化フィ
ルタ部のタップ係数を更新する適応等化器であって、タ
ップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に用いた
等化フィルタ部の入力信号とから事後推定値を求める手
段と、上記事後推定値とタップ係数更新前の等化フィル
タ部の出力である事前推定値とに基づき補正信号を発生
する手段とを備え、上記補正信号により次の等化フィル
タ部の入力信号に対する等化フィルタ部の出力値を補正
するようにしたものである。
【００２０】また、請求項４に関わる発明の適応等化器
は、フィードフォワード部（ＦＦ部）とフィードバック
部（ＦＢ部）にタップ付き遅延回路を有する等化フィル
タ部と、データ判定部と、タップ係数演算部とを備え、
タップ係数演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従
い等化フィルタ部のタップ係数を更新する判定帰還形適
応等化器であって、ＦＦ部のタップ係数更新後のタップ
係数とタップ係数更新に用いた等化フィルタ部の入力信
号とからＦＦ部の事後推定値を求める手段と、ＦＢ部の
タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に用い
た等化フィルタ部の入力信号とからＦＢ部の事後推定値
を求める手段と、上記ＦＦ部およびＦＢ部の事後推定値
と参照信号（データ判定部の出力データまたは既知信号
系列）とに基づき補正信号を発生する手段とを備え、上
記補正信号により次の等化フィルタ部の入力信号に対す
る等化フィルタ部の出力値を補正するようにしたもので
ある。
は、フィードフォワード部（ＦＦ部）とフィードバック
部（ＦＢ部）にタップ付き遅延回路を有する等化フィル
タ部と、データ判定部と、タップ係数演算部とを備え、
タップ係数演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従
い等化フィルタ部のタップ係数を更新する判定帰還形適
応等化器であって、ＦＦ部のタップ係数更新後のタップ
係数とタップ係数更新に用いた等化フィルタ部の入力信
号とからＦＦ部の事後推定値を求める手段と、ＦＢ部の
タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に用い
た等化フィルタ部の入力信号とからＦＢ部の事後推定値
を求める手段と、上記ＦＦ部およびＦＢ部の事後推定値
と参照信号（データ判定部の出力データまたは既知信号
系列）とに基づき補正信号を発生する手段とを備え、上
記補正信号により次の等化フィルタ部の入力信号に対す
る等化フィルタ部の出力値を補正するようにしたもので
ある。
【００２１】
【作用】以上のように構成された請求項１に係わる発明
の適応等化器では、タップ係数更新後のタップ係数とタ
ップ係数更新に用いた等化フィルタ部の入力信号とから
事後推定値を求め、それを参照信号（データ判定部の出
力データまたは既知信号系列）と比較し、フィルタリン
グを行い、次の等化フィルタ部の入力信号に対する等化
フィルタ部の出力の補正値を定め、その補正値を用いて
次の事前推定値の補正を行うことにより、上記事後推定
出力と参照信号との差が補正されて、伝送路特性の変動
に対する追従性を改善することができる。
の適応等化器では、タップ係数更新後のタップ係数とタ
ップ係数更新に用いた等化フィルタ部の入力信号とから
事後推定値を求め、それを参照信号（データ判定部の出
力データまたは既知信号系列）と比較し、フィルタリン
グを行い、次の等化フィルタ部の入力信号に対する等化
フィルタ部の出力の補正値を定め、その補正値を用いて
次の事前推定値の補正を行うことにより、上記事後推定
出力と参照信号との差が補正されて、伝送路特性の変動
に対する追従性を改善することができる。
【００２２】また、請求項２に係わる発明の適応等化器
では、タップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である
事前推定値と、参照信号（データ判定部の出力データま
たは既知信号系列）とを比較し、フィルタリングを行
い、次の等化フィルタ部の出力の補正値を定め、その補
正値を用いて次の事前推定値の補正を行うことにより、
上記事前推定出力と参照信号の差が補正されて、伝送路
特性の変動に対する追従性を改善することができる。
では、タップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である
事前推定値と、参照信号（データ判定部の出力データま
たは既知信号系列）とを比較し、フィルタリングを行
い、次の等化フィルタ部の出力の補正値を定め、その補
正値を用いて次の事前推定値の補正を行うことにより、
上記事前推定出力と参照信号の差が補正されて、伝送路
特性の変動に対する追従性を改善することができる。
【００２３】また、請求項３に係わる発明の適応等化器
では、タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新
に用いた等化フィルタ部の入力信号とから求めた事後推
定値と、上記事後推定値とタップ係数更新前の等化フィ
ルタ部の出力である事前推定値とを比較し、フィルタリ
ングを行い、次の等化フィルタ部の出力値の補正値を定
め、その補正値を用いて次の事前推定値の補正を行うこ
とにより、上記事後推定値と事前推定値との差が補正さ
れて、伝送路特性の変動に対する追従性を改善すること
ができる。
では、タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新
に用いた等化フィルタ部の入力信号とから求めた事後推
定値と、上記事後推定値とタップ係数更新前の等化フィ
ルタ部の出力である事前推定値とを比較し、フィルタリ
ングを行い、次の等化フィルタ部の出力値の補正値を定
め、その補正値を用いて次の事前推定値の補正を行うこ
とにより、上記事後推定値と事前推定値との差が補正さ
れて、伝送路特性の変動に対する追従性を改善すること
ができる。
【００２４】また、請求項４に係わる発明の適応等化器
では、ＦＦ部のタップ係数更新後のタップ係数とタップ
係数更新に用いた等化フィルタ部の入力信号とからＦＦ
部の事後推定値を求め、およびＦＢ部のタップ係数更新
後のタップ係数とタップ係数更新に用いた等化フィルタ
部の入力信号とからＦＢ部の事後推定値を求め、上記Ｆ
Ｆ部およびＦＢ部の事後推定値と参照信号（データ判定
部の出力データまたは既知信号系列）とを比較し、フィ
ルタリングを行い、次のＦＦ部およびＦＢ部の出力の補
正値を定め、その補正値を用いて次のＦＦ部およびＦＢ
部の事前推定値の補正を行うことにより、上記事後推定
出力と参照信号との差が補正されて、伝送路特性の変動
に対する追従性を改善することができる。
では、ＦＦ部のタップ係数更新後のタップ係数とタップ
係数更新に用いた等化フィルタ部の入力信号とからＦＦ
部の事後推定値を求め、およびＦＢ部のタップ係数更新
後のタップ係数とタップ係数更新に用いた等化フィルタ
部の入力信号とからＦＢ部の事後推定値を求め、上記Ｆ
Ｆ部およびＦＢ部の事後推定値と参照信号（データ判定
部の出力データまたは既知信号系列）とを比較し、フィ
ルタリングを行い、次のＦＦ部およびＦＢ部の出力の補
正値を定め、その補正値を用いて次のＦＦ部およびＦＢ
部の事前推定値の補正を行うことにより、上記事後推定
出力と参照信号との差が補正されて、伝送路特性の変動
に対する追従性を改善することができる。
【００２５】
【実施例】実施例１．以下、請求項１に係わる発明の実
施例１について説明する。図１はこの発明の適応等化器
の実施例１を示す構成ブロック図である。図中、従来例
と同一部分には同一符号を付し説明を省く。図１におい
て、23はタップ係数更新回路、24は等化フィルタ部より
出力される事後推定出力と参照信号（データ判定部12の
出力データまたは既知信号系列）から、次の等化フィル
タ部入力データに対する事前推定出力の補正信号を出力
する補正信号発生回路、25は事前推定出力に補正信号を
乗ずる乗算器、26は参照信号（データ判定部12の出力デ
ータまたは既知信号系列）と事前推定出力との差をとり
誤差信号を発生する加算器である。
施例１について説明する。図１はこの発明の適応等化器
の実施例１を示す構成ブロック図である。図中、従来例
と同一部分には同一符号を付し説明を省く。図１におい
て、23はタップ係数更新回路、24は等化フィルタ部より
出力される事後推定出力と参照信号（データ判定部12の
出力データまたは既知信号系列）から、次の等化フィル
タ部入力データに対する事前推定出力の補正信号を出力
する補正信号発生回路、25は事前推定出力に補正信号を
乗ずる乗算器、26は参照信号（データ判定部12の出力デ
ータまたは既知信号系列）と事前推定出力との差をとり
誤差信号を発生する加算器である。
【００２６】図２は図１の補正信号発生回路24の内部構
成を示すブロック図である。図２において、27は事後推
定値入力端子、28は事後推定値に係数を乗ずる乗算器、
29は参照信号（データ判定部12の出力データまたは既知
信号系列）が入力する参照信号入力端子、30は参照信号
と乗算器28出力の差をとり誤差信号を発生する加算器、
31は事後推定値、参照信号、誤差信号より乗算器28の係
数を定める係数更新回路、32はこの係数の複素共役値を
とり補正信号を定める共役演算回路、33は乗算器25に補
正信号を出力する補正信号出力端子、34は乗算器20に係
数を出力するＦＢ部入力信号補正信号出力端子、35はタ
ップ係数更新回路23で用いる誤差を補正する信号を出力
する誤差補正信号出力端子である。
成を示すブロック図である。図２において、27は事後推
定値入力端子、28は事後推定値に係数を乗ずる乗算器、
29は参照信号（データ判定部12の出力データまたは既知
