JPH03291025A - ディジタル信号等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル信号等化器に関し、ディジタル信号
の符号量干渉及び雑音等による伝送劣化を除去するディ
ジタル信号等化器に関する。

〔従来の技術〕

ディジタル通信においては、受信したディジタル信号の
符号量干渉および雑音等による伝送劣化を除去するため
等化器を用いる。第４図は従来の等化器のブロック図を
示す。受信波を準同期検波したベースバンド信号が、入
力端子１からトランスバ−サフィルタ２へ入力される。

以下の説明においては同相成分を実数成分に、直交成分
を虚数成分とする複素表示を用いてベースバンド信号を
表す。このベースバンド信号には符号量干渉および雑音
等による信号波形の劣化がある。トランスバーサルフィ
ルタ２のタップ係数は係数演算器５によって算出され、
信号波形劣化が補償された信号がトランスバーサルフィ
ルタ２から出力される。トランスバーサルフィルタ出力
は判定器３に入力され、識別判定されたディジタル信号
か出力端子６から出力される。等化誤差演算器４は判定
器３の入出力の差を計算して等化誤差を出力する。

この等化誤差と入力ベースパント信号をもとに係数演算
器５は等化誤差か小さくなるように夕・ノブ係数を更新
していく。このタップ係数更新アルゴリズムとしてはＺ
Ｆ　（Ｚｅｒｏ　　ｆｏｒｃ　ｉｎ−ｇ）アルゴリズム
、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　　ｍｅ　−ａｎ　　５ｑｕａｒ
ｅ）アルゴリズム、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　　　
１ｅａｓｔ　　　５ｑｕａｒｅ）アルゴリズム等か公知
である。ここではトランスバーサルフィルタ２か線形等
化器の場合について説明した。

ところでトランスバーサルフィルタ２か判定帰還型等化
器の場合には、第１図の点線で示すようにトランスバー
サルフィルタ２と係数演算器５に判定器３０判定出力か
供給され、トランスノく−サルフィルタ２の出力には判
定出力が帰還される。

ちなみに判定帰還型等化器を使用すれば、線形等化器と
比較して、タップ数か少なくて同等の効果を上げること
かできる。

ところて入力ベースパント信号を生成する準同期検波器
の基準信号周波数か、受信信号キャリア周波数に一致し
ていないと、準同期検波により得られたベースバンド信
号はキャリアオフセット周波数で回転している。ここで
回転するとは、信号スペースダイアグラム上で回転する
という意味である。上述した等化器の構成ではキャリア
オフセットに追従できず等化特性が著しく劣化する。

このような劣化を抑えるためにキャリア位相同期を行う
ＰＬＬを組み込んだ従来の等化器のブロック図を第５図
に示す（参考文献、村野、海上「情報・通信におけるデ
ィジタル信号処理１）。

この回路はトランスバーサルフィルタ８と、判定器９と
等価誤差演算器１０と係数演算器１１と、キャリア位相
誤差抽出する正規化回路１２と、キャリア位相誤差のフ
ィルタ処理を行うローパスフィルタ１３と、ローパスフ
ィルタ１３の出力をもとに、キャリア位相誤差を除去す
るための補償信号を出力するディジタルＶＣＯ１４と、
夕・ノブ係数に補償信号を複素数として乗算する複素乗
算器１５を有する。ＰＬＬは以下のように動作をする。

時刻ｎＴにおけるトランスバーサルフィルタ８の出力信
号をｙ　（ｎ）　−ｙ　（ｎ）を判定した判定器９の出
力をｄ　（ｎ）とする。ただしＴは入力ベースパント信
号のサンプリング周期である。

ｙ　（ｎ）は以下のように表すことかきる。

ｙ　（ｎ）＝ｖ　（ｎ）ｅｘｐ　　（−）△θ（ｎ））
・・・　　（１） ここで△θ（ｎ）はキャリア位相誤差であり、またｖ　
（ｎ）は△θ（ｎ）か零のときの等化された信号成分で
ある。定常状態ては△θ（ｎ、　）は微小量である。受
信信号に含まれている雑音か少なく、ＰＬＬか正常な動
作を行い△θ（ｎ）が微小量とみなせる場合にはｖ　（
ｎ）　＝ｄ　（ｎ）となるので、等化誤差算器１０の出
力ｅ　（ｎ）は以下のように表せる。

ｅ　　（ｎ）　　＝ｄ　　（ｎ）　　−ｙ　　（ｎ）＝
ｊｄ（ｎ）　△θ　（ｎ） ・・・　（２ａ） 正規化回路１２は、等化誤差演算器１０の出力ｅ　（ｎ
）をｄ　（ｎ）で正規化する。正規化回路１２の出力を
ｃ　（ｎ）とすると、 ｃ　　（ｎ）＝ｅ　　（ｎ）／ｄ　　（ｎ）＃　ｊ△θ
　（ｎ）・・・　（２ｂ） となり、キャリア位相誤差成分が抽出される。つぎにｃ
　（ｎ）はローパスフィルタ１３に入力される。ラグリ
ードフィルタを用いた完全積分形２次ＰＬＬを形成する
ときのローパスフィルタの構成例を第５図の一点鎖線内
に示す。この構成では２つのバスがあり、第１のバスは
位相誤差を累積することにより、トランスバーサルフィ
ルタ出力ｙ　（ｎ）に含まれる平均的な周波数オフセッ
ト量を計算する。この平均量はディジタルＶＣＯ１４の
周波数制御情報となり、対応する周波数で回転する補償
信号を発生する。すなわちこのバスはラグリードフィル
タのコンデンサと同様の働きをする。第２のバスは瞬時
的な位相誤差に比例してディジタルｖＣ○の補償信号に
位相回転を与え、瞬時的な位相ジッタを吸収する作用が
ある。すなわち、このバスはラグリードフィルタの抵抗
と同様な働きをする。このローパスフィルタには容量値
を決めるパラメータａ１抵抗値を決めるパラメータｂが
あり、所望のフィルタの特性に応じて値が設定される。

ディジダルＶＣＯ１４においては、ローパスフィルタ１
３の出力を積分して補償信号を出力する。そして複素乗
算器１５においてタップ係数に補償し１３の出力を積分
して補償信号を乗算することにより、キャリア位相誤差
を補償する。

〔発明が解決しようとする課題〕

このフィードバック型ＰＬＬを組み込んだ等化器はキャ
リア周波数オフセットのような単一周波数で表せる変動
には追従できるか、複数の周波数成分を持つ伝送路の変
動には追従できない。またループ中ではフィルタ処理か
行われているので、フィルタ出力値は過去のキャリア位
相変動の量の平均値であり速く変動している入力信号に
追従てきない。つまり、ＰＬＬ機構になっているので、
入力信号の周波数が急激に変動しているときにはフィー
ルドバック遅延のため、応答か遅くなり検波特性に劣化
を生じるという問題があった。

本発明は上記の点に鑑みなされたもので、複数の周波数
成分を持つ伝送路の変動及び受信ディジタル信号の周波
数の急激な変動に追従するディジタル信号等化器を提供
することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は受信したディジタル信号を供給されるトランス
バーサルフィルタとトランスバーサルフィルタの出力信
号を逆変調してキャリア変動信号を抽出する逆変調器と
、キャリア変動信号の時系列から次の時点のキャリア変
動信号予測を行なって補償用信号を生成する補償用信号
生成回路と、補償用信号を用いてトランスバーサルフィ
ルタの出力信号のキャリア変動分を除去したのち信号判
定を行ない、判定結果を出力すると共に逆変調器に供給
する補償及び判定回路とを有し、補償用信号生成回路の
キャリア変動信号予測で得た信号に判定結果を用いて再
変調した信号とトランスバサルフィルタの出力信号との
差から得た等化誤差に応じてトランスバーサルフィルタ
の係数値と補償用信号生成回路のキャリア変動信号予測
の係数値とを制御する。

また、キャリア変動信号の時系列から推定誤差か最小と
なるように係数値を制御して次の時点のキャリア変動信
号予測を行なって補償用信号を生成し、補償及び判定回
路の信号判定前後の信号の差から得た等化誤差に応じて
該トランスバーサルフィルタの係数値を制御する。