信号系列）が入力する参照信号入力端子、30は参照信号
と乗算器28出力の差をとり誤差信号を発生する加算器、
31は事後推定値、参照信号、誤差信号より乗算器28の係
数を定める係数更新回路、32はこの係数の複素共役値を
とり補正信号を定める共役演算回路、33は乗算器25に補
正信号を出力する補正信号出力端子、34は乗算器20に係
数を出力するＦＢ部入力信号補正信号出力端子、35はタ
ップ係数更新回路23で用いる誤差を補正する信号を出力
する誤差補正信号出力端子である。
【００２７】図１の適応等化器の動作について説明す
る。図３は図１に示す適応等化器の動作を説明するフロ
ーチャートである。ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部では、式３で示したように事前推定
出力Ｉ(n) を出力する。 Ｉ(n) ＝ＣM * (n-1) ＸM (n) （３） 式３の出力に対して補正信号発生回路24より出力される
補正信号ｗ(n-1) を乗算器25で乗算すると次のＩ■(n)
が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) ｗ(n-1) (23) 判定器12では、この信号を硬判定し、等化出力とする。
次に加算器13で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次
式のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) (24)
る。図３は図１に示す適応等化器の動作を説明するフロ
ーチャートである。ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部では、式３で示したように事前推定
出力Ｉ(n) を出力する。 Ｉ(n) ＝ＣM * (n-1) ＸM (n) （３） 式３の出力に対して補正信号発生回路24より出力される
補正信号ｗ(n-1) を乗算器25で乗算すると次のＩ■(n)
が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) ｗ(n-1) (23) 判定器12では、この信号を硬判定し、等化出力とする。
次に加算器13で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次
式のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) (24)
【００２８】次に式24で表される誤差信号は、タップ係
数更新回路23に送られる。タップ係数更新回路23では補
正信号によって受けたベクトルの補正量を元に戻すた
め、補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号ｅ(n)
に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行う。この
ときの誤差をｅE (n) とするとこれは次式で表される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) ］ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) (25) タップ係数更新回路23では、ｅE (n) と、等化フィルタ
部の入力信号とを用いて従来技術の例で述べたようなカ
ルマンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィ
ルタ部のタップ係数ＣM (n-1) を更新し、ＣM (n) とな
る。次に等化フィルタ部ではこの更新されたタップ係数
値を用い事後推定出力ＩP(n) を出力する。 ＩP (n) ＝ＣM * (n) ＸM (n) (26) 補正信号発生回路24ではこの事後推定出力ＩP (n) とデ
ータ判定部12の出力データ（または既知信号系列）を用
いて補正信号ｗ(n) を定める。
数更新回路23に送られる。タップ係数更新回路23では補
正信号によって受けたベクトルの補正量を元に戻すた
め、補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号ｅ(n)
に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行う。この
ときの誤差をｅE (n) とするとこれは次式で表される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) ］ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) (25) タップ係数更新回路23では、ｅE (n) と、等化フィルタ
部の入力信号とを用いて従来技術の例で述べたようなカ
ルマンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィ
ルタ部のタップ係数ＣM (n-1) を更新し、ＣM (n) とな
る。次に等化フィルタ部ではこの更新されたタップ係数
値を用い事後推定出力ＩP(n) を出力する。 ＩP (n) ＝ＣM * (n) ＸM (n) (26) 補正信号発生回路24ではこの事後推定出力ＩP (n) とデ
ータ判定部12の出力データ（または既知信号系列）を用
いて補正信号ｗ(n) を定める。
【００２９】図２の補正信号発生回路24の動作について
説明する。補正信号発生回路24では事後推定値入力端子
27から入力される事後推定値ＩP(n) と、参照信号入力
端子29から入力されるデータ判定部12の出力データ（ま
たは既知信号系列）からフィルタリングを行い補正信号
ｗ(n) を定める。ここでは、このフィルタリングをカル
マンフィルタを用いた場合について説明する。カルマン
フィルタにおける推定値を乗算器28の係数ｗ* (n-1) ，
その速度成分ｗV * (n-1) 、また、観測値を乗算器28の
係数と事後推定出力ＩP (n) の積とすると、推定値Ｃw
(n-1) および観測値Ｉw (n) は次式で表される。 ＣW (n-1) ＝［ｗ* (n-1),ｗV * (n-1) ］ (27) ＩW (n) ＝［ｗ(n-1),ｗV (n-1) ］ ・［ＩP * (n),0 ］* (28) ここで、ＸW (n) ＝［ＩP * (n),0 ］* とおき誤差信号
をｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ｄ(n) −ＩW (n) ＝ｄ(n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (30) となる。
説明する。補正信号発生回路24では事後推定値入力端子
27から入力される事後推定値ＩP(n) と、参照信号入力
端子29から入力されるデータ判定部12の出力データ（ま
たは既知信号系列）からフィルタリングを行い補正信号
ｗ(n) を定める。ここでは、このフィルタリングをカル
マンフィルタを用いた場合について説明する。カルマン
フィルタにおける推定値を乗算器28の係数ｗ* (n-1) ，
その速度成分ｗV * (n-1) 、また、観測値を乗算器28の
係数と事後推定出力ＩP (n) の積とすると、推定値Ｃw
(n-1) および観測値Ｉw (n) は次式で表される。 ＣW (n-1) ＝［ｗ* (n-1),ｗV * (n-1) ］ (27) ＩW (n) ＝［ｗ(n-1),ｗV (n-1) ］ ・［ＩP * (n),0 ］* (28) ここで、ＸW (n) ＝［ＩP * (n),0 ］* とおき誤差信号
をｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ｄ(n) −ＩW (n) ＝ｄ(n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (30) となる。
【００３０】時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW
(n-1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求
めるアルゴリズムは以下のようになる。 (a) フィルタ方程式 (b) カルマンゲイン (c) 推定誤差共分散行列 ＰW (n/n-1) ＝［ＰW (n-1) −ＫW (n-1) ・Ｘ* W (n-1) ＰW (n-1) ］ (34) ＰW (n) ＝ＡＰW (n/n-1) Ａ* ＋ＢＱ(n) Ｂ* (35) (d) 初期条件 ＰW (0) ＝δ-1Ｉ，ＣW (n) ＝０ (36) ここで、Ａは状態遷移行列、Ｂは駆動行列、Ｕ(n) ，Ｑ
(n) は白色ガウス雑音ベクトル、ＰW (n) は係数の推定
誤差共分散行列、Ｉは単位行列である。
(n-1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求
めるアルゴリズムは以下のようになる。 (a) フィルタ方程式 (b) カルマンゲイン (c) 推定誤差共分散行列 ＰW (n/n-1) ＝［ＰW (n-1) −ＫW (n-1) ・Ｘ* W (n-1) ＰW (n-1) ］ (34) ＰW (n) ＝ＡＰW (n/n-1) Ａ* ＋ＢＱ(n) Ｂ* (35) (d) 初期条件 ＰW (0) ＝δ-1Ｉ，ＣW (n) ＝０ (36) ここで、Ａは状態遷移行列、Ｂは駆動行列、Ｕ(n) ，Ｑ
(n) は白色ガウス雑音ベクトル、ＰW (n) は係数の推定
誤差共分散行列、Ｉは単位行列である。
【００３１】共役演算回路32では、このようにして求め
たｗ* (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝(n+1) Ｔの補正
信号とする。また、ＦＢ部入力信号を補正するｗ* (n)
をＦＢ部入力信号補正信号出力端子34から出力する。ま
た、式25で示したｅE (n) をタップ係数更新回路23で求
めるため誤差補正信号出力端子35からｗ* (n) を出力す
る。
たｗ* (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝(n+1) Ｔの補正
信号とする。また、ＦＢ部入力信号を補正するｗ* (n)
をＦＢ部入力信号補正信号出力端子34から出力する。ま
た、式25で示したｅE (n) をタップ係数更新回路23で求
めるため誤差補正信号出力端子35からｗ* (n) を出力す
る。
【００３２】なお、本実施例１では、フィルタリングに
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
【００３３】また、本実施例１では、タップ係数更新回
路23で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すため補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じさらに補正信号の２乗値で正規化を行って
いるが、等化器入力信号の時間的変動が遅い場合、また
は等化器出力の要求精度が低い場合には、この演算を行
わなくてもよい。
路23で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すため補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じさらに補正信号の２乗値で正規化を行って
いるが、等化器入力信号の時間的変動が遅い場合、また
は等化器出力の要求精度が低い場合には、この演算を行
わなくてもよい。
【００３４】また、本実施例１では、ＦＢ部入力信号を
ｗ* (n) で補正しているが、等化器入力信号の時間的変
動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低い場合
には、この演算を行わなくてもよい。
ｗ* (n) で補正しているが、等化器入力信号の時間的変
動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低い場合
には、この演算を行わなくてもよい。
【００３５】また、本実施例１では、判定帰還形適応等
化器について説明したが、ＦＢ部２がない線形適応等化
器でもよい。
化器について説明したが、ＦＢ部２がない線形適応等化
器でもよい。
【００３６】以上のように、本実施例１では、タップ係
数を一度更新した後に、事後の推定出力を求め、この誤
差をなくすように補正量を定めているために、等化器入
力信号の時間的変動が早い場合にも、その変化量を補正
することができる。
数を一度更新した後に、事後の推定出力を求め、この誤
差をなくすように補正量を定めているために、等化器入
力信号の時間的変動が早い場合にも、その変化量を補正
することができる。
【００３７】実施例２．以下、請求項２に係わる発明の
実施例２について説明する。図４はこの発明の適応等化
器の実施例１を示す構成ブロック図である。図中、従来
例もしくは実施例１と同一部分には同一符号を付し説明
を省く。図４において、36はタップ係数更新回路、37は
等化フィルタ部より出力される事前推定値と参照信号
（データ判定部12の出力データまたは既知信号系列）か
ら、次の等化フィルタ部入力データに対する事前推定出
力の補正信号を出力する補正信号発生回路である。
実施例２について説明する。図４はこの発明の適応等化
器の実施例１を示す構成ブロック図である。図中、従来
例もしくは実施例１と同一部分には同一符号を付し説明
を省く。図４において、36はタップ係数更新回路、37は
等化フィルタ部より出力される事前推定値と参照信号
（データ判定部12の出力データまたは既知信号系列）か
ら、次の等化フィルタ部入力データに対する事前推定出
力の補正信号を出力する補正信号発生回路である。
【００３８】図５は図４の補正信号発生回路37の内部構
成を示すブロック図である。図中、実施例１と同一部分
には同一符号を付し説明を省く。38は事前推定値入力端
子、39は事前推定値、参照信号、誤差信号より乗算器28
の係数を定める係数更新回路である。
成を示すブロック図である。図中、実施例１と同一部分
には同一符号を付し説明を省く。38は事前推定値入力端
子、39は事前推定値、参照信号、誤差信号より乗算器28
の係数を定める係数更新回路である。
【００３９】図４の適応等化器の動作について説明す
る。図６は図４に示す適応等化器の動作を説明するフロ
ーチャートである。ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部は、式３に示したように事前推定出
力Ｉ(n) を出力する。 Ｉ(n) ＝ＣM * (n-1) ＸM (n) （３） 式３の出力に対して補正信号発生回路37より出力される
補正信号ｗ(n-1) を乗算器25で乗算すると次のＩ■(n)
が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) ｗ(n-1) (23) 判定器12では、この信号を硬判定し等化出力とする。次
に、加算器13で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次
式のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) (24)
る。図６は図４に示す適応等化器の動作を説明するフロ
ーチャートである。ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部は、式３に示したように事前推定出
力Ｉ(n) を出力する。 Ｉ(n) ＝ＣM * (n-1) ＸM (n) （３） 式３の出力に対して補正信号発生回路37より出力される
補正信号ｗ(n-1) を乗算器25で乗算すると次のＩ■(n)
が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) ｗ(n-1) (23) 判定器12では、この信号を硬判定し等化出力とする。次
に、加算器13で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次
式のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) (24)
【００４０】次に式24で表される誤差信号は、タップ係
数更新回路36に送られる。タップ係数更新回路36では補
正信号によって受けたベクトルの補正量を元に戻すた
め、補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号ｅ(n)
に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行う。この
ときの誤差をｅE (n) として次式で表される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) ］ ・ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) (25) タップ係数更新回路36では、ｅE (n) と、等化フィルタ
部の入力信号を用いて従来技術の例で述べたようなカル
マンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィル
タ部のタップ係数ＣM (n-1) を更新し、ＣM (n) とな
る。
数更新回路36に送られる。タップ係数更新回路36では補
正信号によって受けたベクトルの補正量を元に戻すた
め、補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号ｅ(n)
に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行う。この
ときの誤差をｅE (n) として次式で表される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) ］ ・ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) (25) タップ係数更新回路36では、ｅE (n) と、等化フィルタ
部の入力信号を用いて従来技術の例で述べたようなカル
マンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィル
タ部のタップ係数ＣM (n-1) を更新し、ＣM (n) とな
る。
【００４１】また、補正信号発生回路37では事前推定出
力Ｉ(n) と参照信号（データ判定部12の出力データまた
は既知信号系列）を用いて補正信号ｗ(n) を定める。
力Ｉ(n) と参照信号（データ判定部12の出力データまた
は既知信号系列）を用いて補正信号ｗ(n) を定める。
【００４２】図５の補正信号発生回路37の動作について
説明する。補正信号発生回路37では事前推定値入力端子
38から入力される事前推定値Ｉ(n) と、参照信号入力端
子29から入力される参照信号（データ判定部12の出力デ
ータまたは既知信号系列）からフィルタリングを行い補
正信号ｗ(n) を定める。ここでは、このフィルタリング
をカルマンフィルタを用いた場合について説明する。カ
ルマンフィルタにおける推定値を乗算器28の係数ｗ* (n
-1) ，その速度成分ｗV * (n-1) 、また、観測値を乗算
器28の係数と事前推定出力Ｉ(n) の積とすると、推定値