〔作用〕

本発明においては、キャリア変動信号予測を行なって得
た補償用信号でトランスバーサルフィルタの出力信号の
キャリア変動信号を除去するため、複数の周波数成分を
持つ伝送路の変動及び受信したディジタル信号の周波数
の急激な変動に追従することかできる。

Ｃ実施例〕 第１図は本発明の等花器の第１実施例のブロック図を示
す。受信波を準同期検波したベースバンド信号ｘ（ｉ）
か、入力端子１７からトランスバーサルフィルタ１８へ
入力される。この信号は符号量干渉及び雑音等により信
号波形が劣化している。

トランスバーサルフィルタ１８のタップ係数＋Ｗｋ）は
係数演算器２２によって決められ、符号量干渉が等化さ
れた信号かトランスバーサルフィルタ１８から出力され
る。時刻ｉのときのトランスバーサルフィルタ出力をｙ
　（ｉ）とすると以下のように表せる。なお、ｘ　（ｉ
）、ｙ　（ｉ）は複素数である。

・・・　　　（３） ただしＮはトランスバーサルフィルタ１８のタップ数で
ある。トランスバーサルフィルタ１８のタップ係数（Ｗ
ｋ）は後述する評価関数Ｅ　（ｉ）を最小にするように
決められる。このトランスバーサルフィルタ出力ｙ　（
ｉ）はキャリアの振幅変動および位相変動の影響を受け
ている。これらの変動を予測する処理を行ない、その処
理結果を入力とする逆数演算器２６から、キャリア変動
信号の予測については後述する。トランスバーサルフィ
ルタ１８出力と補償用信号が複素乗算器２５において乗
積され、キャリア変動分が除去される。

複素乗算器２５の出力は判定器１９に入力され、判定さ
れたディジタル信号が出力端子２１から出力される。

キャリア変動信号予測器２４の動作について詳しく説明
する。まず、逆変調器２３は、トランスバーサルフィル
タ出力ｙ（ｉ）を判定器１９の出力信号ｄ（ｉ）を用い
て逆変調し、キャリア変動信号ｚ　（ｉ）を次式により
抽出する。これは複素数での割算である。っまりｙ　（
ｉ）　＝ｕ　（ｉ）　十ｖ（ｉ）及びｄ　（ｉ）＝ａ　
（ｉ）　十ｊｂ　（ｉ）とすると、次式で表される。

ｚ　　（ｉ）　　＝ｙ　　（ｉ）　／ｄ　　（ｉ）キャ
リア変動信号予測器２４はキャリア変動信号ｚ（ｉ）の
時系列（ｚ　（ｋ）’ｔをもとに、ｚ　（ｉ＋１）の値
を予測する。この予測の様子を第２図に示す。同図は（
ｚ　（ｋ）ｌを信号スペースダイアグラムで示したもの
で、図中の実線は◎印で示したｚ　（ｉ）の予測値の軌
跡を表している。

たたし横軸は同相成分、縦軸は直交成分を表している。

ｆｚ　（ｋ）　）には雑音か含まれるので、予測におい
てこの雑音を平均化する必要がある。予測アルゴリズム
としてＡＲ（Ａｕｔｏ　　ｒｅｇｒｅｓｓｉｖｅ）モデ
ル（参照文献、木村英紀著ｒディジタル信号処理と制御
」）を用いた場合について詳述する。このモデルでは （５） のような関係式か成立するように、パラメータ（ａｋｌ
を求める。ただしＭはＡＲモデルの次数であり、ｎ（ｉ
）は推定誤差である。このパラメタ導出は、後述する評
価関数か最小なるという条件の下で行われる。導出され
た（ａｋｌをもとにｚ（ｉ）の予測値Ｚｅ　（ｉ）を以
下のようにして求める。

逆数演算器２６において、ｚｅ（ｉ）の逆数１／Ｚｅ（
ｉ）を計算し、補償用信号を生成する。

次にトランスバーサルフィルタ１８のタップ係数（Ｗｋ
）とパラメータ（ａ　ｋ）を求めるアルゴリズムについ
て説明する。判定器１９の出力信号ｄ（ｉ）を用いて予
測キャリア変動信号ｚ（ｉ）に再変調即ち複素乗算を行
った信号を変調器２７が出力する。この再変調信号とト
ランスバーサルフィルタ出力ｙ　（ｉ）との差を等化誤
差演算回路２０か計算し、等化誤差ｅ（ｉ）を得る。し
たかってｅ　（ｉ）は以下のように表せる。