Ｃw (n-1) および観測値Ｉw (n) は次式で表される。 ＣW (n-1) ＝［ｗ* (n-1),ｗV * (n-1) ］ (27) ＩW (n) ＝［ｗ(n-1),ｗV (n-1) ］［Ｉ* (n),0 ］* (37) ここでＸW (n) ＝［Ｉ* (n),0 ］* とおき誤差信号を
ｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ｄ(n) −ＩW (n) ＝ｄ(n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (30) となる。時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW (n-
1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求め
るアルゴリズムは、実施例１に示した式31から式35のよ
うになる。
説明する。補正信号発生回路37では事前推定値入力端子
38から入力される事前推定値Ｉ(n) と、参照信号入力端
子29から入力される参照信号（データ判定部12の出力デ
ータまたは既知信号系列）からフィルタリングを行い補
正信号ｗ(n) を定める。ここでは、このフィルタリング
をカルマンフィルタを用いた場合について説明する。カ
ルマンフィルタにおける推定値を乗算器28の係数ｗ* (n
-1) ，その速度成分ｗV * (n-1) 、また、観測値を乗算
器28の係数と事前推定出力Ｉ(n) の積とすると、推定値
Ｃw (n-1) および観測値Ｉw (n) は次式で表される。 ＣW (n-1) ＝［ｗ* (n-1),ｗV * (n-1) ］ (27) ＩW (n) ＝［ｗ(n-1),ｗV (n-1) ］［Ｉ* (n),0 ］* (37) ここでＸW (n) ＝［Ｉ* (n),0 ］* とおき誤差信号を
ｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ｄ(n) −ＩW (n) ＝ｄ(n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (30) となる。時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW (n-
1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求め
るアルゴリズムは、実施例１に示した式31から式35のよ
うになる。
【００４３】共役演算回路32では、このようにして求め
たｗ* (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝(n+1) Ｔの補正
信号とする。また、ＦＢ部入力信号を補正するｗ* (n)
をＦＢ部入力信号補正信号出力端子34から出力する。ま
た、式25で示したｅE (n) をタップ係数更新回路36で求
めるために、誤差補正信号出力端子35からｗ* (n) を出
力する。
たｗ* (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝(n+1) Ｔの補正
信号とする。また、ＦＢ部入力信号を補正するｗ* (n)
をＦＢ部入力信号補正信号出力端子34から出力する。ま
た、式25で示したｅE (n) をタップ係数更新回路36で求
めるために、誤差補正信号出力端子35からｗ* (n) を出
力する。
【００４４】なお、本実施例２では、フィルタリングに
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
【００４５】また、本実施例２では、タップ係数更新回
路36で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すため補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じさらに補正信号の２乗値で正規化を行って
いるが、等化器入力信号の時間的変動が遅い場合、また
は等化器出力の要求精度が低い場合には、この演算を行
わなくてもよい。
路36で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すため補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じさらに補正信号の２乗値で正規化を行って
いるが、等化器入力信号の時間的変動が遅い場合、また
は等化器出力の要求精度が低い場合には、この演算を行
わなくてもよい。
【００４６】また、本実施例２では、ＦＢ部入力信号を
ｗ* (n) で補正しているが、等化器入力信号の時間的変
動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低い場合
には、この演算を行わなくてもよい。
ｗ* (n) で補正しているが、等化器入力信号の時間的変
動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低い場合
には、この演算を行わなくてもよい。
【００４７】また、本実施例２では、判定帰還形適応等
化器について説明したが、ＦＢ部２がない線形適応等化
器でもよい。
化器について説明したが、ＦＢ部２がない線形適応等化
器でもよい。
【００４８】以上のように、本実施例２では、事前推定
出力より誤差をなくすように補正量を定めているため
に、事後推定出力を求める必要がなく、また等化器入力
信号に周波数オフセットのような定常誤差がある場合に
も、その変化量を補正することができる。
出力より誤差をなくすように補正量を定めているため
に、事後推定出力を求める必要がなく、また等化器入力
信号に周波数オフセットのような定常誤差がある場合に
も、その変化量を補正することができる。
【００４９】実施例３．以下、請求項３に係わる発明の
実施例３について説明する。図７はこの発明の適応等化
器の実施例３を示す構成ブロック図である。図中、従来
例もしくは実施例１，２と同一部分には同一符号を付し
説明を省く。図７において、40は等化フィルタ部より出
力される事前推定出力と事後推定出力から次の等化フィ
ルタ部入力データに対する事前推定出力の補正信号を出
力する補正信号発生回路である。
実施例３について説明する。図７はこの発明の適応等化
器の実施例３を示す構成ブロック図である。図中、従来
例もしくは実施例１，２と同一部分には同一符号を付し
説明を省く。図７において、40は等化フィルタ部より出
力される事前推定出力と事後推定出力から次の等化フィ
ルタ部入力データに対する事前推定出力の補正信号を出
力する補正信号発生回路である。
【００５０】図８は図７の補正信号発生回路40の内部構
成を示すブロック図である。図８において、41は事後推
定値が入力する事後推定値入力端子、42は事後推定値と
乗算器28の差をとり誤差信号を発生する加算器、43は事
後推定値、事前推定値、誤差信号より乗算器28の係数を
定める係数更新回路である。
成を示すブロック図である。図８において、41は事後推
定値が入力する事後推定値入力端子、42は事後推定値と
乗算器28の差をとり誤差信号を発生する加算器、43は事
後推定値、事前推定値、誤差信号より乗算器28の係数を
定める係数更新回路である。
【００５１】図７の適応等化器の動作について説明す
る。図９は図７に示す適応等化器の動作を説明するフロ
ーチャートである。ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部では、式３で示したように事前推定
出力Ｉ(n) を出力する。 Ｉ(n) ＝ＣM * (n-1) ＸM (n) （３） 式３の出力に対して補正信号発生回路40より出力される
補正信号ｗ(n-1) を乗算器25で乗算すると次のＩ■(n)
が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) ｗ(n-1) (23) 判定器12では、この信号を硬判定し等化出力とする。次
に加算器13で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次式
のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) (24)
る。図９は図７に示す適応等化器の動作を説明するフロ
ーチャートである。ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部では、式３で示したように事前推定
出力Ｉ(n) を出力する。 Ｉ(n) ＝ＣM * (n-1) ＸM (n) （３） 式３の出力に対して補正信号発生回路40より出力される
補正信号ｗ(n-1) を乗算器25で乗算すると次のＩ■(n)
が得られる。 Ｉ■(n)＝Ｉ(n) ｗ(n-1) (23) 判定器12では、この信号を硬判定し等化出力とする。次
に加算器13で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次式
のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) (24)
【００５２】次に式24で表される誤差信号は、タップ係
数更新回路23に送られる。タップ係数更新回路23では補
正信号によって受けたベクトルの補正量を元に戻すた
め、補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号ｅ(n)
に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行う。この
ときの誤差をｅE (n) とすると、次式で表される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) ］ ・ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) (25) タップ係数更新回路23では、ｅE (n) と、等化フィルタ