ｅ　　（ｉ）＝ｄ　　（ｉ）ｚｅ　　（ｉ）−ｙ　　（
ｉ）・・・　（７） 評価関数Ｅ　（ｉ）を等化誤差ｅ（ｉ）を使って以下の
ように定義する。

ただしλは忘却係数と呼ばれるパラメータであり、０〈
λ≦１である。トランスバーサルフィルタ１８のタップ
係数（Ｗｋ）及びキャリア信号予測器のパラメータ（ａ
ｋｌは、この評価関数Ｅ（ｉ）を最小にするようにして
係数演算器２２、キャリア変動信号予測器２４夫々で求
める。つまり以下の連立方程式を満足するように（Ｗｋ
）及び（ａｋ）を決める。

ａＥ（ｉ）／ａｗｋ （ｋ＝１，２．−・Ｎ） ・・・　（９ａ） ａＥ（ｉ）／δａｋ　　　＝　　　０ （ｋ＝１．２．、、Ｎ）　　　　　　　　・・・（９ｂ
）（９ａ）式は係数演算器２２で演算し、（９ｂ）式は
キャリア変動予測器２４で演算する。

この条件は線形方程式なので従来の方法で容易に解くこ
とができる。また、従来のＬＭＳあるいはＲＬＳアルゴ
リズムなどにより逐次的に解くこともできる。

以上のような動作をするので位相変動だけでなく振幅変
動を補償することができ、自動利得調整機能付き増幅器
で補償しきれなかった受信ディジタル信号の振幅変動が
起こった場合でも変動に追従できる。またキャリア変動
信号予測器２４を用いているので、キャリア周波数オフ
セットのような単一周波数で表せる変動だけでなく、複
数の周波数成分を持つ伝送路の変動に追従でき、また入
力信号の周波数の急激な変動にも高速に追従てき検波特
性か向上する。

第３図は本発明の等花器の第２実施例のブロック図を示
す。受信波を準同期検波したベースバンド信号ｘ（ｉ）
か、入力端子２８からトランスバーサルフィルタ２９へ
入力される。この信号は符号量干渉および雑音等により
信号波形が劣化している。トランスバーサルフィルタ２
９のタップ係数（Ｗｋ）は係数演算器３３によって決め
られ、符号量干渉が等化された信号がトランスバーサル
フィルタ２９から出力される。時１ｉ１１　ｉのときの
トランスバーサルフィルタ出力ｙ（ｉ）は（３）式で表
わされる。トランスバーサルフィルタ２９のタップ係数
（Ｗｋ）は、後述の評価関数を最小にするように制御さ
れる。このトランスバーサルフィルタ出力ｙ　（ｉ）は
キャリア振幅変動及び位相変動の影響を受けている。こ
れらの変動を予測する処理を行ない、その処理結果を入
力とする逆数演算器３６から、キャリア変動を補償する
補償用信号か生成されている。キャリア変動信号の予測
については後述する。トランスバーサルフィルタ２９の
出力と補償用信号か複素乗算器３７において乗積され、
キャリア変動分か除去される。複素乗算器３７の出力は
判定器３０に入力され、判定されたディジタル信号ｄ（
ｉ）が出力端子３２から出力される。等化誤差演算器回
路３１は、複素乗算器３７の出力ｙ＋　　Ｎ）と判定器
３ｏの出力信号ｄ（ｉ）の差を計算し、等化誤差ｅ（ｉ
）を出力する。

ｅ　　（ｉ）　　＝ｄ　　（ｉ）　　−３’＋　　（ｉ
）−ＧＯ）なお、評価関数Ｅ　（ｉ）は（８）式で定義
される。

キャリア変動信号予測器３５の動作について詳しく説明
するに、逆変調器３４は、トランスバーサルフィルタ出
力ｙ（ｉ）を判定器３０の出力信号ｄ（ｉ）を用いて逆
変調し、キャリア変動信号ｚ　（ｉ）を（４）式により
抽出する。