部の入力信号を用いて従来技術の例で述べたようなカル
マンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィル
タ部のタップ係数ＣM * (n-1) を更新し、ＣM * (n) と
なる。次に等化フィルタ部ではこの更新されたタップ係
数値を用い事後推定出力ＩP(n) を出力する。 ＩP (n) ＝ＣM * (n) ＸM (n) (26) 補正信号発生回路40ではこの事後推定出力ＩP (n) と事
前推定出力Ｉ(n) を用いて補正信号ｗ(n) を定める。
数更新回路23に送られる。タップ係数更新回路23では補
正信号によって受けたベクトルの補正量を元に戻すた
め、補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号ｅ(n)
に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行う。この
ときの誤差をｅE (n) とすると、次式で表される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ(n) ｗ(n-1) ］ ・ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) (25) タップ係数更新回路23では、ｅE (n) と、等化フィルタ
部の入力信号を用いて従来技術の例で述べたようなカル
マンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィル
タ部のタップ係数ＣM * (n-1) を更新し、ＣM * (n) と
なる。次に等化フィルタ部ではこの更新されたタップ係
数値を用い事後推定出力ＩP(n) を出力する。 ＩP (n) ＝ＣM * (n) ＸM (n) (26) 補正信号発生回路40ではこの事後推定出力ＩP (n) と事
前推定出力Ｉ(n) を用いて補正信号ｗ(n) を定める。
【００５３】図８の補正信号発生回路40の動作について
説明する。補正信号発生回路40では、事前推定値入力端
子38から入力される事前推定値Ｉ(n) と、事後推定値入
力端子41から入力される事後推定値ＩP (n) からフィル
タリングを行い補正信号ｗ(n) を定める。ここでは、こ
のフィルタリングをカルマンフィルタを用いた場合につ
いて説明する。カルマンフィルタにおける推定値を乗算
器28の係数ｗ* (n-1) ，その速度成分ｗV * (n-1) 、ま
た、観測値を乗算器28の係数と事前推定出力Ｉ(n) の積
とすると、推定値Ｃw (n-1) および観測値Ｉw (n) は次
式で表される。 ＣW (n-1) ＝［ｗ* (n-1),ｗV * (n-1) ］ (27) ＩW (n) ＝［ｗ(n-1),ｗV (n-1) ］ ・［Ｉ* (n),0 ］* (37) ここで、ＸW (n) ＝［Ｉ* (n),0 ］* とおき誤差信号
をｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ＩP (n) −ＩW (n) ＝ＩP (n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (38) となる。時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW (n-
1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求め
るアルゴリズムは、実施例１に示した31式から35式のよ
うになる。
説明する。補正信号発生回路40では、事前推定値入力端
子38から入力される事前推定値Ｉ(n) と、事後推定値入
力端子41から入力される事後推定値ＩP (n) からフィル
タリングを行い補正信号ｗ(n) を定める。ここでは、こ
のフィルタリングをカルマンフィルタを用いた場合につ
いて説明する。カルマンフィルタにおける推定値を乗算
器28の係数ｗ* (n-1) ，その速度成分ｗV * (n-1) 、ま
た、観測値を乗算器28の係数と事前推定出力Ｉ(n) の積
とすると、推定値Ｃw (n-1) および観測値Ｉw (n) は次
式で表される。 ＣW (n-1) ＝［ｗ* (n-1),ｗV * (n-1) ］ (27) ＩW (n) ＝［ｗ(n-1),ｗV (n-1) ］ ・［Ｉ* (n),0 ］* (37) ここで、ＸW (n) ＝［Ｉ* (n),0 ］* とおき誤差信号
をｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ＩP (n) −ＩW (n) ＝ＩP (n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (38) となる。時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW (n-
1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求め
るアルゴリズムは、実施例１に示した31式から35式のよ
うになる。
【００５４】共役演算回路32では、このようにして求め
たｗ* (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝(n+1) Ｔの補正
信号とする。また、ＦＢ部入力信号を補正するｗ* (n)
をＦＢ部入力信号補正信号出力端子34から出力する。ま
た、式25で示したｅE (n) をタップ係数更新回路23で求
めるため誤差補正信号出力端子35からｗ* (n) を出力す
る。
たｗ* (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝(n+1) Ｔの補正
信号とする。また、ＦＢ部入力信号を補正するｗ* (n)
をＦＢ部入力信号補正信号出力端子34から出力する。ま
た、式25で示したｅE (n) をタップ係数更新回路23で求
めるため誤差補正信号出力端子35からｗ* (n) を出力す
る。
【００５５】なお、本実施例３では、フィルタリングに
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
【００５６】また、本実施例３では、タップ係数更新回
路23で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すため補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じさらに補正信号の２乗値で正規化を行って
いるが、等化器入力信号の時間的変動が遅い場合、また
は等化器出力の要求精度が低い場合には、この演算を行
わなくてもよい。
路23で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すため補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じさらに補正信号の２乗値で正規化を行って
いるが、等化器入力信号の時間的変動が遅い場合、また
は等化器出力の要求精度が低い場合には、この演算を行
わなくてもよい。
【００５７】また、本実施例３では、ＦＢ部入力信号を
ｗ* (n) で補正しているが、等化器入力信号の時間的変
動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低い場合
には、この演算を行わなくてもよい。
ｗ* (n) で補正しているが、等化器入力信号の時間的変
動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低い場合
には、この演算を行わなくてもよい。
【００５８】また、本実施例３では、判定帰還形適応等
化器について説明したが、ＦＢ部２がない線形適応等化
器でもよい。
化器について説明したが、ＦＢ部２がない線形適応等化
器でもよい。
【００５９】以上のように、本実施例３では、事前推定
出力と事後推定出力とから、誤差をなくすように補正量
を定めているために、等化器入力信号の時間的変動が早
い場合にも、その変化量を補正することができる。
出力と事後推定出力とから、誤差をなくすように補正量
を定めているために、等化器入力信号の時間的変動が早
い場合にも、その変化量を補正することができる。
【００６０】実施例４．以下、請求項４に係わる発明の
実施例４について説明する。図10はこの発明の適応等化
器の実施例４を示す構成ブロック図である。図中、従来
例もしくは実施例１，２，３と同一部分には同一符号を
付し説明を省く。図10において、44はＦＦ部より出力さ
れるＦＦ部事後推定出力とＦＢ部より出力されるＦＢ部
事後推定出力と、参照信号（データ判定部12の出力デー
タまたは既知信号系列）とから、次のＦＦ部およびＦＢ
部の出力データである事前推定出力の補正信号を出力す
る補正信号発生回路、45はＦＦ部事前推定出力にＦＦ部
補正信号を乗ずる乗算器、46はＦＢ部事前推定出力にＦ
Ｂ部補正信号を乗ずる乗算器、47は乗算器45の出力と乗
算器46の出力を加算する加算器、48は参照信号（データ
判定部12の出力データまたは既知信号系列）と加算器47
の差をとり誤差信号を発生する加算器、58はタップ係数
更新回路である。
実施例４について説明する。図10はこの発明の適応等化
器の実施例４を示す構成ブロック図である。図中、従来
例もしくは実施例１，２，３と同一部分には同一符号を
付し説明を省く。図10において、44はＦＦ部より出力さ
れるＦＦ部事後推定出力とＦＢ部より出力されるＦＢ部
事後推定出力と、参照信号（データ判定部12の出力デー
タまたは既知信号系列）とから、次のＦＦ部およびＦＢ
部の出力データである事前推定出力の補正信号を出力す
る補正信号発生回路、45はＦＦ部事前推定出力にＦＦ部
補正信号を乗ずる乗算器、46はＦＢ部事前推定出力にＦ
Ｂ部補正信号を乗ずる乗算器、47は乗算器45の出力と乗
算器46の出力を加算する加算器、48は参照信号（データ
判定部12の出力データまたは既知信号系列）と加算器47
の差をとり誤差信号を発生する加算器、58はタップ係数
更新回路である。
【００６１】図11は図１の補正信号発生回路44の内部構
成を示すブロック図である。図11において、49はＦＦ部
事後推定値入力端子、50はＦＢ部事後推定値入力端子、
51はＦＦ部事後推定値に係数を乗ずる乗算器、52はＦＢ
部事後推定値に係数を乗ずる乗算器、53は参照信号と乗
算器51、乗算器52の差をとり誤差信号を発生する加算
器、54はＦＦ部事後推定値，ＦＢ部事後推定値，参照信
号，誤差信号より乗算器51，乗算器52の係数を定める係
数更新回路、55はこれら係数の複素共役値をとり補正信
号を定める共役演算回路、56は乗算器45にＦＦ部補正信
号を出力するＦＦ部補正信号出力端子、57は乗算器46に
ＦＢ部補正信号を出力するＦＢ部補正信号出力端子であ
る。
成を示すブロック図である。図11において、49はＦＦ部
事後推定値入力端子、50はＦＢ部事後推定値入力端子、
51はＦＦ部事後推定値に係数を乗ずる乗算器、52はＦＢ
部事後推定値に係数を乗ずる乗算器、53は参照信号と乗
算器51、乗算器52の差をとり誤差信号を発生する加算
器、54はＦＦ部事後推定値，ＦＢ部事後推定値，参照信
号，誤差信号より乗算器51，乗算器52の係数を定める係
数更新回路、55はこれら係数の複素共役値をとり補正信
号を定める共役演算回路、56は乗算器45にＦＦ部補正信
号を出力するＦＦ部補正信号出力端子、57は乗算器46に
ＦＢ部補正信号を出力するＦＢ部補正信号出力端子であ
る。
【００６２】図10の適応等化器の動作について説明す
る。図12は、図１に示す適応等化器の動作を説明するフ
ローチャートである。ＦＦ部１ではＦＦ部の事前推定出
力ＩFF(n) を出力する。 ＩFF(n) ＝ＣL * (n-1) ＸL (n) (39) 式39の出力に対して補正信号発生回路44より出力される
ＦＦ部補正信号ｗFF(n-1) を乗算器45で乗算すると次の
Ｉ■ FF(n) が得られる。 Ｉ■ FF(n) ＝ＩFF(n) ｗFF(n-1) (40) ＦＢ部２ではＦＢ部の事前推定出力ＩFB(n) を出力す
る。 ＩFB(n) ＝ＣM-L * (n-1) ＸM-L (n) (41) 式41の出力に対して補正信号発生回路44より出力される
ＦＢ部補正信号ｗFB(n-1) を乗算器46で乗算すると次の
Ｉ■ FB(n) が得られる。 Ｉ■ FB(n) ＝ＩFB(n) ｗFB(n-1) (42) 加算器47ではＩ■ FF(n) とＩ■ FB(n) を加算しＩ■
(n) を求める。 Ｉ■ (n) ＝ＩFB(n) ｗFB(n-1) ＋ＩFF(n) ｗFF(n-1) (43) 判定器12では、この信号を硬判定し等化出力とする。次
に加算器48で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次式
のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ■ (n) (44)
る。図12は、図１に示す適応等化器の動作を説明するフ
ローチャートである。ＦＦ部１ではＦＦ部の事前推定出
力ＩFF(n) を出力する。 ＩFF(n) ＝ＣL * (n-1) ＸL (n) (39) 式39の出力に対して補正信号発生回路44より出力される
ＦＦ部補正信号ｗFF(n-1) を乗算器45で乗算すると次の
Ｉ■ FF(n) が得られる。 Ｉ■ FF(n) ＝ＩFF(n) ｗFF(n-1) (40) ＦＢ部２ではＦＢ部の事前推定出力ＩFB(n) を出力す
る。 ＩFB(n) ＝ＣM-L * (n-1) ＸM-L (n) (41) 式41の出力に対して補正信号発生回路44より出力される
ＦＢ部補正信号ｗFB(n-1) を乗算器46で乗算すると次の
Ｉ■ FB(n) が得られる。 Ｉ■ FB(n) ＝ＩFB(n) ｗFB(n-1) (42) 加算器47ではＩ■ FF(n) とＩ■ FB(n) を加算しＩ■
(n) を求める。 Ｉ■ (n) ＝ＩFB(n) ｗFB(n-1) ＋ＩFF(n) ｗFF(n-1) (43) 判定器12では、この信号を硬判定し等化出力とする。次
に加算器48で誤差信号を求める。誤差信号ｅ(n) は次式
のように表される。 ｅ(n) ＝ｄ(n) −Ｉ■ (n) (44)
【００６３】また、ＦＦ部１，ＦＢ部２，加算器３から
なる等化フィルタ部では事前推定出力Ｉ(n) をタップ係
数更新回路58に出力する。
なる等化フィルタ部では事前推定出力Ｉ(n) をタップ係
数更新回路58に出力する。
【００６４】タップ係数更新回路58ではＦＦ部補正信号
およびＦＦ部補正信号によって受けたベクトルの補正量
を元に戻すため、次の計算により全体の補正量ｗ(n-1)
を求める。 ｗ(n-1) ＝Ｉ■ (n) ／Ｉ(n) (45) 次に、この補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行
う。このときの誤差をｅE (n) とするとこれは次式で表
される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ■ (n) ］ ・ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) （４６） タップ係数更新回路５８では、ｅE (n) と、等化フィル
タ部の入力信号を用いて従来技術の例で述べたようなカ
ルマンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィ
ルタ部のタップ係数を更新し、ＣL * (n) およびＣM-L
* (n) を定める。次に、ＦＦ部１ではこの更新されたタ
ップ係数値を用いＦＦ部の事後推定出力ＩPFF (n) 、Ｆ
Ｂ部２ではＦＢ部の事後推定出力ＩPFB (n) を出力す
る。 ＩPFF (n) ＝ＣL * (n) ＸL (n) (47) ＩPFB (n) ＝ＣM-L * (n) ＸM-L (n) (48) 補正信号発生回路44ではこのＦＦ部事後推定出力ＩPFF
(n) とＦＦ部事後推定出力ＩPFB (n) およびデータ判定
部12の出力データ（または既知信号系列）を用いてＦＦ
部事前推定出力に対する補正信号ｗFF(n) 、およびＦＢ
部事前推定出力に対するｗFB(n) を定める。
およびＦＦ部補正信号によって受けたベクトルの補正量
を元に戻すため、次の計算により全体の補正量ｗ(n-1)
を求める。 ｗ(n-1) ＝Ｉ■ (n) ／Ｉ(n) (45) 次に、この補正信号の複素共役値ｗ* (n-1) を誤差信号
ｅ(n) に乗じ、さらに補正信号の２乗値で正規化を行
う。このときの誤差をｅE (n) とするとこれは次式で表
される。 ｅE (n) ＝［ｄ(n) −Ｉ■ (n) ］ ・ｗ* (n-1) ／ｗ2 (n-1) （４６） タップ係数更新回路５８では、ｅE (n) と、等化フィル
タ部の入力信号を用いて従来技術の例で述べたようなカ
ルマンフィルタ等の適応アルゴリズムにより、等化フィ
ルタ部のタップ係数を更新し、ＣL * (n) およびＣM-L
* (n) を定める。次に、ＦＦ部１ではこの更新されたタ
ップ係数値を用いＦＦ部の事後推定出力ＩPFF (n) 、Ｆ
Ｂ部２ではＦＢ部の事後推定出力ＩPFB (n) を出力す
る。 ＩPFF (n) ＝ＣL * (n) ＸL (n) (47) ＩPFB (n) ＝ＣM-L * (n) ＸM-L (n) (48) 補正信号発生回路44ではこのＦＦ部事後推定出力ＩPFF
(n) とＦＦ部事後推定出力ＩPFB (n) およびデータ判定
部12の出力データ（または既知信号系列）を用いてＦＦ
部事前推定出力に対する補正信号ｗFF(n) 、およびＦＢ
部事前推定出力に対するｗFB(n) を定める。
【００６５】図11の補正信号発生回路44の動作について
説明する。補正信号発生回路44ではＦＦ部事後推定値入
力端子49から入力されるＦＦ部事後推定値ＩPFF (n)
と、ＦＢ部事後推定値入力端子50から入力されるＦＢ部
事後推定値ＩPFB (n) と参照信号入力端子29から入力さ
れる参照信号（データ判定部12の出力データまたは既知
信号系列）からフィルタリングを行い、ＦＦ部事前推定
出力に対する補正信号ｗFF(n) ，ＦＢ部事前推定出力に
対するｗFB(n) を定める。ここでは、このフィルタリン
グをカルマンフィルタを用いた場合について説明する。
カルマンフィルタにおける推定値を乗算器51と乗算器52
の係数をｗFF * (n-1)，ｗFB * (n-1) ，それらの速度成
分ｗFFV * (n-1) ，ｗFBV * (n-1) 、また、観測値を乗
算器51とＦＦ部事後推定値ＩPFF (n) の積と乗算器52の
係数とＦＢ部事後推定値の積ＩPFB (n) の和とすると、
推定値Ｃw (n-1) および観測値Ｉw (n)は次式で表され
る。 ＣW (n-1) ＝［ｗFF * (n-1),ｗFFV * (n-1), ｗFB * (n-1),ｗFBV * (n-1) ］ (49) ＩW (n) ＝ＣW (n-1) ［ＩPFF * (n),0 , IPFB * (n),0 ］* (50) ここで、ＸW (n) ＝［ＩPFF * (n),0 , ＩPFB * (n),0
］* とおき、誤差信号をｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ｄ(n) −ＩW (n) ＝ｄ(n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (30) となる。時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW (n-