キャリア変動信号予測器３５は第１実施例と同様に、キ
ャリア変動信号ｚ　（ｉ）の時系列（ｚ　（ｋ）　）を
もとに、ｚ　（ｉ＋１）の値を予測する。予測アルゴリ
ズムとしてＡＲモデルを用いた場合（５）式の関係式が
成立するパラメータ（ａ　ｋ）を求める。このパラメー
タ導出は、推定誤差ｎ　（ｉ）が最小になるという条件
の下で行われる。このようにして求められた（ａｋ）を
もとに、ｚ（ｉ）の予測値Ｚｅ　（ｉ）を（６）式によ
り求める。逆数演算器において、Ｚｅ　（ｉ）の逆数１
／Ｚｅ（ｉ）を計算し、補償用信号を生成する。

以上のような動作をするので位相変動だけでなく幅変動
を補償することができ、自動利得調整機能付き、増幅器
で補償しきれなかった受信ディジタル信号の振幅変動が
起こった場合でも変動に追従できる。また、キャリア変
動信号予測器３５を用いているので、キャリア周波数オ
フセットのような単一波波数で表せる変動だけではなく
、複数の周波数成分を持つ伝送路の変動に追従でき、ま
た、入力信号の周波数の急激な変動にも高速に追従でき
検波特性か向上する。

〔発明の効果〕

上述の如く、本発明のディジタル信号等化器は、請求項
（１）、（２）の構成により、複数の周波数成分を持つ
伝送路の変動及び受信ティジタル信号の周波数の急激な
変動に追従でき、また受信ディジタル信号の振幅変動か
起きてもこれに追従でき、検波特性か向上し、実用上き
わめて有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図夫々は本発明の等化器の各実施例のブロ
ック図、第２図はキャリア変動信号予測器の動作説明図
、第４図、第５図夫々は従来の等化器の各側のブロック
図である。 １７．２８・・・入力端子、１８．２９・・・トランス
バーサルフィルタ、１９．３０・・・判定器、２０゜３
１・・・等化誤差演算回路、２１．３２・・・出力端子
、２２．３３・・・係数演算器、２３．３４・・・逆変
調器、２４．３５・・・キャリア変動信号予測器、２５
゜３７・・・複素乗算器、２６．３６・・・逆数演算器
、２７・・・変調器。 中５東の４１と七１／）ブロー、２巳

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信したディジタル信号を供給させるトランスバ
   ーサルフィルタと、 該トランスバーサルフィルタの出力信号を逆変調してキ
   ャリア変動信号を抽出する逆変調器と、該キャリア変動
   信号の時系列から次の時点のキャリア変動信号予測を行
   なって補償用信号を生成する補償用信号生成回路と、 該補償用信号を用いて該トランスバーサルフィルタの出
   力信号のキャリア変動信号を除去したのち信号判定を行
   ない、判定結果を出力すると共に該逆変調器に供給する
   補償及び判定回路とを有し、該補償用信号生成回路のキ
   ャリア変動信号予測で得た信号に該判定結果を用いて再
   変調した信号と該トランスバーサルフィルタの出力信号
   との差から得た等化誤差に応じて該トランスバーサルフ
   ィルタの係数値と補償用信号生成回路のキャリア変動信
   号予測の係数値とを制御することを特徴とする。ディジ
   タル信号等化器。
2. （２）受信したディジタル信号とを供給されるトランス
   バーサルフィルタと、 該トランスバーサルフィルタの出力信号を逆変調してキ
   ャリア変動信号を抽出する逆変調器と、該キャリア変動
   信号の時系列から推定誤差が最小となるように係数値を
   制御して次の時点のキャリア変動信号予測を行なって補
   償用信号を生成する補償信号生成回路と、 該補償用信号を用いて該トランスバーサルフィルタの出
   力信号のキャリア変動信号を除去したのち信号判定を行
   ない、判定結果を出力すると共に該逆変調器に供給する
   補償及び判定回路とを有し、該補償及び判定回路の信号
   判定前後の信号の差から得た等化誤差に応じて該トラン
   スバーサフィルタの係数値を制御することを特徴とする
   ディジタル信号等化器。