1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求め
るアルゴリズムは、実施例１に示した式31から式35のよ
うになる。
説明する。補正信号発生回路44ではＦＦ部事後推定値入
力端子49から入力されるＦＦ部事後推定値ＩPFF (n)
と、ＦＢ部事後推定値入力端子50から入力されるＦＢ部
事後推定値ＩPFB (n) と参照信号入力端子29から入力さ
れる参照信号（データ判定部12の出力データまたは既知
信号系列）からフィルタリングを行い、ＦＦ部事前推定
出力に対する補正信号ｗFF(n) ，ＦＢ部事前推定出力に
対するｗFB(n) を定める。ここでは、このフィルタリン
グをカルマンフィルタを用いた場合について説明する。
カルマンフィルタにおける推定値を乗算器51と乗算器52
の係数をｗFF * (n-1)，ｗFB * (n-1) ，それらの速度成
分ｗFFV * (n-1) ，ｗFBV * (n-1) 、また、観測値を乗
算器51とＦＦ部事後推定値ＩPFF (n) の積と乗算器52の
係数とＦＢ部事後推定値の積ＩPFB (n) の和とすると、
推定値Ｃw (n-1) および観測値Ｉw (n)は次式で表され
る。 ＣW (n-1) ＝［ｗFF * (n-1),ｗFFV * (n-1), ｗFB * (n-1),ｗFBV * (n-1) ］ (49) ＩW (n) ＝ＣW (n-1) ［ＩPFF * (n),0 , IPFB * (n),0 ］* (50) ここで、ＸW (n) ＝［ＩPFF * (n),0 , ＩPFB * (n),0
］* とおき、誤差信号をｅW (n) とすると、 ＩW (n) ＝ＣW * (n-1) ＸW (n) (29) ｅW (n) ＝ｄ(n) −ＩW (n) ＝ｄ(n) −ＣW * (n-1) ＸW (n) (30) となる。時刻ｔ＝(n-1) Ｔの時のＣW (n-1) ，ＰW (n-
1) から、時刻ｔ＝ｎＴの時のＣW (n) を漸化的に求め
るアルゴリズムは、実施例１に示した式31から式35のよ
うになる。
【００６６】共役演算回路55では、このようにして求め
たｗFF * (n) ，ｗFB * (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝
(n+1) Ｔの補正信号とする。
たｗFF * (n) ，ｗFB * (n) の複素共役をとり、時刻ｔ＝
(n+1) Ｔの補正信号とする。
【００６７】なお、本実施例４では、フィルタリングに
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
カルマンフィルタを用いて説明したが、これは、ＺＦ(z
ero forcing)アルゴリズム、ＬＭＳ(Least mean squar
e) アルゴリズム、ＲＬＳ(Recursive least square)ア
ルゴリズム等のタップ係数更新アルゴリズムを用いても
よい。
【００６８】また、本実施例４では、タップ係数更新回
路58で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すための演算を行っているが、等化器入力信号の時
間的変動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低
い場合には、この演算を行わなくてもよい。
路58で、補正信号によって受けたベクトルの補正量を元
に戻すための演算を行っているが、等化器入力信号の時
間的変動が遅い場合、または等化器出力の要求精度が低
い場合には、この演算を行わなくてもよい。
【００６９】以上のように、本実施例４では、ＦＦ部１
とＦＢ部２とに分けて、それぞれ事後推定出力より誤差
をなくすように補正量を定めているために、等化器入力
信号の遅延分散が大きい場合にも、すなわち先行波と遅
延波の時間差が大きい場合にもその変化量を補正するこ
とができる。
とＦＢ部２とに分けて、それぞれ事後推定出力より誤差
をなくすように補正量を定めているために、等化器入力
信号の遅延分散が大きい場合にも、すなわち先行波と遅
延波の時間差が大きい場合にもその変化量を補正するこ
とができる。
【００７０】
【発明の効果】以上のように請求項１に係わる発明によ
れば、タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新
に用いた等化フィルタ部の入力信号より事後推定値を求
め、上記事後推定値と参照信号とに基づき補正信号を生
成し、次の入力信号に対する等化フィルタ部の出力値
（次の事前推定値）の補正を行うことにより、事後推定
出力と参照信号との差が補正され、伝送路特性の急速な
変動や、複数の周波数成分をもつ伝送路の変動に対し
て、追従性を向上させた適応等化器を得ることができ
る。
れば、タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新
に用いた等化フィルタ部の入力信号より事後推定値を求
め、上記事後推定値と参照信号とに基づき補正信号を生
成し、次の入力信号に対する等化フィルタ部の出力値
（次の事前推定値）の補正を行うことにより、事後推定
出力と参照信号との差が補正され、伝送路特性の急速な
変動や、複数の周波数成分をもつ伝送路の変動に対し
て、追従性を向上させた適応等化器を得ることができ
る。
【００７１】以上のように請求項２に係わる発明によれ
ば、タップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事
前推定値と参照信号とに基づき補正信号を生成し、次の
入力信号に対する等化フィルタ部の出力値（次の事前推
定値）の補正を行うことにより、事前推定出力と参照信
号との差が補正され、伝送路特性の急速な変動や、複数
の周波数成分をもつ伝送路の変動に対して、追従性を向
上させた適応等化器を得ることができる。
ば、タップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事
前推定値と参照信号とに基づき補正信号を生成し、次の
入力信号に対する等化フィルタ部の出力値（次の事前推
定値）の補正を行うことにより、事前推定出力と参照信
号との差が補正され、伝送路特性の急速な変動や、複数
の周波数成分をもつ伝送路の変動に対して、追従性を向
上させた適応等化器を得ることができる。
【００７２】以上のように請求項３に係わる発明によれ
ば、タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に
用いた等化フィルタ部の入力信号より事後推定値と、タ
ップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事前推定
値とに基づき補正信号を生成し、次の等化フィルタ部の
出力値（次の事前推定値）の補正を行うことにより、事
後推定出力と事前推定出力との差が補正され、伝送路特
性の急速な変動や、複数の周波数成分をもつ伝送路の変
動に対して、追従性を向上させた適応等化器を得ること
ができる。
ば、タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に
用いた等化フィルタ部の入力信号より事後推定値と、タ
ップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事前推定
値とに基づき補正信号を生成し、次の等化フィルタ部の
出力値（次の事前推定値）の補正を行うことにより、事
後推定出力と事前推定出力との差が補正され、伝送路特
性の急速な変動や、複数の周波数成分をもつ伝送路の変
動に対して、追従性を向上させた適応等化器を得ること
ができる。
【００７３】以上のように、本請求項４に係わる発明に
よれば、ＦＦ部とＦＢ部の事後推定出力を求め、それら
事後推定出力と参照信号とに基づき補正信号を生成し、
次のＦＦ部とＦＢ部の入力信号に対する等化フィルタ部
の出力値（次の事前推定値）の補正を行うことにより、
事後推定出力と参照信号との差が補正され、伝送路特性
の急速な変動や、複数の周波数成分をもつ伝送路の変動
に対して、追従性を向上させた適応等化器を得ることが
できる。
よれば、ＦＦ部とＦＢ部の事後推定出力を求め、それら
事後推定出力と参照信号とに基づき補正信号を生成し、
次のＦＦ部とＦＢ部の入力信号に対する等化フィルタ部
の出力値（次の事前推定値）の補正を行うことにより、
事後推定出力と参照信号との差が補正され、伝送路特性
の急速な変動や、複数の周波数成分をもつ伝送路の変動
に対して、追従性を向上させた適応等化器を得ることが
できる。
【図１】この発明の適応等化器の実施例１を示す構成ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】図１に示された補正信号発生回路の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】図１に示す適応等化器の動作を説明するフロー
チャートである。
チャートである。
【図４】この発明の適応等化器の実施例２を示す構成ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】図４に示された補正信号発生回路の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】図４に示す適応等化器の動作を説明するフロー
チャートである。
チャートである。
【図７】この発明の適応等化器の実施例３を示す構成ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】図７に示された補正信号発生回路の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図９】図７に示す適応等化器の動作を説明するフロー
チャートである。
チャートである。
【図１０】この発明の適応等化器の実施例４を示す構成
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１１】図１０に示された補正信号発生回路の内部構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図１２】図１０に示す適応等化器の動作を説明するフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図１３】図１０に示す適応等化器の動作を説明するフ
ローチャートである。（図１２の続き）
ローチャートである。（図１２の続き）
【図１４】従来の適応等化器を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図１５】従来の適応等化器を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図１６】本発明の実施例及び従来の移動体通信に用い
られるバーストフォーマットの一例を示す図である。
られるバーストフォーマットの一例を示す図である。
１ フィードフォワード部のトランスバーサルフィルタ
（ＦＦ部） ２ フィードバック部のトランスバーサルフィルタ（Ｆ
Ｂ部） ３ 加算器 ４ データ判定器 ５ 加算器 ６ タップ係数更新回路 ７ スイッチ回路 ８ 受信信号入力端子 ９ 既知信号系列入力端子 １０ 適応等化器の出力信号端子 １１ 乗算器 １２ データ判定器 １３ 加算器 １４ 乗算器 １５ 位相誤差検出回路 １６ 位相同期回路 １７ 第１積分器 １８ 第２積分器 １９ 共役演算回路 ２０ 乗算器 ２１ ユニークワード ２２ ランダムデ−タ部 ２３ タップ係数更新回路 ２４ 補正信号発生回路 ２５ 乗算器 ２６ 加算器 ２７ 事後推定値入力端子 ２８ 乗算器 ２９ 参照信号入力端子 ３０ 加算器 ３１ 係数更新回路 ３２ 共役演算回路 ３３ 補正信号出力端子 ３４ ＦＢ部入力信号補正信号出力端子 ３５ 誤差補正信号出力端子 ３６ タップ係数更新回路 ３７ 補正信号発生回路 ３８ 事前推定値入力端子 ３９ 係数更新回路 ４０ 補正信号発生回路 ４１ 事後推定値入力端子 ４２ 加算器 ４３ 係数更新回路 ４４ 補正信号発生回路 ４５ 乗算器 ４６ 乗算器 ４７ 加算器 ４８ 加算器 ４９ ＦＦ部事後推定値入力端子 ５０ ＦＢ部事後推定値入力端子 ５１ 乗算器 ５２ 乗算器 ５３ 加算器 ５４ 係数更新回路 ５５ 共役演算回路 ５６ ＦＢ部補正信号出力端子 ５７ ＦＦ部補正信号出力端子 ５８ タップ係数更新回路
（ＦＦ部） ２ フィードバック部のトランスバーサルフィルタ（Ｆ
Ｂ部） ３ 加算器 ４ データ判定器 ５ 加算器 ６ タップ係数更新回路 ７ スイッチ回路 ８ 受信信号入力端子 ９ 既知信号系列入力端子 １０ 適応等化器の出力信号端子 １１ 乗算器 １２ データ判定器 １３ 加算器 １４ 乗算器 １５ 位相誤差検出回路 １６ 位相同期回路 １７ 第１積分器 １８ 第２積分器 １９ 共役演算回路 ２０ 乗算器 ２１ ユニークワード ２２ ランダムデ−タ部 ２３ タップ係数更新回路 ２４ 補正信号発生回路 ２５ 乗算器 ２６ 加算器 ２７ 事後推定値入力端子 ２８ 乗算器 ２９ 参照信号入力端子 ３０ 加算器 ３１ 係数更新回路 ３２ 共役演算回路 ３３ 補正信号出力端子 ３４ ＦＢ部入力信号補正信号出力端子 ３５ 誤差補正信号出力端子 ３６ タップ係数更新回路 ３７ 補正信号発生回路 ３８ 事前推定値入力端子 ３９ 係数更新回路 ４０ 補正信号発生回路 ４１ 事後推定値入力端子 ４２ 加算器 ４３ 係数更新回路 ４４ 補正信号発生回路 ４５ 乗算器 ４６ 乗算器 ４７ 加算器 ４８ 加算器 ４９ ＦＦ部事後推定値入力端子 ５０ ＦＢ部事後推定値入力端子 ５１ 乗算器 ５２ 乗算器 ５３ 加算器 ５４ 係数更新回路 ５５ 共役演算回路 ５６ ＦＢ部補正信号出力端子 ５７ ＦＦ部補正信号出力端子 ５８ タップ係数更新回路
Claims (4)
- 【請求項１】 タップ付き遅延回路を有する等化フィル
タ部と、データ判定部と、タップ係数演算部とを備え、
タップ係数演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従
い等化フィルタ部のタップ係数を更新する適応等化器で
あって、 タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に用い
た等化フィルタ部の入力信号とから事後推定値を求める
手段と、上記事後推定値とデータ判定部の出力データま
たは既知信号系列とに基づき補正信号を発生する手段と
を備え、上記補正信号により次の等化フィルタ部の入力
信号に対する等化フィルタ部の出力値を補正することを
特徴とする適応等化器。 - 【請求項２】 タップ付き遅延回路を有する等化フィル
タ部と、データ判定部と、タップ係数演算部とを備え、
タップ係数演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従
い等化フィルタ部のタップ係数を更新する適応等化器で
あって、 タップ係数更新前の等化フィルタ部の出力である事前推
定値と、データ判定部の出力データまたは既知信号系列
とに基づき補正信号を発生する手段を備え、上記補正信
号により次の等化フィルタ部の入力信号に対する等化フ
ィルタ部の出力値を補正することを特徴とする適応等化
器。 - 【請求項３】 タップ付き遅延回路を有する等化フィル
タ部と、データ判定部と、タップ係数演算部とを備え、
タップ係数演算部ではタップ係数更新アルゴリズムに従
い等化フィルタ部のタップ係数を更新する適応等化器で
あって、 タップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更新に用い
た等化フィルタ部の入力信号とから事後推定値を求める
手段と、上記事後推定値とタップ係数更新前の等化フィ
ルタ部の出力である事前推定値とに基づき補正信号を発
生する手段とを備え、 上記補正信号により次の等化フィルタ部の入力信号に対
する等化フィルタ部の出力値を補正することを特徴とす
る適応等化器。 - 【請求項４】 フィードフォワード部（ＦＦ部）とフィ
ードバック部（ＦＢ部）にタップ付き遅延回路を有する
等化フィルタ部と、データ判定部と、タップ係数演算部
とを備え、タップ係数演算部ではタップ係数更新アルゴ
リズムに従い等化フィルタ部のタップ係数を更新する判
定帰還形適応等化器であって、 ＦＦ部のタップ係数更新後のタップ係数とタップ係数更
新に用いた等化フィルタ部の入力信号とからＦＦ部の事
後推定値を求める手段と、ＦＢ部のタップ係数更新後の
タップ係数とタップ係数更新に用いた等化フィルタ部の
入力信号とからＦＢ部の事後推定値を求める手段と、上
記ＦＦ部およびＦＢ部の事後推定値と、データ判定部の
出力データまたは既知信号系列とに基づき補正信号を発
生する手段とを備え、 上記補正信号により次の等化フィルタ部の入力信号に対
する等化フィルタ部の出力値を補正することを特徴とす
る適応等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05007822A JP3087491B2 (ja) | 1993-01-20 | 1993-01-20 | 適応等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05007822A JP3087491B2 (ja) | 1993-01-20 | 1993-01-20 | 適応等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06216710A JPH06216710A (ja) | 1994-08-05 |
| JP3087491B2 true JP3087491B2 (ja) | 2000-09-11 |
Family
ID=11676293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05007822A Expired - Fee Related JP3087491B2 (ja) | 1993-01-20 | 1993-01-20 | 適応等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3087491B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3391373B2 (ja) | 1998-10-13 | 2003-03-31 | 日本電気株式会社 | 適応等化器 |
| US6563812B1 (en) * | 1999-10-12 | 2003-05-13 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Method and apparatus for detecting multiple signals in a CDMA network |
-
1993
- 1993-01-20 JP JP05007822A patent/JP3087491B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06216710A (ja) | 1994-08-05 |
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